DE102015218248A1 - Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale aus Pixelmessungen in Emissionsanzeigen - Google Patents

Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale aus Pixelmessungen in Emissionsanzeigen

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DE102015218248A1
DE102015218248A1 DE102015218248.7A DE102015218248A DE102015218248A1 DE 102015218248 A1 DE102015218248 A1 DE 102015218248A1 DE 102015218248 A DE102015218248 A DE 102015218248A DE 102015218248 A1 DE102015218248 A1 DE 102015218248A1
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Abstract

Verfahren zum Kompensieren bezüglich gemeinsamer unerwünschter Signale, die in Pixeldatenmessungen einer Pixelschaltung in einer Anzeige anwesend sind, die mehrere Pixelschaltungen aufweist, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine lichtemittierende Vorrichtung umfassen. Aus einer ersten Pixelschaltung werden mittels einer Überwachungsleitung erste Pixeldaten gemessen. Mittels der Überwachungsleitung oder einer anderen Überwachungsleitung werden zweite Pixeldaten aus der ersten Pixelschaltung oder einer zweiten Pixelschaltung gemessen. Die ersten gemessenen Pixeldaten oder die zweiten gemessenen Pixeldaten oder beide werden zum Reinigen der anderen der ersten gemessenen Pixeldaten oder der zweiten gemessenen Pixeldaten gemeinsamer unerwünschter Signale verwendet, um gereinigte Daten zur Parameterextraktion aus dem ersten Pixel und/oder dem zweiten Pixel zu produzieren.

Description

  • URHEBERRECHT
  • Ein Abschnitt der Offenbarung dieses Patentdokuments enthält Material, das dem Urheberrechtsschutz unterliegt. Der Urheberrechtsinhaber hat keinen Einwand gegen die Faksimilewiedergabe der Patentoffenbarung, wie sie in den Akten oder Protokollen in dem Patent- und Warenzeichenbüro erscheint, durch jeden, behält sich aber ansonsten alle Urheberrechte vor.
  • VERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
  • Die vorliegende Anmeldung beansprucht Priorität der US-Patentanmeldung Nr. 14/494,127, eingereicht am 23.9.2014, die hiermit durch Bezugnahme vollständig aufgenommen wird.
  • GEBIET DER VORLIEGENDEN OFFENBARUNG
  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf die Detektion und Behandlung von Ungleichförmigkeiten in Anzeigeschaltungen und Reinigen von gemeinsamen unerwünschten Signalen aus Pixelmessungen in diesen.
  • HINTERGRUND
  • Organische Lichtemittervorrichtungen (OLEDs) altern, wenn sie Strom leiten. Im Ergebnis dieser Alterung nimmt die Eingangsspannung, die eine OLED benötigt, um einen gegebenen Strom zu erzeugen, im Zeitverlauf zu. Ebenfalls nimmt der Betrag des Stroms, der benötigt wird, um eine gegebene Leuchtdichte zu erzeugen, im Zeitverlauf zu, während der OLED-Wirkungsgrad abnimmt.
  • Da OLEDs in Pixeln auf unterschiedlichen Bereichen einer Anzeigetafel unterschiedlich angesteuert werden, altern diese OLEDs unterschiedlich oder vermindert sich ihre Qualität unterschiedlich und mit unterschiedlichen Raten, was zu sichtbaren Unterschieden und Ungleichförmigkeiten zwischen Pixeln auf einer gegebenen Anzeigetafel führen kann.
  • Ein Aspekt des offenbarten Gegenstands verbessert die Anzeigetechnologie dadurch, dass Ungleichförmigkeiten und/oder ein Qualitätsverlust in Anzeigen, insbesondere in Lichtemitteranzeigen, effektiv detektiert werden, und ermöglicht eine schnelle und genaue Kompensation, um die Ungleichförmigkeiten und/oder die Qualitätsminderung zu überwinden. Ein anderer Aspekt betrifft das Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale aus Pixelmessungen zur Pixelparameterextraktion.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Ein Verfahren zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält das Verarbeiten einer Spannung, die einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen bei einem Auslesesystem fließt, entspricht. Außerdem enthält das Verfahren das Umsetzen der Spannung in ein entsprechendes quantisiertes Ausgangssignal, das die Differenz zwischen dem Referenzstrom und dem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom bei dem Auslesesystem angibt. Daraufhin stellt ein Controller einen Programmierwert für die ausgewählte Pixelschaltung um einen Betrag, der auf dem quantisierten Ausgangssignal beruht, in der Weise ein, dass die Speichervorrichtung der ausgewählten Pixelschaltung nachfolgend mit einem Strom oder mit einer Spannung, der bzw. die sich auf den eingestellten Programmierwert bezieht, programmiert ist.
  • Ein Verfahren zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält das Ausführen einer ersten Rücksetzoperation an einer Integrationsschaltung, um die Integrationsschaltung auf einen ersten bekannten Zustand wiederherzustellen. Außerdem enthält das Verfahren das Ausführen einer ersten Stromintegrationsoperation in der Integrationsschaltung, wobei die Integrationsoperation betreibbar ist, um einen ersten Eingangsstrom, der einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen fließt, entspricht, zu integrieren. Eine erste Spannung, die der ersten Integrationsoperation entspricht, wird in einem ersten Speicherkondensator gespeichert und an der Integrationsschaltung wird eine zweite Rücksetzoperation ausgeführt, die die Integrationsschaltung auf einen zweiten bekannten Zustand wiederherstellt. In der Integrationsschaltung wird eine zweite Stromintegrationsoperation ausgeführt, um einen zweiten Eingangsstrom, der dem Leckstrom auf einer Referenzleitung entspricht, zu integrieren, wobei eine zweite Spannung, die der zweiten Stromintegrationsoperation entspricht, in einem zweiten Speicherkondensator gespeichert wird. Außerdem enthält das Verfahren das Erzeugen einer verstärkten Ausgangsspannung, die der Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung entspricht, unter Verwendung eines oder mehrerer Verstärker und das Quantisieren der verstärkten Ausgangsspannung.
  • Ein Verfahren zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält das Ausführen einer ersten Rücksetzoperation an einer Integrationsschaltung, um die Integrationsschaltung auf einen ersten bekannten Zustand wiederherzustellen. Außerdem enthält das Verfahren das Ausführen einer ersten Stromintegrationsoperation in der Integrationsschaltung, wobei die Integrationsoperation betreibbar ist, um einen ersten Eingangsstrom, der einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen fließt, entspricht, zu integrieren. Eine erste Spannung, die der ersten Integrationsoperation entspricht, wird in einem ersten Speicherkondensator gespeichert und an der Integrationsschaltung wird eine zweite Rücksetzoperation ausgeführt, die die Integrationsschaltung auf einen zweiten bekannten Zustand wiederherstellt. In der Integrationsschaltung wird eine zweite Stromintegrationsoperation ausgeführt, um einen zweiten Strom, der dem Leckstrom auf einer Referenzleitung entspricht, zu integrieren, wobei eine zweite Spannung, die der zweiten Stromintegrationsoperation entspricht, in einem zweiten Speicherkondensator gespeichert wird. Außerdem enthält das Verfahren das Ausführen einer Mehr-Bit-Quantisierungsoperation auf der Grundlage der ersten gespeicherten Spannung und der zweiten gespeicherten Spannung.
  • Ein System zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält ein Auslesesystem. Das Auslesesystem ist konfiguriert zum: a) Verarbeiten einer Spannung, die einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen fließt, entspricht, und b) Umsetzen der Spannung in ein entsprechendes quantisiertes Ausgangssignal, das die Differenz zwischen dem Referenzstrom und dem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom angibt. Außerdem enthält das System einen Controller, der dafür konfiguriert ist, einen Programmierwert für die ausgewählte Pixelschaltung um einen Betrag, der auf dem quantisierten Ausgangssignal beruht, in der Weise einzustellen, dass die Speichervorrichtung der ausgewählten Pixelschaltung nachfolgend mit einem Strom oder mit einer Spannung, der bzw. die sich auf den eingestellten Programmierwert bezieht, programmiert ist.
  • Ein System zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält eine Rücksetzschaltung. Die Rücksetzschaltung ist konfiguriert zum Ausführen a) einer ersten Rücksetzoperation an einer Integrationsschaltung, wobei die Rücksetzoperation die Integrationsschaltung auf einen ersten bekannten Zustand wiederherstellt, und b) einer zweiten Rücksetzoperation an der Integrationsschaltung, wobei die Rücksetzoperation die Integrationsschaltung auf einen zweiten bekannten Zustand wiederherstellt. Außerdem enthält das System eine Integrationsschaltung, die konfiguriert ist zum Ausführen a) einer ersten Stromintegrationsoperation, wobei die erste Stromintegrationsoperation betreibbar ist, um einen ersten Eingangsstrom, der einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einen gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen fließt, entspricht, zu integrieren, und b) einer zweiten Stromintegrationsoperation in der Integrationsschaltung, wobei die zweite Integrationsoperation betreibbar ist, um einen zweiten Eingangsstrom, der dem Leckstrom auf einer Referenzleitung entspricht, zu integrieren. Außerdem enthält das System einen ersten Speicherkondensator, der zum Speichern einer ersten Spannung, die der ersten Stromintegration entspricht, konfiguriert ist, und einen zweiten Speicherkondensator, der zum Speichern einer zweiten Spannung, die der zweiten Stromintegrationsoperation entspricht, konfiguriert ist. Außerdem enthält das System eine Verstärkerschaltung, die zum Erzeugen einer verstärkten Ausgangsspannung, die der Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung entspricht, unter Verwendung eines oder mehrerer Verstärker konfiguriert ist, und eine Quantisiererschaltung, die zum Quantisieren der verstärkten Ausgangsspannung konfiguriert ist.
  • Ein System zum Kompensieren von Abweichungen durch einen gemessenen Vorrichtungsstrom von einem Referenzstrom in einer Anzeige mit mehreren Pixelschaltungen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine Lichtemittervorrichtung enthalten, enthält eine Rücksetzschaltung. Die Rücksetzschaltung ist konfiguriert zum Ausführen a) einer ersten Rücksetzoperation an einer Integrationsschaltung, wobei die erste Rücksetzoperation die Integrationsschaltung auf einen ersten bekannten Zustand wiederherstellt, und b) einer zweiten Rücksetzoperation an der Integrationsschaltung, wobei die zweite Rücksetzoperation die Integrationsschaltung auf einen zweiten bekannten Zustand wiederherstellt. Außerdem enthält das System eine Integrationsschaltung, die konfiguriert ist zum Ausführen a) einer ersten Stromintegrationsoperation in der Integrationsschaltung, wobei die erste Integrationsoperation betreibbar ist, um einen ersten Eingangsstrom, der einer Differenz zwischen einem Referenzstrom und einem gemessenen ersten Vorrichtungsstrom, der über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung einer ausgewählten der Pixelschaltungen fließt, entspricht, zu integrieren, und b) einer zweiten Stromintegrationsoperation in der Integrationsschaltung, wobei die Integrationsoperation betreibbar ist, um einen zweiten Eingangsstrom, der dem Leckstrom auf einer Referenzleitung entspricht, zu integrieren. Außerdem enthält das System einen ersten Speicherkondensator, der zum Speichern einer ersten Spannung, die der ersten Stromintegrationsoperation entspricht, konfiguriert ist, und einen zweiten Speicherkondensator, der zum Speichern einer zweiten Spannung, die der zweiten Stromintegrationsoperation entspricht, konfiguriert ist. Außerdem enthält das System eine Quantisiererschaltung, die zum Ausführen einer Mehr-Bit-Quantisierungsoperation auf der Grundlage der ersten gespeicherten Spannung und der zweiten gespeicherten Spannung konfiguriert ist.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Verfahren zum Kompensieren bezüglich gemeinsamer unerwünschter Signale offenbart, die in Pixeldatenmessungen einer Pixelschaltung in einer Anzeige anwesend sind, die mehrere Pixelschaltungen aufweisen, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine lichtemittierende Vorrichtung umfassen. Das Verfahren umfasst Messen erster Pixeldaten aus einer ersten Pixelschaltung mittels einer Überwachungsleitung; Messen von zweiten Pixeldaten aus der ersten Pixelschaltung oder einer zweiten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung oder einer anderen Überwachungsleitung; und Verwenden entweder der ersten gemessenen Pixeldaten oder der zweiten gemessenen Pixeldaten zum Reinigen der anderen der ersten gemessenen Pixeldaten oder der zweiten gemessenen Pixeldaten gemeinsamer unerwünschter Signale, um gereinigte Daten zu produzieren. Das Verfahren kann ferner Extrahieren eines oder mehrerer Pixelparameter auf der Basis der gereinigten Daten umfassen. Der eine oder die mehreren Pixelparameter umfassen einen beliebigen oder mehrere von Alterung des Ansteuertransistors, Alterung der lichtemittierenden Vorrichtung, einen Prozessungleichförmigkeitsparameter, einen Mobilitätsparameter, eine Schwellenspannung des Ansteuertransistors oder eine Änderung davon oder eine Schwellenspannung der lichtemittierenden Vorrichtung oder eine Änderung davon.
  • Das Messen der ersten Pixeldaten und das Messen der zweiten Pixeldaten kann gleichzeitig oder nacheinander ausgeführt werden. Das Verwenden kann Subtrahieren der ersten gemessenen Pixeldaten und der zweiten gemessenen Pixeldaten in einem analogen oder digitalen Bereich umfassen. Das Messen der zweiten Pixeldaten kann aus der ersten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung gemessen werden. Das Messen der zweiten Pixeldaten kann aus der zweiten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung oder mittels der anderen Überwachungsleitung gemessen werden.
  • Das Verwenden kann Vergleichen der ersten gemessenen Pixeldaten und der zweiten gemessenen Pixeldaten umfassen. Die gemeinsamen unerwünschten Signale können ein beliebiges oder mehrere von Rauschen, Lecken oder Offset umfassen.
  • Das Verfahren kann ferner Folgendes umfassen: Programmieren der ersten Pixelschaltung mit ersten Daten vor dem Messen der ersten Pixeldaten; und Programmieren der ersten Pixelschaltung mit zweiten Daten vor dem Messen der zweiten Pixeldaten. Das Verfahren kann weiterhin Justieren der ersten Daten oder der zweiten Daten umfassen, dergestalt, dass die ersten Pixeldaten dieselben wie die zweiten Pixeldaten sind. Als Alternative kann das Verfahren Folgendes umfassen: Programmieren der ersten Pixelschaltung mit ersten Daten und Programmieren der zweiten Pixelschaltung mit zweiten Daten vor dem Messen der ersten Pixeldaten oder der zweiten Pixeldaten; und Extrahieren eines Pixelparameters für die erste Pixelschaltung oder die zweite Pixelschaltung auf der Basis der gereinigten Daten. Das Verfahren kann weiterhin Justieren der ersten Daten oder der zweiten Daten umfassen, dergestalt, dass die ersten Pixeldaten dieselben wie die zweiten Pixeldaten sind.
  • Das Verfahren kann Abtasten eines Signals außerhalb der ersten Pixelschaltung und der zweiten Pixelschaltung gleichzeitig mit dem Messen der ersten Pixeldaten und dem Messen der zweiten Pixeldaten umfassen. Das Messen der ersten Pixeldaten kann Abtasten einer Differenz zwischen den ersten Pixeldaten und einem ersten Abtastwert des abgetasteten externen Signals umfassen. Das Messen der zweiten Pixeldaten kann Abtasten einer Differenz zwischen den ersten Pixeldaten und einem zweiten Abtastwert des abgetasteten externen Signals umfassen. Der erste Abtastwert kann einen Wert von null aufweisen und der zweite Abtastwert kann einen von null verschiedenen Wert aufweisen.
  • Zusätzliche Aspekte der vorliegenden Offenbarung gehen für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet angesichts der ausführlichen Beschreibung verschiedener Aspekte hervor, die anhand der Zeichnungen gegeben wird, für die im Folgenden eine Kurzbeschreibung gegeben ist.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1A veranschaulicht ein elektronisches Anzeigesystem oder eine elektronische Anzeigetafel mit einem Aktivmatrixbereich oder mit einer Pixelanordnung, in dem bzw. der Anordnungen von Pixeln in einer Zeilen- und Spaltenkonfiguration angeordnet sind;
  • 1B ist ein Funktionsblockschaltplan eines Systems zum Ausführen einer beispielhaften Vergleichsoperation gemäß der vorliegenden Offenbarung;
  • 2 veranschaulicht schematisch ein Schaltungsmodell einer Spannung-zu-Strom-Umsetzschaltung (V2I-Umsetzschaltung) 200 gemäß der vorliegenden Offenbarung;
  • 3 veranschaulicht einen Blockschaltplan eines Systems, das zum Ausführen einer Stromvergleichsoperation unter Verwendung eines Stromintegrators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 4 veranschaulicht einen anderen Blockschaltplan eines Systems, das zum Ausführen einer Stromvergleichsoperation unter Verwendung eines Stromintegrators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 5 veranschaulicht einen Stromlaufplan eines Systems, das zum Erzeugen einer Ein-Bit-Ausgabe auf der Grundlage der Ausgabe eines Stromintegrators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 6 veranschaulicht einen Stromlaufplan eines Systems, das zum Erzeugen einer Mehr-Bit-Ausgabe auf der Grundlage der Ausgabe des Stromintegrators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 7 veranschaulicht einen Zeitablaufplan einer beispielhaften Vergleichsoperation unter Verwendung der Schaltung 400 aus 4;
  • 8 veranschaulicht einen Blockschaltplan eines Systems, das zum Ausführen einer Stromvergleichsoperation unter Verwendung eines Stromkomparators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 9 veranschaulicht einen anderen Blockschaltplan eines Systems, das zum Ausführen einer Stromvergleichsoperation unter Verwendung eines Stromkomparators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist;
  • 10 veranschaulicht einen Stromlaufplan einer Stromkomparator-Eingangsstufenschaltung (CCMP-Eingangsstufenschaltung) gemäß der vorliegenden Offenbarung; und
  • 11 veranschaulicht einen Zeitablaufplan einer beispielhaften Vergleichsoperation unter Verwendung der Schaltung 800 aus 8;
  • 12 veranschaulicht einen beispielhaften Ablaufplan eines Algorithmus zum Verarbeiten der Ausgabe eines Stromkomparators oder eines Quantisierers, der mit der Ausgabe eines Stromintegrators gekoppelt ist;
  • 13 ist ein generisches Schaltbild des Pixels mit einer Messleitung (Monitor);
  • 14 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Abtasten von zwei Datenmessungen aus demselben Pixel zum Reinigen oder Beseitigen oder Unterdrücken gemeinsamer unerwünschter Signale; und
  • 15 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Abtasten zweier Datenmessungen aus verschiedenen Pixeln zum Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Systeme und Verfahren, wie sie hier offenbart sind, können verwendet werden, um prozess- oder leistungsbezogene Ungleichförmigkeiten und/oder eine prozess- oder leistungsbezogene Qualitätsminderung in Lichtemitteranzeigen zu detektieren und zu kompensieren. Die offenbarten Systeme verwenden eines oder mehrere Auslesesysteme, um einen Vorrichtungsstrom (z. B. einen Pixelstrom) mit einem oder mit mehreren Referenzströmen zu vergleichen, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und den Referenzströmen angibt. Das eine oder die mehreren Auslesesysteme können einen oder mehrere Stromintegratoren und/oder Stromkomparatoren enthalten, die jeweils dafür konfiguriert sein können, das Ausgangssignal unter Verwendung einer unterschiedlichen Schaltungsanordnung zu erzeugen. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, bieten die offenbarten Stromkomparatoren und Stromkomparatoren jeweils ihre eigenen Vorteile und können sie verwendet werden, um bestimmte Leistungsanforderungen zu erfüllen. In bestimmten Implementierungen besitzt das Ausgangssignal die Form einer Ausgangsspannung. Diese Ausgangsspannung kann verstärkt werden und das verstärkte Signal kann unter Verwendung einer Ein- oder Mehr-Bit-Quantisierung digitalisiert werden. Das quantisierte Signal kann daraufhin verwendet werden, um zu bestimmen, wie sich der Vorrichtungsstrom von dem Referenzstrom unterscheidet, und um die Programmierspannung für die interessierende Vorrichtung dementsprechend einzustellen.
  • Auswirkungen elektrischer Ungleichförmigkeit können sich auf zufällige Abweichungen beziehen, die während des Herstellungsprozesses von Pixelschaltungen eingeführt werden, wie sie sich etwa aus der Verteilung unterschiedlicher Korngrößen ergeben. Qualitätsminderungseffekte können sich auf zeit- oder temperatur- oder belastungsabhängige Effekte nach der Herstellung an den Halbleiterkomponenten einer Pixelschaltung wie etwa auf eine Verschiebung der Schwellenspannung des Ansteuertransistors einer stromangesteuerten Lichtemittervorrichtung oder der Lichtemittervorrichtung, die einen Verlust der Elektronenbeweglichkeit in den Halbleiterkomponenten verursacht, beziehen. Einer oder beide Effekte können zu einem Verlust an Leuchtdichte, zu ungleichmäßiger Leuchtdichte und zu einer Anzahl anderer bekannter unerwünschter leistungsmindernder und sichtbarer Abweichungen auf der Lichtemitteranzeige führen. Da die Qualitätsminderung veranlassen kann, dass lokalisierte visuelle Artefakte (z. B. Leuchtdichte- oder Helligkeitsanomalien) auf der Anzeige erscheinen, können Qualitätsminderungseffekte gelegentlich als Leistungsungleichförmigkeiten bezeichnet werden. Ein ”Vorrichtungsstrom” oder ”gemessener Strom” oder ”Pixelstrom”, wie er hier verwendet ist, bezieht sich auf einen Strom (oder auf eine entsprechende Spannung), der von einer Vorrichtung einer Pixelschaltung oder von der Pixelschaltung als Ganzes gemessen wird. Zum Beispiel kann der Vorrichtungsstrom einen gemessenen Strom repräsentieren, der entweder über den Ansteuertransistor oder über die Lichtemittervorrichtung innerhalb einer gegebenen Pixelschaltung während der Messung fließt. Alternativ kann der Vorrichtungsstrom den Strom repräsentieren, der über die gesamte Pixelschaltung fließt. Es wird angemerkt, dass die Messung anfangs in Form einer Spannung anstelle eines Stroms erfolgen kann, wobei die gemessene Spannung in dieser Offenbarung in einen entsprechenden Strom umgesetzt wird, um einen ”Vorrichtungsstrom” zu erzeugen.
  • Wie oben erwähnt wurde, beschreibt der offenbarte Gegenstand Auslesesysteme, die verwendet werden können, um einen empfangenen Strom oder empfangene Ströme in eine Spannung umzusetzen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom angibt, wobei die Spannung daraufhin weiterverarbeitet werden kann. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, führen die beschriebenen Auslesesysteme diese Operationen unter Verwendung von in den Auslesesystemen enthaltenen Stromkomparatoren und/oder Stromintegratoren aus. Da die offenbarten Stromkomparatoren und Stromintegratoren Eingangssignale verarbeiten, die eine Differenz zwischen einem gemessenen Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom widerspiegeln, anstatt den Vorrichtungsstrom selbst zu verarbeiten, bieten die offenbarten Stromkomparatoren und Stromintegratoren Vorteile gegenüber anderen Detektionsschaltungen. Zum Beispiel arbeiten die offenbarten Stromkomparatoren und Stromintegratoren über einen niedrigeren Dynamikbereich von Eingangsströmen als andere Detektionsschaltungen und können sie Differenzen zwischen Referenz- und Vorrichtungsströmen genauer detektieren. Außerdem können die offenbarten Stromkomparatoren gemäß bestimmten Implementierungen durch Verwendung eines effizienten Auslese- und Quantisierungsprozesses ein schnelleres Verhalten als eine andere Detektionsschaltungsanordnung bieten. Ähnlich können die offenbarten Stromintegratoren wegen ihrer einzigartigen Architektur ein besseres Rauschverhalten bieten. Wie hier erläutert ist, bestimmt und verarbeitet ein Aspekt der vorliegenden Offenbarung eine Differenz zwischen einem gemessenen Strom und einem Referenzstrom, wobei diese Differenz daraufhin wie hier offenbart als eine Eingangsspannung an einen Quantisierer übergeben wird. Dies unterscheidet sich von herkömmlichen Detektionsschaltungen, die lediglich an einem gemessenen Vorrichtungsstrom als eine Eingabe eine Mehr-Bit-Quantisierung ausführen, ohne den Vorrichtungsstrom mit einem bekannten Referenzstrom zu vergleichen oder eine Weiterverarbeitung an Signalen auszuführen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem bekannten Referenzstrom angeben.
  • In bestimmten Implementierungen kann ein Nutzer auf der Grundlage spezifischer Notwendigkeiten zwischen einem Stromkomparator und einem Stromintegrator auswählen, da jede Vorrichtung ihre eigenen Vorteile bietet, oder kann ein Computerprogramm in Abhängigkeit von einem gewünschten Geschwindigkeitsverhalten oder von einem gewünschten Rauschverhalten automatisch die Verwendung eines oder beider der hier offenbarten Stromkomparatoren oder Stromintegratoren auswählen. Zum Beispiel können Stromintegratoren ein besseres Rauschunterdrückungsverhalten als Stromkomparatoren bieten, während Stromkomparatoren schneller arbeiten können. Somit kann ein Stromintegrator ausgewählt werden, um Operationen an Signalen auszuführen, die dazu neigen verrauscht zu sein, während ein Stromkomparator ausgewählt werden kann, um Stromvergleichsoperatoren zum schnellen Ändern von Eingangssignalen auszuführen. Somit kann zwischen einem Stromintegrator, wie er hier offenbart ist, wenn niedriges Rauschen wichtig ist, gegenüber einem Komparator, wie er hier offenbart ist, wenn hohe Geschwindigkeit wichtig ist, eine Abwägung erzielt werden.
  • Obwohl die vorliegende Offenbarung in vielen verschiedenen Formen verkörpert werden kann, sind verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenbarung in den Zeichnungen gezeigt und beschrieben, wobei die vorliegende Offenbarung selbstverständlich als eine beispielhafte Erläuterung ihrer Prinzipien angesehen wird und den umfassenden Aspekt der vorliegenden Offenbarung nicht auf die dargestellten Aspekte einschränken soll.
  • 1A veranschaulicht ein elektronisches Anzeigesystem oder eine elektronische Anzeigetafel 101 mit einem Aktivmatrixbereich oder einer Pixelanordnung 102, in dem bzw. der eine Anordnung von Pixeln 104 in einer Zeilen- und Spaltenkonfiguration angeordnet ist. Zur Erleichterung der Darstellung sind nur zwei Zeilen und Spalten gezeigt. Extern von dem Aktivmatrixbereich 102 befindet sich ein Peripheriebereich 106, wo Peripherieschaltungen zum Ansteuern und Steuern des Pixelbereichs 102 angeordnet sind. Die Peripherieschaltungsanordnung enthält eine Gate-Treiberschaltung oder Adressentreiberschaltung 108, eine Lesetreiberschaltung 109, eine Source-Treiberschaltung oder Datentreiberschaltung 110 und einen Controller 112. Der Controller 112 steuert den Gate-Treiber, den Lesetreiber und den Source-Treiber 108, 109 und 110. Der Gate-Treiber 108 bearbeitet gemäß der Steuerung des Controllers 112 Adressen- oder Auswahlleitungen SEL[i], SEL[i + 1] usw., eine für jede Zeile von Pixeln 104 in der Pixelanordnung 102. Der Lesetreiber 109 bearbeitet gemäß der Steuerung des Controllers 112 Lese- oder Überwachungsleitungen MON[k], MON[k + 1] usw., eine für jede Spalte von Pixeln 104 in der Pixelanordnung 102. Die Source-Treiberschaltung 110 bearbeitet gemäß der Steuerung des Controllers 112 Spannungsdatenleitungen Vdata[k], Vdata[k + 1] usw., eine für jede Spalte von Pixeln 104 in der Pixelanordnung 102. Die Spannungsdatenleitungen übermitteln an jedes Pixel 104 Spannungsprogrammierinformationen, die eine Leuchtdichte (oder Helligkeit, wie sie von dem Beobachter subjektiv wahrgenommen wird) jeder Lichtemittervorrichtung in dem Pixel 104 angeben. Ein Speicherelement wie etwa ein Kondensator in jedem Pixel 104 speichert die Spannungsprogrammierinformationen, bis ein Emissions- oder Ansteuerzyklus die Lichtemittervorrichtung wie etwa eine organische Lichtemittervorrichtung (OLED) einschaltet. Während des Ansteuerzyklus werden die gespeicherten Spannungsprogrammierinformationen verwendet, um jede Lichtemittervorrichtung mit der programmierten Leuchtdichte leuchten zu lassen.
  • Das Auslesesystem 10 empfängt über die Überwachungsleitungen 115, 116 (MON[k], MON[k + 1]) von einem oder von mehreren Pixeln Vorrichtungsströme und enthält eine Schaltungsanordnung, die dafür konfiguriert ist, einen oder mehrere empfangene Vorrichtungsströme mit einem oder mit mehreren Referenzströmen zu vergleichen, um ein Signal zu erzeugen, das die Differenz zwischen den Vorrichtungs- und Referenzströmen angibt. In bestimmten Implementierungen besitzt das Signal die Form einer Spannung. Diese Spannung kann verstärkt werden und die verstärkte Spannung kann unter Verwendung einer Ein- oder Mehr-Bit-Quantisierung digitalisiert werden. In bestimmten Implementierungen kann durch einen in dem Auslesesystem 10 enthaltenen Komparator eine Ein-Bit-Quantisierung ausgeführt werden, während eine Mehr-Bit-Quantisierung durch eine Schaltungsanordnung extern von dem Auslesesystem 10 ausgeführt werden kann. Zum Beispiel kann optional eine Schaltungsanordnung, die zum Ausführen einer Mehr-Bit-Quantisierung betreibbar ist, in dem Controller 112 oder in einer Schaltungsanordnung extern von der Tafel 101 enthalten sein.
  • Außerdem kann der Controller 112 auf der Grundlage des quantisierten Signals bestimmen, wie sich der Vorrichtungsstrom von dem Referenzstrom unterscheidet, und die Programmierspannung für die Pixel dementsprechend einstellen. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, kann die Programmierspannung für das Pixel als Teil des Prozesses zum Bestimmen, wie sich der Vorrichtungsstrom von dem Referenzstrom unterscheidet, iterativ eingestellt werden. In bestimmten Implementierungen kann der Controller 112 mit einem Arbeitsspeicher 113 kommunizieren, Daten in dem Arbeitsspeicher 113 speichern und von ihm wiedergewinnen, wie es zum Ausführen von Controlleroperationen notwendig ist.
  • Außer den oben beschriebenen Operationen kann der Controller 112 in bestimmten Implementierungen ebenfalls Steuersignale an das Auslesesystem 10 senden. Diese Steuersignale können z. B. Konfigurationssignale für das Auslesesystem, Signale, die steuern, ob ein Stromintegrator oder ein Stromkomparator verwendet werden soll, Signale, die die Signalzeiteinstellung steuern, und Signale, die irgendwelche anderen geeigneten Operationen steuern, enthalten.
  • Die Komponenten, die sich außerhalb der Pixelanordnung 102 befinden, können auf demselben physikalischen Substrat, auf dem die Pixelanordnung 102 angeordnet ist, in einem Peripheriebereich 130 um die Pixelanordnung 102 angeordnet sein. Diese Komponenten enthalten den Gate-Treiber 108, den Lesetreiber 109, den Source-Treiber 110 und den Controller 112. Alternativ können einige der Komponenten in dem Peripheriebereich auf demselben Substrat wie die Pixelanordnung 102 angeordnet sein, während andere Komponenten auf einem anderen Substrat angeordnet sind, oder können alle Komponenten in dem Peripheriebereich auf einem anderen Substrat als dem Substrat, auf dem die Pixelanordnung 102 angeordnet ist, angeordnet sein.
  • 1B ist ein Funktionsblockschaltplan eines Vergleichssystems zum Ausführen einer beispielhaften Vergleichsoperation gemäß der vorliegenden Offenbarung. Genauer kann ein System 100 verwendet werden, um auf der Grundlage eines Vergleichs des gemessenen Stroms, der über ein oder mehrere Pixel (z. B. Pixel in einer Anzeigetafel wie etwa der oben beschriebenen Tafel 101) fließt, und eines oder mehrerer Referenzströme Schwankungen des Vorrichtungsstroms (z. B. Pixelstroms) zu berechnen. Das Auslesesystem 10 kann ähnlich dem oben in Bezug auf 1A beschriebenen Auslesesystem 10 sein und kann dafür konfiguriert sein, einen oder mehrere Vorrichtungsströme (z. B. Pixelströme) zu empfangen und die empfangenen Vorrichtungsströme mit einem oder mit mehreren Referenzströmen zu vergleichen. Wie oben anhand von 1A beschrieben wurde, kann die Ausgabe des Auslesesystems daraufhin von einer Controllerschaltung (z. B. von dem Controller 112, in 1B nicht gezeigt) verwendet werden, um zu bestimmen, wie sich der Vorrichtungsstrom von dem Referenzstrom unterscheidet, und um die Programmierspannung für die Vorrichtung dementsprechend einzustellen. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, können das V2I-Steuerregister 20, das Analogausgaberegister 30, das Digitalausgaberegister 40, das interne Schaltmatrix-Adressenregister 50, das externe Schaltmatrix-Adressenregister 60, das Betriebsartauswahlregister (MODSEL) 70 und der Taktmanager 80 als Steuerregister und/oder als Schaltungsanordnung wirken, die jeweils verschiedene Einstellungen und/oder Aspekte des Betriebs des Systems 100 steuern. In bestimmten Implementierungen können diese Steuerregister und/oder kann diese Schaltungsanordnung in einem Controller wie etwa in dem Controller 112 und/oder in einem Speicher wie etwa in dem Arbeitsspeicher 113 implementiert sein.
  • Wie oben erwähnt wurde, kann das Auslesesystem 10 ähnlich dem oben in Bezug auf 1A beschriebenen Auslesesystem 10 sein. Das Auslesesystem 10 kann über Überwachungsleitungen (Y1.1–Y1.30) Vorrichtungsströme von einem oder von mehreren Pixeln (nicht gezeigt) empfangen und enthält eine Schaltungsanordnung, die dafür konfiguriert ist, einen oder mehrere empfangene Vorrichtungsströme mit einem oder mit mehreren Referenzströmen zu vergleichen, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Differenz zwischen den Vorrichtungs- und Referenzströmen angibt.
  • Das Auslesesystem 10 kann eine Anzahl von Elementen enthalten, einschließlich: einer Schaltmatrix 11, eines analogen Demultiplexers 12, einer V2I-Umsetzungsschaltung 13, einer V2I-Umsetzungsschaltung 14, eines Schaltkastens 15, eines Stromintegrators (CI) 16 und eines Stromkomparators (CCMP) 17. Die Umsetzungsschaltung bezieht bezieht sich auf eine Spannung-zu-Strom-Umsetzungsschaltung. Den Begriffen Schaltung, Register, Controller, Treiber und dergleichen sind ihre Bedeutungen zugeschrieben, wie sie der Fachmann auf dem Gebiet der Elektrik versteht. In bestimmten Implementierungen wie etwa der in 2 Gezeigten kann das System 100 mehr als eine Implementierung des Auslesesystems 10 enthalten. Genauer enthält 2 24 solcher Auslesesysteme, ROCH1–ROCH24, wobei andere Implementierungen aber eine andere Anzahl von Implementierungen des Auslesesystems 10 enthalten können.
  • Es soll hervorgehoben werden, dass die in 1B gezeigte beispielhafte Architektur nicht einschränkend sein soll. Zum Beispiel können bestimmte in 1B gezeigte Elemente weggelassen und/oder kombiniert sein. Zum Beispiel kann in bestimmten Implementierungen die Schaltmatrix 11, die auswählt, welche von mehreren überwachten Strömen von einer Anzeigetafel durch den CI 16 oder durch den CCMP 17 verarbeitet werden sollen, von dem Auslesesystem 10 weggelassen sein und stattdessen in einer Schaltungsanordnung in einer Anzeigetafel (z. B. der Anzeigetafel 101) enthalten sein.
  • Wie oben erwähnt wurde, kann das System 100 verwendet werden, um auf der Grundlage eines Vergleichs des gemessenen Stroms, der über eine oder mehrere Vorrichtungen (z. B. Pixel) fließt, und eines oder mehrerer Referenzströme Schwankungen des Vorrichtungsstroms zu berechnen. In bestimmten Implementierungen kann das Auslesesystem 10 Vorrichtungsströme über 30 Überwachungsleitungen, Y1.1–Y1.30, empfangen, die den Pixeln in 30 Spalten einer Anzeige (z. B. der Anzeigetafel 101) entsprechen. Die Überwachungsleitungen Y1.1–Y1.30 können ähnlich den in 1 gezeigten Überwachungsleitungen 115, 116 sein. Ferner können die in dieser Anmeldung beschriebenen Pixel selbstverständlich organische Lichtemitterdioden (”OLEDs”) enthalten. In anderen Implementierungen kann die Anzahl der von einem Auslesesystem empfangenen Vorrichtungsströme variieren.
  • Nachdem das Auslesesystem 10 den gemessenen Vorrichtungsstrom oder die gemessenen Vorrichtungsströme, die auszuwerten sind, empfangen hat, wählt die Schaltmatrix 11 aus den empfangenen Signalen aus und gibt sie sie an den analogen Demultiplexer 12 aus, der das empfangene Signal oder die empfangenen Signale daraufhin zur Weiterverarbeitung entweder an den CI 16 oder an den CCMP 17 sendet. Zum Beispiel kann ein Schaltmatrix-Adressenregister verwendet werden, um die Überwachungsleitung, die der Spalte 5 entspricht, nach Bedarf entweder mit dem CI 16 oder mit dem CCMP 17 zu verbinden, falls durch das Auslesesystem 10 der über ein spezifisches Pixel in der Spalte 5 fließende Strom analysiert werden soll.
  • Die Steuereinstellungen für die Schaltmatrix können durch ein Schaltmatrix-Adressenregister bereitgestellt werden. Das System 100 enthält zwei Schaltmatrix-Adressenregister: ein internes Schaltmatrix-Adressenregister 50 und ein externes Schaltmatrix-Adressenregister 60. Die Schaltmatrix-Adressenregister können Steuereinstellungen für die Schaltmatrix 11 bereitstellen. In bestimmten Implementierungen ist zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt in Abhängigkeit von den spezifischen Einstellungen und von der Konfiguration des Systems 100 nur eines der zwei Schaltmatrix-Adressenregister aktiv. Wie oben beschrieben ist, kann die Schaltmatrix 11 in bestimmten Implementierungen genauer als Teil des Auslesesystems 10 implementiert sein. In diesen Implementierungen kann das interne Schaltmatrix-Adressenregister 50 betreibbar sein, um Steuersignale zu senden, die angeben, welche der empfangenen Eingaben durch die Schaltmatrix 11 verarbeitet werden. In anderen Implementierungen kann die Schaltmatrix 11 als Teil des Auslesesystems 10 implementiert sein. In diesen Implementierungen können die Ausgaben von dem internen Schaltmatrix-Adressenregister 50 steuern, welche der empfangenen Eingaben durch die Schaltmatrix 11 verarbeitet wird.
  • Die Zeiteinstellung für durch das Auslesesystem 10 ausgeführte Operationen kann durch Taktsignale ph1–ph6 gesteuert werden. Diese Taktsignale können durch ein Niederspannungs-Differentialsignalisierungs-Schnittstellenregister 55 erzeugt werden. Dieses Niederspannungs-Differentialsignalisierungs-Schnittstellenregister 55 empfängt Eingangssteuersignale und verwendet diese Signale, um Taktsignale ph1–ph6 zu erzeugen, die, wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, zum Steuern verschiedener durch das Auslesesystem 10 ausgeführter Operationen verwendet werden können.
  • Jedes der Auslesesysteme 10 kann Referenzspannungen, VREF, und Vorspannungen, VB.x.x, empfangen. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, können die Referenzspannungen z. B. durch die V2I-Umsetzungsschaltung 13, 14 verwendet werden und können die Vorspannungen, VB.x.x, durch eine Vielzahl von in den Auslesesystemen 10 enthaltenen Schaltungen verwendet werden.
  • Außerdem ist sowohl der CI 16 als auch der CCMP 17 dafür konfiguriert, Vorrichtungsströme mit einem oder mit mehreren Referenzströmen, die durch die V2I-Umsetzungsschaltung 13 bzw. durch die V2I-Umsetzungsschaltung 14 erzeugt werden können, zu vergleichen. Jede der V2I-Umsetzungsschaltungen 13, 14 empfängt eine Spannung und erzeugt einen entsprechenden Ausgangsstrom, der als ein Referenzstrom für den Vergleich gegenüber einem gemessenen Strom von einer Pixelschaltung in der Anzeige verwendet wird. Zum Beispiel kann die Eingangsspannung in die V2I-Umsetzungsschaltungen 13, 14 durch einen in dem V2I-Register 20 gespeicherten Wert gesteuert werden, wodurch die Steuerung des Referenzstromwerts, wie etwa, während die Vorrichtungsströme bearbeitet werden, ermöglicht wird.
  • Eine gemeinsame Eigenschaft sowohl des CI 16 als auch des CCMP 17 ist, dass jeder von ihnen entweder eine Differenz zwischen einem gemessenen Vorrichtungsstrom und einem oder mehreren Referenzströmen intern in einer Speichervorrichtung wie etwa einem Kondensator speichert oder auf einem internen Leiter oder einer Signalleitung übergibt. Diese Differenz kann innerhalb des CI 16 oder des CCMP 17 in Form einer Spannung oder eines Stroms oder einer Ladung, die bzw. der der Differenz entspricht, dargestellt werden. Wie die Differenz innerhalb des CI 16 oder des CCMP 17 bestimmt wird, ist im Folgenden ausführlicher beschrieben.
  • In bestimmten Implementierungen kann ein Nutzer zwischen dem CI 16 und dem CCMP 17 auf der Grundlage bestimmter Notwendigkeiten auswählen oder kann ein Controller oder eine andere Computervorrichtung dafür konfiguriert sein, in Abhängigkeit davon, ob eines oder mehrere Kriterien erfüllt sind, wie etwa, ob in dem gemessenen Abtastwert ein bestimmter Betrag an Rauschen vorhanden ist, automatisch entweder den CI 16 oder den CCMP 17 oder beide auswählen. Zum Beispiel kann der CI 16 wegen seiner spezifischen Konfiguration gemäß den hier offenbarten Aspekten ein besseres Rauschunterdrückungsverhalten als der CCMP 17 bieten, während der CCMP 17 insgesamt schneller arbeiten kann. Da der CI 16 ein besseres Rauschverhalten bietet, kann der CI 16 automatisch oder manuell ausgewählt werden, um Stromvergleichsoperationen für Eingangssignale mit Hochfrequenzkomponenten oder mit einem weiten Bereich von Frequenzkomponenten auszuführen. Da der CCMP 17 dafür konfiguriert sein kann, Vergleichsoperationen schneller als der CI 16 auszuführen, kann der CCMP 17 andererseits automatisch oder manuell ausgewählt werden, um Stromvergleichsoperationen für sich schnell ändernde Eingangssignale (z. B. sich schnell ändernde Videos) auszuführen.
  • Gemäß bestimmten Implementierungen kann eine V2I-Umsetzungsschaltung in einem spezifischen Auslesesystem 10 auf der Grundlage der Ausgaben des V2I-Steuerregisters 20 ausgewählt werden. Genauer können eine oder mehrere der V2I-Umsetzungsschaltungen 13, 14 in einem gegebenen Auslesesystem 10 (das aus mehreren ähnlichen Auslesesystemen ausgewählt wurde) auf der Grundlage der Konfiguration des Steuerregisters 20 und von Steuersignalen von diesem aktiviert werden.
  • Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, erzeugt sowohl der CI 16 als auch der CCMP 17 Ausgaben, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom oder den Vorrichtungsströmen, die von der Schaltmatrix 11 empfangen werden, und einem oder mehreren Referenzströmen, die durch die V2I-Umsetzungssschaltungen 13 bzw. 14 erzeugt werden, angeben. In bestimmten Implementierungen kann die Ausgabe des CCMP 17 ein Ein-Bitquantisiertes Signal sein. Der CI 16 kann dafür konfiguriert sein, ein Ein-Bit-quantisiertes Signal oder ein analoges Signal, das daraufhin zur Weiterverarbeitung an einen Mehr-Bit-Quantisierer gesendet werden kann, zu erzeugen.
  • Anders als frühere Systeme, die an einem gemessenen Vorrichtungsstrom lediglich eine Mehr-Bit-Quantisierung ausgeführt haben, ohne den Vorrichtungsstrom mit einem bekannten Referenzstrom zu vergleichen oder an Signalen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem bekannten Referenzstrom angeben, eine Weiterverarbeitung auszuführen, führen die offenbarten Systeme Quantisierungsoperationen aus, die die Differenz zwischen einem gemessenen Vorrichtungsstrom und einem bekannten Referenzstrom widerspiegeln. In bestimmten Implementierungen wird eine Ein-Bit-Quantisierung ausgeführt, wobei diese Quantisierung eine schnellere und genauere Einstellung von Vorrichtungsströmen ermöglicht, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen. Optional kann in bestimmten Implementierungen eine Mehr-Bit-Quantisierung ausgeführt werden, wobei die offenbarten Mehr-Bit-Quantisierungsoperationen aber vorherige Quantisierungsoperationen durch Quantisieren eines verarbeiteten Signals, das die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem bekannten Referenzstrom angibt, verbessern. Unter anderen Vorteilen bieten die offenbarten Mehr-Bit-Quantisierungssysteme ein besseres Rauschverhalten und ermöglichen sie eine genauere Einstellung von Vorrichtungsparametern als frühere Mehr-Bit-Quantisierungssysteme.
  • Wie oben erwähnt wurde, ist ein gemeinsames Merkmal des CI 16 und des CCMP 17 wieder, dass jede dieser Schaltungen eine Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und einem oder mehreren Referenzströmen entweder intern in einer Speichervorrichtung wie etwa einem Kondensator speichert oder auf einem internen Leiter oder auf einer Signalleitung übergibt. Mit anderen Worten, der gemessene Vorrichtungsstrom wird nicht nur als Teil einer Auslesemessung quantisiert, sondern vielmehr werden in bestimmten Implementierungen ein gemessener Vorrichtungsstrom und ein bekannter Referenzstrom innerhalb des CI 16 oder des CCMP 17 subtrahiert und wird daraufhin die resultierende Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem Referenzstrom optional verstärkt und daraufhin als eine Eingabe an einen Ein-Bit-Quantisierer übergeben.
  • Das digitale Ausleseregister 40 ist ein Schieberegister, das digitale Ausgaben entweder von dem CI 16 oder von den CCMP 17 verarbeitet. Gemäß bestimmten Implementierungen ist die verarbeitete Ausgabe ein Ein-Bit-quantisiertes Signal, das durch den CI 16 oder durch den CCMP 17 erzeugt wird. Wie oben beschrieben wurde, kann sowohl der CI 16 als auch der CCMP 17 genauer Ein-Bit-Ausgaben erzeugen, die angeben, wie ein gemessener Strom von einem Referenzstrom abweicht (d. h., ob der gemessene Strom größer oder kleiner als der Referenzstrom ist). Diese Ausgaben werden an das digitale Ausleseregister 40 gesendet, das die Signale daraufhin an einen Controller (z. B. an den Controller 112) übertragen kann, der eine Schaltungsanordnung und/oder Computeralgorithmen enthält, die dafür konfiguriert sind, die Programmierwerte schnell an die betroffenen Pixel anzupassen, so dass die Qualitätsminderungs- oder Ungleichförmigkeitseffekte sehr schnell kompensiert werden können. In bestimmten Implementierungen arbeitet das digitale Ausleseregister 40 als ein Parallel-zu-seriell-Umsetzer, der dafür konfiguriert sein kann, die digitale Ausgabe mehrerer der Auslesesysteme 10 wie oben beschrieben zur Weiterverarbeitung an einen Controller (z. B. an den Controller 112) zu übertragen.
  • Wie oben erwähnt wurde, kann das Auslesesystem 10 in bestimmten Implementierungen, anstatt eine digitale Ein-Bit-Ausgabe zu erzeugen, eine analoge Ausgabe erzeugen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom angibt. Diese analoge Ausgabe kann daraufhin durch einen Mehr-Bit-Quantisierer (extern von dem Auslesesystem 10) verarbeitet werden, um ein Mehr-Bit-quantisiertes Ausgangssignal zu erzeugen, das daraufhin verwendet werden kann, um Vorrichtungsparameter nach Bedarf einzustellen. Anders als frühere Systeme, die lediglich eine Mehr-Bit-Quantisierung an einem potentiell verrauschten gemessenen Vorrichtungsstrom ausführten, erfolgt die Verarbeitung an Signalen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem bekannten Referenzstrom angeben, wobei diese früheren Systeme langsamer und nicht so zuverlässig wie die vorliegend offenbarten Systeme waren.
  • Das analoge Ausgangsregister 30 ist ein Schieberegister, das eine analoge Ausgabe von dem Auslesesystem 10 verarbeitet, bevor es die Ausgabe an einen Mehr-Bit-Quantisierer (z. B. an einen in dem Controller 112 implementierten Quantisierer) sendet. Genauer steuert das analoge Ausgangsregister 30 einen Multiplexer (nicht gezeigt), der ermöglicht, dass eines einer Anzahl der Auslesesysteme 10 analoge Ausgaben des Systems 100 ansteuert, die daraufhin zur Weiterverarbeitung an einen Mehr-Bit-Quantisierer (z. B. an einen in dem Controller 112 enthaltenen Quantisierer) gesendet werden können.
  • Die Quantisierung der Differenz zwischen den gemessenen Strömen und den Referenzströmen verringert die Anzahl der Iterationen und der Über- und Unterkompensation, die in früheren Kompensationstechniken auftraten. Die Kompensationsschaltungsanordnung braucht keine quantisierte Darstellung eines gemessenen Vorrichtungsstroms mehr zu bearbeiten. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, ermöglicht eine wie hier beschriebene Ein-Bit-Quantisierung eine schnellere und genauere Einstellung von Vorrichtungsströmen, um Verschiebungen der Schwellenspannung und andere Alterungsauswirkungen zu berücksichtigen. Ferner kann in bestimmten Implementierungen eine Mehr-Bit-Quantisierung ausgeführt werden, wobei die offenbarten Mehr-Bit-Quantisierungsoperationen aber frühere Quantisierungsoperationen dadurch verbessern, dass ein verarbeitetes Signal quantisiert wird, das die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem bekannten Referenzstrom angibt. Dieser Quantisierungstyp bietet ein besseres Rauschverhalten und ermöglicht die genauere Einstellung von Vorrichtungsströmen als frühere Mehr-Bit-Quantisierungssysteme.
  • Das MODSEL 70 ist ein Steuerregister, das zum Konfigurieren des Systems 200 verwendet werden kann. Genauer kann das MODSEL 70 in einer bestimmten Implementierung Steuersignale ausgeben, die zusammen mit dem Taktmanager verwendet werden können, um das System 200 zu programmieren, damit es in einer oder in mehreren ausgewählten Konfigurationen arbeitet. Zum Beispiel können in bestimmten Implementierungen mehrere Steuersignale von dem MODSEL-Register 70 z. B. verwendet werden, um zwischen der CCMP- und der CI-Funktionalität (z. B. auf der Grundlage dessen, ob hohe Geschwindigkeit oder rauscharmes Verhalten priorisiert ist) auszuwählen, eine Schieflaufkorrektur freizugeben, V2I-Umsetzungsschaltungen freizugeben und/oder den CCMP und den CI auszuschalten. In anderen Implementierungen kann eine andere Funktionalität implementiert sein.
  • 2 veranschaulicht schematisch ein Schaltungsmodell einer Spannung-zu-Strom-Umsetzungsschaltung (V2I-Umsetzungsschaltung) 200, die zum Erzeugen eines Referenzstroms auf der Grundlage einer einstellbaren oder festen Eingangsspannung verwendet wird. Die V2I-Umsetzungsschaltung 200 kann ähnlich den oben in Bezug auf 1 beschriebenen V2I-Umsetzungsschaltungen 13 und 14 sein. Genauer kann die V2I-Umsetzungsschaltung 200 verwendet werden, um auf der Grundlage eines oder mehrerer Eingangsströme und/oder Eingangsspannungen einen spezifizierten Referenzstrom zu erzeugen. Wie oben diskutiert wurde, vergleichen die hier offenbarten Stromkomparatoren und Stromintegratoren gemessene Vorrichtungsströme mit diesen erzeugten Referenzströmen, um zu bestimmen, wie sich die Referenz- und Vorrichtungsströme unterscheiden, und um auf der Grundlage dieser Differenzen zwischen den Strömen Vorrichtungsparameter einzustellen. Da der durch die V2I-Umsetzungsschaltung 200 erzeugte Referenzstrom leicht gesteuert wird, kann die V2I-Umsetzungsschaltung 200 sehr genaue Referenzstromwerte erzeugen, die zur Berücksichtigung zufälliger Schwankungen oder Ungleichförmigkeiten während des Herstellungsprozesses der Anzeigeplatte spezifiziert werden.
  • Die V2I-Umsetzungsschaltung 200 enthält zwei Transkonduktanzverstärker 210 und 220. Wie in 2 gezeigt ist, empfangen der Verstärker 210 und der Verstärker 220 jeweils eine Eingangsspannung (VinP bzw. VinN), die daraufhin verarbeitet wird, um einen entsprechenden Ausgangsstrom zu erzeugen. In bestimmten Implementierungen kann der Ausgangsstrom von Stromkomparatoren und/oder Stromintegratoren wie etwa den hier beschriebenen CI 16 und/oder CCMP 17 als ein Referenzstrom IRef verwendet werden. Dadurch, dass jede V2I-Umsetzungsschaltung mit einem Referenztransresistenzverstärker oder Referenztranskonduktanzverstärker charakterisiert wird, kann jede V2I-Umsetzungsschaltung in Abhängigkeit von ihrem physikalischen Ort relativ zu der Anzeigetafel digital kalibriert werden, um zufällige Schwankungen oder Ungleichförmigkeiten während des Herstellungsprozesses der Anzeigetafel zu kompensieren. Der integrierte Widerstand 245 ist in 2 gezeigt.
  • Genauer erzeugen der Verstärker 210 und der Verstärker 220 durch die Verwendung von Rückkopplungsschleifen virtuelle Massebedingungen bei dem Knoten A bzw. B. Ferner sind die Transistoren 205 und 215 angepasst, um eine erste konstante Gleichstromquelle bereitzustellen, während die Transistoren 225 und 235 angepasst sind, um eine zweite konstante Gleichstromquelle bereitzustellen. Der Strom von der ersten Quelle fließt in den Knoten A, während der Strom von der zweiten Quelle in den Knoten B fließt.
  • Wegen der virtuellen Massebedingung an den Knoten A und B ist die Spannung über den Widerstand 245 gleich der Spannungsdifferenz zwischen VinP und VinN. Dementsprechend fließt über den Widerstand 245 ein Strom deltaI = (VinP – VinN)/RRef. Dies erzeugt einen unausgeglichenen Strom über die P-Transistoren 255 und 265. Der verschobene Strom über den Transistor 255 wird daraufhin in die Stromspiegelstruktur der Transistoren 275, 285, 295 und 299 gezogen, um ihn an den Strom über den Transistor 265 anzupassen. Wie in 2 gezeigt ist, ist der angepasste Strom allerdings in der entgegengesetzten Richtung des Stroms über den Transistor 265, so dass der Ausgangsstrom, Iout, der V2I-Umsetzungsschaltung 200 gleich 2 deltaI = 2(VinP – VinN)/RRef ist. Durch geeignete Wahl von Werten für die Eingangsspannungen VinP und VinN und für den Widerstand 245 kann ein Nutzer der Schaltungsanordnung den erzeugten Ausgangsstrom Iout leicht steuern.
  • 3 veranschaulicht einen Blockschaltplan, der ein beispielhaftes System zeigt, das zum Ausführen eines Vorrichtungsstromvergleichs unter Verwendung eines Stromintegrators konfiguriert ist. Der Vorrichtungsstromvergleich kann ähnlich den oben beschriebenen Vorrichtungsstromvergleichen sein. Genauer kann ein Stromintegrator (der optional in ein Auslesesystem wie etwa in das Auslesesystem 10 integriert ist) unter Verwendung des in 3 dargestellten Systems die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom auswerten. Der Vorrichtungsstrom kann den Strom über einen Ansteuertransistor eines Pixels (ITFT) und/oder den Strom über die Pixel-Lichtemittervorrichtung (IOLED) enthalten. Die Ausgabe des Stromintegrators kann an einen Controller (nicht gezeigt) gesendet werden und kann dazu verwendet werden, die Vorrichtung im Test zur Berücksichtigung von Verschiebungen der Schwellenspannung, anderer Alterungsauswirkungen und/oder Herstellungsungleichförmigkeiten zu programmieren. In bestimmten Implementierungen kann der Stromintegrator einen Eingangsstrom von einer mit einem interessierenden Pixel gekoppelten Überwachungsleitung über zwei Phasen empfangen. In einer Phase kann der über das interessierende Pixel fließende Strom zusammen mit dem Überwachungsleitungs-Leckstrom und mit dem Überwachungsleitungs-Rauschstrom gemessen werden. In der anderen Phase wird das interessierende Pixel nicht angesteuert, wobei der Stromindikator aber weiter den Überwachungsleitungs-Leckstrom und den Überwachungsleitungs-Rauschstrom von der Überwachungsleitung empfängt. Außerdem wird entweder während der ersten Phase oder während der zweiten Phase ein Referenzstrom in den Stromintegrator eingegeben. Die den empfangenen Strömen entsprechenden Spannungen werden während jeder Phase gespeichert. Daraufhin werden die den Strömen von der ersten und von der zweiten Phase entsprechenden Spannungen subtrahiert, so dass nur eine Spannung, die der Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom entspricht, zur Verwendung bei der Kompensation von Ungleichförmigkeiten und/oder einer Qualitätsminderung dieser Vorrichtungsschaltung (z. B. Pixelschaltung) verbleibt. Mit anderen Worten, die vorliegend offenbarten Stromkomparatoren verwenden eine Zweiphasenausleseprozedur, um die Wirkung von Leckströmen und Rauschströmen zu beseitigen, während eine hochgenaue Messung des Vorrichtungsstroms erzielt wird, der daraufhin als eine Differenz zwischen dem gemessenen Strom (unabhängig von Leck- und Rauschströmen) und einem Referenzstrom quantifiziert wird. Diese Zweiphasenausleseprozedur kann als korrelierte Doppelabtastung bezeichnet werden. Die quantifizierte Differenz ist hochgenau und kann zur genauen und schnellen Kompensation von Ungleichförmigkeiten und/oder einer Qualitätsminderung verwendet werden. Da die tatsächliche Differenz zwischen dem gemessenen Strom einer Pixelschaltung, unbeeinträchtigt von Leck- oder Rauschströmen, die in der Auslesung inhärent sind, quantifiziert wird, können irgendwelche Ungleichförmigkeits- oder Qualitätsminderungseffekte durch ein Kompensationsschema schnell kompensiert werden.
  • Das System 300 enthält eine Pixelvorrichtung 310, eine Datenleitung 320, eine Überwachungsleitung 330, eine Schaltmatrix 340, eine V2I-Umsetzungsschaltung 350 und einen Stromintegrator (CI) 360. Die Pixelvorrichtung 310 kann ähnlich dem Pixel 104 sein, die Überwachungsleitung 330 kann ähnlich den Überwachungsleitungen 115, 116 sein, die V2I-Umsetzungsschaltung 350 kann ähnlich der V2I-Umsetzungsschaltung 200 sein und der CI 360 kann ähnlich dem CI 16 sein.
  • Wie in 3 gezeigt ist, enthält die Pixelvorrichtung 310 einen Schreibtransistor 311, einen Ansteuertransistor 312, einen Lesetransistor 313, eine Lichtemittervorrichtung 314 und ein Speicherelement 315. Das Speicherelement 315 kann optional ein Kondensator sein. In bestimmten Implementierungen kann die Lichtemittervorrichtung (LED) 314 eine organische Lichtemittervorrichtung (OLED) sein. Der Schreibtransistor 311 empfängt Programmierinformationen von der Datenleitung 320, die daraufhin auf dem Gate des Ansteuertransistors 312 (z. B. unter Verwendung eines ”WR”-Steuersignals) gespeichert werden können und zum Ansteuern eines Stroms über die LED 314 verwendet werden können. Wenn der Lesetransistor 313 (z. B. unter Verwendung eines ”RD”-Steuersignals) aktiviert wird, wird die Überwachungsleitung 330 mit dem Ansteuertransistor 312 und mit der LED 314 elektrisch gekoppelt, so dass der Strom von der LED und/oder von dem Ansteuertransistor über die Überwachungsleitung 330 überwacht werden kann.
  • Genauer empfängt der CI 360 über die Überwachungsleitung 330 einen Eingangsstrom von der Vorrichtung 310, wenn der Lesetransistor (z. B. über ein ”RD”-Steuersignal) aktiviert wird. Wie oben in Bezug auf 1 beschrieben wurde, kann eine Schaltmatrix wie etwa die Schaltmatrix 340 verwendet werden, um auszuwählen, welches empfangene Signal oder welche empfangenen Signale an den CI 360 gesendet werden sollen. In bestimmten Implementierungen kann die Schaltmatrix 340 Ströme von 30 überwachten Spalten einer Anzeigetafel (z. B. der Anzeigetafel 101) empfangen und auswählen, welche der überwachten Spalten zur Weiterverarbeitung an den CI 360 gesendet werden sollen. Nach Empfang und Verarbeitung der Ströme von der Schaltmatrix 340 erzeugt der CI 360 eine Spannungsausgabe, Dout, die die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem durch die V2I-Umsetzungsschaltung 350 erzeugten Referenzstrom angibt.
  • Die V2I-Umsetzungsschaltung 350 kann unter Verwendung eines Steuersignals IREF1.EN optional ein- und/oder ausgeschaltet werden. Außerdem können Vorspannungen VB1 und VB2 verwendet werden, um an den Eingängen des CI 360 einen virtuellen Massezustand einzustellen. In bestimmten Implementierungen kann VB1 verwendet werden, um einen Spannungspegel an einem Eingangsknoten einzustellen, der den Eingangsstrom Iin empfängt, und kann VB2 als eine interne Gleichtaktspannung verwendet werden.
  • In bestimmten Implementierungen kann ein Stromausleseprozess zum Erzeugen einer Ausgabe, die die Differenzen zwischen gemessenen Vorrichtungsströmen und einem oder mehreren Referenzströmen angibt, während die Auswirkungen des Rauschens minimiert werden, über zwei Phasen stattfinden. Die erzeugte Ausgabe kann durch irgendeinen hier offenbarten Stromintegrator oder Stromkomparator weiterverarbeitet werden.
  • Während einer ersten Phase der ersten Stromausleseimplementierung ist die V2I-Umsetzungsschaltung 350 ausgeschaltet, so dass kein Referenzstrom in den CI 360 fließt. Außerdem kann ein interessierendes Pixel so angesteuert werden, dass ein Strom über den Ansteuertransistor 312 und über die in dem Pixel enthaltene LED 314 fließt. Dieser Strom kann als Idevice bezeichnet werden. Außer Idevice führt die Überwachungsleitung 330 den Leckstrom Ileak1 und einen ersten Rauschstrom Inoise1 Somit ist der Eingangsstrom in den CI 360 während der ersten Phase dieser Stromausleseimplementierung, Iin_phase1, gleich: Idevice + Ileak + Inoise1.
  • Nachdem die erste Phase der Stromausleseimplementierung abgeschlossen ist, wird eine Ausgangsspannung, die Iin_phase1 entspricht, in dem CI 360 gespeichert. In bestimmten Implementierungen kann die Ausgangsspannung digital gespeichert werden. In anderen Implementierungen kann die Ausgangsspannung in analoger Form (z. B. in einem Kondensator) gespeichert werden.
  • Während der zweiten Phase der ersten Stromausleseimplementierung ist die V2I-Umsetzungsschaltung 350 eingeschaltet und fließt ein Referenzstrom, IRef, in den CI 360. Anders als in der ersten Phase dieser Stromausleseimplementierung ist ferner das mit der Überwachungsleitung 330 gekoppelte interessierende Pixel ausgeschaltet. Somit führt die Überwachungsleitung 330 nun nur einen Leckstrom Ileak und einen zweiten Rauschstrom Inoise2. Da sich die Struktur der Überwachungsleitung im Zeitverlauf nicht ändert, wird angenommen, dass der Leckstrom während der zweiten Phase dieser Auslesung Ileak annähernd derselbe wie der Leckstrom während der ersten Phase der Auslesung ist.
  • Dementsprechend ist der Eingangsstrom in den CI 360 während der zweiten Phase dieser Stromauslesungsimplementierung Iin_phase2 gleich: IRef + Ileak + Inoise2.
  • Nachdem die zweite Phase des Stromausleseprozesses abgeschlossen ist, werden die Ausgaben der ersten Phase und der zweiten Phase unter Verwendung einer in dem CI 360 enthaltenen Schaltungsanordnung (z. B. eines Differentialverstärkers) subtrahiert, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die der Differenz zwischen den Vorrichtungsströmen und den Referenzströmen entspricht. Genauer ist die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung, die die Subtraktionsoperation ausführt, proportional: Iin_phase1 – Iin_phase2 = (Idevice + Ileak – Inoise1) – (IRef + Ileak + Inoise2) = Idevice – IRef + Inoise.
  • Inoise ist üblicherweise Hochfrequenzrauschen und seine Auswirkungen werden durch einen Stromintegrator wie etwa den CI 360 minimiert oder beseitigt. Daraufhin kann die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung, die die Subtraktionsoperation in dem zweiten Ausleseprozess ausführt, verstärkt werden und kann das verstärkte Signal durch eine in dem CI 360 enthaltene Komparatorschaltung verarbeitet werden, um ein Ein-Bit-quantisiertes Signal, Dout, zu erzeugen, das eine Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Zum Beispiel kann Dout in bestimmten Implementierungen gleich ”1” sein, falls der Vorrichtungsstrom größer als der Referenzstrom ist, und gleich ”0” sein, falls der Vorrichtungsstrom kleiner oder gleich dem Referenzstrom ist. Die Verstärkungs- und Quantisierungsoperationen werden im Folgenden ausführlicher beschrieben.
  • Tabelle 1 fasst die erste Implementierung einer Differentialstromausleseoperation unter Verwendung eines CI 360 wie oben beschrieben zusammen. In der Tabelle 1 repräsentiert ”RD” ein mit dem Gate des Lesetransistors 313 gekoppeltes Lesesteuersignal. Tabelle 1: CI-Eintakt-Stromauslesung – erste Implementierung Abtastwert 1 Abtastwert 2 RD EIN AUS Idevice ITFT/IOLED 0 IMon Idevice + Ileak + Inoise1 Ileak + Inoise2 IREF 0 IRef Eingangsstrom Idevice + Ileak + Inoise1 IRef + Ileak + Inoise2
  • Eine zweite Implementierung einer Stromausleseoperation unter Verwendung des CI 360 findet ebenfalls über zwei Phasen statt. Während einer ersten Phase der zweiten Implementierung ist die V2I-Umsetzungsschaltung 350 zum Ausgeben eines negativen Referenzstroms, -IRef, konfiguriert. Da in der zweiten Implementierung für den CI 360 ein negativer Referenzstrom, -IRef, bereitgestellt wird, erfordert die zweite Implementierung, dass die Schaltungsanordnung in dem CI 360 über einen niedrigeren Dynamikbereich von Eingangsströmen als die oben beschriebene erste Implementierung arbeitet. Wie bei der oben beschriebenen ersten Implementierung kann ein interessierendes Pixel außerdem in der Weise angesteuert werden, dass über den Ansteuertransistor 312 des Pixels und über die LED 314 ein Strom fließt. Dieser Strom kann als Idevice bezeichnet werden. Außer Idevice führt die Überwachungsleitung 330 den Leckstrom Ileak und einen ersten Rauschstrom, Inoise1.
  • Somit ist der Eingangsstrom in den CI 360 während der ersten Phase der zweiten Implementierung des Stromausleseprozesses, Iin_phase1, gleich: Idevice – IRef + Ileak + Inoise1.
  • Wie oben diskutiert wurde, wird eine dem Eingangsstrom entsprechende Spannung, nachdem die erste Phase eines Stromausleseprozesses abgeschlossen ist und während einer zweiten Phase des Stromausleseprozesses, entweder in analoger oder in digitaler Form in dem CI 360 gespeichert.
  • Während der zweiten Phase der zweiten Implementierung des Stromausleseprozesses ist die V2I-Umsetzungsschaltung 350 ausgeschaltet, so dass kein Referenzstrom in den CI 360 fließt. Anders als in der ersten Phase der zweiten Implementierung ist ferner das mit der Überwachungsleitung 330 gekoppelte interessierende Pixel ausgeschaltet. Somit führt die Überwachungsleitung 330 nur einen Leckstrom Ileak und einen zweiten Rauschstrom, Inoise2.
  • Dementsprechend ist der Eingangsstrom in den CI 360 während der zweiten Phase der zweiten Implementierung des Stromausleseprozesses, Iin_phase2, gleich: Ileak + Inoise2.
  • Nachdem die zweite Phase des Stromausleseprozesses abgeschlossen ist, werden die Ausgaben der ersten Phase und der zweiten Phase unter Verwendung einer in dem CI 360 enthaltenen Schaltungsanordnung (z. B. eines Differentialverstärkers) subtrahiert, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die der Differenz zwischen den Vorrichtungsströmen und den Referenzströmen entspricht. Genauer ist die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung, die die Subtraktionsoperation ausführt, proportional: Iin_phase1 – Iin_phase2 = (Idevice – IRef + Ileak + Inoise1) – (IRef + Ileak + Inoise2) = Idevice – IRef + Inoise.
  • Wie in dem oben beschriebenen ersten Ausleseprozess kann die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung, die die Subtraktionsoperation in dem zweiten Ausleseprozess ausführt, daraufhin verstärkt werden und kann das verstärkte Signal daraufhin durch eine in dem CI 360 enthaltene Komparatorschaltung verarbeitet werden, um ein Ein-Bit-quantisiertes Signal Dout zu erzeugen, das eine Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Die Verstärkungs- und Quantisierungsoperationen werden im Folgenden anhand von 46 ausführlicher beschrieben.
  • Tabelle 2 fasst die zweite Implementierung eines Stromausleseprozesses unter Verwendung eines CI 360 in einer zweiten Implementierung wie oben beschrieben zusammen. In Tabelle 2 repräsentiert ”RD” ein mit dem Gate des Lesetransistors 313 gekoppeltes Lesesteuersignal. Tabelle 2: CI-Stromausleseprozess – zweite Implementierung Abtastwert 1 Abtastwert 2 RD EIN AUS Idevice ITFT/IOLED 0 IMon Idevice + Ileak + Inoise1 Ileak + Inoise2 IREF1 –IRef 0 Eingangsstrom Idevice – IRef + Ileak + Inoise1 Ileak + Inoise2
  • 4 veranschaulicht einen anderen Blockschaltplan eines Systems, das zum Ausführen eines Vorrichtungsstromvergleichs unter Verwendung eines Stromintegrators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist. Der Stromintegrator (CI) 410 kann z. B. ähnlich dem CI 16 und/oder dem CI 300, die oben beschrieben sind, sein. Konfigurationseinstellungen für den CI 410 werden durch ein Betriebsartauswahlregister, das MODSEL 420, bereitgestellt, das ähnlich dem oben beschriebenen MODSEL 70 sein kann.
  • Wie der CI 16 und der CI 360 kann der CI 410 in einem Auslesesystem (z. B. in dem Auslesesystem 10) enthalten sein und die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom (z. B. einem Strom von einem interessierenden Pixel in einer Anzeigetafel) und einem Referenzstrom auswerten. In bestimmten Implementierungen kann der CI 410 eine Ein-Bit-quantisierte Ausgabe ausgeben, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. In anderen Implementierungen kann der CI 410 ein analoges Ausgangssignal erzeugen, das daraufhin durch einen externen Mehr-Bit-Quantisierer (nicht gezeigt) quantisiert werden kann. Die quantisierte Ausgabe (von dem CI 410 oder von dem externen Mehr-Bit-Quantisierer) wird an einen Controller (nicht gezeigt) ausgegeben, der dafür konfiguriert ist, die gemessene Vorrichtung (z. B. das interessierende Pixel) zu programmieren, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen.
  • Die Integrationsschaltung 411 kann einen Vorrichtungsstrom, Idevice, von der Schaltmatrix 460 und einen Referenzstrom von der V2I-Umsetzungsschaltung 470 empfangen. Die Schaltmatrix kann ähnlich der oben beschriebenen Schaltmatrix 11 sein und die V2I-Umsetzungsschaltung 470 kann ähnlich der oben beschriebenen V2I-Umsetzungsschaltung 200 sein. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, führt die Integrationsschaltung 411 an den empfangenden Strömen eine Integrationsoperation aus, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Die Auslesezeiteinstellung für die Integrationsschaltung 411 wird durch ein Taktsignalsteuerregister, Phase_gen 412, gesteuert, das Taktsignale Ph1 bis Ph6 für den Integratorblock 411 bereitstellt. Das Taktsignalsteuerregister, Phase_gen 412, wird durch ein Freigabesignal, GlobalCLEn, freigegeben. Die Auslesezeiteinstellung wird im Folgenden ausführlicher beschrieben. Ferner werden über die Leistungsversorgungsspannungs-Leitungen Vcm und VB Leistungsversorgungsspannungen für die Integrationsschaltung 411 bereitgestellt.
  • Wie oben erwähnt wurde, kann der CI 410 in bestimmten Implementierungen eine Ein-Bit-quantisierte Ausgabe ausgeben, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Um die Ein-Bit-Ausgabe zu erzeugen, wird die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung 411 dem Vorverstärker 414 zugeführt und wird die verstärkte Ausgabe des Vorverstärkers 414 daraufhin an den Ein-Bit-Quantisierer 417 gesendet. Der Ein-Bit-Quantisierer 417 führt eine Ein-Bit-Quantisierungsoperation aus, um ein binäres Signal zu erzeugen, das die Differenz zwischen den empfangenen Vorrichtungs- und Referenzströmen angibt.
  • In anderen Implementierungen kann der CI 410 daraufhin ein analoges Ausgangssignal erzeugen, das daraufhin durch einen externen Mehr-Bit-Quantisierer (nicht gezeigt) quantisiert werden kann. In diesen Implementierungen wird die Ausgabe der Integratorschaltung 411 anstatt an den Komparator 416 an einen ersten analogen Puffer, den AnalogBuffer_Roc 415 gesendet. Die Ausgabe des ersten analogen Puffers, AnalogBuffer_Roc 415, wird an einen analogen Multiplexer, analogen MUX 416, gesendet, der seine Ausgabe daraufhin unter Verwendung analoger Ausleseschieberegister (nicht gezeigt) seriell an einen zweiten analogen Puffer, den AnalogBuffer_eic 480, sendet. Der zweite analoge Puffer, AnalogBuffer_eic 480, kann die Ausgabe daraufhin zur Quantisierung und Weiterverarbeitung an eine Mehr-Bit-Quantisiererschaltung (nicht gezeigt) übertragen. Wie oben erwähnt wurde, kann die quantisierte Ausgabe daraufhin an einen Controller (nicht gezeigt) ausgegeben werden, der dafür konfiguriert ist, die gemessene Vorrichtung (z. B. das interessierende Pixel) zu programmieren, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen. Steuersignale für den analogen Multiplexer, den analogen MUX 416, werden durch das Steuerregister AROREG 430 bereitgestellt.
  • 5 veranschaulicht schematisch einen Stromlaufplan eines Stromintegratorsystems, das zum Ausführen eines Vorrichtungsstromvergleichs gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist. Genauer kann das System 500 einen Vorrichtungsstrom von einer aktuell interessierenden Vorrichtung und einen Referenzstrom empfangen und eine Spannung erzeugen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom angibt. Diese Spannung kann daraufhin als eine Eingangsspannung an einen wie hier offenbarten Quantisierer übergeben werden. Das System 500 kann ähnlich dem CI 16 und dem CI 410, die oben beschrieben sind, sein. In bestimmten Implementierungen kann das System 500 in dem oben anhand von 1 beschriebenen Auslesesystem 10 enthalten sein.
  • Das System 500 enthält einen Integrationsoperationsverstärker 510, einen Kondensator 520, einen Kondensator 530, Schalter 531544, einen Kondensator 550, einen Kondensator 560, einen Kondensator 585, einen Kondensator 595, einen Operationsverstärker 570, einen Operationsverstärker 580 und einen Komparator 590. Jede dieser Komponenten wird im Folgenden ausführlicher beschrieben. Obwohl in der Implementierung aus 5 spezifische Kapazitätswerte für die Kondensatoren 530, 550, 560 gezeigt sind, können in anderen Implementierungen selbstverständlich andere Kapazitätswerte verwendet werden. Wie im Folgenden beschrieben wird, kann das System 500 in bestimmten Implementierungen eine Vergleichsoperation über sechs Phasen ausführen. In bestimmten Implementierungen entsprechen zwei dieser sechs Phasen den oben anhand von 3 beschriebenen Auslesephasen. Drei der sechs Phasen werden verwendet, um Schaltungskomponenten zurückzusetzen und Rausch- und Spannungs-Offsets zu berücksichtigen. Während der Endphase der Vergleichsoperation führt das System 500 eine Ein-Bit-Quantisierung aus. Im Folgenden wird anhand von 7 ein Zeitablaufplan der Vergleichsoperation beschrieben.
  • Während der ersten Phase der Vergleichsoperation wird der Integrationsoperationsverstärker 510 auf einen bekannten Zustand zurückgesetzt. Das Zurücksetzen des Integrationsoperationsverstärkers 510 ermöglicht, dass der Integrationsoperationsverstärker 510 in einen bekannten Zustand versetzt wird, und ermöglicht, dass ein Rausch- oder Leckstrom von vorhergehenden Operationen ausregelt, bevor der Integrationsoperationsverstärker 510 während der zweiten Phase der Ausleseoperation an den Eingangsströmen eine Integrationsoperation ausführt. Genauer sind während der ersten Phase der Vergleichsoperation die Schalter 531, 532 und 534 geschlossen, was den Integrationsoperationsverstärker 510 effektiv in einer Einheitsverstärkungskonfiguration konfiguriert. In einer bestimmten Implementierung werden während dieser ersten Phase der Vergleichsoperation der Kondensator 520 und der Kondensator 530 auf die Spannung Vb + Voffset + Vcm geladen und wird die Eingangsspannung an dem Eingangsknoten A auf Vb + Voffset eingestellt. VB und Vcm sind Gleichstrom-Leistungsversorgungsspannungen, die dem Integrationsoperationsverstärker 510 zugeführt werden. Ähnlich ist Voffset eine Gleichstrom-Offsetspannung, die dem Integrationsoperationsverstärker 510 zugeführt wird, um den Integrationsoperationsverstärker 510 richtig vorzuspannen.
  • Während der zweiten Phase der Vergleichsoperation kann der Integrationsoperationsverstärker 510 an einem empfangenden Referenzstrom, IRef, an einem Vorrichtungsstrom Idevice und an einem Überwachungsleitungs-Leckstrom Ileakage eine Integrationsoperation ausführen. Diese Phase der Stromoperation kann ähnlich der oben anhand von 3 beschriebenen ersten Phase der zweiten Stromausleseimplementierung sein. Die Schalter 532, 533 und 535 sind geschlossen, was für die in den Kondensatoren 520 und 530 gespeicherte Ladung einen Weg zu dem Speicherkondensator 550 bereitstellt. Der effektive Integrationsstrom der zweiten Phase (Iint1) ist gleich Iint1 = Idevice – IRef + Ileakage. Die Ausgangsspannung des Integrationsoperationsverstärkers 510 während dieser Phase ist Vint1 = (Iint1/Cint)·tint + Vcm, wobei Cint = die Summe der Kapazitätswerte des Kondensators 520 und des Kondensators 530 ist und tint die Zeit ist, über die der Strom durch den Integrationsoperationsverstärker 510 verarbeitet wird. Die Ausgangsspannung Vint1 wird in dem Kondensator 550 gespeichert.
  • Während der dritten Phase der Vergleichsoperation wird der Integrationsoperationsverstärker 510 wieder auf einen bekannten Zustand zurückgesetzt. Das Zurücksetzen des Integrationsoperationsverstärkers 510 ermöglicht, dass der Integrationsoperationsverstärker 510 auf einen bekannten Zustand eingestellt wird, und ermöglicht, dass Rauschen oder ein Leckstrom von vorhergehenden Operationen ausregeln, bevor der Integrationsoperationsverstärker 510 während der vierten Phase der Ausleseoperation eine Integrationsoperation an den Eingangsströmen ausführt.
  • Während der vierten Phase der Vergleichsoperation führt der Integrationsoperationsverstärker 510 eine zweite Integrationsoperation aus. Allerdings wird dieses Mal nur der Überwachungsleitungs-Leckstrom integriert. Somit ist der effektive Integrationsstrom (Iint2) während der vierten Phase Iint2 = Ileakage. Diese Phase der Stromoperation kann ähnlich der oben in Bezug auf 3 beschriebenen ersten Phase der zweiten Stromausleseimplementierung sein. Die Ausgangsspannung des Integrationsoperationsverstärkers 510 während dieser Phase ist Vint2 = (Iint2/Cint)·tint + Vcm. Wie oben beschrieben wurde, ist tint die Zeitdauer, über die der Strom durch den Integrationsoperationsverstärker 510 verarbeitet wird. Während dieser Phase ist der Schalter 537 geschlossen und ist der Schalter 535 offen, so dass die Ausgangsspannung Vint2 des Integrationsoperationsverstärkers 510 für die vierte Phase in dem Kondensator 560 gespeichert wird.
  • Während der fünften Phase der Vergleichsoperation werden die Ausgangsspannungen der zwei Integrationsoperationen verstärkt und subtrahiert, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Genauer werden in dieser Phase die Ausgaben der Kondensatoren 550 und 560 an den ersten Verstärkungsoperationsverstärker 570 gesendet. Daraufhin wird die Ausgabe des ersten Verstärkungsoperationsverstärkers 570 an den zweiten Verstärkungsoperationsverstärker 580 gesendet. Die Operationsverstärker 570 und 580 verstärken die Eingaben von den Kondensatoren 550 und 560, wobei die Differentialeingangsspannung in die Kondensatoren durch die folgende Gleichung beschrieben ist: Vdiff = Vint1 – Vint2 = (tint/Cint)·(Iint1 – Iint2) = (tint/Cint)·Idevice – IRef.
  • Die Verwendung mehrerer Operationsverstärker (d. h. der Operationsverstärker 570 und 580) ermöglicht eine erhöhte Verstärkung der Eingaben von den Kondensatoren 550 und 560. In bestimmten Implementierungen ist der Operationsverstärker 580 weggelassen. Ferner werden die Operationsverstärker 570 und 580 während der vierten Phase der Ausleseoperation kalibriert und werden ihre Gleichstrom-Offset-Spannungen vor Beginn der fünften Phase in den Kondensatoren 585 und 595 gespeichert, um Offset-Fehler zu entfernen.
  • Falls der Integrator während der optionalen sechsten Phase der Vergleichsoperation dafür konfiguriert ist, eine Ein-Bit-Quantisierung auszuführen, wird der Quantisierer 590 freigegeben und führt er an der Ausgangsspannung der Operationsverstärker 570 und/oder 580 eine Quantisierungsoperation aus. Wie oben diskutiert wurde, gibt diese Ausgangsspannung die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom an. Daraufhin kann das quantisierte Signal von einer externen Schaltungsanordnung (z. B. von dem Controller 112) verwendet werden, um zu bestimmen, wie sich der Vorrichtungsstrom von dem Referenzstrom unterscheidet, und um die Programmierspannung für die interessierende Vorrichtung dementsprechend einzustellen. In bestimmten Implementierungen beginnt die sechste Phase der Ausleseoperation erst, wenn die Eingangs- und Ausgangsspannungen der Operationsverstärker 570 und 580 ausgeregelt sind.
  • Die Ströme, die während der zweiten und der vierten Phase der oben beschriebenen Vergleichsoperation an den Integrationsoperationsverstärker 510 angelegt werden, können ähnlich den Strömen sein, die während der ersten bzw. der zweiten Phase der oben beschriebenen und in den Tabellen 1 und 2 zusammengefassten Stromausleseoperation angelegt werden. Wie oben beschrieben wurde, können die während der Phasen einer Stromausleseoperation angelegten Eingaben variieren und in verschiedenen Reihenfolgen auftreten. Das heißt, in bestimmten Implementierungen können an den Integrationsoperationsverstärker 510 während der ersten und der zweiten Phase einer Stromausleseoperation (wie sie z. B. in den Tabellen 1 und 2 beschrieben ist) unterschiedliche Eingaben angelegt werden. Ferner kann die Reihenfolge der Eingaben während der ersten und während der zweiten Phase einer Stromausleseoperation in bestimmten Implementierungen umgekehrt sein.
  • 6 veranschaulicht einen Stromlaufplan eines Stromintegratorsystems gemäß der vorliegenden Offenbarung, das dafür konfiguriert ist, eine Mehr-Bit-Ausgabe zu erzeugen, die die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom angibt. Abgesehen davon, dass das System 600 eine Schaltungsanordnung enthält, die dafür konfiguriert ist, analoge Ausgaben zu erzeugen, die durch einen Mehr-Bit-Quantisierer bearbeitet werden können, ist es ähnlich der obigen Schaltung 500. Genauer kann das System 600 einen Vorrichtungsstrom von einer aktuell interessierenden Vorrichtung und einen Referenzstrom empfangen und eine Spannung erzeugen, die eine Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom und einem Referenzstrom angibt. Diese Spannung kann daraufhin als eine Eingangsspannung an einen wie hier offenbarten Quantisierer übergeben werden. Anders als das System 500 führt der dem System 600 zugeordnete Quantisierer eine Mehr-Bit-Quantisierung aus und befindet er sich in einer Schaltungsanordnung extern von dem Stromintegratorsystem 600. In bestimmten Implementierungen kann das System 600 in dem oben in Bezug auf 1 beschrieben Auslesesystem 10 enthalten sein.
  • Genauer enthält das System 600 einen Integrationsoperationsverstärker 610, einen Kondensator 620, einen Kondensator 630, Schalter 631642, einen Kondensator 650, einen Kondensator 660, einen analogen Puffer 670, einen analogen Puffer 680, einen analogen Multiplexer 690, einen analogen Puffer 655 und einen analogen Puffer 665. Obwohl in der Implementierung aus 6 spezifische Kapazitätswerte für die Kondensatoren 620, 630, 650 und 660 gezeigt sind, können in anderen Implementierungen selbstverständlich andere Kapazitätswerte verwendet werden. Obwohl der analoge Multiplexer 690 (entsprechend 24 Auslesekanälen) als ein 24-zu-1-Multiplexer gezeigt ist, können ferner in anderen Implementierungen andere Typen analoger Multiplexer verwendet werden. Im Folgenden wird jede dieser Komponenten ausführlicher beschrieben.
  • In bestimmten Implementierungen kann das System 600 eine Vergleichsoperation über sechs Phasen ausführen, die ähnlich den oben anhand von 5 beschriebenen sechs Phasen sein können. Allerdings können in bestimmten Implementierungen anders als in der anhand von 5 beschriebenen Vergleichsoperation Taktsignale, die die Zeiteinstellung der fünften und der sechsten Phase in der Vergleichsoperation aus 5 steuern, nach der vierten Phase der Vergleichsoperation aus 6 tief bleiben, um die Mehr-Bit-Quantisierung zu ermöglichen.
  • Wie oben erwähnt wurde, können die vier Phasen der Vergleichsoperation ähnlich den oben anhand von 5 Beschriebenen sein, in denen das System 500 zum Ausführen einer Ein-Bit-Integration konfiguriert ist. Genauer wird während der ersten Phase der Vergleichsoperation der Integrationsoperationsverstärker 610 in einen bekannten Zustand zurückgesetzt. Das Zurücksetzen des Integrationsoperationsverstärkers 610 ermöglicht, dass der Integrationsoperationsverstärker 610 in einen bekannten Zustand versetzt wird, und ermöglicht, dass ein Rausch- oder Leckstrom von vorhergehenden Operationen ausregelt, bevor der Integrationsoperationsverstärker 610 während der zweiten Phase der Ausleseoperation an den Eingangsströmen eine Integrationsoperation ausführt. Genauer sind während der ersten Phase der Vergleichsoperation die Schalter 631, 632 und 634 geschlossen, was den Integrationsoperationsverstärker 510 effektiv in einer Einheitsverstärkungskonfiguration konfiguriert. In einer bestimmten Implementierung werden der Kondensator 620 und der Kondensator 630 auf die Spannung Vb = Voffset + Vcm geladen und wird die Eingangsspannung an dem Eingangsknoten A während dieser ersten Phase der Vergleichsoperation auf Vb + Voffset eingestellt. VB und Vcm sind Gleichstrom-Leistungsversorgungsspannungen, die dem Integrationsoperationsverstärker 610 zugeführt werden. Ähnlich ist Voffset eine Gleichstrom-Offset-Spannung, die dem Integrationsoperationsverstärker 610 zugeführt wird, um den Integrationsoperationsverstärker 510 richtig vorzuspannen.
  • Während der zweiten Phase der Vergleichsoperation kann der Integrationsoperationsverstärker 610 an dem empfangenden Referenzstrom, IRef, an einem Vorrichtungsstrom Idevice und an einem Überwachungsleitungs-Leckstrom Ileakage eine Integrationsoperation ausführen. Diese Phase der Stromoperation kann ähnlich der oben anhand von 3 beschriebenen ersten Phase der zweiten Stromausleseimplementierung sein. Die Schalter 632, 633 und 635 sind geschlossen, was für die in den Kondensatoren 620 und 630 gespeicherte Ladung einen Weg zu dem Speicherkondensator 650 bereitstellt. Der effektive Integrationsstrom der zweiten Phase (Iint1) ist gleich Iint1 = Idevice – IRef + Ileakage. Die Ausgangsspannung des Integrationsoperationsverstärkers 610 während dieser Phase ist Vint1 = (Int1/Cint)·tint + Vcm, wobei Cint = die Summe der Kapazitätswerte des Kondensators 620 und des Kondensators 630 ist und tint die Zeitdauer ist, über die der Strom durch den Integrationsoperationsverstärker 610 verarbeitet wird. Die Ausgangsspannung Vint1 wird in dem Kondensator 650 gespeichert.
  • Während der dritten Phase der Vergleichsoperation wird der Integrationsoperationsverstärker 610 wieder auf einen bekannten Zustand zurückgesetzt. Das Zurücksetzen des Integrationsoperationsverstärkers 610 ermöglicht, dass der Integrationsoperationsverstärker 610 auf einen bekannten Zustand eingestellt wird, und ermöglicht, dass ein Rausch- oder Leckstrom von vorhergehenden Operationen ausregelt, bevor der Integrationsoperationsverstärker 510 während der vierten Phase der Ausleseoperation an den Eingangsströmen eine Integrationsoperation ausführt.
  • Während der vierten Phase der Vergleichsoperation führt der Integrationsoperationsverstärker 510 eine zweite Integrationsoperation aus. Allerdings wird dieses Mal nur der Überwachungsleitungs-Leckstrom (Ileakage) integriert. Somit ist der effektive Integrationsstrom (Iint2) während der vierten Phase Iint2 = Ileakage. Diese Phase der Stromoperation kann ähnlich der oben anhand von 3 beschriebenen ersten Phase der zweiten Stromausleseimplementierung sein. Die Ausgangsspannung des Integrationsoperationsverstärkers 510 während dieser Phase ist Vint2 = (Iint2/Cint)·tint + Vcm. Während dieser Phase ist der Schalter 537 geschlossen und der Schalter 535 offen, so dass die Ausgangsspannung Vint2 des Integrationsoperationsverstärkers 510 für die vierte Phase in dem Kondensator 560 gespeichert wird.
  • Nach der vierten Phase der Vergleichsoperation unter Verwendung des Systems 600 werden die Kondensatoren 650 und 660 über die Schalter 639 bzw. 640 mit dem internen analogen Puffer 670 und mit dem internen analogen Puffer 680 gekoppelt. Daraufhin werden die Ausgaben der analogen Puffer 670 und 680 über einen analogen Multiplexer 690 an den externen analogen Puffer 655 bzw. an den externen analogen Puffer 665 gesendet. Daraufhin können die Ausgaben der externen analogen Puffer 655, 665 (analoge Ausgabe P und analoge Ausgabe N) an einen Mehr-Bit-Quantisierer (nicht gezeigt) gesendet werden, der an dem empfangenen Differentialsignal eine Mehr-Bit-Quantisierung ausführen kann.
  • 7 veranschaulicht einen Zeitablaufplan für eine beispielhafte Vergleichsoperation, die z. B. unter Verwendung der Schaltung 500 oder des Systems 600, die oben beschrieben sind, ausgeführt werden kann. Wie oben in Bezug auf 4 beschrieben wurde, sind die Signale Ph1–Ph6 Taktsignale, die durch ein Taktsignalsteuerregister wie etwa das Register Phase_gen 412 erzeugt werden können. Wie oben beschrieben wurde, sind ferner die ersten vier Phasen einer Ausleseoperation in bestimmten Implementierungen sowohl für eine Ein-Bit- als auch für eine Mehr-Bit-Vergleichsoperation ähnlich. Allerdings bleiben die Phasensignale ph5 und ph6 für eine Mehr-Bit-Vergleichsoperation tief, während die Auslese- und Quantisierungsoperationen verarbeitet werden.
  • Wie oben anhand von 5 und 6 beschrieben wurde, wird während der ersten Phase der Vergleichsoperation ein Integrationsoperationsverstärker (z. B. der Operationsverstärker 510 oder 610) zurückgesetzt, was ermöglicht, dass der Integrationsoperationsverstärker in einen bekannten Zustand zurückkehrt. Eine V2I-Umsetzungsschaltung (z. B. die V2I-Umsetzungsschaltung 13 oder 14) ist dafür programmiert, einen Referenzstrom (z. B. einen 1 μA-Strom) zu liefern oder zu entnehmen. Wie oben beschrieben wurde, vergleicht ein Stromintegrator während einer Ausleseoperation eine gemessene Vorrichtung mit dem erzeugten Referenzstrom und wertet die Differenz zwischen den Differenz- und Referenzströmen aus.
  • Wie oben anhand von 5 und 6 beschrieben wurde, führt der Integrationsoperationsverstärker während der zweiten Phase einer Ausleseoperation an dem empfangenen Referenzstrom, an dem empfangenen Vorrichtungsstrom und an dem empfangenen Überwachungsleitungs-Leckstrom eine Integrationsoperation aus. Daraufhin wird während der dritten Phase der Vergleichsoperation der Integrationsoperationsverstärker wieder zurückgesetzt und wird während der dritten Phase die V2I-Umsetzungsschaltung zurückgesetzt, nachdem das ”RD”-Steuersignal (wie in 3 gezeigt ist) deaktiviert worden ist, so dass IRef 0 μA ist. Nach der dritten Phase der Vergleichsoperation führt der Integrationsoperationsverstärker in der vierten Phase eine weitere Integration aus, wobei aber anders als in der während der ersten Phase ausgeführten Integration in dieser vierten Phase wie oben beschrieben nur der Überwachungsleitungs-Leckstrom integriert wird.
  • Während der fünften Phase einer Ein-Bit-Vergleichsoperation werden die Ausgaben des Integrationsoperationsverstärkers durch einen oder mehrere Verstärkungsoperationsverstärker (z. B. den Operationsverstärker 570 und/oder den Operationsverstärker 580) verarbeitet. Wie oben beschrieben wurde, sind die Ausgaben eines Integrationsoperationsverstärkers Spannungen, die während einer Vergleichsoperation in Kondensatoren (z. B. in den Kondensatoren 52, 530, 620 und/oder 630) gespeichert werden können.
  • Während einer Ein-Bit-Vergleichsoperation werden die Ausgaben des einen oder der mehreren Verstärkungsoperationsverstärker während der sechsten Phase der Ausleseoperation an einen Quantisierer (z. B. an den Quantisierer 560) gesendet, so dass eine Ein-Bit-Quantisierungsoperation ausgeführt werden kann. Wie in 7 gezeigt ist, kann es in bestimmten Implementierungen zwischen der fünften und der sechsten Phase einer Ausleseoperation eine zeitliche Überlappung geben, wobei die sechste Phase aber erst beginnt, wenn die Eingangs- und die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers ausgeregelt sind.
  • Wie in 7 gezeigt ist, kann in bestimmten Implementierungen während der fünften und der sechsten Phase einer vorherigen Vergleichsoperation eine zweite Vergleichsoperation beginnen. Das heißt, der Stromintegrator kann zurückgesetzt werden, während seine Ausgaben durch den Vorverstärker verarbeitet werden und/oder während die Ausgaben des Operationsverstärkers durch den Komparator ausgewertet werden.
  • 8 veranschaulicht einen Blockschaltplan, der ein System zeigt, das zum Ausführen einer Stromvergleichsoperation unter Verwendung eines Stromkomparators gemäß der vorliegenden Offenbarung konfiguriert ist. Wie oben anhand von 1 beschrieben wurde, können Stromkomparatoren wie etwa der Stromkomparator (CCMP) 810 dafür konfiguriert sein, auf der Grundlage eines Vergleichs mit einem oder mit mehreren Referenzströmen Schwankungen von Vorrichtungsströmen zu berechnen. In bestimmten Implementierungen werden die Referenzströme durch V2I-Umsetzungsschaltungen wie etwa die V2I-Umsetzungsschaltungen 820 und 830 erzeugt, die jeweils ähnlich der oben beschriebenen V2I-Umsetzungsschaltung 200 sein können.
  • In bestimmten Implementierungen kann der CCMP 810 über eine erste Überwachungsleitung von einem interessierenden Pixel und von einer benachbarten Überwachungsleitung (z. B. in der zu dem interessierenden Pixel unmittelbar benachbarten Spalte) auf einer Anzeigetafel (nicht gezeigt) Strom empfangen. Die Überwachungsleitungen, eine für jede Spalte in der Anzeigetafel, verlaufen parallel und in nächster Nähe zueinander und weisen näherungsweise dieselbe Länge auf. Eine Messung eines Stroms von einer interessierenden Vorrichtung (z. B. von einer Pixelschaltung) kann durch die Anwesenheit eines Leckstroms und eines Rauschstroms während einer Auslesung des Vorrichtungsstroms versetzt werden. Um den Beitrag der Leck- und Rauschströme von der Messung zu beseitigen, wird eine benachbarte Überwachungsleitung kurz eingeschaltet, um zu ermöglichen, dass die Leck- und Rauschströme gemessen werden. Wie bei den oben beschriebenen Stromintegratoren wird der über die interessierende Vorrichtung fließende Strom zusammen mit seinen Leck- und Rauschkomponenten und mit einem Referenzstrom gemessen. Der Vorrichtungsstrom kann den Strom über einen Ansteuertransistor eines Pixels (ITFT) und/oder den Strom über die Pixellichtemittervorrichtung (IOLED) enthalten. Daraufhin wird eine dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem gemessenen Referenzstrom entsprechende Spannung gemäß den hier offenbarten Aspekten in analoger oder digitaler Form gespeichert oder innerhalb eines Stromkomparators erzeugt. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, finden die Auslesungen der Vorrichtungsströme, der Leckströme, der Rauschströme und der Referenzströme über zwei Phasen statt. Diese Zweiphasenausleseprozedur kann als korrelierte Doppelabtastung bezeichnet werden. Nachdem die zwei Auslesephasen abgeschlossen sind, werden die gespeicherten Spannungen verstärkt und subtrahiert, so dass Spannungen, die den Leck- und Rauschströmen entsprechen, die von einer benachbarten Überwachungsleitung (wie etwa in der unmittelbar benachbarten Spalte) gemessen werden, daraufhin von dem gemessenen Strom von dem interessierenden Pixelstrom subtrahiert werden, so dass zur Verwendung beim Kompensieren von Ungleichförmigkeiten und/oder von einer Qualitätsminderung dieser Pixelschaltung nur eine Spannung verbleibt, die der Differenz zwischen dem tatsächlichen Strom über die Pixelschaltung und dem Referenzstrom entspricht.
  • Mit anderen Worten, Stromkomparatoren gemäß der vorliegenden Offenbarung nutzen die strukturellen Ähnlichkeiten zwischen den Überwachungsleitungen, um die Leck- und Rauschkomponenten von einer benachbarten Überwachungsleitung zu extrahieren, und subtrahieren daraufhin diese unerwünschten Komponenten von einer durch eine interessierende Überwachungsleitung gemessenen Pixelschaltung, um eine hochgenaue Messung des Vorrichtungsstroms zu erzielen, der daraufhin als eine Differenz zwischen dem gemessenen Strom (unabhängig von Leck- und Rauschströmen) und einem Referenzstrom quantifiziert wird. Diese Differenz ist hochgenau und kann für die genaue und schnelle Kompensation von Ungleichförmigkeiten und/oder einer Qualitätsminderung verwendet werden. Da die tatsächliche Differenz zwischen dem gemessenen Strom einer Pixelschaltung, unbeeinträchtigt durch Leck- oder Rauschstrom, der in der Auslesung inhärent ist, quantifiziert wird, können irgendwelche Ungleichförmigkeiten oder Qualitätsminderungseffekte durch ein Kompensationsschema schnell kompensiert werden.
  • Wie in 8 gezeigt ist, enthält eine Pixelvorrichtung 810 einen Schreibtransistor 811, einen Ansteuertransistor 812, einen Lesetransistor 813, eine Lichtemittervorrichtung 814 und ein Speicherelement 815. Das Speicherelement 815 kann optional ein Kondensator sein. In bestimmten Implementierungen kann die Lichtemittervorrichtung (LED) 814 eine organische Lichtemittervorrichtung (OLED) sein. Der Schreibtransistor 811 empfängt von der Datenleitung 835 Programmierinformationen (z. B. eine Spannung VDATA auf der Grundlage eines Schreibfreigabesteuersignals, ”WR”). Die Programmierinformationen können in dem Speicherelement 815 gespeichert werden und mit dem Gate des Ansteuertransistors 812 gekoppelt werden, um einen Strom über die LED 814 anzusteuern. Wenn ein Lesetransistor 813 (z. B. unter Verwendung eines ”RD”-Steuersignals, das, wie in 8 gezeigt ist, mit dem Gate des Lesetransistors 813 gekoppelt ist) aktiviert wird, wird die Überwachungsleitung 845 mit dem Ansteuertransistor 812 und mit der LED 814 elektrisch gekoppelt, so dass der Strom von der LED 814 und/oder von dem Ansteuertransistor 812 über die Überwachungsleitung 845 überwacht werden kann.
  • Genauer empfängt der CCMP 810 über die Überwachungsleitung 845 einen Eingangsstrom von der Vorrichtung 840, wenn der Lesetransistor (z. B. über ein ”RD”-Steuersignal) aktiviert ist. Wie oben anhand von 1 beschrieben wurde, kann eine Schaltmatrix wie etwa die Schaltmatrix 860 verwendet werden, um auszuwählen, welches empfangene Signal oder welche empfangenen Signale an den CCMP 810 gesendet werden sollen. In bestimmten Implementierungen kann die Schaltmatrix 340 Ströme von 30 überwachten Spalten einer Anzeigetafel (z. B. der Anzeigetafel 101) empfangen und auswählen, welche der überwachten Spalten zur Weiterverarbeitung an den CCMP 810 gesendet werden sollen. Nach Empfangen und Verarbeiten der Ströme von der Schaltmatrix 860 erzeugt der CCMP 810 eine Spannungsausgabe, Dout, die die Differenz zwischen dem gemessenen Vorrichtungsstrom und dem durch die V2I-Umsetzungsschaltung 820 erzeugten Referenzstrom angibt.
  • Optional kann die V2I-Umsetzungsschaltung 820 unter Verwendung des Steuersignals IREF1.EN ein- und/oder ausgeschaltet werden. Zusätzlich können Vorspannungen VB1 und VB2 verwendet werden, um einen virtuellen Massezustand an den Eingängen des CCMP 810 einzustellen. In bestimmten Implementierungen kann VB1 verwendet werden, um den Spannungspegel für die Eingangsspannung Iin einzustellen, und kann VB2 als eine interne Gleichtaktspannung verwendet werden.
  • In 8 empfängt der CCMP 810 bei einem ersten Knoten einen ersten Eingangsstrom IP und bei einem zweiten Knoten einen zweiten Eingangsstrom IN. Der Eingangsstrom IP ist eine Kombination des über die Überwachungsleitung 845 von der Vorrichtung 840 empfangenen Stroms und eines durch die V2I-Umsetzungsschaltung 810 erzeugten ersten Referenzstroms, IRef1. Der Eingangsstrom IN ist eine Kombination des über die Überwachungsleitung 855 empfangenen Stroms und des durch die V2I-Umsetzungsschaltung 830 erzeugten Referenzstroms, IRef2. Wie oben beschrieben wurde, kann eine Schaltmatrix wie etwa die Schaltmatrix 860 verwendet werden, um auszuwählen, welches empfangene Signal oder welche empfangenen Signale an den CCMP 810 gesendet werden sollen. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, kann die Schaltmatrix 860 in bestimmten Implementierungen Ströme von einer Anzahl von Spalten einer Anzeigetafel empfangen und auswählen, welche der überwachten Spalten zur Weiterverarbeitung an den CCMP gesendet werden sollen. Nach Empfang und Verarbeitung der Ströme von der Schaltmatrix 860 erzeugt der CCMP 810 ein Ausgangssignal, Dout, das die Differenz zwischen den Vorrichtungs- und Referenzströmen angibt. Die Verarbeitung der Eingangsströme und die Erzeugung des Ausgangssignals, Dout, wird im Folgenden ausführlicher beschrieben.
  • Wie oben in Bezug auf Stromintegratorschaltungen diskutiert wurde, findet ein Stromausleseprozess zum Erzeugen eines Stroms, der die Differenzen zwischen gemessenen Vorrichtungsströmen und einem oder mehreren Referenzströmen angibt, während er die Wirkung des Rauschens minimiert, in bestimmten Implementierungen über zwei Phasen statt. Stromausleseprozesse für CCMPs können ebenfalls über zwei Phasen stattfinden. Genauer sind während einer ersten Phase einer ersten Implementierung die beiden V2I-Umsetungsschaltungen 820 und 830 ausgeschaltet, so dass kein Referenzstrom in den CCMP 810 fließt. Außerdem kann eine interessierende Vorrichtung (z. B. ein interessierendes Pixel) in der Weise angesteuert werden, dass über den Vorrichtungsansteuertransistor und/oder über die Lichtemittervorrichtung ein Strom fließt. Dieser Strom kann als Idevice bezeichnet werden. Außer Idevice führt die Überwachungsleitung 845 einen Leckstrom Ileak1 und einen Rauschstrom Inoise1. Die Überwachungsleitung 855 führt den Leckstrom Ileak1 und den Rauschstrom Inoise1, obwohl das mit der Überwachungsleitung 855 gekoppelte Pixel nicht angesteuert wird. Da die Überwachungsleitungen zueinander benachbart sind, ist der Rauschstrom auf der Überwachungsleitung 855 im Wesentlichen derselbe wie der Rauschstrom auf der Überwachungsleitung 845.
  • Somit ist IP während der ersten Phase dieser Implementierung gleich: Idevice + Ileak1 + Inoise1.
  • Ähnlich ist IN während der ersten Phase dieser Implementierung gleich: Idevice + Ileak2 + Inoise1.
  • Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird, wird eine der Differenz zwischen IP und IN entsprechende Ausgangsspannung nach der ersten Phase des Ausleseprozesses und während einer zweiten Phase des Ausleseprozesses innerhalb des CCMP 810 gespeichert. Diese Ausgangsspannung ist proportional: IP – IN = Idevice + Ileak1 – Ileak2.
  • Während der zweiten Phase der ersten Implementierung ist die V2I-Umsetzungsschaltung 820 eingeschaltet, während die V2I-Umsetzungsschaltung 830 ausgeschaltet ist, so dass ein einzelner Referenzstrom, IRef1, in den CCMP 810 fließt. Anders als in der ersten Phase der Implementierung ist ferner die mit der Überwachungsleitung 845 gekoppelte interessierende Vorrichtung ausgeschaltet. Somit führt die Überwachungsleitung 845 nur den Leckstrom Ileak1 und den Rauschstrom Inoise2, während die Überwachungsleitung 845 nur den Leckstrom Ileak2 und den Rauschstrom Inoise2 führt.
  • Somit ist IP während der zweiten Phase dieser Implementierung gleich: IRef1 + Ileak1 + Inoise2.
  • Ähnlich ist IN während der zweiten Phase dieser Implementierung gleich: Ileak2 + Inoise2.
  • Die Ausgangsspannung der zweiten Phase ist proportional: IRef + Ileak1 – Ileak2.
  • Nachdem die zweite Phase der Messprozedur abgeschlossen ist, werden die Ausgaben der ersten Phase und der zweiten Phase (z. B. unter Verwendung eines Differentialverstärkers) subtrahiert, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die die Differenz zwischen den Vorrichtungsströmen und den Referenzströmen angibt. Genauer ist die Ausgangsspannung der Subtraktionsoperation proportional: (Idevice + Ileak1 – Ileak2) – (IRef + Ileak1 – Ileak2) = Idevice – IRef.
  • Tabelle 3 fasst die erste Implementierung einer Differentialstromauslesung unter Verwendung eines CCMP wie oben beschrieben zusammen. In Tabelle 3 repräsentiert ”RD” ein mit dem Gate des Lesetransistors 813 gekoppeltes Lesesteuersignal. Tabelle 3: CCMP-Differentialauslesung – erste Implementierung Abtastwert 1 Abtastwert 2 RD EIN AUS Idevice ITFT/IOLED 0 Strom auf der Überwachungsleitung 845 Idevice + Ileak1 + Inoise1 Ileak1 + Inoise2 Strom auf der Überwachungsleitung 855 Ileak2 + Inoise1 Ileak2 + Inoise2 IREF1 0 IRef IREF2 0 0 IP Idevice + Ileak1 + Inoise1 IRef + Ileak1 + Inoise1 IN Ileak2 + Inoise1 IMon2 + IRef = Ileak2 + Inoise2 Ausgangsspannung proportional IP – IN = Idevice + Ileak1 – Ileak2 IP – IN = IRef + Ileak1 – Ileak2
  • Eine zweite Implementierung einer Stromauslesung unter Verwendung eines CCMP findet ebenfalls über zwei Phasen statt. Während einer ersten Phase der zweiten Implementierung ist die V2I-Umsetzungsschaltung 820 dafür konfiguriert, einen negativen Referenzstrom, -IRef, zu entnehmen, während die V2I-Umsetzungsschaltung 830 ausgeschaltet ist, so dass nur der Referenzstrom -IRef in den CCMP 810 fließt. Außerdem kann ein interessierendes Pixel angesteuert werden, so dass der Strom Idevice über den Ansteuertransistor und/oder über die Lichtemittervorrichtung des Pixels fließt. Wie oben diskutiert wurde, führt die Überwachungsleitung 845 außer Idevice einen Leckstrom Ileak1 und einen Rauschstrom Inoise1. Die Überwachungsleitung 855 führt einen Leckstrom Ileak2 und einen Rauschstrom Inoise1, obwohl das mit der Überwachungsleitung 855 gekoppelte Pixel nicht angesteuert wird. Da die Überwachungsleitungen zueinander benachbart sind, ist der Rauschstrom auf der Überwachungsleitung 855 im Wesentlichen wieder derselbe wie der Rauschstrom auf der Überwachungsleitung 845.
  • Somit ist IP während der ersten Phase der zweiten Implementierung gleich: Idevice – IRef + Ileak1 + Inoise1.
  • Ähnlich ist IN während der ersten Phase der zweiten Implementierung gleich: Ileak2 + Inoise2.
  • Außerdem ist die gespeicherte Ausgangsspannung der ersten Phase proportional: Idevice – IRef + Ileak1 – Ileak2.
  • Während der zweiten Phase der zweiten Implementierung ist sowohl die V2I-Umsetzungsschaltung 820 als auch die V2I-Umsetzungsschaltung 830 ausgeschaltet, so dass kein Referenzstrom in den CCMP 810 fließt. Anders als in der ersten Phase der zweiten Implementierung ist ferner das mit der Überwachungsleitung 845 gekoppelte interessierende Pixel ausgeschaltet. Somit führt die Überwachungsleitung 845 nur den Leckstrom Ileak1 und den Rauschstrom Inoise2, während die Überwachungsleitung 855 nur den Leckstrom Ileak2 und den Rauschstrom Inoise2 führt.
  • Somit ist IP während der zweiten Phase der zweiten Implementierung gleich: Ileak1 + Inoise2
  • Ähnlich ist IN während der zweiten Phase dieser Implementierung gleich: Ileak2 + Inoise2
  • Außerdem ist die Ausgangsspannung der zweiten Phase proportional: Ileak1 – Ileak2
  • Nachdem die zweite Phase des Ausleseprozesses abgeschlossen ist, werden die Ausgaben der ersten Phase und der zweiten Phase (z. B. unter Verwendung eines Differentialverstärkers) subtrahiert, um eine Spannung zu erzeugen, die die Differenz zwischen den Vorrichtungsströmen und den Referenzströmen angibt. Genauer ist die Spannung proportional: (Idevice – IRef + Ileak1 – Ileak2) – (Ileak1 – Ileak2) = Idevice – IRef.
  • Tabelle 4 fasst die zweite Implementierung einer Differentialstromauslesung unter Verwendung eines CCMP wie oben beschrieben zusammen. In Tabelle 4 repräsentiert ”RD” ein mit dem Gate des Lesetransistors 813 gekoppeltes Lesesteuersignal. Tabelle 4: CCMP-Differenzauslesung – zweite Implementierung Abtastwert 1 Abtastwert 2 RD EIN AUS Idevice ITFT/IOLED 0 Strom auf der Überwachungsleitung 845 Idevice + Ileak1 + Inoise1 Ileak1 + Inoise2 Strom auf der Überwachungsleitung 855 Ileak2 + Inoise1 Ileak2 + Inoise2 IREF1 –IREF 0 IREF2 0 0 IP Idevice – IREF + Ileak1 + Inoise1 Ileak1 + Inoise2 IN Ileak2 + Inoise1 Ileak2 + Inoise2 Ausgangsspannung proportional Idevice – IREF + Ileak1 – Ileak2 Ileak1 – Ileak2
  • 9 veranschaulicht einen Blockschaltplan einer Stromkomparatorschaltung gemäß der vorliegenden Offenbarung. In bestimmten Implementierungen kann die Stromkomparatorschaltung (CCMP) 900 ähnlich dem oben anhand von 8 beschriebenen CCMP 810 sein. Der CCMP 900 kann wie der CCMP 810 die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom (z. B. einem Strom von einem interessierenden Pixel auf eine Anzeigetafel) und einem Referenzstrom auswerten. Genauer kann der CCMP 900 wie der CCMP 810 in einem Auslesesystem (z. B. in dem Auslesesystem 10) enthalten sein und die Differenz zwischen einem Vorrichtungsstrom (z. B. einem Strom von einem interessierenden Pixel auf einer Anzeigetafel) und einem Referenzstrom auswerten. In bestimmten Implementierungen kann der CCMP 900 eine Ein-Bit-quantisierte Ausgabe (Dout) ausgeben, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Die quantisierte Ausgabe kann an einen Controller (nicht gezeigt) ausgegeben werden, der dafür konfiguriert ist, die gemessene Vorrichtung (z. B. das gemessene Pixel) dafür zu programmieren, dass Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten berücksichtigt werden.
  • Wie oben beschrieben wurde, berücksichtigen wie hier offenbarte CCMPs die Leck- und Rauschströme durch Nutzung der strukturellen Ähnlichkeiten zwischen den Überwachungsleitungen, um die Leck- und Rauschkomponenten von einer benachbarten Überwachungsleitung zu extrahieren und daraufhin diese unerwünschten Komponenten von einer durch eine interessierende Überwachungsleitung gemessenen Vorrichtung (z. B. Pixelschaltung) zu subtrahieren, um eine hochgenaue Messung des Vorrichtungsstroms zu erzielen, der daraufhin als eine Differenz zwischen dem gemessenen Strom (unabhängig von Leck- und Rauschströmen) und einem Referenzstrom quantifiziert wird. Da die Auswirkungen von Leck- und Rauschströmen berücksichtigt worden sind, ist diese Differenz hochgenau und kann sie für die genaue und schnelle Kompensation von Ungleichförmigkeiten und/oder einer Qualitätsminderung in der gemessenen Vorrichtung oder in umgebenden Vorrichtungen verwendet werden. 9 veranschaulicht einige der Komponenten, die in einem wie hier offenbarten beispielhaften CCMP enthalten sind.
  • Genauer kann der CCMP 900 Eingangsströme von einer interessierenden Vorrichtung (z. B. von der Vorrichtung 840) und von einer benachbarten Überwachungsleitung auf einer Anzeigetafel (nicht gezeigt) empfangen. Die empfangenen Eingangsströme können ähnlich den oben in Bezug auf 8 Diskutierten sein. In bestimmten Implementierungen berechnet die Eingangsstufe 920 die Differenz zwischen den Eingangsströmen von der Anzeigetafel und den durch den Referenzstromgenerator 910 erzeugten Referenzströmen. In bestimmten Implementierungen kann der Referenzstromgenerator 910 ähnlich der oben beschriebenen V2I-Umsetzungsschaltung 200 sein. Die Eingangsstufe 920 verarbeitet die Eingangsströme, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die die Differenz zwischen dem Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Während der Erzeugung der Ausgangsspannung kann die Anstiegsgeschwindigkeits-Verbesserungsschaltung 930 verwendet werden, um die Ausregelgeschwindigkeit der Komponenten in der Eingangsstufe 920 zu verbessern. Genauer kann die Anstiegsgeschwindigkeits-Verbesserungsschaltung 930 das Ansprechen der Eingangsstufe 920 auf Änderungen des Spannungspegels der Tafelleitung oder der Vorspannungseingabe in die Eingangsstufe 920 überwachen. Falls die Eingangsstufe 920 den linearen Betriebsbereich verlässt, kann die Anstiegsgeschwindigkeits-Verbesserungsschaltung 930 auf Anforderung einen Lade/Entlade-Strom bereitstellen, bis die Eingangsstufe 920 wieder in ihren linearen Betriebsbereich eintritt.
  • Wie anhand von 10 ausführlicher beschrieben wird, kann die Eingangsstufe 920 eine Differentialarchitektur nutzen. Unter anderen Vorteilen ermöglicht die Verwendung einer Differentialarchitektur, dass die Eingangsstufe 920 ein rauscharmes Verhalten bereitstellt. Ferner kann die Eingangsstufe 920 wegen ihrer Konfiguration und ihres zweistufigen Stromausleseprozesses dafür konfiguriert sein, die Auswirkungen eines externen Leckstroms und externen Rauschens zu minimieren, und ist sie verhältnismäßig unempfindlich gegen Taktsignal-Jitter.
  • Die Ausgabe der Eingangsstufe 920 wird zur Weiterverarbeitung an die Vorverstärkungsstufe 940 gesendet. Genauer empfängt die Vorverstärkungsstufe 940 in bestimmten Implementierungen die Ausgangspannungen (von der ersten und von der zweiten Auslesephase, wie sie oben beschrieben sind) von der Eingangsstufe 920 und mischt sie diese Spannungen daraufhin und verstärkt sie sie, um ein Differentialeingangssignal für den Quantisierer 950 bereitzustellen. In bestimmten Implementierungen verwendet die Vorverstärkungsstufe 940 eine Differentialarchitektur, um ein hohes Störunterdrückungsverhältnis (PSRR) sicherzustellen.
  • In bestimmten Implementierungen enthält die Vorverstärkungsstufe 940 ein Schalter-Kondensator-Netz und einen Volldifferentialverstärker (nicht gezeigt). Das Schalter-Kondensator-Netz kann eine Offset-Spannung und Rauschen sowohl von der Eingangsstufe 920 als auch von dem in der Vorverstärkungsstufe 940 enthaltenen Differentialverstärker erfassen und beseitigen. Die Offset-Unterdrückung und die Rauschunterdrückung können vor einer Vorrichtungsstromausleseoperation ausgeführt werden. Nachdem die Offset- und Rauschunterdrückung durch das Schalter-Kondensator-Netz ausgeführt worden ist, kann die Vorverstärkungsstufe 940 von der Eingangsstufe 920 empfangene Spannungen verstärken und wie oben beschrieben ein Differentialeingangssignal für den Quantisierer 950 bereitstellen.
  • Die Ausgabe der Vorverstärkungsstufe 940 wird an den Quantisierer 950 gesendet. Die quantisierte Ausgabe des Quantisierers ist ein Ein-Bitwert, der die Differenz zwischen dem empfangenen Vorrichtungsstrom und dem Referenzstrom angibt. Die quantisierte Ausgabe kann an einen Controller (nicht gezeigt) ausgegeben werden, der dafür konfiguriert ist, die gemessene Vorrichtung (z. B. das gemessene Pixel) zu programmieren, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen.
  • 10 veranschaulicht einen Stromlaufplan einer Stromkomparator-Eingangsstufenschaltung (CCMP-Eingangsstufenschaltung) gemäß der vorliegenden Offenbarung. In bestimmten Implementierungen kann die Eingangsstufenschaltung 1000 ähnlich der oben anhand von 9 beschriebenen Eingangsstufe 920 sein. Die Eingangsstufenschaltung 1000 ist wie die Eingangsstufe 920 dafür konfiguriert, auf der Grundlage eines Vergleichs mit einem oder mit mehreren Referenzströmen die Schwankungen der Vorrichtungsströme zu berechnen. Die Eingangsstufenschaltung 1000 kann dafür konfiguriert sein, unter Verwendung einer Zweiphasen-Stromvergleichsoperation eine Differentialauslesung bereitzustellen.
  • Genauer erzeugen der Transkonduktanzverstärker (OTA) 1010 und der OTA 1020 während der ersten Phase der Stromvergleichsoperation an den Source-Anschlüssen der Transistoren 1030 bzw. 1040 jeweils einen virtuellen Massezustand. Die virtuellen Massezustände werden unter Verwendung von Gegenkopplungsschleifen bei den OTAs 1010 und 1020 gebildet. Wegen der virtuellen Massezustände an den Anschlüssen des OTA 1010 und des OTA 1020 fließen die Eingangsströme IP und IN (ähnlich den oben anhand von 8 beschriebenen Strömen IP und IN) in die Knoten A bzw. B. Somit ist der Strom über den Transistor 1030 (1040) gleich der Summe des externen Vorstroms 1035 und des Eingangsstroms IP. Ähnlich ist der Strom über den Transistor 1040 gleich der Summe des externen Vorstroms 1045 und des Eingangsstroms IN. Ferner beeinflusst irgendeine Änderung der Eingangsströme IP und IN die Ströme über die Transistoren 1030 bzw. 1040. Die Transistoren 1050 und 1070 (1060 und 1080) stellen für die Transistoren 1030 (1040) eine hochohmige aktive Last bereit und setzen die Eingangssignale IP und IN in detektierbare Spannungssignale um, die daraufhin über die Kondensatoren 1075 bzw. 1085 gespeichert werden. Am Ende der ersten Phase werden die Schalter 1055 und 1065 geöffnet, was die Stromwege zwischen den Knoten VG1 und VD1 (VG2 und VD2) effektiv schließt.
  • Abgesehen davon, dass die Schalter 1055 und 1065 während dieser Phase offenbleiben und dass die Eingangsströme IN und IP von den Eingangsströmen während der ersten Phase abweichen, ist die zweite Phase der beispielhaften Stromausleseoperation unter Verwendung der Eingangsstufenschaltung 1000 ähnlich der oben beschriebenen ersten Phase. Genauer entsprechen die Eingangsströme IN und IP den in Tabelle 3 und 4 oben beschriebenen Eingangsströmen des zweiten Abtastwerts, die Eingangsströme während einer CCMP-Stromvergleichsoperation beschreiben. Wie oben beschrieben wurde, kann die Reihenfolge der ersten und der zweiten Phase der in Tabelle 3 und 4 beschriebenen Stromvergleichsoperationen in bestimmten Implementierungen umgekehrt sein. Wegen der I-V-Kennlinien von Transistoren, die in einer Sättigungsbetriebsart arbeiten, ist die Differenz zwischen den Gate- und den Drain-Spannungen der Transistoren 1050 bzw. 1060 am Ende der zweiten Phase proportional der Differenz zwischen den Eingangsströmen während der ersten und der zweiten Phase der Ausleseoperation. Nachdem die zweite Phase der Ausleseoperation abgeschlossen ist, werden Differentialsignale, die Spannungen an den Knoten VG1, VG2, VD1 und VD2 entsprechen, zur Verstärkung und Mischung wie oben beschrieben an eine Vorverstärkungsstufe wie etwa die oben beschriebene Vorverstärkungsstufe 1040 gesendet.
  • 11 veranschaulicht einen Zeitablaufplan für eine beispielhafte Vergleichsoperation, die durch eine Stromkomparatorschaltung wie etwa z. B. unter Verwendung der Schaltung 500 oder des Systems 600, die oben beschrieben sind, ausgeführt wird. Wie oben anhand von 8 beschrieben wurde, kann eine beispielhafte Ausleseoperation unter Verwendung eines wie hier offenbarten Stromkomparators über zwei Phasen stattfinden. Außer den zwei Auslesephasen zeigt 11 eine CCMP-Kalibrierungsphase und eine Vergleichsphase, die beide im Folgenden ausführlicher beschrieben werden. Die Signale ph1, ph3 und ph5 sind Taktsignale, die die Zeiteinstellung der in 10 gezeigten Operation steuern und die durch ein Taktsignalsteuerregister wie etwa das oben beschriebene Taktsteuerregister Phase_gen 412 erzeugt werden können.
  • Während der ersten Phase der in 10 gezeigten Vergleichsoperation wird ein CCMP (z. B. der CCMP 900) kalibriert, was ermöglicht, dass der CCMP in einen bekannten Zustand zurückkehrt, bevor in der Vergleichsoperation die erste Auslesung ausgeführt wird.
  • Während der zweiten und der dritten Phase der Vergleichsoperation führt der CCMP an den von den Monitorleitungen an einer Anzeigetafel (z. B. an den oben anhand von 8 beschriebenen Monitorleitungen 845 und 855) empfangenen Eingaben eine erste Auslesung bzw. eine zweite Auslesung aus. Wie oben beschrieben wurde, kann ein wie hier offenbarter CCMP Ströme von einer ersten Überwachungsleitung, die Strom von einer interessierenden Vorrichtung (z. B. von einem angesteuerten Pixel an einer Anzeigeleitung) zusammen mit Rauschstrom und Leckstrom führt, und von einer zweiten Überwachungsleitung, die Rauschstrom und Leckstrom führt, empfangen. In bestimmten Implementierungen führt die erste Überwachungsleitung oder die zweite Überwachungsleitung während der in 11 dargestellten zweiten Phase der Vergleichsoperation außerdem einen Referenzstrom. Beispielhafte Überwachungsleitungsströme für diese Phase sind in den obigen Tabellen 3 und 4 zusammengefasst.
  • Wie oben anhand von 8 und 9 beschrieben wurde, kann ein Ein-Bit-Quantisierer, der in einem wie hier offenbarten CCMP enthalten ist, nach Empfang und Verarbeitung von Eingangssignalen während der zwei Phasen einer Ausleseoperation ein Ein-Bit-quantisiertes Ausgangssignal erzeugen, das die Differenzen zwischen den empfangenen Vorrichtungs- und Referenzströmen angibt. Während der vierten Phase der in 11 dargestellten Vergleichsoperation vergleicht ein Quantisierer die während der ersten und der zweiten Ausleseoperation erzeugten Signale, um ein Ein-Bit-Ausgangssignal zu erzeugen. Wie oben beschrieben wurde, kann die quantisierte Ausgabe an einen Controller (nicht gezeigt) ausgegeben werden, der dafür konfiguriert ist, die gemessene Vorrichtung (z. B. das gemessene Pixel) zu programmieren, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und die Auswirkungen von Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen.
  • 12 veranschaulicht in einem Ablaufplan ein beispielhaftes Verfahren zum Verarbeiten der quantisierten Ausgabe eines Stromkomparators oder eines Stromintegrators, wie sie hier beschrieben sind. Wie oben beschrieben wurde, können die quantisierten Ausgaben der Stromkomparatoren und Stromintegratoren, die hier beschrieben sind, durch einen Controller (z. B. durch den Controller 112) verarbeitet werden und zum Programmieren einer interessierenden Vorrichtung (z. B. eines interessierenden Pixels) verwendet werden, um Verschiebungen der Schwellenspannung, andere Alterungsauswirkungen und/oder Herstellungsungleichförmigkeiten zu berücksichtigen.
  • Im Block 1110 empfängt ein Verarbeitungsschaltungsblock die Ausgabe des Komparators oder des Quantisierers. Im Block 1120 vergleicht der Verarbeitungsschaltungsblock den ausgegebenen empfangenen Wert mit einem Referenzwert (z. B. mit dem Wert eines Referenzstroms wie etwa eines durch eine wie oben beschriebene V2I-Umsetzungsschaltung erzeugten Referenzstroms). Für eine Ein-Bit-Komparatorausgabe oder Ein-Bit-Quantisiererausgabe kann ein hoher oder tiefer Ausgangswert in Abhängigkeit von der spezifischen verwendeten Ausleseprozedur und davon, welcher Vorrichtungsstrom gemessen wird, angeben, dass der Strom der gemessenen Vorrichtung (z. B. TFT oder OLED) höher oder niedriger als der durch eine V2I-Umsetungsschaltung erzeugte Referenzstrom ist. Falls z. B. der TFT-Strom unter Verwendung eines beispielhaften CCMP zum Vergleichen von Pixel- und Referenzströmen während der ersten Phase eines Auslesezyklus an den ”IP”-Eingang des CCMP angelegt wird, gibt ein niedriger Ausgangswert an, dass ITFT kleiner als der Referenzstrom ist. Falls andererseits der OLED-Strom während der ersten Phase des Auslesezyklus an den ”IP”-Eingang des CCMP angelegt wird, gibt ein niedriger Ausgangswert an, dass IOLED höher als der Referenzstrom ist. Eine beispielhafte Zustandstabelle für einen CCMP ist im Folgenden in Tabelle 5 gezeigt. Für andere Vorrichtungen (z. B. CIs, unterschiedlich konfigurierte CCMPs usw.) können andere Zustandstabellen anwendbar sein. Tabelle 5: Komparatorausgabetabelle Idevice + Iref, angelegt während der Phase Phase 1 Phase 2 Eingabe in CCMP Dout = 0 Dout = 1 Dout = 0 Dout = 1 TFT IP ITFT > IRef ITFT < IRef ITFT < IRef ITFT > IRef OLED IP IOLED < IRef IOLED > IRef IOLED > IRef IOLED < IRef TFT IN ITFT < IRef ITFT > IRef ITFT > IRef ITFT < IRef OLED IN IOLED > IRef IOLED < IRef IOLED < IRef IOLED > IRef
  • Im Block 1130 wird der Vorrichtungsstromwert auf der Grundlage des im Block 1120 ausgeführten Vergleichs (z. B. unter Verwendung eines Programmierstroms oder einer Programmierspannung) eingestellt. In bestimmten Implementierungen ist dies eine ”Schritt”-Herangehensweise, bei der der Vorrichtungsstromwert um eine gegebene Schrittweite erhöht oder verringert wird. Die Blöcke 1120 und 1130 können wiederholt werden, bis der Vorrichtungsstromwert an den Wert des Referenzstroms angepasst ist.
  • Falls in einer beispielhaften Implementierung z. B. der Referenzstromwert ”35” ist, der Anfangs-Vorrichtungsreferenzstromwert ”128” ist und die Schrittweite ”64” ist, kann das Korrigieren des Vorrichtungswerts die folgenden Vergleichs- und Einstellschritte umfassen:
    Schritt 1: 128 > 35 → Verringere den Vorrichtungsstromwert um 64 und verringere die Schrittweite auf 32 (128 – 64 = 64; neuer Schritt = 32);
  • Schritt 2: 64 > 35 → Verringere den Vorrichtungsstromwert um 32 und verringere die Schrittweite auf 16 (64 – 32 = 32; neuer Schritt = 16);
  • Schritt 3: 32 < 35 → Erhöhe den Vorrichtungsstromwert um 161 und verringere die Schrittweite auf 8 (32 + 16 = 48; neuer Schritt = 8);
  • Schritt 4: 48 > 35 → Verringere den Vorrichtungsstromwert um 8 und verringere die Schrittweite auf 4 (48 – 8 = 40; Schritt = 4);
  • Schritt 5: 40 > 35 → Verringere den aktuellen Pixelwert um 4 und verringere die Schrittweite auf 2 (40 – 4 = 36 Schritt = 2);
  • Schritt 6: 36 > 35 → Verringere den aktuellen Pixelwert um 2 und verringere die Schrittweite auf 1 (36 – 2 = 34 Schritt = 1);
  • Schritt 7: 34 < 35 → Erhöhe den aktuellen Pixelwert um 1 (34 + 1 = 35) und beende die Vergleichs-/Einstellprozedur, da Vorrichtungsströme und Referenzstromwerte gleich sind.
  • Obwohl das Verfahren aus 12 in Bezug auf eine Ein-Bit-Ausgabe eines beispielhaften Stromkomparators beschrieben ist, können ähnliche Arten von Verfahren zum Verarbeiten von Ausgaben anderer Schaltungskonfigurationen (z. B. CIs, unterschiedlich konfigurierte CCMPs, Mehr-Bit-Ausgaben usw.) verwendet werden.
  • 13 veranschaulicht ein generisches Schaltbild des Pixels mit einer Mess- oder Überwachungsleitung (in der Figur als Monitor bezeichnet) zum Messen von Pixeldaten wie Ladung, Strom oder Spannung aus dem Pixel mittels der Überwachungsleitung (z. B. aus dem Ansteuerschalter oder der lichtemittierenden Vorrichtung oder beidem). In einem ersten Beispiel können die Überwachungsleitung und Datenleitung geteilt werden. In einem anderen Beispiel kann SW2, der die Pixelschaltung mit der Überwachungsleitung verbindet, immer verbunden sein.
  • Um ein oder mehrere gemeinsame unerwünschte Signale (z. B. Rauschen, Lecken, Offset usw.) zu verringern, können zwei Abtastwerte von Pixeldaten mittels der Überwachungsleitung zur selben Zeit (oder nacheinander) gemessen werden. Dann kann mit einem Abtastwert der abgetasteten Daten der andere Abtastwert abgetasteter Daten gereinigt werden. Ein beispielhaftes Verfahren zum Reinigen der Daten wäre das Subtrahieren zweier Abtastsignale (in digitalem Bereich oder analogem Bereich). In einem anderen Beispiel kann das Reinigen durch Ausführen eines Vergleichs zwischen den zwei abgetasteten Daten ausgeführt werden.
  • In einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung werden die zwei Pixeldaten aus demselben Pixel gemessen. 14 zeigt einen beispielhaften Prozess zum Extrahieren von Pixeldaten aus demselben Pixel. In einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung werden zwei verschiedene Pixel verwendet, um die zwei Pixeldaten zu extrahieren. 15 zeigt einen beispielhaften Prozess des Extrahierens von Pixeldaten aus verschiedenen Pixeln.
  • 14 ist ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens (1400) zum Abtasten von zwei Daten aus demselben Pixel zum Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale. Diese unerwünschten Signale können sich auf die Extraktion der Pixelparameter auswirken. Ein erstes Pixel[i] in einer ersten Zeile wird über eine Leitung data[i] mit ersten Daten programmiert (1402). Erste Pixeldaten aus dem ersten Pixel[i] werden mittels der Leitung Monitor[i] gemessen und gespeichert (1404). Das erste Pixel wird dann über die Leitung data[i] mit zweiten Daten programmiert (1406). Zweite Pixeldaten aus dem ersten Pixel[i] werden mittels der Monitor-Leitung gemessen (1408). Eines der abgetasteten Daten (erste Pixeldaten oder zweite Pixeldaten) wird zum Reinigen der anderen abgetasteten Daten (der anderen der ersten Pixeldaten oder der zweiten Pixeldaten) bezüglich gemeinsamer unerwünschter Signale (z. B. Rauschen, Lecken, Offset usw.) verwendet (1410). Die gereinigten Daten werden zum Extrahieren eines oder mehrerer Pixelparameter verwendet, die sich auf die beabsichtigte Helligkeit auswirken, die durch die lichtemittierende Vorrichtung emittiert werden soll (z. B. Alterung, Schwellenspannungsverschiebung, Ungleichförmigkeit, Mobilität) (1412). Ein Pixelparameter kann Alterung des Ansteuertransistors, Alterung der lichtemittierenden Vorrichtung, einen Prozess-Ungleichförmigkeitsparameter, einen Mobilitätsparameter, eine Schwellenspannung des Ansteuertransistors oder eine Änderung davon oder eine Schwellenspannung der lichtemittierenden Vorrichtung oder eine Änderung davon umfassen. Dieses Verfahren führt zu einer hochgenauen Pixelparameterextraktion, die nicht durch gemeinsame unerwünschte Signale, die die Extraktion versetzen können, beeinflusst oder beeinträchtigt wird.
  • 15 ist ein Flussdiagramm eines anderen Verfahrens (1500) zum Abtasten zweier Daten aus verschiedenen Pixeln zum Reinigen gemeinsamer unerwünschter Signale. Ein erstes Pixel in Zeile[i] wird mit ersten Daten programmiert (1502). Gleichzeitig wird ein zweites Pixel in Zeile[i + 1] mit zweiten Daten programmiert (1504). Als nächstes werden die ersten Pixeldaten aus dem ersten Pixel unter Verwendung der zugeordneten Monitor-Leitung (1506) abgetastet oder gemessen und unter Verwendung der zugeordneten Monitor-Leitung zweite Pixeldaten aus dem zweiten Pixel abgetastet oder gemessen (1508). Eines der abgetasteten Daten (aus dem ersten Pixel oder dem zweiten Pixel) wird zum Reinigen der anderen abgetasteten Daten bezüglich gemeinsamer unerwünschter Signale (z. B. Rauschen, Lecken, Offset usw.) verwendet (1510). Die gereinigten Daten werden zum Extrahieren eines oder mehrerer Pixelparameter verwendet, die sich auf die beabsichtigte Helligkeit auswirken, die durch die lichtemittierende Vorrichtung zu emittieren ist (1512).
  • Bei einer Abwandlung des in 14 und 15 gezeigten Verfahrens kann eines der ersten oder zweiten Programmierdaten zum Ausschalten des in 13 gezeigten Pixels verwendet werden. In einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung können die beiden abgetasteten Daten verglichen werden und die ersten oder zweiten Programmierdaten können entsprechend justiert werden, damit die zwei Abtastwerte identisch werden. In einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung können externe (bezüglich des Pixels) Signale abgetastet werden, während die Pixeldaten abgetastet werden. In einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung kann die Differenz der Pixeldaten und externen Signale abgetastet werden.
  • In einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung kann das externe Signal während zweier Abtastungen verschiedene Werte aufweisen. Zum Beispiel kann das externe Signal während der ersten oder zweiten Abtastung null und während der anderen Abtastung von null verschieden sein.
  • Die oben in Verbindung mit 1315 beschriebenen Konzepte können mit einem beliebigen in Verbindung mit 112 oben beschriebenen Aspekt kombiniert werden.
  • Wie die Begriffe ”kann” und ”kann optional” hier verwendet sind, sind sie austauschbar. Der Begriff ”oder” enthält das verbindende ”und”, so dass der Ausdruck A oder B oder C A und B, A und C oder A, B und C enthält.
  • Obwohl bestimmte Implementierungen und Anwendungen der vorliegenden Offenbarung dargestellt und beschrieben worden sind, ist diese Offenbarung selbstverständlich nicht auf die genaue Konstruktion und auf die genauen Zusammensetzungen, die hier offenbart sind, beschränkt und können aus den vorstehenden Beschreibungen verschiedene Abwandlungen, Änderungen und Veränderungen, ohne von dem Schutzumfang der wie in den beigefügten Ansprüchen definierten Erfindung abzuweichen, hervorgehen.

Claims (17)

  1. Verfahren zum Kompensieren bezüglich gemeinsamer unerwünschter Signale, die in Pixeldatenmessungen einer Pixelschaltung in einer Anzeige anwesend sind, die mehrere Pixelschaltungen aufweist, die jeweils eine Speichervorrichtung, einen Ansteuertransistor und eine lichtemittierende Vorrichtung umfassen, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Messen von ersten Pixeldaten aus einer ersten Pixelschaltung mittels einer Überwachungsleitung, Messen von zweiten Pixeldaten aus der ersten Pixelschaltung oder einer zweiten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung oder einer anderen Überwachungsleitung; und Verwenden entweder der ersten gemessenen Pixeldaten oder der zweiten gemessenen Pixeldaten zum Reinigen der anderen der ersten gemessenen Pixeldaten oder der zweiten gemessenen Pixeldaten der gemeinsamen unerwünschten Signale, um gereinigte Daten zu produzieren.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Messen der ersten Pixeldaten und das Messen der zweiten Pixeldaten gleichzeitig oder nacheinander ausgeführt werden.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verwenden Subtrahieren der ersten gemessenen Pixeldaten und der zweiten gemessenen Pixeldaten in einem analogen oder einem digitalen Bereich umfasst.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Messen der zweiten Pixeldaten aus der ersten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung gemessen wird.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Messen der zweiten Pixeldaten aus der zweiten Pixelschaltung mittels der Überwachungsleitung oder mittels der anderen Überwachungsleitung gemessen wird.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verwenden Vergleichen der ersten gemessenen Pixeldaten und der zweiten gemessenen Pixeldaten umfasst.
  7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die gemeinsamen unerwünschten Signale ein beliebiges oder mehrere von Rauschen, Lecken oder Offset umfassen.
  8. Verfahren nach Anspruch 1, das ferner Extrahieren eines oder mehrerer Pixelparameter auf der Basis der gereinigten Daten umfasst.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der eine oder die mehreren Pixelparameter ein beliebiges oder mehrere von Alterung des Ansteuertransistors, Alterung der lichtemittierenden Vorrichtung, einen Prozessungleichförmigkeitsparameter, einen Mobilitätsparameter, eine Schwellenspannung des Ansteuertransistors oder eine Änderung davon oder eine Schwellenspannung der lichtemittierenden Vorrichtung oder eine Änderung davon umfassen.
  10. Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Programmieren der ersten Pixelschaltung mit ersten Daten vor dem Messen der ersten Pixeldaten; und Programmieren der ersten Pixelschaltung mit zweiten Daten vor dem Messen der zweiten Pixeldaten.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, das ferner Justieren der ersten Daten oder der zweiten Daten dergestalt umfasst, dass die ersten Pixeldaten dieselben wie die zweiten Pixeldaten sind.
  12. Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Programmieren der ersten Pixelschaltung mit ersten Daten und Programmieren der zweiten Pixelschaltung mit zweiten Daten vor dem Messen der ersten Pixeldaten oder der zweiten Pixeldaten; und Extrahieren eines Pixelparameters für die erste Pixelschaltung oder die zweite Pixelschaltung auf der Basis der gereinigten Daten.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, das ferner Justieren der ersten Daten oder der zweiten Daten dergestalt umfasst, dass die ersten Pixeldaten dieselben wie die zweiten Pixeldaten sind.
  14. Verfahren nach Anspruch 1, das ferner Abtasten eines bezüglich der ersten Pixelschaltung und der zweiten Pixelschaltung externen Signals gleichzeitig mit dem Messen der ersten Pixeldaten und dem Messen der zweiten Pixeldaten umfasst.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Messen der ersten Pixeldaten Abtasten einer Differenz zwischen den ersten Pixeldaten und einem ersten Abtastwert des abgetasteten externen Signals umfasst.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei das Messen der zweiten Pixeldaten Abtasten einer Differenz zwischen den ersten Pixeldaten und einem zweiten Abtastwert des abgetasteten externen Signals umfasst.
  17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei der erste Abtastwert einen Wert von null und der zweite Abtastwert einen von null verschiedenen Wert aufweist.
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