DE102018111293A1

DE102018111293A1 - Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine

Info

Publication number: DE102018111293A1
Application number: DE102018111293.9A
Authority: DE
Inventors: Yasuaki Aoki; Shinji Makita
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2017-05-12
Filing date: 2018-05-11
Publication date: 2018-11-15
Also published as: US10770998B2; JP2018196179A; JP6848664B2; US20180331645A1

Abstract

Eine Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine wird bei einem Steuerungssystem mit einer Leistungsumwandlungsschaltung, einer rotierenden elektrischen Maschine und einem Kondensator angewendet. Das Steuerungsgerät wählt zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die einen Befehlsspannungsvektor umgeben, der an einer rotierenden elektrischen Maschine aus einer Leistungsumwandlungsschaltung angelegt wird, und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Das Steuerungsgerät wählt von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die sich von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren unterscheiden, die vorher ausgewählt worden sind, auf der Grundlage eines Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine aus. Das Steuerungsgerät steuert das Leistungsumwandlungsgerät zur Durchführung von Schaltbetrieben zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine auf der Grundlage der ausgewählten drei Arten aktiver Spannungsvektoren.

Description

HINTERGRUND
Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine, das bei einem Steuerungssystem angewendet wird, wobei das Steuerungssystem eine Leistungsumwandlungsschaltung, die durch einen Schaltbetrieb betrieben wird, eine rotierende elektrische Maschine, der eine aus der Leistungsumwandlungsschaltung ausgegebene Wechselstromleistung zugeführt wird, und einen Kondensator aufweist, der auf einer Eingangsseite der Leistungsumwandlungsschaltung vorgesehen ist.
Das nachfolgende Steuerungsgerät ist als ein Steuerungsgerät der vorstehend beschriebenen Bauart bekannt. Das heißt, dass das Steuerungsgerät die Leistungsumwandlungsschaltung durch einen Schaltbetrieb auf der Grundlage von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren betreibt, die einen Befehlsspannungsvektor des Leistungsumwandlungsgeräts umgeben und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. In diesem Betriebsverfahren wird während einer einzelnen Schaltperiode der Leistungsumwandlungsschaltung eine Auftrittszeit der aktiven Spannungsvektoren kürzer und wird eine Auftrittszeit von Null-Spannungsvektoren (Zero-Spannungsvektor) länger. Als Ergebnis erhöht sich ein Welligkeitsstrom, der zu einem Kondensator fließt.
Als eine Technik zum Lösen dieses Problems offenbart die japanische Patentveröffentlichung Nr. 4143918 ein Steuerungsgerät, das die Leistungsumwandlungsschaltung auf der Grundlage von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren betreibt, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen. Als Ergebnis dieser Technik kann die Auftrittszeit der aktiven Spannungsvektoren während einer einzelnen Schaltperiode erhöht werden und kann der Welligkeitsstrom, der zu dem Kondensator fließt, reduziert werden. Jedoch verringert sich in dem Betriebsverfahren, das auf den zweiten Arten aktiver Spannungsvektoren beruht, die eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, ein maximaler Wert des Betrags eines Spannungsvektors, der von der Leistungsumwandlungsschaltung ausgegeben werden kann, im Vergleich zu dem Betriebsverfahren, das auf den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren beruht, die eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Das heißt, dass sich ein maximales Modulationsverhältnis einer Ausgangsspannung der Leistungsumwandlungsschaltung verringert. Daher kann in einem Hochmodulationsverhältnisbereich, in dem das Modulationsverhältnis größer als ein vorbestimmter Wert ist, das Betriebsverfahren, das auf den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, beruht, nicht verwendet werden. Der Welligkeitsstrom, der zu dem Kondensator fließt, kann nicht reduziert werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist somit wünschenswert, ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine bereitzustellen, das in der Lage ist, einen Welligkeitsstrom, der zu einem Kondensator fließt, in einem Hochmodulationsverhältnisbereich zu reduzieren.
Ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung stellt ein Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine bereit. Das Steuerungsgerät wird bei einem Steuerungssystem angewendet, das aufweist: eine Leistungsumwandlungsschaltung, die Schaltbetriebe zum Umwandeln von Gleichstromleistung aus einer Gleichstromleistungsquelle (40) in Wechselstromleistung und zur Ausgabe der Wechselstromleistung durchführt, eine rotierende elektrische Maschine, der der aus der Leistungsumwandlungsschaltung ausgegebene Wechselstromleistung zugeführt wird, und einen Kondensator, der parallel zu der Gleichstromleistungsversorgung geschaltet ist und auf einer Eingangsseite der Leistungsumwandlungsschaltung vorgesehen ist. Das Steuerungsgerät weist auf: eine erste Auswahleinheit, die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren auswählt, die einen Befehlsspannungsvektor umgeben, der an die rotierende elektrische Maschine von der Leistungsumwandlungsschaltung angelegt wird, und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen, eine zweite Auswahleinheit, die von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den durch die erste Auswahleinheit ausgewählten aktiven Spannungsvektoren unterscheidet, auf der Grundlage eines Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine auswählt, und eine Betriebseinheit, die das Leistungsumwandlungsgerät zur Durchführung von Schaltbetrieben zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine auf der Grundlage der zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die durch die erste Auswahleinheit ausgewählt werden, und der einen der zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren steuert, die durch die zweite Auswahleinheit ausgewählt wird.
Wenn Auftrittszeiten der zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 60° aufweisen, sich während einer einzelnen Schaltperiode der Leistungsumwandlungsschaltung erhöhen, erhöht sich ein maximaler Wert eines Betrags eines Spannungsvektors, der ausgegeben werden kann. Wenn demgegenüber die Auftrittszeiten der zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, sich während der einzelnen Schaltperiode erhöhen, erhöht sich der Effekt des Reduzierens eines Welligkeitsstroms, der zu dem Kondensator fließt. Daher kann als Ergebnis davon, dass die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 60° aufweisen und die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, beide während der einzelnen Schaltperiode auftreten, der Effekt des Reduzierens des Welligkeitsstroms, der zu dem Kondensator fließt, erzielt werden, während der maximale Wert des Betrags des Spannungsvektors, der ausgegeben werden kann, erhöht wird.
Im Hinblick auf das vorstehend Beschriebene wählt gemäß dem beispielhaften Ausführungsbeispiel die erste Auswahleinheit die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die eine Phasendifferenz von 60° aufweisen. Zusätzlich wählt die zweite Auswahleinheit von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, eine Art eines aktiven Spannungsvektors, die sich von den durch die erste Auswahleinheit ausgewählten aktiven Spannungsvektoren unterscheidet, auf der Grundlage des Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine aus. Dabei wird die Auswahl auf der Grundlage des Antriebszustands durchgeführt, da der geeignete aktive Spannungsvektor zum Erzielen des Welligkeitsstromreduktionseffekts auf der Grundlage des Antriebszustands variiert.
Die Leistungsumwandlungsschaltung wird durch einen Schaltbetrieb zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine auf der Grundlage der drei Arten aktiver Spannungsvektoren betrieben, die durch die erste Auswahleinheit und die zweite Auswahleinheit ausgewählt werden. Daher können zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, selbst in einem Hochmodulationsverhältnisbereich verwendet werden, und kann der zu dem Kondensator fließende Welligkeitsstrom reduziert werden.
Figurenliste
In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

1 eine Gesamtkonfigurationsdarstellung eines Steuerungssystems einer rotierenden elektrischen Maschine gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel,
2A und 2B schematische Darstellungen von Übergängen eines Wechselrichterstroms und eines Kondensatorstroms,
3 eine Darstellung eines Aspekts einer Erhöhung in einem Welligkeitsstrom,
4 eine Darstellung von Ausgangsbegrenzungen in Bezug auf 60°-Spannungsvektoren und 120°-Spannungsvektoren,
5 eine Darstellung von Beziehungen zwischen Spannungsvektoren, einem Schaltmuster jeder Phase, jeder Phasenspannung und einem Raumvektor,
6A bis 6C Darstellungen von 60°-Spannungsvektoren, 120°-Spannungsvektoren und resultierenden Vektoren,
7A bis 7C Darstellungen von Übergängen in einem Schaltmuster entsprechend den 60°-Spannungsvektoren, den 120°-Spannungsvektoren und den resultierenden Vektoren,
8 eine Darstellung eines hexagonalen Raumvektors, der in zwölf Abschnitten unterteilt ist,
9 eine Darstellung der Spannungsvektoren, die in jedem der zwölf Abschnitte verwendet wird, und eines Verhältnisses von Auftrittszeit jedes Spannungsvektors während einer einzelnen Schaltperiode,
10 eine Darstellung eines Raumvektors, der in sechs Abschnitte entsprechend den 60°-Spannungsvektoren unterteilt ist,
11 eine Darstellung der Spannungsvektoren, die in jedem der sechs Abschnitte verwendet werden, und eines Verhältnisses von Auftrittszeit von jedem Spannungsvektor während einer einzelnen Schaltperiode,
12 eine Darstellung eines Raumvektors, der in sechs Abschnitte entsprechend den 120°-Spannungsvektoren unterteilt ist,
13 eine Darstellung der Spannungsvektoren, die in jedem der sechs Abschnitte verwendet werden, und eines Verhältnisses von Auftrittszeit von jedem Spannungsvektor während einer einzelnen Schaltperiode,
14 eine Darstellung von Übergängen in Abschnitt und Übergängen in jeder Phasenspannung,
15 ein Flussdiagramm von Schritten in einem Steuerungsprozess für die rotierende elektrische Maschine,
16 eine Darstellung eines Verfahrens zur Einstellung eines Verhältniskoeffizienten,
17 eine Darstellung eines Welligkeitsstromreduktionseffekts,
18 ein Flussdiagramm der Schritte in einem Steuerungsprozess für eine rotierende elektrische Maschine gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel,
19 eine Darstellung zur Erläuterung des Verhältniskoeffizienten,
20 ein Flussdiagramm der Schritte in einem Steuerungsprozess für eine rotierende elektrische Maschine gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel,
21 eine Darstellung einer Phasendifferenz zwischen einem Spannungsvektor und einem Stromvektor,
22A und 22B Darstellungen eines Spitzenwertreduktionseffekts eines Wechselrichterstroms, und
23 ein Flussdiagramm der Schritte in einem Steuerungsprozess für eine rotierende elektrische Maschine gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Erstes Ausführungsbeispiel
Ein erstes Ausführungsbeispiel, das ein Steuerungsgerät gemäß der vorliegenden Offenbarung verwirklicht, ist nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Das Steuerungsgerät gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird bei einem Drei-Phasen-Wechselrichter angewendet, der mit einer rotierenden elektrischen Drei-Phasen-Maschine verbunden ist.
Wie es in 1 gezeigt ist, weist ein Steuerungssystem eine rotierende elektrische Maschine 10, einen Wechselrichter 20 und ein Steuerungsgerät 30 auf. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine bürstenlose Synchronmaschine als die rotierende elektrische Maschine 10 verwendet. Beispielsweise kann eine Permanentmagnet-Synchronmaschine als die Synchronmaschine verwendet werden.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel konfiguriert die rotierende elektrische Maschine 10 ein Antriebsgerät 12, das einen Lüfter oder eine Pumpe aufweist. Die rotierende elektrische Maschine 10 treibt den Lüfter oder die Pumpe an. Beispielsweise ist der Lüfter ein Radiatorlüfter oder ein Lüfter für eine Luftaufbereitung in einem Fahrzeuginnenraum. Beispielsweise ist die Pumpe eine Ölpumpe oder eine Wasserpumpe.
Die rotierende elektrische Maschine 10 ist mit einer Batterie 40 mit dem Wechselrichter 20 dazwischen verbunden. Die Batterie 40 dient als eine Gleichstromleistungsversorgung. Der Wechselrichter 20 weist eine Leistungsumwandlungsschaltung 22 auf. Die Leistungsumwandlungsschaltung 22 weist Reihenschaltungskörper auf, die aus Oberzweigschaltern SUH, SVH und SWH sowie Unterzweigschaltern SUL, SVL und SWL zusammengesetzt sind.
Ein erstes Ende einer U-Phasen-Wicklung 11U der rotierenden elektrischen Maschine 10 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den U-Phasen-Ober- und Unterzweigschaltern SUH und SUL verbunden. Ein erstes Ende einer V-Phasen-Wicklung 11V der rotierenden elektrischen Maschine 10 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den V-Phasen-Ober- und Unterzweigschaltern SVH und SVL verbunden. Ein erstes Ende einer W-Phasen-Wicklung 11W der rotierenden elektrischen Maschine 10 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den W-Phasen-Ober- und Unterzweigschaltern SWH und SWL verbunden. Jeweilige zweite Enden der U-, V- und W-Phasen-Wicklungen 11U, 11V und 11W sind mit einem Neutralpunkt verbunden. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die U-, V- und W-Phasen-Wicklungen 11U, 11V und 11W induktive Lasten und sind voneinander um einen elektrischen Winkel von 120° verschoben.
Der Wechselrichter 20 weist einen Kondensator 21 an einer Eingangsseite davon auf. Der Kondensator 21 glättet eine Eingangsspannung des Wechselrichters 20. Insbesondere ist ein hochpotentialseitiger Anschluss des Kondensators 21 mit einem elektrischen Pfad verbunden, der einen positiven Anschluss der Batterie 40 und jeweilige Drains der Oberzweigschalter SUH bis SWH verbindet. Ein niedrigpotentialseitiger Anschluss des Kondensators 21 ist mit einem elektrischen Pfad verbunden, der einen negativen Anschluss der Batterie 40 und jeweilige Sources der Unterzweigschalter SUL bis SWL verbindet.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden spannungsgesteuerte Halbleiterschaltelemente als die Schalter SUH, SUL, SVH, SVL, SWH und SWL verwendet. Genauer werden N-Kanal-Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs) verwendet. Die Schalter SUH, SUL, SVH, SVL, SWH und SWL sind jeweils mit parasitären Dioden DUH, DUL, DVH, DVL, DWH und DWL versehen.
Das Steuerungssystem weist eine Stromerfassungseinheit 50 und eine Spannungserfassungseinheit 51 auf. Die Stromerfassungseinheit 50 erfasst Ströme von zumindest zwei Phasen unter Phasenströmen, die zu der rotierenden elektrischen Maschine 10 fließen. Die Spannungserfassungseinheit 51 erfasst eine Anschlussspannung des Kondensators 21 als eine Leistungsversorgungsspannung VDC. Erfassungswerte der Stromerfassungseinheit 50 und der Spannungserfassungseinheit 51 werden in das Steuerungsgerät 30 eingegeben.
Das Steuerungsgerät 30 ist hauptsächlich durch einen Mikrocomputer konfiguriert. Die Steuerungseinheit 30 führt einen Schaltbetrieb des Wechselrichters 20 zur Durchführung einer Regelung zur Steuerung einer Regelgröße der rotierenden elektrischen Maschine 10 auf einen Befehlswert davon durch. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Regelgröße eine Drehzahl. Der Befehlswert davon ist eine Befehlsdrehzahl Ntgt. Das Steuerungsgerät 30 berechnet einen Befehlsspannungsvektor Vtr zur Steuerung der Drehzahl auf die Befehlsdrehzahl Ntgt. Als Ergebnis davon, dass der Schaltbetrieb des Wechselrichters 20 derart durchgeführt wird, dass ein Spannungsvektor, der an die rotierende elektrische Maschine 10 angelegt wird, der Befehlsspannungsvektor Vtr ist, fließen sinuswellenförmige Phasenströme, die voneinander um 120° verschoben sind, zu der rotierenden elektrischen Maschine 10.
Das Steuerungsgerät 30 ist konfiguriert, einen elektrischen Winkel θe der rotierenden elektrischen Maschine 10 zu beschaffen. Beispielsweise führt das Steuerungsgerät 30 eine positionssensorlose Steuerung durch und schätzt den elektrischen Winkel θe während dieser Steuerung. Die positionssensorlose Steuerung ist eine Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine 10, die ohne Verwendung von Drehwinkelinformationen der rotierenden elektrischen Maschine 10 durchgeführt wird, die durch eine Drehwinkelerfassungseinheit wie ein Hall-Element oder ein Resolver erfasst werden.
Hier verwirklicht das Steuerungsgerät 30 verschiedene Steuerungsfunktionen durch Ablauf eines Programms, das in der Speichereinheit gespeichert ist, die in dem Steuerungsgerät 30 selbst vorgesehen ist. Die verschiedenen Steuerungsfunktionen können durch eine elektronische Schaltung, die Hardware ist, verwirklicht werden. Alternativ dazu können die verschiedenen Steuerungsfunktionen durch sowohl Hardware als auch Software verwirklicht werden.
Nachstehend ist ein Welligkeitsstrom, der zu dem Kondensator 21 fließt, unter Bezugnahme auf 2A und 2B sowie 3 beschrieben.
2A zeigt Übergänge in einem Wechselrichterstrom Idc. 2B zeigt Übergänge in einem Kondensatorstrom Icf, der ein zu dem Kondensator 21 fließender Strom ist. Der Wechselrichterstrom Idc ist ein Strom, der von einem Verbindungspunkt zwischen einem hochpotentialseitigen Anschluss des Kondensators 21 und dem elektrischen Pfad, der den positiven Anschluss der Batterie 40 und die jeweiligen Drains der Oberzweigschalter SUH bis SWH verbindet, zu den jeweiligen Drains der Oberzweigschalter SUH bis SWH fließt. Eine Richtung, in der der Wechselrichterstrom Idc von dem Verbindungspunkt zu den jeweiligen Drains der Oberzweigschalter SUH bis SWH fließt, ist als eine positive Richtung definiert. Eine Richtung, in der der Kondensatorstrom Icf von dem Verbindungspunkt zu dem hochpotentialseitigen Anschluss des Kondensators 21 hinfließt, ist als eine positive Richtung definiert.
Zur Vereinfachung erscheinen in 2A und 2B eine Periode ε (0<ε<1), während der der Spannungsvektor, der an die rotierende elektrische Maschine 10 angelegt wird, ein aktiver Spannungsvektor ist, und eine Periode „1-ε“, während der Spannungsvektor ein Null-Spannungsvektor (Zero-Spannungsvektor) ist, in abwechselnder Weise. Dabei wird ε auf der Grundlage eines Schaltmusters von jedem Schalter, der die Leistungsumwandlungsschaltung 22 konfiguriert, und dergleichen bestimmt. In 2 bezeichnet Tsw eine einzelne Schaltperiode der Schalter, die die Leistungsumwandlungsschaltung 22 konfigurieren. Ia bezeichnet einen Betrag des Wechselrichterstroms Idc, der während der Periode fließt, während der der Spannungsvektor ein aktiver Spannungsvektor ist.
Während der Periode, während der der Spannungsvektor ein aktiver Spannungsvektor ist, führt der Kondensator 21 ein Entladen durch. Daher ist der Kondensatorstrom Icf ein negativer Wert. Der Betrag eines Entladestroms des Kondensators 21 ist Ib (=ε×Ia). Demgegenüber wird während der Periode, während der der Spannungsvektor ein Null-Spannungsvektor ist, der Kondensator 21 durch einen aus der Batterie 40 zugeführten Strom geladen. Daher ist der Kondensatorstrom Icf ein positiver Wert.
Eine Differenz zwischen dem Kondensatorstrom Icf während der Periode, während der der Spannungsvektor ein aktiver Spannungsvektor ist, und des Kondensatorstroms Icf während der Periode, während der der Spannungsvektor ein Null-Spannungsvektor ist, gibt einen Betrag Ia des Welligkeitsstroms an, der zu dem Kondensator 21 fließt. Ein effektiver Wert Icfrms des Welligkeitsstroms wird durch die nachfolgende Gleichung (eq1) ausgedrückt. $\begin{matrix} I c f_{r m s} = \int_{0}^{ε} \sqrt{{(I a - ε \cdot I a)}^{2}} d t + \int_{ε}^{1} \sqrt{{(- ε \cdot I a)}^{2}} d t \\ = 2 I a \cdot ε (1 - ε) \end{matrix}$
Die rechte Seite der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq1) nimmt einen maximalen Wert Ia/2 an, wenn ε = 0,5 ist. Somit ist es zum Reduzieren des Effektivwerts Icfrms des Welligkeitsstroms erforderlich, ε, das mit einem Modulationsverhältnis korreliert ist, von 0,5 weg einzustellen. Im Hinblick auf die Steuerung der Drehzahl der rotierenden elektrischen Maschine 10 auf die Befehlsdrehzahl Ntgt, während der Lüfter oder die Pumpe eine externe Last aufnimmt, ist es erforderlich, dass ε erhöht wird. Daher wird ε von 0,5 entfernt eingestellt, indem es auf größer als 0,5 eingestellt wird, um den Effektivwert Icfrms des Welligkeitsstroms zu reduzieren.
Wenn ε erhöht wird, wird während der einzelnen Schaltperiode Tsw die Periode, während der der Spannungsvektor ein Null-Spannungsvektor ist, kürzer und wird die Periode, während der der Spannungsvektor ein aktiver Spannungsvektor ist, länger. Zur Verkürzung der Periode, während der der Spannungsvektor ein Null-Spannungsvektor ist, werden zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren verwendet. Die zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren umgeben den Befehlsspannungsvektor Vtr und weisen eine Phasendifferenz von 120° dazwischen im Hinblick auf den elektrischen Winkel auf. Nachstehend sind die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, als 120°-Spannungsvektoren bezeichnet.
Wenn jedoch die 120°-Spannungsvektoren verwendet werden, verringert sich im Vergleich dazu, wenn zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen, verwendet werden, der maximale Wert des Betrags des Spannungsvektors. Nachstehend sind die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 60° aufweisen, als 60°-Spannungsvektoren bezeichnet.
In 4 zeigen durchgezogene Linien einen Umriss eines Sechsecks eines Raumvektors, der durch die 60°-Spannungsvektoren verwirklicht werden kann. Gestrichelte Linien zeigen einen Umriss eines Sechsecks eines Raumvektors, der durch die 120°-Spannungsvektoren verwirklicht werden kann. Ein Spannungsvektor Vtr1 und ein Spannungsvektor Vtr2 sind in 4 als Beispiele gezeigt. Der Spannungsvektor Vtr1 wird erzeugt, wenn ein dritter Spannungsvektor V3 und ein vierter Spannungsvektor V4 als die 60°-Spannungsvektoren verwendet werden. Der Spannungsvektor Vtr2 wird erzeugt, wenn ein zweiter Spannungsvektor V2 und ein sechster Spannungsvektor V6 als die 120°-Spannungsvektoren verwendet werden.
4 zeigt ebenfalls α- und β-Achsen, die einen zweiphasigen stationären Referenzrahmen (zweiphasiges stationäres Koordinatensystem) der rotierenden elektrischen Maschine 10 vorgeben, und die U-, V- und W-Phasen eines dreiphasigen stationären Referenzrahmens (dreiphasigen stationären Koordinatensystems) der rotierenden elektrischen Maschine 10. In 4 stimmt die U-Phase mit der α-Achse überein. Zusätzlich werden aktive Spannungsvektoren V1 bis V6 und Null-Spannungsvektoren V0 und V7, die in 4 gezeigt sind, durch die in 5 gezeigten Schaltmuster erzeugt.
In 5 gibt „1“ in den U-, V- und W-Reihen an, dass der Oberzweigschalter eingeschaltet ist und der Unterzweigschalter ausgeschaltet ist. „0“ gibt an, dass der Unterzweigschalter eingeschaltet ist und der Oberzweigschalter ausgeschaltet ist. Zusätzlich zeigt 5 die U-, V- und W-Phasen-Spannungen Vu, Vv und Vw, die den Spannungsvektoren V0 bis V7 entsprechen. Ed/2 entspricht der Leistungsversorgungsspannung VDC, die der Spannung an der positiven Anschlussseite der Batterie 40 entspricht, wohingegen -Ed/2 null entspricht, die die Spannung an der negativen Anschlussseite der Batterie 40 ist.
Wie es in 4 gezeigt ist, ist der maximale Wert des Betrags des Spannungsvektors, der durch die 120°-Vektoren erzeugt werden kann, 1/-√3 (Quadratwurzel aus 3) des maximalen Werts des Betrags des Spannungsvektors, der durch die 60°-Spannungsvektoren erzeugt werden kann. Daher kann, wenn das Modulationsverhältnis hoch ist, das Verfahren zum Reduzieren des Welligkeitsstroms durch Verwendung der 120°-Spannungsvektoren nicht verwendet werden.
Daher wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, wie es in 6 gezeigt ist, der Spannungsvektor Vtr sowohl durch die 60°-Spannungsvektoren als auch die 120°-Spannungsvektoren in dem Hochmodulationsverhältnisbereich erzeugt. Als Ergebnis der Verwendung der 60°-Spannungsvektoren kann der maximale Wert des Betrags des Spannungsvektors erhöht werden.
Zusätzlich kann als Ergebnis der Verwendung der 120°-Spannungsvektoren der Welligkeitsstromreduktionseffekt erzielt werden. Daher kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Welligkeitsstrom, der zu dem Kondensator 21 fließt, in dem Hochmodulationsverhältnisbereich reduziert werden.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist während einer Periode, während der ein aktiver Spannungsvektor während der einzelnen Schaltperiode Tsw verwendet wird, ein Verhältnis einer Periode, während der ein 60°-Spannungsvektor Vαβ1 verwendet wird, und einer Periode, während der ein 120°-Spannungsvektor Vαβ2 verwendet wird, auf der Grundlage eines Verhältniskoeffizienten k (0≤k≤1) vorgegeben, wie es durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq2) ausgedrückt ist. $V_{t r} = (1 - k) V_{α β 1} + k \cdot V_{α β 2}$
7A zeigt ein Beispiel für die Spannungsvektoren und Übergänge in dem Schaltmuster während der einzelnen Schaltperiode Tsw, wenn lediglich die 60°-Spannungsvektoren verwendet werden. 7B zeigt ein Beispiel für die Spannungsvektoren und die Übergänge in dem Schaltmuster während der einzelnen Schaltperiode Tsw, wenn lediglich die 120°-Spannungsvektoren verwendet werden. 7C zeigt ein Beispiel für die Spannungsvektoren und die Übergänge in dem Schaltmuster während der einzelnen Schaltperiode Tsw, wenn sowohl 60°-Spannungsvektoren als auch 120°-Spannungsvektoren verwendet werden.
8 zeigt zwölf Abschnitte (Sektoren), die mit einer Phasendifferenz von 30° angeordnet sind. Die Spannungsvektoren, die zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine 10 verwendet werden, werden durch Bestimmung des Abschnitts bestimmt, zu dem der Befehlsspannungsvektor Vtr gehört.
In 9 ist ein Zeitverhältnis, mit dem jeder Spannungsvektor während der einzelnen Schaltperiode Tsw auftritt, durch den Verhältniskoeffizienten k, die Phasenspannungen und Ed für jeden Abschnitt angegeben. Wenn beispielsweise der Spannungsvektor Vtr zu dem Abschnitt 1-A gehört, werden die ersten, zweiten und sechsten Vektoren V1, V2 und V6 und der siebte Spannungsvektor V7 als die für die Steuerung zu verwendenden Spannungsvektoren ausgewählt.
9 zeigt ein Beispiel für eine Konfiguration, bei der entweder der nullte Spannungsvektor V0 oder der siebte Spannungsvektor V7 als der Null-Spannungsvektor verwendet wird, um die Anzahl der Schaltvorgänge in den Wechselrichter 20 zu minimieren. Die vorliegende Offenbarung ist nicht auf diese Konfiguration begrenzt. Die zwei Arten von Null-Spannungsvektoren V0 und V7 können verwendet werden. Diese Konfiguration entspricht der vorstehend beschriebenen 7C.
Nachstehend ist eine Bestimmung der Zeitverhältnisse beschrieben, wie sie in 9 gezeigt sind.
In der vorstehend beschriebenen 5 ist ein momentaner Raumvektor entsprechend jedem der Spannungsvektoren V0 bis V7 gezeigt. Auf der Grundlage der momentanen Raumvektoren ist der Raumvektor Vαβ als eine nachstehend beschriebene Gleichung (eq3) definiert. In der Gleichung (eq3) ist j eine imaginäre Zahl. $V_{α β} = \sqrt{\frac{2}{3}} (V_{u} \cdot e^{j \cdot 0} + V_{v} \cdot e^{j \frac{2 π}{3}} + V_{w} \cdot e^{j \frac{4 π}{3}})$
Zunächst werden die 60°-Spannungsvektoren durch den Raumvektor ausgedrückt. Wie es in 10 gezeigt ist, sind sechs Abschnitte 1 bis 6 durch sechs Arten aktiver Spannungsvektoren abgegrenzt, die derart angeordnet sind, dass sie voneinander um 60° verschoben sind. Ein Beispiel, bei dem der Raumvektor Vαβ1 zum Abschnitt 1 gehört, ist beschrieben. In diesem Fall wird der Raumvektor durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq4) unter Verwendung der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq3) ausgedrückt. $\begin{matrix} V_{α β 1} = \sqrt{\frac{2}{3}} {V_{u} \cdot e^{j \cdot 0} + V_{v} (e^{j \cdot 0} + e^{j \frac{4 π}{3}}) + V_{w} \cdot e^{j \frac{4 π}{3}}} \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} {(V_{u} - V_{v}) e^{j \cdot 0} + (V_{v} - V_{w}) e^{j \frac{π}{3}}} \end{matrix}$
Demgegenüber ist der Raumvektor Vαβ1 durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq5) unter Verwendung des in 5 gezeigten momentanen Raumvektors ausgedrückt. In der nachstehend beschriebenen Gleichung (eq5) sind a und b Koeffizienten. $\begin{matrix} V_{α β 1} = a \cdot V_{1} + b \cdot V_{2} \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} E_{d} (a \cdot e^{j \cdot 0} + b \cdot e^{j \frac{π}{3}}) \end{matrix}$
Durch einen Vergleich zwischen den rechten Seiten der vorstehend beschriebenen Gleichungen (eq4) und (eq5) können die Koeffizienten a und b durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq6) ausgedrückt werden. $a = \frac{V_{u} - V_{v}}{E_{d}}, b = \frac{V_{v} - V_{w}}{E_{d}}$
Als Ergebnis werden, wie es in 11 gezeigt ist, wenn der Raumvektor Vαβ1 zum Abschnitt 1 gehört, die Zeitverhältnisse der ersten und zweiten Spannungsvektoren V1 und V2 während der einzelnen Schaltperiode Tsw bestimmt. Die Zeitverhältnisse der aktiven Spannungsvektoren werden für die Abschnitte 2 bis 6 in einer ähnlichen Weise bestimmt.
In 11 müssen die Zeitverhältnisse der zwei Arten von Null-Spannungsvektoren V0 und V7 nicht gleich sein. Beispielweise kann im Hinblick auf das Reduzieren der Anzahl von Schaltvorgängen lediglich eine der zwei Arten der Null-Spannungsvektoren V0 und V7 verwendet werden.
Nachstehend sind die 120°-Spannungsvektoren durch den Raumvektor ausgedrückt. Wie es in 12 gezeigt ist, sind sechs Abschnitte A bis F durch sechs Referenzlinien abgegrenzt, die derart angeordnet sind, dass sie um 60° verschoben sind. Ein Paar von Referenzlinien, die den Abschnitt A abgrenzen, umgeben den ersten Spannungsvektor V1 und weist eine Phasendifferenz von 30° in Bezug auf den ersten Spannungsvektor V1 auf. Es ist ein Beispiel beschrieben, bei dem der Raumvektor Vαβ2 zu dem Abschnitt A gehört. In diesem Fall wird der Raumvektor durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq7) unter Verwendung der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw auf der Grundlage der vorstehend beschriebenen Gleichung (eq3) ausgedrückt. $\begin{matrix} V_{α β 2} = \sqrt{\frac{2}{3}} {- V_{u} (e^{j \frac{2 π}{3}} + e^{j \frac{4 π}{3}}) + V_{v} e^{j \frac{2 π}{3}} + V_{w} \cdot e^{j \frac{4 π}{3}}} \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} {(V_{u} - V_{w}) e^{j \frac{π}{3}} + (V_{u} - V_{v}) e^{j \frac{2 π}{3}}} \end{matrix}$
Demgegenüber wird der Spannungsvektor Vαβ2 durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq8) unter Verwendung des momentanen Raumvektors gemäß 5 ausgedrückt. In der nachstehend beschriebenen Gleichung (eq8) sind s und t Koeffizienten. $\begin{matrix} V_{α β 2} = s \cdot V_{2} + t \cdot V_{6} \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} E_{d} (s \cdot e^{j \frac{π}{3}} + t \cdot e^{j \frac{5 π}{3}}) \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} E_{d} (s \cdot e^{j \frac{π}{3}} - t \cdot e^{j \frac{2 π}{3}}) \end{matrix}$
Durch einen Vergleich zwischen den rechten Seiten der vorstehend beschriebenen Gleichungen (eq7) und (eq8) können die Koeffizienten s und t durch die nachstehend beschriebene Gleichung (eq9) ausgedrückt werden. $s = \frac{V_{u} - V_{w}}{E_{d}}, t = \frac{V_{u} - V_{v}}{E_{d}}$
Wie es in 13 gezeigt ist, werden, wenn der Raumvektor Vαβ2 zu dem Abschnitt A gehört, die Zeitverhältnisse der zweiten und sechsten Spannungsvektoren V2 und V6 während der einzelnen Schaltperiode Tsw bestimmt. Die Zeitverhältnisse der aktiven Spannungsvektoren werden für die Abschnitte B bis F in einer ähnlichen Weise bestimmt.
Gemäß 13 können zwei Arten von Null-Spannungsvektoren V0 und V7 verwendet werden. In diesem Fall können beispielsweise die Zeitverhältnisse der zwei Arten von Null-Spannungsvektoren V0 und V7 gleich sein.
Eine in 8 gezeigte Abgrenzung in zwei Abschnitten wird durch ein Überlappen der in 10 gezeigten Abschnitte 1 bis 6 und der in 12 gezeigten Abschnitte A bis F erzielt. Dann werden durch Verwendung der Zeitverhältnisse der aktiven Spannungsvektoren, die in 11 und 13 gezeigt sind, und des Verhältniskoeffizienten k die Zeitverhältnisse entsprechend jedem der zwölf Abschnitte bestimmt, wie es in 9 gezeigt ist. 14 zeigt die Übergänge in dem Abschnitt, zu dem der Befehlsspannungsvektor Vtr gehört, und die Übergänge in den Phasenspannungen Vu, Vv und Vw.
15 zeigt die Schritte in einem Steuerungsprozess für die rotierende elektrische Maschine 10, die durch das Steuerungsgerät 30 ausgeführt wird. Beispielsweise führt das Steuerungsgerät 30 wiederholt den Steuerungsprozess zu einer vorbestimmten Verarbeitungsperiode durch.
In dieser Verarbeitungsabfolge beschafft in Schritt S10 das Steuerungsgerät 30 die Befehlsdrehzahl Ntgt der rotierenden elektrischen Maschine 10 und die durch die Spannungserfassungseinheit 51 erfasste Leistungsversorgungsspannung VDC.
In dem darauffolgenden Schritt S11 berechnet das Steuerungsgerät 10 den Befehlsspannungsvektor Vtr zur Steuerung der Drehzahl der rotierenden elektrischen Maschine 10 auf die Befehlsdrehzahl der rotierenden elektrischen Maschine Ntgt auf der Grundlage der Befehlsdrehzahl Ntgt. Schritt S11 entspricht einer Spannungsvektorberechnungseinheit.
In Schritt S12 wählt das Steuerungsgerät 30 den Abschnitt, zu dem der in Schritt S11 berechnete Befehlsspannungsvektor Vtr gehört, aus den in 8 gezeigten zwölf Abschnitten aus.
In Schritt S13 wählt das Steuerungsgerät 30 die Spannungsvektoren, die dem in Schritt S12 ausgewählten Abschnitt entsprechen, auf der Grundlage der in 9 gezeigten Informationen aus. Die aktiven Spannungsvektoren und die Null-Spannungsvektoren sind in den auszuwählenden Spannungsvektoren enthalten.
Ein Verfahren zur Auswahl der aktiven Spannungsvektoren ist beschrieben. Das Steuerungsgerät 30 wählt zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die den Befehlsspannungsvektor Vtr umgeben und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Zusätzlich wählt das Steuerungsgerät 30 von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor Vtr umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, den aktiven Spannungsvektor aus, der sich von den vorher ausgewählten zwei Arten von Spannungsvektoren unterscheidet und am nächsten an dem Befehlsspannungsvektor Vtr ist.
Wenn beispielsweise der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-B ist, wählt das Steuerungsgerät 30 die ersten und zweiten Spannungsvektoren V1 und V2 als die zwei Arten der aktiven Spannungsvektoren aus, die den Befehlsspannungsvektor Vtr umgeben und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Zusätzlich wählt das Steuerungsgerät 30 den dritten Spannungsvektor V3 als den aktiven Spannungsvektor aus, der am nächsten an dem Befehlsspannungsvektor Vtr ist. Das Steuerungsgerät 30 wählt den nullten Spannungsvektor V0 als den Null-Spannungsvektor aus. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht der Schritt S13 ersten und zweiten Auswahleinheiten.
In Schritt S14 berechnet das Steuerungsgerät 30 ein Modulationsverhältnis Mr auf der Grundlage des Betrags des Befehlsspannungsvektors Vtr und der Leistungsversorgungsspannung VDC. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel berechnet das Steuerungsgerät 30 das Modulationsverhältnis Mr auf der Grundlage der nachstehend beschriebenen Gleichung (eq10). In der nachstehend beschriebenen Gleichung (eq10) bezeichnet Vm eine Amplitude der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw. Beispielsweise kann die Amplitude Vm auf der Grundlage des Befehlsspannungsvektors Vtr berechnet werden. $M_{r} = \frac{V_{m}}{\frac{V D C}{2}}$
In Schritt S15 berechnet das Steuerungsgerät 30 den Verhältniskoeffizienten k auf der Grundlage des berechneten Modulationsverhältnisses Mr. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, wie es in 16 gezeigt ist, wenn das Modulationsverhältnis Mr gleich wie oder größer als null ist und gleich wie oder kleiner als das erste Modulationsverhältnis Ma ist, der Verhältniskoeffizient k 1. Wenn demgegenüber das Modulationsverhältnis Mr größer als das erste Modulationsverhältnis Ma ist, um gleich wie oder kleiner als ein zweites Modulationsverhältnis Mb (> Ma) ist, berechnet das Steuerungsgerät 30 den Verhältniskoeffizienten k derart, dass er sich mit Erhöhen des Modulationsverhältnisses Mr verringert. Wenn das Modulationsverhältnis Mr das zweite Modulationsverhältnis Mb ist, ist der Verhältniskoeffizient null.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das erste Modulationsverhältnis Ma auf 2/3 eingestellt. Ein Grund dafür ist, dass der maximale Amplitudenwert der Phasenspannung, die bei einem Raumvektormodulationsverfahren, in dem die 120°-Spannungsvektoren verwendet werden können, angewendet werden kann, 2/3 des maximalen Amplitudenwerts der Phasenspannung ist, die in einem Dreieckwellenvergleichsmodulationsverfahren ausgegeben werden kann.
Zusätzlich ist das zweite Modulationsverhältnis Mb auf 2/√3 (Quadratwurzel aus 3) eingestellt. Ein Grund dafür ist, dass der maximale Amplitudenwert der Phasenspannung, die bei einem Raumvektormodulationsverfahren angewendet werden kann, in dem die 60°-Spannungsvektoren verwendet werden können, 2/√3 (Quadratwurzel aus 3) des maximalen Amplitudenwerts der Phasenspannung, die in dem Dreieckwellenvergleichsmodulationsverfahren ausgegeben werden kann.
Das heißt, dass gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, wenn das Modulationsverhältnis Mr gleich wie oder kleiner als das erste Modulationsverhältnis Ma ist, eine Raumvektormodulation durchgeführt wird, die lediglich die 120°-Spannungsvektoren der 60°- und 120°-Spannungsvektoren verwendet. Insbesondere wird beispielsweise, wenn der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, eine Raumvektormodulation unter Verwendung der aktiven Spannungsvektoren des in 13 gezeigten Abschnitts A durchgeführt.
Wenn demgegenüber das Modulationsverhältnis Mr größer als das erste Modulationsverhältnis Ma und kleiner als das zweite Modulationsverhältnis Mb ist, wird eine Raumvektormodulation durchgeführt, die sowohl 60°- als auch 120°-Spannungsvektoren verwendet. In diesem Fall erhöht sich das Verhältnis der Auftrittszeit des 60°-Spannungsvektors während der einzelnen Schaltperiode Tsw, wenn sich das Modulationsverhältnis Mr erhöht. Als Ergebnis kann selbst in dem Hochmodulationsverhältnisbereich der maximale Wert des Betrags des Spannungsvektors, der ausgegeben werden kann, erhöht werden.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, wenn das Modulationsverhältnis Mr größer als das erste Modulationsverhältnis Ma und kleiner als das zweite Modulationsverhältnis Mb ist, die Gesamtauftrittszeit der drei Arten aktiver Spannungsvektoren, die in Schritt S13 ausgewählt werden, länger als diejenige, wenn die 60°-Spannungsvektoren verwendet werden.
Weiterhin wird, wenn das Modulationsverhältnis Mr das zweite Modulationsverhältnis Mb ist, eine Raumvektormodulation, die lediglich die 60°-Spannungsvektoren von den 60°- und 120°-Spannungsvektoren verwendet, durchgeführt. Insbesondere wird beispielsweise, wenn der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, eine Raumvektormodulation durchgeführt, die die aktiven Spannungsvektoren von Abschnitt 1 gemäß 11 verwendet.
In Schritt S16 berechnet das Steuerungsgerät 30 das Zeitverhältnis von jedem in Schritt S13 ausgewählten Spannungsvektor während der einzelnen Schaltperiode Tsw auf der Grundlage der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw sowie der Leistungsversorgungsspannung VDC. Wenn beispielsweise der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, berechnet das Steuerungsgerät 30 die Zeitverhältnisse der ersten, zweiten, sechsten und siebten Spannungsvektoren V1, V2, V6 und V7. Beispielsweise können die Phasenspannungen Vu, Vv und Vw, die in Schritt S16 verwendet werden, auf der Grundlage des Befehlsspannungsvektors Vtr und des elektrischen Winkels θe berechnet werden.
In Schritt S17 betreibt das Steuerungsgerät 30 den Wechselrichter 20 derart, dass die in Schritt S13 ausgewählten Spannungsvektoren die in Schritt S16 berechneten Zeitverhältnisse aufweisen. Als Ergebnis wird der an die rotierende elektrische Maschine 10 angelegte Spannungsvektor auf den Befehlspannungsvektor Vtr gesteuert. Die Drehzahl der rotierenden elektrischen Maschine 10 wird auf die Befehlsdrehzahl Ntgt gesteuert. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht S17 einer Betriebseinheit.
17 zeigt die Wirkungen gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel. In 17 gibt die horizontale Achse die Drehzahl der rotierenden elektrischen Maschine 10 an. Die vertikale Achse gibt einen effektiven Wert des zu dem Kondensator 21 fließenden Welligkeitsstrom an. Als ein Vergleichsbeispiel zeigt 17 ebenfalls die Ergebnisse einer Raumvektormodulation, bei der lediglich die 60°-Spannungsvektoren von den 60°- und 120°-Spannungsvektoren verwendet werden. Wie es in 12 gezeigt ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der effektive Wert des zu dem Kondensator 21 fließenden Welligkeitsstrom in dem Bereich der in der rotierenden elektrischen Maschine 10 verwendeten Drehzahlen im Vergleich zu denjenigen des Vergleichsbeispiels reduziert werden.
Zusätzlich wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die rotierende elektrische Maschine 10 als ein Motor verwendet, der einen Lüfter oder eine Pumpe antreibt. Bei einem Lüfter oder einer Pumpe erhöht sich das Drehmoment proportional zu der Drehzahl. Daher erhöht sich der zu dem Kondensator 21 fließende Welligkeitsstrom in dem Hochdrehzahlbereich der rotierenden elektrischen Maschine 10. Folglich sind die Vorteile bei der Anwendung des vorliegenden Ausführungsbeispiels auf die rotierende elektrische Maschine 10, wie die vorstehend beschriebene, signifikant.
Zweites Ausführungsbeispiel
Nachstehend ist ein zweites Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei sich hauptsächlich auf die Unterschiede zu dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel konzentriert wird.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Verhältniskoeffizient k derart berechnet, dass der Null-Spannungsvektor nicht verwendet wird. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Wechselrichter 20 derart betrieben, dass der Null-Spannungsvektor nicht als ein Spannungsvektor auftritt, der an die rotierende elektrische Maschine 10 angelegt wird.
18 zeigt die Schritte in einem Steuerungsprozess für die rotierende elektrische Maschine 10, der durch das Steuerungsgerät 30 ausgeführt wird. Beispielsweise führt das Steuerungsgerät 30 den Steuerungsprozess zu einer vorbestimmten Verarbeitungsperiode wiederholt durch. In 18 sind Verarbeitungen, die identisch zu denjenigen gemäß der vorstehend beschriebenen 15 sind, der Einfachheit halber mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Nach Abschluss von Schritt S12 geht das Steuerungsgerät 30 zu Schritt S18 über. Das Steuerungsgerät 30 berechnet den Verhältniskoeffizienten k derart, dass der Null-Spannungsvektor während der einzelnen Schaltperiode Tsw nicht auftritt. Insbesondere berechnet der Steuerungswert 30 den Verhältniskoeffizienten k, bei dem das Zeitverhältnis des Null-Spannungsvektors entsprechend dem in Schritt S12 ausgewählten Abschnitt null wird, auf der Grundlage der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw sowie der Leistungsversorgungsspannung VDC.
Wenn beispielsweise der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, berechnet das Steuerungsgerät 30 den Verhältniskoeffizienten k, wie es durch die nachfolgende Gleichung (eq11) ausgedrückt ist, um das Zeitverhältnis des in 9 gezeigten siebten Spannungsvektors V7 auf null einzustellen. $\begin{array}{l} 1 - \frac{(1 + k) V_{u} - k \cdot V_{v} - V_{w}}{E_{d}} = 0 \\ \to k = \frac{1 - \frac{V_{u} - V_{w}}{E_{d}}}{\frac{V_{u} - V_{v}}{E_{d}}} \end{array}$
Der Verhältniskoeffizient k ist äquivalent zu einem Wert, der durch eine Auftrittszeit des Null-Spannungsvektors entsprechend dem ausgewählten Abschnitt geteilt durch die längere der Auftrittszeiten der zwei aktiven Spannungsvektoren entsprechend dem ausgewählten Abschnitt erhalten wird. Wenn beispielsweise der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, wie es in 19 gezeigt ist, ist der Verhältniskoeffizient k äquivalent zu einem Wert, der durch die Auftrittszeit „Z1 + Z2“ des Null-Spannungsvektors dividiert durch eine Zeit E1 erhalten wird, die die längere der Auftrittszeiten E1 und E2 der 60°-Spannungsvektoren V1 und V2 in Abschnitt 1-A ist.
Es ist bekannt, dass der Verhältniskoeffizient k, bei dem das Zeitverhältnis des Null-Spannungsvektors in jedem Abschnitt null wird, von den Phasenspannungen Vu, Vv und Vw sowie der Leistungsversorgungsspannung VDC abhängt. Daher kann der Verhältniskoeffizient k auf der Grundlage von Kennfeldinformationen berechnet werden, in denen die Phasenspannungen Vu, Vv und Vw sowie die Leistungsversorgungsspannung VDC mit dem Verhältniskoeffizienten k verknüpft sind.
In Schritt S19 berechnet das Steuerungsgerät 30 die Zeitverhältnisse der aktiven Spannungsvektoren entsprechend dem in Schritt S12 ausgewählten Abschnitt auf der Grundlage des in Schritt S18 berechneten Verhältniskoeffizienten k. Wenn beispielsweise der ausgewählte Abschnitt der Abschnitt 1-A ist, werden die Zeitverhältnisse der ersten, zweiten und sechsten Spannungsvektoren V1, V2 und V6, die in dem Abschnitt 1-A von 9 gezeigt sind, berechnet. In Schritt S17 betreibt das Steuerungsgerät 30 den Wechselrichter 20 derart, dass jeder aktive Spannungsvektor entsprechend dem in Schritt S12 ausgewählten Abschnitt, das in Schritt S19 berechnete Zeitverhältnis aufweist.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der Null-Spannungsvektor des resultierenden Spannungsvektors, der an die rotierende elektrische Maschine 10 angelegt wird, null sein. Daher kann die rotierende elektrische Maschine 10 stehts unter Verwendung der aktiven Spannungsvektoren in einer einzelnen elektrischen Winkelperiode gesteuert werden.
Drittes Ausführungsbeispiel
Nachstehend ist ein drittes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei sich hauptsächlich auf die Unterschiede gegenüber dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel konzentriert wird.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der aktive Spannungsvektor, der am nächsten zu dem Befehlsspannungsvektor Vtr ist, als der aktive Spannungsvektor, der sich von den 60°-Spannungsvektoren unterscheidet, unter den 120°-Spannungsvektoren ausgewählt. In dieser Hinsicht wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein aktiver Spannungsvektor, der einer Phase, deren absoluter Wert des Phasenstroms der Größte ist, unter den U-, V- und W-Phasen entspricht, als der aktive Spannungsvektor, der sich von den 60°-Spannungsvektoren unterscheidet, unter den 120°-Spannungsvektoren ausgewählt.
20 zeigt die Schritte in einem Steuerungsprozess für die rotierende elektrische Maschine 10, der durch das Steuerungsgerät 30 durchgeführt wird. Beispielsweise wiederholt das Steuerungsgerät 30 den Steuerungsprozess zu einer vorbestimmten Verarbeitungsperiode. In 20 sind Verarbeitungen, die identisch zu denjenigen gemäß der vorstehend beschriebenen 15 sind, der Einfachheit halber mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
In Schritt S20 beschafft das Steuerungsgerät 30 die durch die Stromerfassungseinheit 50 erfassten Phasenströme zusätzlich zu der Befehlsdrehzahl Ntgt und der Leistungsversorgungsspannung VDC. Darauffolgend führt das Steuerungsgerät 30 Schritt S11 durch und geht dann zu Schritt S21 über.
In Schritt S21 wählt das Steuerungsgerät 30 zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die den in Schritt S11 berechneten Befehlsspannungsvektor Vtr umgeben und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Beispielsweise wählt, wenn der Abschnitt, zu dem der Befehlsspannungsvektor Vtr gehört, der Abschnitt 1 gemäß 10 ist, das Steuerungsgerät 30 die ersten und zweiten Spannungsvektoren V1 und V2 aus. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht Schritt S21 der ersten Auswahleinheit.
In Schritt S22 berechnet das Steuerungsgerät 30 einen Stromvektor Itr des Stroms, der zu der rotierenden elektrischen Maschine 10 fließt, auf der Grundlage der in Schritt S20 beschafften Phasenströme und des elektrischen Winkels θe.
In Schritt S23 wählt das Steuerungsgerät 30 den aktiven Spannungsvektor, der sich von den in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektoren unterscheidet, von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die den aktiven Spannungsvektor, der der Phase entspricht, dessen absoluter Wert des Phasenstroms der größte ist, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen. Insbesondere ist, wenn der in Schritt S22 berechnete Stromvektor Itr zu dem in 21 gezeigten Abschnitt A gehört, der absolute Wert des U-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der V-Phasen- und W-PhasenStröme.
Daher wird von den zweiten und sechsten Spannungsvektoren V2 und V6, die den ersten Spannungsvektor V1, der der U-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° aufweisen, der sechste Spannungsvektor V6 ausgewählt, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten zweiten Spannungsvektor V2 unterscheidet. Als Ergebnis werden die zweiten und sechsten Spannungsvektoren V2 und V6 als die 120°-Spannungsvektoren verwendet. Der W-PhasenStrom, der dem zweiten Spannungsvektor V2 entspricht, und der V-PhasenStrom, der dem sechsten Spannungsvektor V6 entspricht, fließen als der Wechselrichterstrom Idc.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird, selbst wenn der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt A gehört, in einem Fall, in dem der Spannungsbefehlsvektor Vtr zu dem Abschnitt 1-B gehört, der dritte Spannungsvektor V3, der nahe an dem Spannungsvektor Vtr ist, als einer der 120°-Spannungsvektoren anstelle des sechsten Spannungsvektors V6 ausgewählt.
Wenn der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt B gehört, ist der absolute Wert des W-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der U-Phasen- und V-PhasenStröme. Dabei wird von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den zweiten Spannungsvektor V2, der der W-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, der aktive Spannungsvektor, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektor unterscheidet, ausgewählt.
Zusätzlich ist, wenn der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt C gehört, der absolute Wert des V-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der U-Phasen- und W-Phasen-Ströme. Dabei wird von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den dritten Spannungsvektor V3, der der V-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, der aktive Spannungsvektor ausgewählt, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektor unterscheidet.
Wenn weiterhin der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt D gehört, ist der absolute Wert des U-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der V-Phasen- und W-Phasen-Ströme. Dabei wird von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den vierten Spannungsvektor V4, der der U-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, der aktive Spannungsvektor ausgewählt, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektor unterscheidet.
Wenn weiterhin der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt E gehört, ist der absolute Wert des W-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der U-Phasen- und V-Phasen-Ströme. Dabei wird von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den fünften Spannungsvektor V5, der der W-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, der aktive Spannungsvektor ausgewählt, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektor unterscheidet.
Wenn weiterhin der Stromvektor Itr zu dem Abschnitt F gehört, ist der absolute Wert des V-Phasen-Stroms größer als die absoluten Werte der U-Phasen- und W-Phasen-Ströme. Dabei wird von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den sechsten Spannungsvektor V6, der der V-Phase entspricht, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, der aktive Spannungsvektor ausgewählt, der sich von dem in Schritt S21 ausgewählten aktiven Spannungsvektor unterscheidet.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht Schritt S23 der zweiten Auswahleinheit.
Nach Abschluss von Schritt S23 führt das Steuerungsgerät 30 die Schritte S14 und S15 durch und geht dann zu Schritt S16 über. In Schritt S16 berechnet das Steuerungsgerät 30 die Zeitverhältnisse der aktiven Spannungsvektoren und des Null-Spannungsvektors, die in Schritt S21 und Schritt S23 ausgewählt worden sind, auf der Grundlage des in Schritt S15 berechneten Verhältniskoeffizienten k, der Phasenspannungen Vu, Vv und Vw sowie der Leistungsversorgungsspannung VDC. Wenn beispielsweise die in den Schritten S21 und S23 ausgewählten aktiven Spannungsvektoren die ersten, zweiten und sechsten Spannungsvektoren V1, V2 und V6 sind, wird der siebte Spannungsvektor V7, der dem Abschnitt 1-A gemäß 9 entspricht, als der Null-Spannungsvektor ausgewählt. Die Zeitverhältnisse der Spannungsvektoren V1, V2, V6 und V7, die dem Abschnitt 1-A gemäß 9 entsprechen, werden berechnet.
Nachstehend sind die Wirkungen gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf 22A und 22B beschrieben.
In 22A und 22B gibt I1 die Übergänge in einer Stromkomponente, die in den Kondensatorstrom Icf enthalten ist, an, wenn der erste Spannungsvektor V1 als der 120°-Spannungsvektor ausgewählt wird. In ähnlicher Weise geben I2 bis I6 jeweils die Übergänge in der Stromkomponente an, die in dem Kondensatorstrom Icf enthalten ist, wenn die zweiten bis sechsten Spannungsvektoren V2 bis V6 als der 120°-Spannungsvektor ausgewählt werden.
22A zeigen die Übergänge in dem Strom gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel. 22B zeigt die Übergänge in dem Strom gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel als ein Vergleichsbeispiel. Die horizontalen Achsen in 22A und 22B geben den elektrischen Winkel an. Jede Skalenmarkierung auf der vertikalen Achse in 22A stimmt mit derjenigen auf der vertikalen Achse in 22B überein.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann beispielsweise, selbst wenn eine Phasendifferenz Δθ, die in 21 gezeigt ist, zwischen dem Befehlsspannungsvektor Vtr und dem Stromvektor Itr vorhanden ist, der zu dem Kondensator 21 fließende Welligkeitsstrom im Vergleich zu dem Vergleichsbeispiel reduziert werden. In dieser Hinsicht tritt der Phasenstrom, dessen absoluter Wert der größte ist, in dem Wechselrichterstrom Idc auf. Daher ist ein Spitzenwert des Wechselrichterstroms Idc größer als derjenige gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel. Folglich wird der zu dem Kondensator 21 fließende Welligkeitsstrom größer als derjenige gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel.
Wie es vorstehend gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel beschrieben ist, kann eine Konfiguration, bei der kein Null-Spannungsvektor auftritt, ebenfalls gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet werden.
Viertes Ausführungsbeispiel
Nachstehend ist ein viertes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei sich hauptsächlich auf die Unterschiede gegenüber dem vorstehend beschriebenen dritten Ausführungsbeispiel konzentriert wird.
Die Phasendifferenz Δθ zwischen dem Befehlsspannungsvektor Vtr und dem Stromvektor Itr kann sich auf der Grundlage eines Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine 10 ändern. Daher wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, wenn der absolute Wert der Phasendifferenz Δθ gleich wie oder kleiner als ein Phasenschwellwert θth ist, die rotierende elektrische Maschine 10 durch den in 15 gezeigten Prozess gemäß dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel gesteuert. Wenn demgegenüber der absolute Wert der Phasendifferenz Δθ größer als der Phasenschwellwert θth ist, wird die rotierende elektrische Maschine 10 durch den in 20 gezeigten Prozess gemäß dem vorstehend beschriebenen dritten Ausführungsbeispiel gesteuert.
23 zeigt die Schritte in einem Steuerungsprozess für die rotierende elektrische Maschine 10, der durch das Steuerungsgerät 30 durchgeführt wird. Beispielsweise führt das Steuerungsgerät 30 den Steuerungsprozess zu einer vorbestimmten Verarbeitungsperiode wiederholt durch. In 23 sind Verarbeitungen, die identisch zu denjenigen in 15 oder 20 sind, der Einfachheit halber mit demselben Bezugszeichen bezeichnet.
Nach Abschluss von Schritt S20 führt das Steuerungsgerät 30 die Schritte S11 und S22 durch und geht zu Schritt S30 über. In Schritt S30 berechnet das Steuerungsgerät die Phasendifferenz Δθ zwischen dem in Schritt S11 berechneten Befehlsspannungsvektor Vtr und dem in Schritt S22 berechneten Stromvektor Itr.
In Schritt S31 bestimmt das Steuerungsgerät 30, ob der absolute Wert der in Schritt S30 berechneten Phasendifferenz Δθ größer als der Phasenschwellwert θth ist oder nicht. Wenn in Schritt S31 Nein bestimmt wird, führt das Steuerungsgerät 30 die Schritte S12 und S13 durch und geht zu Schritt S14 über. Wenn in Schritt S31 Ja bestimmt wird, führt das Steuerungsgerät 30 die Schritte S21 und S23 durch und geht zu Schritt S14 über. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht Schritt S31 einer Bestimmungseinheit.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der zu dem Kondensator 21 fließende Welligkeitsstrom unter Umständen reduziert werden, in denen der Welligkeitsstrom sich erhöhen kann.
Andere Ausführungsbeispiele
Die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele können in der folgenden Weise modifiziert werden.
Der Prozess in Schritt S31 gemäß 23 gemäß dem vorstehend beschriebenen vierten Ausführungsbeispiel kann mit einem Prozess ersetzt werden, bei dem bestimmt wird, ob der Betrag des Stromvektors Itr größer als ein vorbestimmter Wert ist oder nicht. Wenn bestimmt wird, dass der Betrag des Stromvektors Itr größer als der vorbestimmte Wert ist, geht das Steuerungsgerät 30 zu Schritt S21 über. Dieser Prozess beruht darauf, dass die Phasendifferenz zwischen dem Spannungsvektor und dem Stromvektor unter Umständen sich erhöht, unter denen der zu der rotierenden elektrischen Maschine 10 fließende Strom sich erhöht.
Zusätzlich kann der Prozess in Schritt S31 mit einem Prozess ersetzt werden, in dem bestimmt wird, ob die Befehlsdrehzahl Ntgt höher als eine vorbestimmte Drehzahl ist oder nicht. Wenn bestimmt wird, dass die Befehlsdrehzahl Ntgt höher als die vorbestimmte Drehzahl ist, geht das Steuerungsgerät 30 zu Schritt S21 über. Dieser Prozess beruht darauf, dass das Ausgangsdrehmoment der rotierenden elektrischen Maschine 10 sich erhöht und der zu der rotierenden elektrischen Maschine 10 fließende Strom sich erhöht, wenn die Drehzahl der rotierenden elektrischen Maschine 10 sich erhöht.
Das in 16 gezeigte erste Modulationsverhältnis Ma kann auf einen Wert eingestellt werden, der größer als null und kleiner als 2/3 ist.
Der Kondensator 21 ist nicht auf denjenigen begrenzt, der innerhalb des Wechselrichters 20 vorgesehen ist. Der Kondensator 21 kann außerhalb des Wechselrichters 20 vorgesehen sein.
Die Schalter, die die Leistungsumwandlungsschaltung 22 konfigurieren, sind nicht auf N-Kanal-MOSFETs begrenzt. Beispielsweise können Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) verwendet werden. In diesem Fall ist alles, was erforderlich ist, dass Freilaufdioden antiparallel zu den IGBTs geschaltet werden.
Die Regelgröße der rotierenden elektrischen Maschine 10 ist nicht auf die Drehzahl begrenzt, und kann beispielsweise Drehmoment sein.
Die Anzahl der Phasen der rotierenden elektrischen Maschine 10 kann eine andere als drei sein. Zusätzlich ist die rotierende elektrische Maschine 10 nicht auf eine Synchromaschine begrenzt und kann beispielsweise eine Induktionsmaschine sein.
Ein Antriebsziel der rotierenden elektrischen Maschine 10 ist nicht auf einen Lüfter oder eine Pumpe begrenzt.
Eine Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine wird bei einem Steuerungssystem mit einer Leistungsumwandlungsschaltung, einer rotierenden elektrischen Maschine und einem Kondensator angewendet. Das Steuerungsgerät wählt zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die einen Befehlsspannungsvektor umgeben, der an einer rotierenden elektrischen Maschine aus einer Leistungsumwandlungsschaltung angelegt wird, und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen. Das Steuerungsgerät wählt von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren aus, die sich von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren unterscheiden, die vorher ausgewählt worden sind, auf der Grundlage eines Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine aus. Das Steuerungsgerät steuert das Leistungsumwandlungsgerät zur Durchführung von Schaltbetrieben zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine auf der Grundlage der ausgewählten drei Arten aktiver Spannungsvektoren.

Claims

Steuerungsgerät (30) für eine rotierende elektrische Maschine, das bei einem Steuerungssystem angewendet wird, wobei das Steuerungssystem eine Leistungsumwandlungsschaltung (22), die Schaltbetriebe zum Umwandeln von Gleichstromleistung aus einer Gleichstromleistungsquelle (40) in Wechselstromleistung und zur Ausgabe der Wechselstromleistung durchführt, eine rotierende elektrische Maschine (10), der der aus der Leistungsumwandlungsschaltung ausgegebene Wechselstromleistung zugeführt wird, und einen Kondensator (21) aufweist, der parallel zu der Gleichstromleistungsversorgung geschaltet ist und auf einer Eingangsseite der Leistungsumwandlungsschaltung vorgesehen ist, wobei das Steuerungsgerät aufweist: eine erste Auswahleinheit, die zwei Arten aktiver Spannungsvektoren auswählt, die einen Befehlsspannungsvektor umgeben, der an die rotierende elektrische Maschine von der Leistungsumwandlungsschaltung angelegt wird, und eine Phasendifferenz von 60° dazwischen aufweisen, eine zweite Auswahleinheit, die von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den durch die erste Auswahleinheit ausgewählten aktiven Spannungsvektoren unterscheidet, auf der Grundlage eines Antriebszustands der rotierenden elektrischen Maschine auswählt, und eine Betriebseinheit, die das Leistungsumwandlungsgerät zur Durchführung von Schaltbetrieben zur Steuerung der rotierenden elektrischen Maschine auf der Grundlage der zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die durch die erste Auswahleinheit ausgewählt werden, und der einen der zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren steuert, die durch die zweite Auswahleinheit ausgewählt wird.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1, wobei die zweite Auswahleinheit von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die durch die erste Auswahleinheit ausgewählt worden sind, unterscheidet und am nächsten zu dem Befehlsspannungsvektor ist, auf der Grundlage des Befehlsspannungsvektors auswählt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 1, wobei die zweite Auswahleinheit von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die einen aktiven Spannungsvektor umgeben, der einer Phase entspricht, von der ein absoluter Wert eines Phasenstroms der größte ist, und die eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine der zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den durch die erste Auswahleinheit ausgewählten zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren unterscheidet, auf der Grundlage jedes zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Phasenstroms auswählt.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 3, weiterhin mit einer Bestimmungseinheit, die bestimmt, ob eine Phasendifferenz zwischen einem Stromvektor, der zu der rotierenden elektrischen Maschine fließt, und dem Befehlsspannungsvektor einen Schwellwert überschreitet oder nicht, wobei die zweite Auswahleinheit von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die den Befehlsspannungsvektor umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, eine von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den durch die erste Auswahleinheit ausgewählten zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren unterscheidet und am nächsten zu dem Befehlsspannungsvektor ist, auf der Grundlage des Befehlsspannungsvektors auswählt, wenn die Bestimmungseinheit bestimmt, dass die Phasendifferenz gleich wie oder kleiner als der Schwellwert ist, und von den zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren, die den aktiven Spannungsvektor, der der Phase entspricht, dessen absoluter Wert des Phasenstroms der größte ist, umgeben und eine Phasendifferenz von 120° dazwischen aufweisen, den einen von zwei Arten aktiver Spannungsvektoren, die sich von den zwei Arten aktiver Spannungsvektoren unterscheidet, die durch die erste Auswahleinheit ausgewählt worden sind, auf der Grundlage jedes zu der rotierenden elektrischen Maschine fließenden Phasenstroms auswählt, wenn die Bestimmungseinheit bestimmt, dass die Phasendifferenz den Schwellwert überschreitet.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Betriebseinheit das Leistungsumwandlungsgerät steuert, um Schaltbetriebe derart durchzuführen, dass Verhältnisse von Auftrittszeiten der durch die erste Auswahleinheit ausgewählten zwei Arten von aktiven Spannungsvektoren während einer einzelnen Schaltperiode der Leistungsumwandlungsschaltung sich erhöhen, wenn sich ein Modulationsverhältnis einer Ausgangsspannung der Leistungsumwandlungsschaltung erhöht, wenn das Modulationsverhältnis ein vorbestimmtes Modulationsverhältnis (Ma) überschreitet.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach Anspruch 5, wobei das vorbestimmte Modulationsverhältnis 2/3 ist.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Betriebseinheit die Leistungsumwandlungsschaltung durch einen Schaltbetrieb derart betreibt, dass ein Null-Spannungsvektor nicht als ein Spannungsvektor auftritt, der an die rotierende elektrische Maschine angelegt wird.
Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die rotierende elektrische Maschine ein Motor ist, der einen Lüfter oder eine Pumpe antreibt.