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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG
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Die gesamte Offenbarung der
japanischen Patentanmeldung Nr. 2015-229495 , eingereicht am 25. November 2015, einschließlich der Beschreibung, der Ansprüche, der Zeichnungen und der Zusammenfassung, ist hier durch Bezugnahme vollständig mit aufgenommen.
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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Frequenzidentifikationsvorrichtung, die hauptsächlich in eine Servosteuervorrichtung usw. eingebaut ist, zum Identifizieren einer sich zyklisch ändernden Frequenz eines Signals in einem hohen Band, das in einem bei der Steuerverarbeitung verwendeten Signal enthalten ist.
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HINTERGRUND
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Beim Antreiben eines Tischs einer Werkzeugmaschine unter Verwendung einer Kugelumlaufspindel usw., die mit einem Servomotor verbunden ist, führt eine Servosteuervorrichtung eine Positionssteuerverarbeitung und eine Geschwindigkeitssteuerverarbeitung auf der Basis eines Positionsbefehls, der von einer numerischen Steuervorrichtung geliefert wird, und eines Positionsdetektionsbetrags, der von einem am Servomotor montierten Codierer geliefert wird, aus, um dadurch einen Dreiphasenstrom zu bestimmen, der zum Servomotor geliefert werden soll, um einen Motorstrom zu steuern. Mit dem Obigen ist es möglich, den Tisch in eine Position gemäß dem Positionsbefehl zu bewegen. Da bei einer solchen Steuerung eines Tischs usw. die Ansprechcharakteristik auf der Maschinenseite begrenzt ist, ist es möglich, ein ausreichendes Ansprechvermögen sicherzustellen, das für die Maschine erforderlich ist, solange es möglich ist, eine Frequenz bis zu einigen zehn Hz getreu zu steuern. Um jedoch eine Frequenz bis zu einigen zehn Hz getreu zu steuern, ist es nicht möglich, eine getreue Steuerung innerhalb eines Frequenzbandes zu erreichen, das für die Maschinensteuerung erforderlich ist, wenn das Ansprechvermögen in der Geschwindigkeitssteuerung nicht bis zu einer Frequenz von etwa zehnmal der Ansprechfrequenz sichergestellt wird. Um eine sehr genaue und sehr ansprechfähige Maschine zu implementieren, ist folglich eine Servosteuercharakteristik, bei der das Ansprechvermögen in einem solchen hohen Band sichergestellt wird, das tatsächlich nicht bei der Maschinensteuerung erforderlich ist, notwendig. Mit einer Anordnung zum Ermöglichen der Steuerung eines Servomotors bis zu einem hohen Band spricht jedoch ein Servomotor auf einen zyklischen Fehler wie z. B. eine mechanische Resonanz einer Kugelumlaufspindel usw. in einem hohen Band, einen Interpolationsfehler eines Codierers oder dergleichen an. Dies verursacht ein Problem der Erzeugung einer mechanischen Resonanz und anomalen Rauschens. Um das Obige hinsichtlich der mechanischen Resonanz anzugehen, wird ein Kerbfilter usw. mit weniger Auswirkung auf die Phasencharakteristik in einem niedrigen Band verwendet, um eine Resonanzfrequenzkomponente von einem Drehmomentbefehlswert usw. zu entfernen. Hinsichtlich eines Codierers wird auch ein Codierer mit dem kleinstmöglichen Interpolationsfehler an einem Servomotor montiert.
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Bei der Herstellung einer sehr genauen und sehr ansprechfähigen Maschine wird eine hohe Vorbelastung auf ein Lager und eine Kugelumlaufspindel aufgebracht, die verwendet werden, so dass ein Totgang der Maschine dadurch verringert wird. Langfristig fällt jedoch eine solche Vorbelastung aufgrund von Abrieb usw. ab, was eine Änderung der Maschinencharakteristik verursacht. Folglich wird die mechanische Resonanzfrequenz abgelenkt, was zu einem Abfall des Effekts des Kerbfilters führt. Dies verursacht ein Problem der erneuten Erzeugung von mechanischer Resonanz und anomalem Rauschen. Mit der abgefallenen Vorbelastung nimmt auch der Totgang aufgrund einer winzigen Verlagerung zwischen dem Motor und dem Tisch zu, infolge dessen eine Strukturkomponente, die weiter vom Servermotor entfernt angeordnet ist, weniger ansprechfähig auf eine Antriebskraft mit einer hohen Frequenz wird, die eine Vibration verursacht, die eine winzige Verlagerung verursacht. Folglich nimmt eine Frequenz mit höherer Trägheit einer durch einen Servermotor angetriebenen Welle äquivalent ab und die Schleifenverstärkung für die Geschwindigkeitssteuerung wird in einem höheren Band höher. Dies führt dazu, dass ein Servomotor wahrscheinlicher auf eine höhere Frequenz anspricht als zur Zeit des Versands. Daher entsteht insofern ein Problem, als die mechanische Resonanz und das anomale Rauschen erneut bei einer höheren Frequenz erzeugt werden, bei der ein solches Problem zur Zeit des Versands fehlte.
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In Abhängigkeit von der mechanischen Struktur bestehen auch Fälle, in denen sich die mechanische Resonanzfrequenz geringfügig in Abhängigkeit von der Position eines Tisches oder dem Gewicht eines daran montierten Werkstücks usw. ändert. Daher besteht in einer Maschine unter einer solchen Bedingung insofern ein Problem, als ein Entfernungsfrequenzband schmal ist, ein Kerbfilter mit einer bevorzugten Phasencharakteristik nicht verwendet werden kann und es daher nicht möglich ist, das Ansprechvermögen bei der Servosteuerung zu erhöhen.
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Hinsichtlich eines Interpolationsfehlers eines Codierers wird, da sich die Frequenz einer Fehlerkomponente in Abhängigkeit von einer Motordrehzahl ändert, selbst wenn der Betrag des Positionsfehlers angesichts der Bearbeitungsgenauigkeit nicht kritisch ist, ferner ein Vibrationsniveau mit einer Rate höher, die zum Quadrat einer Frequenz in einem höheren Band proportional ist. Überdies nimmt eine Person aufgrund der Charakteristiken des menschlichen Gehörsystems ein Geräusch mit einer größeren Lautstärke in einem höheren Band wahr. Daher kann sich in einer ansprechfähigeren Maschine ein Interpolationsfehler eines Codierers wahrscheinlicher als Rauschen erweisen und folglich ist es erforderlich, einen supergenauen Codierer zu verwenden, der angesichts der Bearbeitungsgenauigkeit überspezifiziert ist.
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Es ist zu beachten, dass ein Verfahren zum Verringern eines nachteiligen Ansprechens in einem hohen Band unter Verwendung eines Tiefpassfilters usw. zur Verfügung steht. Die Erhöhung der Entfernungscharakteristik eines Tiefpassfilters verschlechtert jedoch die Phasencharakteristik in einem niedrigen Band, während die Phasencharakteristik in einem niedrigen Band bei der Maschinensteuerung erforderlich ist, und eine Bedingung, unter der eine solche Situation unter Verwendung eines Tiefpassfilters bewältigt werden kann, ist begrenzt.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Eine Aufgabe gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Frequenzidentifikationsvorrichtung zu implementieren, die in einer kurzen Zeitdauer eine sich zyklische ändernde Frequenz, Phase und Amplitude eines nachteiligen Signals in einem hohen Band identifiziert, das aufgrund von mechanischer Resonanz und eines Interpolationsfehlers eines Codierers verursacht wird. Eine Aufgabe gemäß einem anderen Aspekt besteht darin, eine nachteilige Signalkomponente in einem hohen Band unter Verwendung dieser Frequenzidentifikationsvorrichtung zu entfernen, um die Erzeugung von Resonanz und von anomalem Rauschen zu verhindern.
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Eine Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Frequenzidentifikationsvorrichtung, die eine Anzahl N von Eingangssignalen in einem konstanten Zyklus T abtastet und aus Daten, mit denen eine Fensterfunktion multipliziert wurde, eine Frequenz eines einzelnen Signals zwischen einer Frequenz (m + 1)/(NT) und einer Frequenz (m + 2)/(NT) mit einer Auflösung höher als 1/(NT) auf der Basis von acht Werten, einschließlich COS-Komponenten und SIN-Komponenten m-ter Ordnung (wobei m eine natürliche Zahl geringer als N/2 – 4 ist), m + 1-ter Ordnung, m + 2-ter Ordnung und m + 3-ter Ordnung, identifiziert, nämlich C(m), C(m + 1), C(m + 2), C(m + 3), S(m), S(m + 1), S(m + 2) und S(m + 3), die durch Anwenden einer Fourier-Umsetzung auf die Anzahl N von Datenelementen mit einem NT-Zyklus als erste Ordnung (das heißt eine Komponente einer Frequenz mit der Länge von NxT, da ein Zyklus als Komponente erster Ordnung angenommen wird) erhalten werden.
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Wenn eine Funktion einer Quadratwurzel als SQRT bezeichnet wird, kann auch die Frequenzidentifikationsvorrichtung Si = SQRT(C(m + 2)^2 + S(m + 2)^2) – SQRT(C(m)^2 + S(m)^2) und Ci = SQRT(C(m + 1)^2 + S(m + 1)^2) – SQRT(C(m + 3)^2 + S (m + 3)^2) berechnen und eine Frequenz Fi auf der Basis der Werte eines numerischen Werts Ci und eines numerischen Werts Si identifizieren.
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Wenn eine Arcustangens-Funktion von zwei Variablen als ATAN2 bezeichnet wird, kann auch die Frequenzidentifikationsvorrichtung Fi = (m + 1 + 2·ATAN2(Ci, Sj)/π)/(NT) berechnen, um dadurch die Frequenz Fi zu identifizieren. Es ist zu beachten, dass ATAN2 (X, Y) eine Funktion zum Berechnen des Winkels ist, der durch eine Linie, die den Koordinatenursprung und einen Punkt (X, Y) verbindet, relativ zur positiven Richtung der X-Achse gebildet wird.
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Die Frequenzidentifikationsvorrichtung kann auch die Amplitude eines Signals der Frequenz Fi auf der Basis des Werts von 2·SQRT(Ci^2 + Si^2) identifizieren.
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Die Frequenzidentifikationsvorrichtung kann auch die Phase eines Signals einer Frequenz Fi auf der Basis der Frequenz Fi und des Werts von ATAN2(C(m + 1), S(m + 1)) oder des Werts von ATAN2(C(m + 2), S(m + 2)) identifizieren.
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Im Gegensatz zum Obigen kann ein Signalentfernungsgerät mit der vorstehend beschriebenen Frequenzidentifikationsvorrichtung und einem digitalen Kerbfilter zum Empfangen von Eingaben der durch die Identifikationsvorrichtung identifizierten Frequenz und eines Eingangssignals zum Entfernen der Komponente der identifizierten Frequenz vom Eingangssignal vorgesehen sein.
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Es kann auch ein Signalentfernungsgerät mit der vorstehend beschriebenen Frequenzidentifikationsvorrichtung, einem Digitalsignalgenerator zum Erzeugen eines Signals mit einer Frequenz, einer Amplitude und einer Phase, die gleich sind wie jene, die durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung identifiziert werden, und einem Subtrahierer zum Subtrahieren des durch den Signalgenerator erzeugten Signals vom Eingangssignal vorgesehen sein.
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In einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, die Frequenz, Phase und Amplitude eines Signals mit einer einzelnen Frequenz, die in einem Band vorhanden ist, das dasselbe wie jenes einer Frequenz erster Ordnung ist, auf der Basis von acht Parametern von vier aufeinander folgenden Ordnungen sehr genau zu identifizieren, die bei der Fourier-Umsetzung erhalten werden (SIN-Komponenten und COS-Komponenten dieser vier Ordnungen). Daher ist es möglich, in einer kurzen Zeitdauer eine Frequenz in einem Band, das höher ist als eine Komponente zweiter Ordnung, auf der Basis einer signifikant kleineren Anzahl von Datenelementen als jenen bei der typischen schnellen Fourier-Transformationsumsetzung (FFT) zu identifizieren. Es ist auch möglich, eine Frequenz in Bezug auf ein Signal zu identifizieren, dessen Frequenz sich in Reaktion auf eine Änderung der Geschwindigkeit scharf ändert, wie z. B. ein Interpolationsfehler eines Codierers, und auch ohne Verwendung eines Filters eine Signalkomponente aufgrund eines Interpolationsfehlers unter Verwendung einer Digitalsignalerzeugungsvorrichtung zum Empfangen von Eingaben der identifizierten Frequenz, Phase und Amplitude zu entfernen. Dies macht es möglich, einen kostengünstigen Codierer mit Interpolationsgenauigkeit gemäß der Bearbeitungsgenauigkeit zu verwenden. Da es auch möglich ist, ein nachteiliges Signal ohne Verwendung eines Filters zu entfernen, das sich auf die Phasencharakteristik auf einer Niederbandseite auswirkt, ist es möglich, die Ansprechcharakteristik der Servosteuerung zu verbessern. Da es auch möglich ist, eine Verarbeitungszeitdauer in einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu einem anspruchsvollen Servosystem zum Identifizieren der Frequenz eines Kerbfilters unter Verwendung einer FFT usw. signifikant zu verringern, ist es möglich, die Verarbeitungsbelastung bei der Servosteuerung zu verringern.
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Mit dem Obigen ist es möglich, unter Verwendung einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ein sehr ansprechfähiges Servosystem, das unwahrscheinlich eine mechanische Oszillation und anomales Rauschen verursacht, mit niedrigeren Kosten zu implementieren.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Ausführungsform(en) der vorliegenden Erfindung werden auf der Basis der folgenden Figuren beschrieben, in denen:
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1 ein Blockdiagramm eines Servosteuersystems ist, das ein Beispiel eines Signalentfernungsgeräts mit einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung und einem digitalen Kerbfilter in Kombination zeigt;
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2 ein Blockdiagramm ist, das eine interne Struktur der in 1 gezeigten Frequenzidentifikationsvorrichtung zeigt;
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3 ein Graph ist, der die Charakteristik eines Signals in einer Schaltung zeigt, die im Blockdiagramm in 2 gezeigt ist;
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4 ein Graph ist, der eine andere Signalcharakteristik der im Blockdiagramm in 2 gezeigten Schaltung zeigt;
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5 ein Graph ist, der noch eine andere Signalcharakteristik der im Blockdiagramm in 2 gezeigten Schaltung zeigt;
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6 ein Blockdiagramm eines Servosteuersystems ist, das ein Beispiel eines Signalentfernungsgeräts mit einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und einem Signalgenerator in Kombination zeigt;
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7 ein Blockdiagramm ist, das eine interne Struktur der in 6 gezeigten Frequenzidentifikationsvorrichtung zeigt;
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8 ein Graph ist, der das Betriebsprinzip eines Phasenrechners in der in 7 gezeigten Schaltung erläutert; und
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9 ein Graph ist, der das Betriebsprinzip eines Phasenrechners in der in 7 gezeigten Schaltung erläutert.
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BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Im Block 4 in 1, der die Servosteuerung zeigt, werden Positionsdetektionsdaten Po, die durch einen Codierer 7 detektiert werden, der an einem Servomotor 6 montiert ist, von einem Positionsbefehlswert Pc subtrahiert, der durch eine numerische Steuervorrichtung usw. befohlen wird, um dadurch eine Positionsabweichung Pd zu berechnen. In einem Multiplizierer 9 wird eine Positionsschleifenverstärkung Kp mit der Positionsabweichung Pd multipliziert, um einen Geschwindigkeitsbefehlswert Vc auszugeben. In einem Differenzrechner 8 wird die Differenz zwischen den Positionsdetektionsdaten Po und vorherigen Positionsdetektionsdaten Po berechnet, um dadurch eine Geschwindigkeit Vel zu berechnen, und ausgegeben. Die Geschwindigkeit Vel wird vom Geschwindigkeitsbefehlswert Vc subtrahiert, um dadurch eine Geschwindigkeitsabweichung Vd zu berechnen. Ein Übertragungsfunktionsrechner 10 multipliziert eine proportionale Verstärkung und eine integrale Verstärkung mit der Geschwindigkeitsabweichung Vd. Der Übertragungsfunktionsrechner 10 führt auch an dem Ergebnis der Verstärkungsmultiplikation eine Filteroperation unter Verwendung eines Filters wie z. B. eines Kerbfilters oder eines Tiefpassfilters zum Entfernen einer mechanischen Resonanzfrequenzkomponente mit weniger Frequenzvariation um einen solchen Betrag durch, der sich nicht signifikant auf eine Niederbandphase auswirkt, um dadurch einen Drehmomentbefehlswert Tc zu berechnen, und gibt den berechneten Wert aus. In dem in dieser Erläuterung verwendeten Beispiel wird die Berechnung der Geschwindigkeitsabweichung Vd und des Drehmomentbefehlswerts Tc in einem Steuerzyklus in einem Intervall von T = 500 μs ausgeführt, das jedoch nur ein Beispiel ist.
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Die Geschwindigkeitsabweichung Vd wird auch in eine Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 eingegeben. Ein Beispiel der internen Struktur der Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 ist in 2 gezeigt. Die Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 umfasst einen Fensterfunktionsrechner 11 und der Fensterfunktionsrechner 11 führt eine Berechnung einer Hann-Fensterfunktion Vd(n)·(0,5 – 0,5·COS(2π·n/N)) für die eingegebene Geschwindigkeitsabweichung Vd(n) aus und gibt das Ergebnis der Berechnung als numerischen Wert Vw(n) aus. In diesem Beispiel wird N = 20 festgelegt. In diesem Fall multiplizieren für den numerischen Wert Vw(n) nach der Fensterfunktionsverarbeitung Fourier-Rechner 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19 jeweils COS(2π·2n/N), SIN(2π·2n/N), COS(2π·3n/N), SIN(2π·3n/N), COS(2π·4n/N), SIN(2π·4n/N), COS(2π·5n/N), SIN(2π·5n/N) mit jedem von zwanzig jeweiligen aufeinander folgenden numerischen Werten Vw(n) für jeweils zwanzig numerische Werte (N = 20), addieren dann jeweils die zwanzig Multiplikationsergebnisse und multiplizieren das Additionsergebnis mit 0,1. Mit dem Obigen geben die Fourier-Rechner 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19 jeweils eine COS-Komponente zweiter Ordnung (m = 2), eine SIN-Komponente zweiter Ordnung, eine COS-Komponente dritter Ordnung, eine SIN-Komponente dritter Ordnung, eine COS-Komponente vierter Ordnung, eine SIN-Komponente vierter Ordnung, eine COS-Komponente fünfter Ordnung und eine SIN-Komponente fünfter Ordnung aus, nämlich numerische Werte C2, S2, C3, S3, C4, S4, C5, S5, mit der Frequenz 100 Hz (der Wert von 1/(NT) in diesem Beispiel) als Grundwelle erster Ordnung.
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Die numerischen Werte C2 und S2, die numerischen Werte C3 und S3, die numerischen Werte C4 und S4 und die numerischen Werte C5 und S5 werden in jeweilige SRSS-Rechner (Rechner für die Quadratwurzel der Summe von Quadraten) 20, 21, 22, 23 eingegeben. Jeder der SRSS-Rechner 20, 21, 22, 23 berechnet eine Quadratwurzel der Summe von Quadraten der eingegebenen zwei numerischen Werte (das heißt eine Amplitude in jeder Ordnung) und gibt das Ergebnis der Berechnung als numerischen Wert A2, A3, A4, A5 aus. Die numerischen Werte A3 und A5 werden in einen Subtrahierer 24 eingegeben. Der Subtrahierer 24 führt eine Berechnung von A3-A5 aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Ci aus. Ebenso führt ein Subtrahierer 25 eine Berechnung von A4-A2 aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Si aus. Ein Frequenzrechner 27 führt eine Berechnung (3 + 2·ATAN2(Ci, Si)/π)/(NT) für die numerischen Werte Ci und Si aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Fi aus. Unterdessen führt ein Amplitudenrechner 26 eine SRSS-Berechnung SQRT(Ci^2 + Si^2) für die numerischen Werte Ci und Si aus, verdoppelt dann das Rechenergebnis und gibt es als numerischen Wert Ai aus.
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Ein Graph, der Empfindlichkeitsniveaus relativ zu Eingangsfrequenzen bei jeweiligen numerischen Werten A2, A3, A4 und A5 zeigt, wenn ein Eingangssignal Vd(n) eine einzelne Frequenz aufweist, ist in 3 gezeigt. Ein Graph, der Empfindlichkeitscharakteristiken von A3-A5 und von A4-A2 zeigt, ist auch in 4 gezeigt. Wie aus dem Graphen in 4 bekannt ist, ändert sich zwischen 300 Hz (3/(NT)) und 400 Hz (4/(NT)) ein Signal Ci von A3-A5 im Verhältnis zu einem Cosinuswert einer Änderung der Frequenz des Eingangssignals und ein Signal Si von A4-A2 ändert sich im Verhältnis zu einem Sinuswert einer Änderung der Frequenz des Eingangssignals. Aus dem Obigen kann verstanden werden, dass ein numerischer Wert Fi, der in einer Berechnung (m + 1 + 2·ATAN2(Ci, Si)/π)/(NT) mit m = 2 erhalten wird, einen Wert bildet, der als Frequenz des Eingangssignals identifiziert wird.
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Ein Graph, der eine Empfindlichkeitscharakteristik von SRSS von A3-A5 und A4-A2 zeigt, wenn das Eingangssignal Vd(n) eine einzelne Frequenz aufweist, ist auch in 5 gezeigt. Wie in 5 gezeigt, gibt zwischen 300 Hz (3/(NT)) und 400 Hz (4/(NT)) die Empfindlichkeitscharakteristik trotz der Anwesenheit von einigen Fehlern einen Wert gleich etwa eine Hälfte der Amplitude des Eingangssignals an. Daher kann verstanden werden, dass der numerische Wert Ai einen Wert bildet, der als Amplitude des Eingangssignals identifiziert wird.
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Der numerische Wert Ai, der sich aus der Identifikation der Amplitude des Eingangssignals zwischen 300 Hz und 400 Hz durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 ergibt, wird in einen Komparator 2 eingegeben, und in einem Fall, in dem Ai größer ist als ein vorbestimmter numerischer Wert AT, wird ein Frequenzfestlegungssignal Set, das auf 1 gesetzt wird, an ein digitales Kerbfilter 3 ausgegeben. Mit dem auf 1 gesetzten Frequenzsetzsignal Set ändert das digitale Kerbfilter 3 die Mittenfrequenz des Kerbfilters auf den numerischen Wert Fi oder den identifizierten Wert der Frequenz des durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 ausgegebenen Eingangssignals. Das digitale Kerbfilter 3 entfernt auch eine Komponente der Frequenz vom Drehmomentbefehlswert Tc und gibt einen Drehmomentbefehlswert Tn oder ein Entfernungsergebnis aus. Gemäß dem Drehmomentbefehlswert Tn wendet ein Stromumsetzer 5 eine Stromsteuerung auf den Dreiphasen-Verdrahtungsstrom UVW eines Servomotors 6 an.
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Das Beispiel in 1 zeigt ein Servosystem, das auf einer Annahme basiert, dass ein Maschinenelement, dessen Resonanzfrequenz zwischen 300 Hz und 400 Hz variiert, an einer Maschine vorgesehen ist, die durch einen Motor angetrieben wird. In einem Fall, in dem eine große Signalkomponente mit der Geschwindigkeitsabweichung Vd aufgrund einer Resonanz zwischen 300 Hz und 400 Hz erzeugt wird, macht es die Verwendung einer Frequenzidentifikationsvorrichtung und eines Signalentfernungsgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung bei einer solchen Maschine möglich, die Resonanzfrequenz zu identifizieren und zu veranlassen, dass die Entfernungsfrequenz des Kerbfilters mit der Resonanzfrequenz zusammenfällt, in einer solchen kurzen Ansprechzeit wie 10 ms. Selbst wenn die Resonanzfrequenz sich signifikant zum Zeitpunkt der Aktivierung der Maschine ändern sollte, wenn ein schweres Werkstück usw. an einem Tisch montiert wird, ist es folglich möglich, die Resonanz unverzüglich zu verringern. Mit dem Obigen ist es möglich, eine vorübergehende Erzeugung von anomalem Rauschen aufgrund der Resonanz unmittelbar nach der Aktivierung zu verhindern. Da es auch möglich ist, eine Frequenz mit hoher Genauigkeit zu identifizieren, kann der Gütewert des Kerbfilters leicht hoch festgelegt werden. Daher ist es möglich, eine Verschlechterung der Niederband-Phasencharakteristik aufgrund eines Kerbfilters zu verringern.
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Hinsichtlich des Geschwindigkeitsabweichungssignals Vd ist, wenn das Geschwindigkeitsbefehlssignal Vc = das Geschwindigkeitssignal Vel gehalten wird, im Prinzip nur ein sehr kleines Geschwindigkeitsabweichungssignal Vd enthalten. Da normalerweise die Hauptkomponente, die im Geschwindigkeitsabweichungssignal Vd enthalten ist, dominant eine Niederbandkomponente ist, die für die Steuerung erforderlich ist, ist im Wesentlichen auch kein Hochbandsignal vorhanden, wenn keine Resonanz usw. besteht. In einem Fall, in dem eine große Anzahl von Resonanzfrequenzen in einem hohen Band vorhanden sind, besteht jedoch eine Möglichkeit, dass die Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 auf mehrere Signale anspricht. Um das Obige anzugehen, wird eine höhere Resonanzfrequenzkomponente durch ein Filter des Übertragungsfunktionsrechners 10 für die Servosteuerung entfernt. Dann kann eine niedrigere Resonanzfrequenz, die sich wahrscheinlich ändert und sich möglicherweise auf eine Niederband-Phasencharakteristik auswirkt, durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung 1 und das Kerbfilter 3 entfernt werden.
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6 ist ein Blockdiagramm eines Servosteuersystems, das ein Beispiel eines Signalentfernungsgeräts zeigt, das durch Kombinieren einer Frequenzidentifikationsvorrichtung gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und einer Signalerzeugungsvorrichtung hergestellt ist. Es ist zu beachten, dass Elementen in 6, die zu jenen in 1 ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen gegeben sind und sie hier nicht erneut beschrieben werden.
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In 6 wird der Drehmomentbefehlswert Tc, der aus dem Übertragungsfunktionsrechner 10 ausgegeben wird, in jeweilige Fensterfunktionsrechner 30, 31 eingegeben. Der Fensterfunktionsrechner 30 führt eine Berechnung einer Hann-Fensterfunktion von Vd(n)·(0,5 – 0,5·COS(2π·n/N)) für das eingegebene Vd(n) aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Tw1 an eine Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 aus. Ein Fensterfunktionsrechner 31 führt auch eine Berechnung einer Hann-Fensterfunktion von Vd(n)·(0,5 – 0,5·COS(2π·n/N + π)) für das eingegebene Vd(n) aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Tw2 an eine Frequenzidentifikationsvorrichtung 33 aus.
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Ein Beispiel einer internen Struktur der Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 ist in 7 gezeigt. Es ist zu beachten, dass die interne Struktur der Frequenzidentifikationsvorrichtung 33 auch eine ähnliche interne Struktur aufweist. Die Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 weist eine FFT-Operationsvorrichtung 40 auf und die FFT-Operationsvorrichtung 40 führt eine schnelle Fourier-Berechnung an den Werten von zweiunddreißig jeweiligen numerischen Werten Tw1(n) für jeweils zweiunddreißig numerische Werte aus, die aus dem Fensterfunktionsrechner 30 ausgegeben werden, beginnend mit einem mit einer Fensterfunktion von null. Mit dem Obigen berechnet die FFT-Operationsvorrichtung 40 COS-Komponenten bis zu einer fünfzehnten Ordnung, nämlich C1, C2, C3, C4, C5, C6, C7, C8, C9, C10, C11, C12, C13, C14, C15, und SIN-Komponenten bis zu einer fünfzehnten Ordnung, nämlich S1, S2, s3, S4, S5, S6, S7, S8, S9, S10, S11, S12, S13, S14, S15, mit 62,5 Hz (entsprechend 1/(32T)) als Grundwelle erster Ordnung und gibt die berechneten Werte aus. In einem Maximalkomponentenselektor 41 werden Komponenten von zwei benachbarten Ordnungen mit den maximalen Pegeln aus den berechneten Komponenten von Ordnungen gleich oder größer als die zweite Ordnung und gleich und geringer als die vierzehnte Ordnung ausgewählt. Das heißt, unter den jeweiligen Komponenten von Ordnungen von der zweiten bis vierzehnten Ordnung werden Komponenten von zwei benachbarten Ordnungen, deren Amplituden (das heißt eine Quadratwurzel der Summe von Quadraten einer SIN-Komponente und einer COS-Komponente) die erste (Maximum) und die zweite sind, festgelegt (im Allgemeinen sind Ordnungen mit der größten Amplitude und der zweitgrößten Amplitude zueinander benachbart). Dann werden unter der Annahme, dass eine kleinere Ordnung der zwei festgelegten Ordnungen als (m + 1)-te Ordnung festgelegt wird, numerische Werte Cm, Sm, C(m + 1), S(m + 1), C(m + 2), S(m + 2), C(m + 3), S(m + 3) und ein numerischer Wert m ausgegeben. Die numerischen Werte Cm und Sm, die numerischen Werte C(m + 1) und S(m + 1), die numerischen Werte C(m + 2) und S(m + 2) und die numerischen Werte C(m + 3) und der Wert S(m + 3) werden in jeweilige SRSS-Rechner 42, 43, 44, 45 eingegeben. Die SRSS-Rechner 42, 43, 44, 45 berechnen jeweils Quadratwurzeln der Summe der Quadrate der zwei jeweiligen eingegebenen numerischen Werte und geben das Rechenergebnis als numerische Werte Am, A(m + 1), A(m + 2) und A(m + 3) aus.
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Ein Subtrahierer 48 führt eine Berechnung von A(m + 1)-A(m + 3) aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Ci1 aus. Ein Subtrahierer 49 führt auch eine Berechnung von A(m + 2)-Am aus und gibt das Rechenergebnis als numerischen Wert Si1 aus. Für die numerischen Werte Ci1, Si1 und m führt ein Frequenzrechner 51 eine Berechnung von (m + 1 + 2·ATAN2(Ci1, Si1)/π)/(NT) aus, um dadurch einen numerischen Wert Fi1 zu erhalten, und gibt den erhaltenen Wert aus. Für die numerischen Werte Ci1 und Si1 führt auch ein Amplitudenrechner 50 eine SRSS-Berechnung von SQRT(Ci^2 + Si^2) aus. Ferner erhält der Amplitudenrechner 50 von einer Umsetzungstabelle einen Umsetzungskoeffizienten, der dem Wert des numerischen Werts Fi1 entspricht, der durch den Frequenzrechner 51 erhalten wird, stellt das Ergebnis der vorstehend beschriebenen SRSS-Berechnung unter Verwendung des Umsetzungskoeffizienten fein ein, verdoppelt dann das Ergebnis der Feineinstellung und gibt den resultierenden Wert als numerischen Wert Ai1 aus. Es ist zu beachten, dass Umsetzungskoeffizienten in der Umsetzungstabelle zur Verwendung bei der Feineinstellung unter Verwendung des Werts des numerischen Werts Fi1 dieselben wie Umsetzungskoeffizienten zum Umsetzen des Empfindlichkeitsniveaus zwischen 300 Hz ((m + 1)/(NT)) und 400 Hz ((m + 2)/(NT)) im Graphen in 5 in einen konstanten Wert, nämlich 0,5, sind.
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Ein Arcustangensrechner 46 führt auch eine Arcustangensberechnung mit zwei Termen ATAN2 für die numerischen Werte C(m + 1) und S(m + 1) aus und gibt einen numerischen Wert P(m + 1) als Rechenergebnis aus. Ebenso führt ein Arcustangensrechner 47 eine Arcustangensberechnung mit zwei Termen für die numerischen Werte C(m + 2) und S(m + 2) aus und gibt einen numerischen Wert P(m + 2) als Rechenergebnis aus. Ein Phasenrechner 52 empfängt Eingaben des numerischen Werts P(m + 1), des numerischen Wert P(m + 2) und des numerischen Werts Fi1, entfernt dann den Betrag des Versatzes (der aus der später zu beschreibenden 8 erhalten werden kann) der Phase von P(m + 1) oder P(m + 2), wobei die Phase des Eingangssignals (ein später zu beschreibendes spezifisches Beispiel) null ist, von entweder dem numerischen Wert P(m + 1) oder P(m + 2) in Abhängigkeit vom Wert des numerischen Werts Fi1 und gibt den Wert des Ergebnisses der Entfernung aus, wobei das Vorzeichen davon als numerischer Wert Pi1 geändert wird. Hier ist zu beachten, dass im Phasenrechner 52, wenn der numerische Wert Fi1 näher an (m + 1)/(NT) liegt als an (m + 2)/(NT), der numerische Wert Pi1 auf der Basis des numerischen Werts P(m + 1) berechnet wird, und wenn der numerische Wert Fi1 näher an (m + 2)/(NT) liegt als an (m + 1)/(NT), der numerische Wert Pi1 auf der Basis des numerischen Werts P(m + 2) berechnet wird. Das heißt, die Ordnung von einem von (m + 1)/(NT) und (m + 2)/(NT), zu dem der numerische Wert Fi1 näher liegt, wird bei der Berechnung von Pi1 verwendet, wie vorstehend beschrieben, da eine höhere Genauigkeit erwartet werden kann. Pi1 kann jedoch auf der Basis von irgendeinem von (m + 1) und P(m + 2) berechnet werden, wenn eine geringfügige Verschlechterung der Genauigkeit toleriert wird. Ferner ist zu beachten, dass die vorstehend beschriebene ”Entfernungs”-Berechnung zwischen denselben Ordnungen durchgeführt wird. Das heißt, wenn beispielsweise bestimmt wird, den numerischen Wert Pi1 auf der Basis des numerischen Werts P(m + 1) zu berechnen, wird der Betrag des Phasenversatzes (der aus in 8 gezeigten Beziehungen berechnet werden kann) von P(m + 1), wobei die Phase des Eingangssignals null ist, entfernt, das heißt vom numerischen Wert P(m + 1) subtrahiert, der durch den Arcustangensrechner 46 ausgegeben wird, und ein Wert, der durch Umkehren des Vorzeichens des Werts des Ergebnisses der Subtraktion erhalten wird, wird als numerischer Wert Pi1 berechnet.
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Wenn der Frequenzkoeffizient x = 2·ATAN2(Ci, Si)/π gehalten wird, ist ein Graph, der Phasenbeziehungen eines numerischen Werts P(m + 1) und eines numerischen Werts P(m + 2) relativ zu einem Eingangssignal sin(2π/NT·(m + 1 + x)t) mit der Phase 0 zeigt, in 8 gezeigt. Mit Bezug als Beispiel auf ein Eingangssignal mit dem Frequenzkoeffizienten x = 0,2 ist auch ein Graph, der Phasenbeziehungen des numerischen Werts P(m + 1) und des numerischen Werts P(m + 2) relativ zu einem Eingangssignal mit der geänderten Phase ph zeigt, in 9 gezeigt. Wie aus dem Graphen in 9 verständlich ist, nehmen der numerische Wert P(m + 1) und der numerische Wert P(m + 2) (im Allgemeinen) linear ab, wenn die Phase des Eingangssignals zunimmt (obwohl es sich zyklisch wiederholt). Wie auch aus dem Graphen in 8 verständlich ist, wenn die Phase des Eingangssignals null ist, nehmen der Phasenversatzbetrag des numerischen Werts P(m + 1) und jener des numerischen Werts P(m + 2) (die Ordinate in 9) linear ab, wenn der Frequenzkoeffizient x zunimmt. Mit dem Obigen kann verstanden werden, dass der numerische Wert Pi1, der in der vorstehend beschriebenen Berechnung erhalten wird, einen identifizierten Wert der Phase des Eingangssignals bildet. Mit der vorstehend beschriebenen Verarbeitung ist es in der Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 möglich, die Frequenz, Phase und Amplitude eines Signals einer großen Komponente in einem hohen Band zu identifizieren, das in einem Drehmomentbefehlswert Tc enthalten ist, das heißt ein Eingangssignal.
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Die Frequenz Fi1, die Phase Pi1 und die Amplitude Ai1, die alle durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 identifiziert werden, werden in einen Signalgenerator 34 eingegeben und der Signalgenerator 34 gibt einen numerischen Wert Nil als Signal aus, der auf der Basis der identifizierten Parameter bestimmt wird. Der numerische Wert Nil wird in einen Fensterfunktionsrechner 36 eingegeben. Im Fensterfunktionsrechner 36 wird ähnlich zum Fensterfunktionsrechner 30 die Berechnung einer Hann-Fensterfunktion von Ni1(n)·(0,5 – 0,5·COS(2π·n/N)) für das eingegebene Ni1(n) ausgeführt und das Ergebnis wird als numerischer Wert Nwi1 ausgegeben.
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In einer Frequenzidentifikationsvorrichtung 33, einem Signalgenerator 35 und einem Fensterfunktionsrechner 37 wird eine Verarbeitung ähnlich zu jener, die in der Frequenzidentifikationsvorrichtung 32, im Signalgenerator 34 und im Fensterfunktionsrechner 36 ausgeführt wird, für den numerischen Wert Tw2 zu einer Zeit ausgeführt, die um 16T von der Zeit abweicht, zu der die Frequenzidentifikationsvorrichtung 32, der Signalgenerator 34 und der Fensterfunktionsrechner 36 die Verarbeitung ausführen. Mit dem Obigen wird eine Verarbeitung ähnlich zu jener, die durch die Frequenzidentifikationsvorrichtung 32 und den Signalgenerator 34 ausgeführt wird, auch für eine Signalkomponente des Drehmomentbefehlswerts Tc ausgeführt, die durch den Fensterfunktionsrechner 30 entfernt wird. Daher wird ein numerischer Wert Nwi2 für die Kompensation des numerischen Werts Nwi1 aus dem Fensterfunktionsrechner 37 ausgegeben. Die numerischen Werte Nwi1 und Nwi2 werden in einem Addierer 38 kombiniert oder addiert und das Kombinationsergebnis wird als numerischer Wert Ni ausgegeben. In einem Subtrahierer 39 wird der numerische Wert Ni vom Drehmomentbefehlswert Tc subtrahiert und das Subtraktionsergebnis wird als numerischer Wert Tnr ausgegeben. Der numerische Wert Tnr wird als Drehmomentbefehlswert in den Stromumsetzer 5 eingegeben.
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Mit dem Obigen ist es in der Frequenzidentifikationsvorrichtung, die in 7 gezeigt ist, möglich, eine nachteilige Signalkomponente zu identifizieren, die im Drehmomentbefehlswert Tc enthalten ist, die in einem größeren Bereich in einem hohen Band erzeugt wird, im Vergleich zur Frequenzidentifikationsvorrichtung, die in 2 gezeigt ist. Es ist auch möglich, ein Signal der identifizierten Frequenzkomponente in einer Signalerzeugungsvorrichtung zu erzeugen und sie aus dem Drehmomentbefehlswert Tc zu entfernen. Mit dem Obigen ist es möglich, ohne Filter die Erzeugung eines anomalen Geräuschs in einem hohen Band aufgrund eines Interpolationsfehlers eines Codierers zu verhindern. Selbst wenn eine mechanische Resonanz plötzlich in einem hohen Band verursacht wird, ist es auch möglich, eine solche mechanische Resonanz zu entfernen, wenn nicht der Resonanzpegel weitgehend eine Bedingung für eine Oszillation überschreitet, und auch die Erzeugung eines anomalen Geräuschs aufgrund von Resonanz zu verhindern. Unter einer Bedingung, unter der der mechanische Resonanzpegel hoch ist und eine Resonanz leicht verursacht wird, ist es jedoch erforderlich, die Resonanzfrequenz unter Verwendung eines digitalen Kerbfilters zu entfernen, wie in dem Beispiel in 1.
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Es ist zu beachten, dass, obwohl in dem Beispiel in 1 ein Beispiel mit einem digitalen Kerbfilter gezeigt ist, zwei oder mehr digitale Kerbfilter vorgesehen sein können, so dass, wenn identifizierte Frequenzen signifikant auseinander liegen, die Entfernungsfrequenz eines anderen Kerbfilters festgelegt werden kann. Mit dieser Anordnung ist es möglich, nachteilige Signalkomponenten für zwei oder mehr Resonanzfrequenzen zu entfernen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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