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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Antriebssysteme für Elektrofahrzeuge und insbesondere die schnelle Entladung von Kondensatoren, wenn das elektrische Antriebssystem abgeschaltet wird.
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Elektrofahrzeuge wie etwa Hybrid-Elektrofahrzeuge (hybrid electric vehicles – HEVs) und Plug-in-Hybrid-Elektrofahrzeuge (plug-in hybrid electric vehicles – PHEVs) verwenden von Wechselrichtern angetriebene elektrische Maschinen zum Bereitstellen von Traktionsmoment und regenerativem Bremsmoment. Das Wechselrichtermodul (d. h. die Wechselrichtersystemsteuerung oder ISC (inverter system controller)) setzt typischerweise einen relativ großen Energiespeicherkondensator als Haupt-Gleichstromzwischenkreis ein, um eine gewünschte Busspannung aufrechtzuerhalten und schaltungsbezogene Restwelligkeiten zu absorbieren. Der Gleichstromzwischenkreiskondensator ist üblicherweise durch ein Paar mechanischer Schütze mit einer Hochspannungs-(high-voltage – HV-)Batterie verbunden.
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Eine Abschaltung des elektrischen Antriebssystems kann durch verschiedene Ereignisse eingeleitet werden. Während einer derartigen Abschaltung wird die HV-Batterie schnell vom Rest des elektrischen Systems isoliert, indem die mechanischen Schütze geöffnet werden. Eine elektrische HV-Ladung verbleibt jedoch am Gleichstromzwischenkreiskondensator. Aufgrund von Sicherheitsanforderungen sollte die elektrische HV-Ladung schnell innerhalb einer bestimmten Zeit entladen werden. Zum Beispiel können die U.S. Federal Motor Vehicle Safety Standards (FMVSS) erfordern, dass die Spannung am Gleichstromzwischenkreiskondensator unter bestimmten Umständen innerhalb von 5 Sekunden weniger als 60 V betragen muss.
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KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
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Obgleich die in den Wechselrichterphasenzweigen als Schaltvorrichtungen verwendeten Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (insulated gate bipolar transistors – IGBTs) oder anderen Feldeffekttransistoren (field effect transistors – FETs) üblicherweise für den EIN-/AUS-Betrieb optimiert sind, müssen sie dennoch einen Übergangsbereich passieren, wenn sie aus einem AUS-Zustand in einen EIN-Zustand übergehen. Im Übergangsbereich weist die Vorrichtung eine bestimmte Impedanz auf, die durch die vorliegende Erfindung zum Begrenzen der Stromamplitude verwendet werden kann. Somit setzt diese Erfindung statt der Verwendung einer Schaltung zur aktiven Widerstandsentladung (active resistor discharge – ARD) nach dem Stand der Technik zum Entladen des Zwischenkreiskondensators ein Verfahren zur schnellen Entladung ein, das nur eine Wechselrichterbrücke verwendet. In einigen Ausführungsformen sendet die Erfindung eine kontinuierliche Folge von gleichzeitigen, schmalen Impulsen an sowohl obere als auch untere IGBTs in mindestens einem Phasenzweig. Die Pulsbreite wird auf einen geringen Wert (z. B. 300 ns) gesteuert, um den maximalen Kreisstrom auf einen bestimmten Wert zu begrenzen, der dazu verwendet werden kann, den Kondensator schnell zu entladen, während gleichzeitig die IGBTs nicht beschädigt werden. Die Erfindung kann viel mehr Leistung schneller ableiten als ein typischer Wechselrichter zur ARD-Entladung. Die Zwischenkreiskondensatorspannung kann innerhalb einer sehr kurzen Zeit (z. B. 100 ms) auf 60 V entladen werden. Da keine zusätzliche Hardware erforderlich ist, reduziert die Erfindung die Kosten erheblich.
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In einem Aspekt der Erfindung umfasst ein Antriebssystem für ein Elektrofahrzeug einen Gleichstromzwischenkreiskondensator, der dazu ausgelegt ist, an positive und negative Gleichstrombusse zwischen einer Gleichstromleistungsquelle und einem Wechselrichter gekoppelt zu werden. Der Wechselrichter weist einen Phasenzweig auf, der eine obere Schaltvorrichtung und eine untere Schaltvorrichtung umfasst, die über den Gleichstromzwischenkreis gekoppelt sind, wobei eine Abzweigung zwischen der oberen und unteren Schaltvorrichtung dazu konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden. Ein Gatetreiber ist an den Phasenzweig gekoppelt, um während Pulsweitenmodulation des Antriebssystems die obere Schaltvorrichtung gemäß einem oberen Gate-PWM-Signal in einen EIN-Zustand zu schalten und die untere Schaltvorrichtung gemäß einem unteren Gate-PWM-Signal in einen EIN-Zustand zu schalten. Der Gatetreiber ist dazu konfiguriert, den Zwischenkreiskondensator zu entladen, indem die obere und untere Schaltvorrichtung gleichzeitig in Übergangszuständen angeschaltet werden. Somit stellt die Verwendung von Übergangszuständen sicher, dass die Schaltvorrichtungen eine Impedanz bereitstellen, die die Kondensatorladung ableitet, während die Vorrichtungen vor übermäßigen Temperaturen geschützt werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist eine schematische Darstellung, die eine typische Ausführungsform eines Elektrofahrzeugantriebs zeigt, der einen Gleichstromzwischenkreiskondensator aufweist.
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2 ist eine schematische Darstellung, die einen Wechselrichter zur aktiven Entladung nach dem Stand der Technik zeigt, der den Gleichstromzwischenkreiskondensator entlädt.
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3 ist ein Ablaufdiagramm, das einen Vorgang zur Kondensatorentladung zeigt.
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4 ist eine schematische Darstellung, die einen Durchschussstrom an einem Phasenzweig des Wechselrichters darstellt.
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5 zeigt eine Vielzahl von Wellenformen zum Erzeugen von PWM-Schaltsignalen.
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6 ist ein Wellenformverlauf, der eine Ausgangsimpedanz einer Leistungsschaltvorrichtung darstellt, während aus einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand geschaltet wird.
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7 ist eine schematische Darstellung eines Phasenzweigs, die Gateschaltsignale zum Entladen des Zwischenkreiskondensators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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8 ist eine schematische Darstellung eines Phasenzweigs, die Gateschaltsignale für den normalen PWM-Betrieb zeigt.
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9 ist eine schematische Darstellung eines Phasenzweigs, die Gateschaltsignale zum Entladen des Zwischenkreiskondensators gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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10 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Ausführungsform eines Steuersystems der vorliegenden Erfindung zeigt.
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11 ist ein Wellenformdiagramm, das Gatesignale während des PWM-Betriebs mit Beispielen für Impulsfolgen zum Entladen des Zwischenkreiskondensators vergleicht.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Unter Bezugnahme auf 1 beinhaltet ein Elektrofahrzeug-Antriebssystem 10 eine Gleichstromleistungsquelle 11 (wie etwa einen Batteriesatz oder eine Brennstoffzelle), die an die Schaltschütze 12 und 13 gekoppelt ist. Die Schaltschütze 12 und 13 sind bevorzugt mechanische Schalter, die einen offenen Zustand und einen geschlossenen Zustand zum selektiven Koppeln der Batterie 11 an einen positiven Bus 14 und einen negativen Bus 15 des elektrischen Antriebssystems 10 aufweisen.
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Ein Hauptkondensator (d. h. Gleichstromzwischenkondensator) 16 ist neben einem Wechselrichter 17 zwischen die Busse 14 und 15 gekoppelt. Der Wechselrichter 17 beinhaltet eine Vielzahl von Schaltvorrichtungen in einer Brückenkonfiguration. Die Schalter in dem Wechselrichter 17 werden auf eine gewünschte Art und Weise geschaltet, um einen Motor 18 anzutreiben.
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Jede der Schaltvorrichtungen in dem Wechselrichter 17 besteht bevorzugt aus einem Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) oder anderen Halbleiter-Leistungsschaltvorrichtungen. Jeder IGBT beinhaltet eine rückwärts sperrende Diode. Jeder IGBT weist einen jeweiligen Steueranschluss (z. B. Basisanschluss) auf, der an Steuerschaltungen 21 gekoppelt ist, die durch eine Steuerung 20 gesteuert werden, die Schaltbefehle gemäß verschiedenen Betriebsmodi des Wechselrichters erzeugt.
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Die Steuerung 20 kann eine Motor/Generator-Steuereinheit (motor-generator control unit – MGCU) sein, die als programmierbare Vorrichtung kommerziell erhältlich ist. Zusätzlich zur Abwicklung der Steuerung der Pulsweitenmodulation (pulse width modulation – PWM) der Wechselrichter kann die MGCU-Steuerung 20 zudem einen Entladevorgang des Zwischenkreiskondensators 16 steuern, der beginnen kann, wenn die Schütze 12 und 13 geöffnet werden. Zum Beispiel können die IGBTs gemäß einem Algorithmus pulsweitenmoduliert werden, der einen flussschwächenden Strom treibt, der zu null Drehmoment führt, während die Ladung auf dem Kondensator 16 abgeleitet wird.
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2 zeigt eine herkömmliche Schaltung zur aktiven Widerstandsentladung 25, die über den Zwischenkreiskondensator 16 verbunden ist. Die Entladeschalung 25 umfasst einen Entladewiderstand 26 in Reihe mit einem Entladeschalter 27. Der Schalter 27 weist einen Steueranschluss zum selektiven Ein- und Ausschalten über eine Sperrschaltung 28 als Reaktion auf ein Sperrbefehlssignal von der MGCU auf. Die Funktion der Sperrschaltung 28 besteht darin, eine logische Inversion des Sperrbefehlssignals durchzuführen. Somit weist, wenn das Sperrbefehlssignal einen hohen Logikpegel aufweist, ein Ausgang der Sperrschaltung 28, der mit dem Steueranschluss verbunden ist, ein niedriges Spannungsniveau auf, sodass der Schalter 27 abgeschaltet wird (und der Kondensator 16 nicht entladen wird). Das niedrige Spannungsniveau kann zum Beispiel durch Nebenschließen des Steueranschlusses mit dem negativen Bus 15 erlangt werden. Wenn das Sperrbefehlssignal endet (d. h. auf einen geringen Logikpegel fällt), wird der Ausgang der Sperrschaltung 28 automatisch auf eine Spannung angehoben, die ausreicht, um den Entladeschalter 27 anzuschalten, und der Kondensator 16 wird schnell entladen.
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3 zeigt ein Verfahren nach dem Stand der Technik unter Verwendung einer Kombination von Mechanismen zur Zwischenkreiskondensatorentladung. Somit kann bei Schritt 30 eine Wechselrichtersystemsteuerung in einem normalen PWM-Drehmoment-Steuermodus betrieben werden, wobei PWM-Signale, die ein gesteuertes Tastverhältnis aufweisen, über entsprechende Gatetreiber an eine Wechselrichterbrücke angelegt werden. Bei Schritt 31 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob ein aktives Entladungsereignis benötigt wird, wie etwa eine Fahrzeugabschaltung. Falls nicht, dann wird die PWM-Drehmomentsteuerung bei Schritt 30 fortgesetzt. Andernfalls wird eine Zwischenkreiskondensatorentladung zunächst mit extern von dem Wechselrichtermodul erfolgender Ladungsableitung versucht, indem die Wechselrichterbrücke dazu betrieben wird, Strom aus dem Zwischenkreiskondensator der Motorlast auf eine Art und Weise zuzuführen, die bei Schritt 32 null Drehmoment erzeugt. Bei Schritt 33 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Zwischenkreiskondensator auf die erwartete Art und Weise entladen wird. Falls ja, dann kann der Algorithmus bei Schritt 34 abgeschlossen werden. Falls der Kondensator nicht entladen wird (z. B. wenn der Motor von dem Wechselrichter getrennt worden ist), dann kann das Wechselrichtermodul bei Schritt 35 eine interne Kondensatorentladung unter Verwendung eines aktiven Widerstands einleiten. Systeme nach dem Stand der Technik können ebenfalls nur eine oder die andere von der internen oder externen Entladetechnik verwenden. In jedem Fall sind die Systeme nach dem Stand der Technik entweder infolge zusätzlicher Komponenten kostspielig, die Berechnungen intensiv und/oder nicht dazu in der Lage, den Zwischenkreiskondensator unter bestimmten Bedingungen zu entladen.
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Die vorliegende Erfindung beseitigt den Bedarf an etwaigen zusätzlichen Komponenten und wird ausschließlich innerhalb des Wechselrichtersystemsteuermoduls durchgeführt, in dem sich der Zwischenkreiskondensator befindet.
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4 zeigt einen Phasenzweig 40 in einer Wechselrichterbrücke, der eine obere Schaltvorrichtung 41 und eine untere Schaltvorrichtung 42 umfasst, die in Reihe verbunden sind, und eine Abzweigung 43 zum Antreiben einer Motorwicklung 44 aufweist. Während des normalen PWM-Betriebs ist eine Totzeit als Teil der Sequenz des Ein- und Ausschaltens der Schaltvorrichtungen 41 und 42 ausgelegt, sodass sie nicht gleichzeitig eingeschaltet sind (was andernfalls einen „Durchschuss“-Zustand ermöglichen würde, bei dem ein Durchschussstrom 45 zwischen den Gleichstrombussen fließt). Da die Serienimpedanz der Schalter 41 und 42, während sie sich in ihrem EIN-Zustand befinden, sehr gering ist, kann ein Durchschusszustand dazu führen, dass sehr große Ströme in der Brücke fließen, die die Schaltvorrichtungen 41 und 42 beschädigen könnten (und zu einem erheblichen Leistungsverlust während des normalen PWM-Betriebs führen könnten).
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5 zeigt ein PWM-Trägersignal 45, das als dreieckige Wellenform bei einer hohen Frequenz (z. B. um 5 kHz) im Vergleich zu der Umdrehungsfrequenz des Motors erzeugt wird. Unter Verwendung eines bekannten PWM-Verfahrens zum Erzeugen von Gateantriebsschaltsignalen auf Grundlage von Stromregelung wird ein PWM-Tastverhältnissignal 46 als Reaktion auf einen Fehler zwischen dem detektieren Motorstrom/-drehmoment und einem Soll-Motorstrom/-drehmoment erzeugt. Das Tastverhältnis 46 wird mit dem PWM-Trägersignal 45 verglichen, um die nachstehend in 5 gezeigten PWM-Signale zu erzeugen. Zum Beispiel ist ein Signal 47 ein ursprüngliches Gatesignal der oberen Vorrichtung, das einen niedrigen Logikpegel aufweist, wen das PWM-Trägersignal 45 größer ist als das Tastverhältnissignal 46, und das einen hohen Logikpegel aufweist, wenn das Tastverhältnissignal 46 größer ist als das PWM-Trägersignal 45. Ein Signal 48 zeigt ein ursprüngliches Gatesignal der unteren Vorrichtung, das die logische Inverse des Signals 47 ist. Diese ursprünglichen (d. h. Nenn-)Gatesignale können anders als durch Verwendung eines PWM-Trägersignals erzeugt werden, wie etwa durch direkte numerische Berechnung.
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Zur Vermeidung eines Durchschusses, der unter Verwendung der ursprünglichen Gatesignale 47 und 48 auftreten könnte, ist folgendermaßen eine herkömmliche Totzeiteinfügung durchgeführt worden. Eine Wellenform 49 wird durch Einführen einer Zeitverzögerung (z. B. einer festen Totzeitverzögerung 53) in das Signal 47 erlangt. Die feste Zeitverzögerung steht für eine ausreichend lange Totzeiteinfügung, die ein gleichzeitiges Anschalten sowohl der oberen als auch unteren Schaltvorrichtung vermeidet, die infolge von Rauschen oder Unterschieden bei der Ausbreitungsverzögerung zwischen dem oberen und unteren Gatesignal (die typischerweise eine Dauer von mehreren Mikrosekunden aufweisen) auftreten könnten. Ein Gatesignal der oberen Schaltvorrichtung mit eingefügter Totzeit (GO) 51 wird durch Anwenden eines UND-Gatters (d. h. Bilden eines logischen UND) auf das ursprüngliche Gatesignal 47 und verzögerte Gatesignal 49 erlangt. Ein Signal 51 zeigt eine zeitverzögerte Version des unteren Gatesignals 48 unter Verwendung der gleichen festen Verzögerung 53. Ein Gatesignal der unteren Schaltvorrichtung mit eingefügter Totzeit (GU) 52 wird als logisches UND des ursprünglichen Gatesignals der unteren Vorrichtung 48 und verzögerten Signals 50 erzeugt. Nach dem Stand der Technik sind das obere und untere Gatesignal mit eingefügter Totzeit 51 bzw. 52 dazu verwendet worden, die Phasenzweig-Schaltvorrichtungen anzutreiben, ohne Durchschuss zu erzeugen (z. B. wie durch die Gatesignale GO und GU gezeigt, die in 4 an die Gateanschlüsse der Schaltvorrichtungen 41 und 42 gekoppelt sind).
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Während gezeigt ist, dass sich die Ein-/Aus-Niveaus der Gatesignale in 5 verzögerungsfrei ändern, verläuft der tatsächliche Übergang einer Schaltvorrichtung wie in 6 gezeigt. Die Impedanz der Vorrichtung weist einen Maximalwert auf, während sie sich in einem AUS-Zustand befindet, und einen Minimalwert in einem EIN-Zustand. Nach dem Empfang eines Gateantriebssignals über einem Schwellenwert, der zu einem Zeitpunkt tEIN erfolgt, passiert die Schaltvorrichtung einen Übergangszustand, während dessen ein Impedanzbereich 55 erlangt wird, der dazu in der Lage ist, Ladung von dem Zwischenkreiskondensator abzuleiten. Durch Aufrechterhalten des Betriebs innerhalb dieses Bereichs während einer ausreichenden Zeitaggregation kann der Zwischenkreiskondensator wirkungsvoll entladen werden.
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7 zeigt einen Phasenzweig 60, der zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators ausgelegt ist, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die obere und untere Schaltvorrichtung 61 und 62 sind über den Zwischenkreiskondensator gekoppelt (nicht gezeigt), wobei eine Abzweigung zwischen den Schaltvorrichtungen 61 und 62 dazu konfiguriert ist, an die Ausgangslast gekoppelt zu werden. Die Schaltvorrichtungen 61 und 62 sind auf herkömmliche Weise an die Gatetreiber 63 bzw. 64 gekoppelt. Gemeinsam mit einer Steuerung 65 sind die Gatetreiber dazu konfiguriert, den Zwischenkreiskondensator zu entladen, indem die Schaltvorrichtungen 61 und 62 immer dann gleichzeitig in Übergangszuständen (d. h. weniger als ihren vollständigen EIN-Zuständen) angeschaltet werden, wenn ein Entladungsereignis detektiert wird, bei dem die Hauptbusse von der Haupt-Gleichstromleistungsquelle entkoppelt werden, indem eines der Schaltschütze geöffnet wird. Durch Verwendung eines Übergangszustands werden die Schaltvorrichtungen 61 und 62 mit einer Impedanz betrieben, die die auf dem Zwischenkreiskondensator gespeicherte Ladung sicher ableiten kann. Um den Aufbau von Temperaturen zu verhindern, die die Vorrichtungen 61 und 62 beschädigen könnten, können die Übergangszustände moduliert werden, um den Entladestrom zu begrenzen.
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In der Ausführungsform nach 7 werden die Schaltvorrichtungen 61 und 62 in Übergangszuständen gehalten, indem die Gatesignale als ein Paar synchroner Folgen von schmalen Impulsen konfiguriert werden, wobei jeder Impuls kürzer als die Anschaltzeit der Vorrichtungen ist. Somit erzeugt ein Taktblock 65 die synchronen Impulsfolgen 66 und 67, wobei jeder Impuls eine Pulsbreite tsh aufweist, die kürzer ist als die Anschaltzeit der entsprechenden Vorrichtung, und wobei Impulse mit einer Frequenz bereitgestellt werden, die dazu konfiguriert ist, den Zwischenkreiskondensator innerhalb einer vorbestimmten Zeit zu entladen, während eine Temperatur der Schaltvorrichtungen unterhalb einer vorbestimmten Temperatur gehalten wird. Die Frequenz entspricht einem Zeitraum Ts zwischen benachbarten Impulsen in den Impulsfolgen 66 und 67. Die „Auszeit“ zwischen Impulsen begrenzt den Gesamtstrom (und dadurch die gesamte Wärmeerzeugung) durch Sicherstellen, dass den entsprechenden Gates der Schaltvorrichtungen unzureichende Ladung zum Erreichen ihrer EIN-Zustände zugeführt wird. In einer bevorzugten Ausführungsform werden die Pulsbreite und Pulsfrequenz der synchronen Impulsfolgen auf vorbestimmte Werte festgelegt. Die vorbestimmten Werte können empirisch oder durch Modellierung bestimmt werden und werden so gewählt, dass eine maximale Sperrschichttemperatur für die jeweiligen Schaltvorrichtungen bei einem maximalen Entladestrom während des Entladevorgangs unter einer vom Hersteller einer bestimmten Vorrichtung vorgegebenen maximal zulässigen Sperrschichttemperatur (z. B. etwa 150 °C) bleibt.
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Die Verwendung von gleichzeitiger Vorrichtungsumschaltung unter Verwendung von synchronen Impulsfolgen, wie in 7 gezeigt, ist sehr wirkungsvoll bei der schnellen Entladung eines Zwischenkreiskondensators. Zum Beispiel kann ein Zwischenkreiskondensator in weniger als 100 ms von 400 V auf weniger als 60 V entladen werden. Die Erfindung kann auch auf zwei oder mehr Wechselrichterphasenzweige angewandt werden, um eine Ladung noch schneller aus dem Zwischenkreiskondensator abzuleiten. Falls Wärmeerzeugung zu einem Problem wird, dann kann die Verwendung einer Vielzahl von Phasenzweigen die Wärme auf eine große Anzahl von Vorrichtungen verteilen. Da die Schaltvorrichtungen der Wechselrichterbrücke typischerweise eine passive oder aktive Kühlung beinhalten können, kann die vorliegende Erfindung eine bereits bestehende Wärmesenke nutzen, um bei der Entladung des Zwischenkreiskondensators zu helfen.
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Anstelle von synchronen, schmalen Impulsen kann der Schalttakt der Erfindung alternativ unter Verwendung einer Modifikation von herkömmlicher PWM-Signalerzeugung erlangt werden. 8 zeigt den Phasenzweig 60 und die Gatetreiber 63 und 64, die mit einem PWM-Signalblock 68 verbunden sind, der herkömmliche PWM-Gatesignale unter Verwendung einer eingefügten Totzeit ttot zum Erzeugen der Gatesignale gs1 und gs2 erzeugt, die den Gatetreibern 63 bzw. 64 bereitgestellt werden. Die PWM-Trägerfrequenz führt zu einem Zeitraum Ts1 für die Gatesignale. Während der Totzeit befinden sich beide Schaltvorrichtungen in ihrem AUS-Zustand. Während des übrigen PWM-Zeitraums befindet sich eine der Schaltvorrichtungen im EIN-Zustand und die andere Schaltvorrichtungen im AUS-Zustand.
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9 zeigt eine einfache Modifikation der Erzeugung von PWM-Schaltsignalen, die verwendet werden kann, um die obere und untere Schaltvorrichtung gleichzeitig in ihren Übergangszuständen anzuschalten, um das gleiche Ergebnis zu erreichen wie die Ausführungsform auf 7. Konkret werden die durch Block 68 in 8 erzeugten Signale in einem Signaltaktblock 70 invertiert, um die inversen Totzeitsignale 71 und 72 zu erzeugen. Durch Invertieren der normalen PWM-Signale weisen die inversen Totzeitsignale 71 und 72 eine hohe Logikpegelspannung auf, um die Schaltvorrichtungen während der Zeit, die der ursprünglichen Totzeit entspricht, gleichzeitig einzuschalten, und zu allen anderen Zeiten befindet sich eine der Schaltvorrichtungen immer im AUS-Zustand. Somit erzeugen die inversen Totzeitsignale einen Durchschuss des Phasenzweigs während Augenblicken, die der Totzeit entsprechen. Daher fließt während der kurzen Intervallzeiträume, in denen sich beide Gatesignale auf einem hohen Spannungsniveau befinden (was erneut zu kurz ist, um bei der neu anzuschaltenden Vorrichtung den EIN-Zustand zu erlangen), Strom durch die obere und untere Schaltvorrichtung, wodurch die Ladung schnell aus dem Zwischenkreiskondensator abgeleitet wird. Der Signalblock 70 kann die gleiche Länge der Totzeitpulsbreite tsh einsetzen, um die Umsetzung zu vereinfachen. Gleichermaßen kann die gleiche PWM-Frequenz (d. h. der gleiche Zeitraum) verwendet werden oder es könnte ein anderer vorbestimmter Zeitraum Ts2 verwendet werden, um ein gewünschtes Entladeprofil zu erlangen, das die Temperatur auf weniger als eine vorbestimmte Temperatur begrenzt.
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10 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wobei die obere und untere Schaltvorrichtung 76 und 77 unter Verwendung von Gatesignalen angeschaltet werden, die eine Amplitude aufweisen, die zum Erlangen des EIN-Zustands zu gering ist (d. h. direktes Steuern der Vorrichtungen 76 und 77, damit sie innerhalb ihrer Übergangsbereiche leiten). Eine typische Schaltvorrichtung kann dazu konfiguriert sein, ihren vollständigen EIN-Zustand mit einer Gatespannung von 15 V zu erlangen. Für eine derartige Vorrichtung kann eine Übergangsgatespannung von etwa 6 V verwendet werden. Da die Vorrichtungen 76 und 77 aufgrund ihres Hauptzwecks in einer Wechselrichterbrücke für vollständige EIN-/AUS-Schaltung optimiert sind, kann die Größe der Übergangsbereiche im Vergleich zu anderen Arten von Schaltvorrichtungen relativ klein sein. Daher kann es erforderlich sein, die Amplitude der Gatesignale präzise zu steuern. Es kann bevorzugt sein, die verringerte Amplitude der Gatesignale gemeinsam mit einem Pulsen der Gatesignale zu verwenden. Zum Beispiel zeigt 11 die regulären PWM-Gatesignale 85, die eine vollständige Amplitude aufweisen, die dazu konfiguriert ist, die Schaltvorrichtungen in ihre EIN-Zustände anzutreiben. In Beispiel A weist ein gepulstes Gatesignal 86 eine reduzierte Amplitude auf, die (wenn sie beiden Vorrichtungen in dem Phasenzweig gleichzeitig bereitgestellt wird) einen begrenzten Strom durch den Phasenzweig zum Entladen des Zwischenkreiskondensators bereitstellt. Falls die Impulsfolgefrequenz in Beispiel A eine Vorrichtungstemperatur erzeugen würde, die höher ist als eine vorgegebene Temperatur, dann könnte die Impulsfolgefrequenz wie durch das Gatesignal 87 in Beispiel B gezeigt verringert werden.
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Wie in 10 gezeigt, können die Schaltvorrichtungen 76 und 77 auf einem gemeinsamen Halbleiterchip hergestellt und als ein Leistungsmodul 75 gebündelt sein. Die Temperatur des Moduls 75 kann mit einem auf dem Chip befindlichen Temperatursensor 78 überwacht werden, der der Steuerung 80 ein Temperatursignal bereitstellt. Die Steuerung 80 ist mit dem Gatetreiber 81 verbunden, der die Schaltung der Vorrichtungen 76 und 77 wie vorstehend beschrieben steuert. Ein Abschaltungsdetektionssignal kann der Steuerung 80 bereitgestellt werden. Die Steuerung 80 oder eine andere Steuerung in dem elektrifizierten Fahrzeug öffnet die Schaltschütze der Hauptbatterie, wenn eine Abschaltung detektiert wird. Als Reaktion auf die Abschaltung stellt die Steuerung 80 dem Treiber 81 Gatesignale bereit, die dazu konfiguriert sind, den Zwischenkreiskondensator 16 gemäß einer der vorhergehenden Ausführungsformen zu entladen. Unter Verwendung des Temperatursignals von dem Sensor 78 könnte die Steuerung 80 den Entladestrom weiter regulieren, um die Geschwindigkeit der Entladung zu maximieren, ohne eine unerwünschte Temperaturzunahme zu erzeugen. Der Entladestrom kann durch Variieren der Frequenz der synchronen Impulsfolgen derart gesteuert werden, dass in dem Fall, dass die Temperatur zu hoch wird, zum Beispiel die Frequenz der Entladeimpulse verringert wird.
