CN105448219B - 从发光显示器中的像素测量中清除公共无用信号的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于补偿显示器中的像素电路的像素数据测量中存在的公共无用信号的方法，所述显示器具有多个像素电路，每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件。通过监测线从第一像素电路测量第一像素数据。通过所述监测线或另一监测线从所述第一像素电路或从第二像素电路测量第二像素数据。使用所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的一者来从所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的另一者中清除公共无用信号，以产生用于所述第一像素和/或第二像素的参数提取的清除数据。

Description

从发光显示器中的像素测量中清除公共无用信号的方法
版权
本专利文件的公开文本的一部分包含受版权保护的材料。虽然版权拥有人由于本专利公开文本出现在专利和商标局的专利档案和记录中而不反对任何人对本专利公开文本的复制，但仍保留所有的版权权利。
相关申请的交叉引用
本申请要求于2014年9月23日提交的美国专利申请第14/494,127号的优先权，通过引用将该在先申请的全部内容合并到本文中。
技术领域
本发明涉及对显示器电路中的非均匀性的检测和寻址以及对显示器电路中的像素测量中的公共无用信号的清除。
背景技术
有机发光器件(OLED)在它们传导电流时发生老化。由于这种老化，OLED为生成给定电流而需要的输入电压随时间增加。同样地，随着OLED效率降低，发出给定亮度所需的电流的量也随时间增加。
由于对显示器面板的不同区域上的像素中的OLED有差异地驱动，所以这些OLED以不同的速率有差异地发生老化或劣化，这可能导致给定显示器面板上的像素之间的可察觉的差异和非均匀性。
通过有效地检测显示器(特别是发光显示器)中的非均匀性和/或劣化并允许快速和精确的补偿以克服非均匀性和/或劣化，本文披露的主题的方面提高了显示器技术。另一方面涉及对显示器电路中的像素测量中的公共无用信号的清除。
发明内容
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的方法，所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述方法包括在读出系统中对与参考电流和测量的第一器件电流之间的差异相对应的电压进行处理，其中所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件。所述方法还包括在所述读出系统中将所述电压转换成相应的量化输出信号，所述相应的量化输出信号表示所述参考电流和所述测量的第一器件电流之间的所述差异。然后，控制器将所述被选定的像素电路的编程值调整基于所述量化输出信号的量，以便随后使用与所调整的编程值相关的电流或电压来编程所述被选定的像素电路的所述存储器件。
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的方法，其中所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述方法包括对积分电路执行第一复位操作，以使所述积分电路恢复至第一已知状态。所述方法还包括在所述积分电路中执行第一电流积分操作，该积分操作用于对第一输入电流进行积分，所述第一输入电流对应于参考电流和测量的第一器件电流之间的差异，所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件。将与所述第一电流积分操作相对应的第一电压存储在第一存储电容器中，且对所述积分电路执行第二复位操作，以使所述积分电路恢复至第二已知状态。在所述积分电路中执行第二电流积分操作，以对与参考线上的泄漏电流相对应的第二输入电流进行积分，且将与所述第二电流积分操作相对应的第二电压存储在第二存储电容器中。所述方法还包括通过使用一个或多个放大器来生成放大的输出电压以及将所放大的输出电压量化，其中所述放大的输出电压对应于所述第一电压和所述第二电压之间的差异。
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的方法，其中所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述包括对积分电路执行第一复位操作，以使所述积分电路恢复至第一已知状态。所述方法还包括在所述积分电路中执行第一电流积分操作，该积分操作用于对第一输入电流进行积分，所述第一输入电流对应于参考电流和测量的第一器件电流之间的差异，所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件。将与所述第一电流积分操作相对应的第一电压存储在第一存储电容器中，且对所述积分电路执行第二复位操作，以使所述积分电路恢复至第二已知状态。在所述积分电路中执行第二电流积分操作，以对与参考线上的泄漏电流相对应的第二输入电流进行积分，且将与所述第二电流积分操作相对应的第二电压存储在第二存储电容器中。所述方法还包括基于所存储的所述第一电压和存储的所述第二电压执行多比特量化操作。
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的系统，其中所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述系统包括读出系统。所述读出系统被配置成：a)对与参考电流和测量的第一器件电流之间的差异相对应的电压进行处理，所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件以及b)将所述电压转换成相应的量化输出信号，所述相应的量化输出信号表示所述参考电流和所述测量的第一器件电流之间的所述差异。所述系统还包括控制器，所述控制器被配置成将所述被选定的像素电路的编程值调整基于所述量化输出信号的量，以便随后使用与所调整的编程值相关的电流或电压来编程所述被选定的像素电路的所述存储器件。
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的系统，其中所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述系统包括复位电路。所述复位电路被配置成a)对积分电路执行第一复位操作，该复位操作使所述积分电路恢复至第一已知状态以及b)对所述积分电路执行第二复位操作，该复位操作使所述积分电路恢复至第二已知状态。所述系统还包括积分电路，所述积分电路被配置成a)执行第一电流积分操作，所述第一电流积分操作用于对第一输入电流进行积分，所述第一输入电流对应于参考电流和测量的第一器件电流之间的差异，所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件以及b)在所述积分电路中执行第二电流积分操作，所述第二积分操作用于对与参考线上的泄漏电流相对应的第二输入电流进行积分。此外，所述系统包括第一存储电容器和第二存储电容器，所述第一存储电容器被配置成存储与所述第一电流积分操作相对应的第一电压，且所述第二存储电容器被配置成存储与所述第二电流积分操作相对应的第二电压。所述系统还包括放大器电路和量化器电路，所述放大器电路被配置成通过使用一个或多个放大器来生成放大的输出电压，所述放大的输出电压对应于所述第一电压和所述第二电压之间的差异，且所述量化器电路被配置成将所述放大的输出电压量化。
提供了一种用于补偿显示器中的测量的器件电流相对于参考电流的偏差的系统，其中所述显示器具有多个像素电路，且每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述系统包括复位电路。所述复位电路被配置成a)对积分电路执行第一复位操作，所述第一复位操作使所述积分电路恢复至第一已知状态以及b)对所述积分电路执行第二复位操作，所述第二复位操作使所述积分电路恢复至第二已知状态。所述系统还包括积分电路，所述积分电路用于a)在所述积分电路中执行第一电流积分操作，所述第一电流积分操作用于对第一输入电流进行积分，所述第一输入电流对应于参考电流和测量的第一器件电流之间的差异，所述测量的第一器件电流流经所述像素电路中的被选定的一者的所述驱动晶体管或所述发光器件以及b)在所述积分电路中执行第二电流积分操作，所述积分操作用于对与参考线上的泄漏电流相对应的第二输入电流进行积分。此外，所述系统包括第一存储电容器和第二存储电容器，所述第一存储电容器被配置成存储与所述第一电流积分操作相对应的第一电压，且所述第二存储电容器被配置成存储与所述第二电流积分操作相对应的第二电压。所述系统还包括量化器电路，所述量化器电路基于存储的所述第一电压和存储的所述第二电压执行多比特量化操作。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿显示器中的像素电路的像素数据测量中存在的公共无用信号的方法，所述显示器具有多个像素电路，每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件。所述方法包括：通过监测线测量来自第一像素电路的第一像素数据；通过所述监测线或另一监测线测量来自所述第一像素电路或第二像素电路的第二像素数据；以及使用所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的一者来从所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的另一者中清除公共无用信号，以产生清除数据。所述方法还可包括：基于所述清除数据提取一个或多个像素参数。所述一个或多个像素参数包括所述驱动晶体管的老化、所述发光器件的老化、工艺不一致性参数、迁移率参数、所述驱动晶体管的阈值电压或其变化以及所述发光器件的阈值电压或其变化中的一者或多者。
测量所述第一像素数据的步骤和测量所述第二像素数据的步骤可同时或先后实施。使用的步骤可包括：在模拟域或数字域中使所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据相减。测量所述第二像素数据的步骤是通过所述监测线对所述第一像素电路的测量。测量所述第二像素数据的步骤是通过所述监测线或通过所述另一监测线对所述第二像素电路的测量。
使用的步骤可包括：比较所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据。所述公共无用信号可包括噪声、泄露和偏移中的一者或多者。
所述方法还可包括：还包括：在测量所述第一像素数据之前，使用第一数据对所述第一像素电路进行编程；以及在测量所述第二像素数据之前，使用第二数据对所述第一像素电路进行编程。所述方法还可包括：调整所述第一数据或所述第二数据，使得所述第一像素数据与所述第二像素数据相同。或者，所述方法可包括：在测量所述第一像素数据或所述第二像素数据之前，使用第一数据对所述第一像素电路进行编程并使用第二数据对所述第二像素电路进行编程；以及基于所述清除数据提取所述第一像素电路或所述第二像素电路的像素参数。所述方法还可包括：调整所述第一数据或所述第二数据，使得所述第一像素数据与所述第二像素数据相同。
所述方法可包括：在测量所述第一像素数据以及测量所述第二像素数据的同时，对所述第一像素电路和所述第二像素电路外部的信号进行采样。测量所述第一像素数据的步骤可包括：对所述第一像素数据与所采样的外部信号的第一采样之间的差值进行采样。测量所述第二像素数据的步骤可包括：对所述第一像素数据与所采样的外部信号的第二采样之间的差值进行采样。所述第一采样具有零值，且所述第二采样具有非零值。
根据参考下面将简要说明的附图对本发明的各方面进行的详细说明，本发明的附加的各方面对本领域技术人员而言将是显而易见的。
附图说明
图1A图示了具有有源矩阵区域或像素阵列的电子显示器系统或面板，其中，在有源矩阵区域或像素阵列中，成阵列的像素布置成行和列的配置；
图1B是根据本发明的用于执行示例性比较操作的系统的功能性框图。
图2示意性地图示了根据本发明的电压至电流(V2I)转换电路200的电路模型；
图3图示了根据本发明的用于通过使用电流积分器(current integrator)执行电流比较操作的系统的框图；
图4图示了根据本发明的用于通过使用电流积分器执行电流比较操作的系统的另一框图；
图5图示了根据本发明的基于电流积分器的输出生成单比特(single bit)输出的系统的电路图；
图6图示了根据本发明的基于电流积分器的输出生成多比特(multibit)输出的系统的电路图；
图7图示了使用图4的电路400的示例性比较操作的时序图；
图8图示了根据本发明的用于通过使用电流比较器执行电流比较操作的系统的框图；
图9图示了根据本发明的用于通过使用电流比较器执行电流比较操作的系统的另一框图；
图10图示了根据本发明的电流比较器(CCMP)前端级电路的电路图；
图11图示了使用图8的电路800执行的示例性比较操作的时序图；
图12图示了用于处理电流比较器的输出以及电流积分器的输出的算法的示例性流程图；
图13是具有测量(监视)线的像素的一般性示意图；
图14是用于对来自相同像素的两个数据测量进行采样以用于清除或移除或抑制公共无用信号的方法的流程图；以及
图15是用于对来自不同像素的两个数据测量进行采样以用于清除公共无用信号的方法的流程图。
具体实施方式
本文披露的系统和方法可用于检测和补偿发光显示器中的与工艺或性能相关的非均匀性和/或劣化。本文披露的系统使用一个或多个读出系统将器件(例如，像素)电流与一个或多个参考电流进行比较，以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出信号。上述一个或多个读出系统可包含一个或多个电流积分器和/或电流比较器，其中各电流积分器和/或电流比较器使用不同的电路生成输出信号。如下面将更详细地说明，本文披露的电流比较器和电流积分器均给出自身优点并可用于满足某些性能要求。在某些实施例中，输出信号具有输出电压的形式。可以将这种输出电压放大，并且可通过使用单比特量化或多比特量化将所放大的信号数字化。然后，可使用量化信号来确定器件电流如何不同于参考电流并相应地调整受关注器件的编程电压。
电学非均匀性影响可以是指在像素电路的制造工艺期间引入(例如，源于不同颗粒尺寸的分布)的随机像差(random aberration)。劣化影响可以是指对像素电路的半导体元件上的与后制造时间(post-manufacturing time)或温度或压力有关的影响，例如电流驱动型发光器件的驱动晶体管或发光器件的阀值电压的偏移，其中该偏移引起半导体元件中的电子迁移率的损失。任一或两种影响均可导致发光显示器上的亮度损失、不均匀性亮度和一定数目的其它已知的非期望性能丧失以及视觉像差。由于劣化可导致在显示器上出现局部的视觉失真(visual artifact)(例如，亮度或明亮度异常)，所以有时将劣化影响称为性能非均匀性。本文使用的“器件电流”或“测量电流”或“像素电流”是指从像素电路的器件或从像素电路整体中测量的电流(或相应的电压)。例如，器件电流可表示被测量的给定像素电路内的流经驱动晶体管或发光器件的测量电流。或者，器件电流可表示流经整个像素电路的电流。注意，测量可以具有最初代替电流的电压的形式，且在本发明中，将测量电压转换成相应的电流，以产生“器件电流”。
如上所述，本文披露的主题描述了读取系统，这些读取系统可用于将所接收的电流转换成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的电压，且可接着进一步处理该电压。如下面将更详细地说明，所描述的读出系统通过使用读出系统中包含的电流比较器和/或电流积分器执行这些操作。由于本文披露的电流比较器和电流积分器对用于反映所测量的器件电流和参考电流之间的差异的输入信号进行处理而不是直接对器件电流本身进行处理，所以本文披露的电流比较器和电流积分器相对于其它检测电路具有优点。例如，与其它检测电路相比，本文披露的电流比较器和电流积分器在更低的动态范围的输出电流下进行操作，并可更精确地检测参考电流与器件电流之间的差异。此外，根据某些实施例，通过使用高效的读出和量化过程，本文披露的电流比较器可提供比其它检测电流更快的性能。类似地，本文披露的电流积分器由于其独特的体系结构可提供更优越的噪声性能。如本文所说明，本发明确定并处理测量电流和参考电流之间的差异，并接着将此差异作为输入电压提供至本文中披露的量化器。这与传统的检测电路不同，传统的检测电路仅对所测量的作为一个输入的器件电流执行多比特量化，而不将器件电流与已知的参考电流进行比较或对用于表示器件电流与已知的参考电流之间的差异的信号执行进一步的处理。
在某些实施例中，由于每个器件具有自身的优点，用户可基于特定需要在电流比较器与电流积分器之间进行选择，或者计算机程序可自动地选择本文披露的电流比较器或电流积分器中的一者或两者作为期望的速度性能或噪声性能的函数。电流积分器可比电流比较器提供更好的噪声抑制性能，而电流计较器可更快地操作。因此，可选择电流积分器以对往往具有噪声的信号执行操作，而可选择电流比较器以执行电流比较操作以用于快速地改变输入信号。因此，可在当低噪声重要时对本文披露的电流积分器的选择与当高速度重要时对本文披露的比较器的选择之间实现权衡。
虽然能够以很多不同的形式来实施本发明，但是在存在如下理解的情况下在附图中示出了本发明的各种示例性方面并将对它们进行说明：公开内容将被视为本发明的原理的示例，而不将本发明的宽的方面限为所图示的方面。
图1A图示了具有有源矩阵区域或像素阵列102的电子显示器系统或面板101，在有源矩阵区域或像素阵列102中，成阵列的像素104布置有成行和列的配置；为了便于说明，仅示出了两行和两列。有源矩阵区域102的外部是布置有用于驱动和控制像素区域102的周边电路的周边区域130。周边电路包括栅极或地址驱动器108、读取驱动器109、源极或数据驱动器110以及控制器112。控制器112控制栅极驱动器108、读取驱动器109和源极驱动器110。在控制器112的控制下，栅极驱动器108对地址或选择线SEL[i]和SEL[i+1]等进行操作，其中，每条地址或选择线用于像素阵列102中的每行像素104。在控制器112的控制下，读取驱动器109对读取线READ[k]和READ[k+1]等进行操作，其中每条读取或监测线用于像素阵列102中的每列像素104。在控制器112的控制下，源极驱动器110对电压数据线VDATA[k]和VDATA[k+1]等进行操作，其中每条电压数据线用于像素阵列102中的每列像素104。电压数据线将用于指示像素104中的每个发光器件的亮度(或观察者主观地感知的明亮度)的电压编程信息输送至每个像素104。每个像素104中的诸如电容器之类的存储元件用于存储电压编程信息，直到发光或驱动周期开启了诸如有机发光器件(OLED)之类的发光器件。在驱动周期期间，所存储的电压编程信息用于使每个发光器件以编程亮度进行照明。
读出系统10经由监测线MONITOR[k]、MONITOR[k+1]从一个或多个像素接收器件电流，并包含用于将一个或多个所接收的器件电流与一个或多个参考电流进行比较以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的信号的电路。在某些实施例中，信号具有电压的形式。可将这种电压放大，且可以通过使用单比特量化或多比特量化来数字化所放大的电压。在某些实施例中，可通过读出系统10中包括的比较器执行单比特量化，而可通过读出系统10外部的电路执行多比特量化。例如，可选择地，在控制器112中或在面板101外部的电路中包括用于执行多比特量化的电路。
控制器112还可基于量化信号确定器件电流如何不同于参考电流并相应地调整像素的编程电压。如下面将更详细地说明，作为确定器件电流如何不同于参考电流的过程的一部分，迭代地调整像素的编程电压。在某些实施例中，控制器112可与存储器113进行通信，且必要时将数据存储至存储器113并从存储器113取回数据，以执行控制器操作。
除上述操作之外，在某些实施例中，控制器112可还将控制信号发送至读出系统10。这些控制信号可例如包括用于读出系统的配置信号、用于控制将要使用电流积分器还是使用电流比较器的信号、用于控制信号时序的信号以及用于控制任何其它适合的操作的信号。
位于像素阵列102外部的部件可布置在位于像素阵列102周围并与像素阵列102布置在相同的物理基板上的周边区域130中。这些部件包括栅极驱动器108、读取驱动器109、源极驱动器110和控制器112。或者，周边区域中的一些部件可以与像素阵列102布置在相同的基板上，而其它部件布置在不同的基板上；或者，周边区域中的所有部件可与像素阵列102布置在不同的基板上。
图1B是根据本发明的用于执行示例性比较操作的比较系统的功能性框图。更具体地，系统100可基于流经一个或多个像素(例如，诸如上述面板101之类的显示器面板上的像素)的测量电流与一个或多个参考电流之间的比较来计算器件(例如，像素)电流的变化。读出系统10可与上面针对图1A所述的读出系统10相同，并可被配置成接收一个或多个器件(例如，像素)电流并将所接收的器件电流与一个或多个参考电流进行比较。如上面针对图1A所述，控制器电路(例如，图1B中未示出的控制器112)可接着使用读出系统的输出来确定器件电流如何不同于参考电流并相应地调整器件的编程电压。如下面将更详细地说明，V2I控制寄存器20、模拟读出寄存器30、数字读出寄存器40、内部开关矩阵地址寄存器(iSMAR)50、外部开关矩阵地址寄存器(xSMAR)60、模式选择寄存器(MODSEL)70和时钟管理器80可充当控制寄存器和/或电路，它们各自控制系统100的操作的各种设定和/或方面。在某些实施例中，可在诸如控制器112之类的控制器和/或诸如存储器113之类的存储器中实施这些控制寄存器和/或电路。
如上所述，读出系统10可与上面针对图1A所述的读出系统10相同。读出系统10可经由监测线(Y1.1-Y1.30)从一个或多个像素(未图示)接收器件电流，并包含用于将一个或多个所接收的器件电流与一个或多个参考电流进行比较以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出信号的电路。
读出系统10可包括一定数目的元件，这些元件包括：开关矩阵11、模拟多路解复用器(analog demultiplexer)12、V2I转换电路13、V2I转换电路14、开关盒15、电流积分器(CI)16和电流比较器(CCMP)17。“V2I”转换电路是指电压至电流转换电路。术语“电路”、“寄存器”、“控制器”和“驱动器”等的含义能够被电学领域中的技术人员理解。在诸如图1B所示的实施例之类的某些实施例中，系统100可包括一个以上的读出系统10。更具体地，图1B包括24个这样的读出系统ROCH 1-ROCH 24，但是其它实施例可包括不同数量的读出系统10。
应当强调的是，图1B所示的示例性体系结构不是限制性的。例如，可以省略和/或组合图1B所示的某些元件。例如，在某些实施例中，可在读出系统10中省略开关矩阵11，并且可相反地将开关矩阵11组合到显示器面板(例如，显示器面板101)上的电路中，其中开关矩阵11用于选择来自显示器面板的多个被监测电流中的哪个被监测电流由CI 16或CCMP17处理。
如上所述，系统100可基于流经一个或多个器件(例如，像素)的测量电流与一个或多个参考电流之间的比较来计算器件电流的变化。在某些实施例中，读出系统10可经由与显示器(例如，显示器面板101)的30列像素相对应的30条监测线Y1.1-Y1.30来接收器件电流。监测线Y1.1-Y1.30可与图1A所示的监测线MONITOR[k]、MONITOR[k+1]相同。另外，将理解的是，本申请说明的像素可包括有机发光二极管(“OLED”)。在其它实施例中，由读出系统接收的器件电流的数目可发生变化。
在读出系统10接收所测量的器件电流或待评估的电流之后，开关矩阵11在所接收的信号中进行选择并将它们输出至模拟电路解复用器12，然后，模拟电路解复用器12将所接收的信号传输至CI 16或CCMP 17以作进一步的处理。例如，如果将要通过读出系统10对流经第5列的特定像素的电流进行分析，则可使用开关矩阵地址寄存器适当地将与第5列相对应的监测线连接至CI 16或CCMP 17。
可通过开关矩阵地址寄存器提供用于开关矩阵的控制设定。系统100包括两个开关矩阵地址寄存器：内部开关矩阵地址寄存器50和外部开关矩阵地址寄存器60。这些开关矩阵地址寄存器可提供用于开关矩阵11的控制设定。在某些实施例中，这两个开关矩阵地址寄存器中的仅一者在任何给定时间是有效的，这取决于系统100的特定设定和配置。更具体地，如上所述，在某些实施例中，可将开关矩阵11实施为读出系统10的一部分。在这些实施例中，内部开关矩阵地址寄存器50可用于发送控制信号，这些控制信号用于指示所接收的输入中的哪一者由开关矩阵11处理。在其它实施例中，可将开关矩阵11实施为读出系统10的一部分。在这些实施例中，内部开关矩阵地址寄存器50的输出可控制所接收的输入中的哪一者由开关矩阵11处理。
可通过时钟信号ph1-ph6来控制由读出系统10执行的操作的时序。这些时钟信号可以由低电压差分信号接口寄存器(未图示)生成。低电压差分信号接口寄存器接收输入控制信号并使用这些信号来生成时钟信号ph1-ph6，如下面更详细地说明，这些时钟信号ph1-ph6可用于控制由读出系统10执行的各种操作。
每个读出系统10可接收参考电压VREF和偏置电压VBx.x。如下面更详细地说明，参考电压可例如被V2I转换电路13和14使用，且偏置电压VBx.x可被读出系统10中所包括的各种电路使用。
此外，CI 16和CCMP 17均用于将器件电流与可分别由V2I转换电路13和V2I转换电路14生成的一个或多个参考电流进行比较。V2I转换电路13和V2I转换电路14中的每者接收电压并生成相应的输出电流，该输出电流用作与显示器中的像素电路的测量电流进行比较的参考电流。例如，V2I转换电路13和V2I转换电路14的输入电压可由V2I寄存器20中存储的值控制，由此例如在器件电流正被操作时允许对参考电流值的控制。
CI 16和CCMP 17的共同特性在于，它们均将所测量的器件电流与一个或多个参考电流之间的差异内部地存储在诸如电容器之类的存储器件中或者呈现在内部导体或信号线上。这种差异可在CI 16或CCMP 17内部表现为与该差异相称的电压或电流或电荷的形式。下面更详细地说明如何在CI 16或CCMP 17内部确定差异。
在某些实施例中，用户可基于特定需要在CI 16和CCMP 17之间进行选择，或者可将控制器或其它计算装置配置成根据是否满足一个或多个标准(例如，在测量样品中是否出现一定量的噪声)来自动地选择CI 16或CCMP 17或CI 16和CCMP 17两者。例如，由于CI16的根据本文披露的特定配置，CI 16可比CCMP 17提供更好的抑噪性能，而CCMP 17可在整体上进行更快速地操作。因此CI 16提供更好的噪声性能，所以可自动地或手动地选择CI16，以使用高频部件或宽频率范围部件来执行输入信号的电流比较操作。另一方面，由于可将CCMP 17配置成比CI 16更快速地执行比较操作，所以可自动地或手动地选择CCMP 17，以执行用于快速地改变输入信号(例如，快速地改变视频)的电流比较操作。
根据某些实施例，可基于V2I控制寄存器20的输出来选择特定读出系统10中的V2I转换电路。更具体地，可基于控制寄存器20的配置和来自控制寄存器20的控制信号来激活给定读出系统10(其选自多个相同的读出系统)中的V2I转换电路13、14中的一个或多个转换电路。
如下面将更详细地说明，CI 16和CCMP 17均生成用于表示器件电流或由开关矩阵11接收的电流和分别由V2I转换电路13和V2I转换电路14生成的一个或多个参考电流之间的差异的输出。在某些实施例中，CCMP 17的输出可以是单比特量化信号。CI 16可用于生成单比特量化信号或模拟信号，可接着将该单比特量化信号或模拟信号传输至多比特量化器以作进一步处理。
与仅对所测量的器件电流执行多比特量化而不将器件电流与已知的参考电流进行比较或对用于表示器件电流与已知的参考电流之间的差异的信号执行进一步处理的先前系统不同，本文披露的系统执行用于反映所测量的器件电流与已知的参考电流之间的差异的量化操作。在某些实施例中，执行单比特量化，且这种量化允许对器件电流进行更快和更精确的调整，以处理阀值电压偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。可选择地，在某些实施例中，可执行多比特量化，但是本文披露的多比特量化操作通过对经过处理的用于表示所测量的器件电流与已知的参考电流之间的差异的信号进行量化改善了之前的量化操作。在其它益处之中，与之前的多比特量化系统相比，本文披露的多比特量化系统提供了更好的噪声性能并允许对器件参数的更精确的调整。
此外，如上所述，CI 16和CCMP 17的共同特征在于，这些电路均将所测量的器件电流与一个或多个参考电流之间的差异内部地存储在诸如电容器之类的存储器件中，或者呈现在内部导体或信号线上。换句话说，不仅仅将所测量的器件电流作为读出测量的一部分进行量化，而且，在某些实施例中，在CI 16或CCMP 17的内部使所测量的器件电流和已知的参考电流相减，且然后可选择地将所获得的测量电流和参考电流之间的差异放大并接着将其作为输入提供至单比特量化器。
数字读出寄存器40是对CI 16或CCMP 17的数字输出进行处理的位移寄存器。根据某些实施例，被处理的输出是由CI 16或CCMP 17生成的单比特量化信号。更具体地，如上所述，CI 16和CCMP 17均可生成用于指示测量电流如何偏离参考电流(例如，测量电流是否大于或小于参考电流)的单比特输出。这些输出被传输至数字读出寄存器40，然后数字读出寄存器40可将信号传输至包含电路和/或计算机算法的控制器(例如，控制器112)，其中上述电路和/或计算机算法用于使编程值快速地适应受影响的像素，使得可以非常快速地补偿劣化或非均匀性。在某些实施例中，数字读出寄存器40作为并行至串行转换器(parallel-to-serial converter)进行操作，其中并行至串行转换器可用于如上所述地将多个读出系统10的数字化输出传输至控制器(例如，控制器112)以作进一步处理。
如上所述，在某些实施例中，读出系统10可生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的模拟输出，而不生成单比特数字输出。然后，可通过(读出系统10外部的)多比特量化器对该模拟输出进行处理，以生成多比特量化输出信号，必要时，可接着使用该多比特量化输出信号可来调整器件参数。这与仅对所测量的潜在存在噪声的器件电流执行多比特量化(对用于表示器件电流与已知的参考电流之间的差异的信号进行处理)的先前系统不同，这些先前系统慢于当前披露的系统并且不如当前披露的系统可靠。
模拟读出寄存器30是在将读出系统10的模拟输出传输至多比特量化器(例如，在控制器112中应用的量化器)之前对模拟输出进行处理的位移寄存器。更具体地，模拟读出寄存器30控制用于使一定数目的读出系统10中的一者对系统100的模拟输出进行驱动的多路复用器(未图示)，其中系统100的模拟输出可接着被传输至多比特量化器(例如，控制器112中包括的量化器)以作进一步处理。
对测量电流和参考电流之间的差异的量化减少了迭代次数以及之前补偿技术中出现的过补偿和欠补偿。补偿电路不再仅对所测量的器件电流的量化表示(quantizedrepresentation)进行操作。如下面更详细地说明，本文说明的单比特量化允许对器件电流进行更快和更精确的调整，以处理阀值电压的偏移和其它老化影响。此外，在某些实施例中，可执行多比特量化，但是本文披露的多比特量化操作通过使经过处理的用于表示所测量的器件电流与已知的参考电流之间的差异的信号量化改善了之前的量化操作。与之前的多比特量化系统相比，这种类型的量化提供了更好的噪声性能并允许对器件参数进行更精确的调整。
MODSEL 70是可用于构成系统100的控制寄存器。更具体地，在某些实施例中，MODSEL 70可输出控制信号，这些控制信号可结合时钟管理器用于对系统100进行编程，以使其以一个或多个选定的配置进行操作。例如，在某些实施例中，来自MODSEL寄存器70的多个控制信号可例如用于(例如基于优先考虑高速度还是低噪声)在CCMP功能与CI功能之间进行选择，启用压摆校正(slew correction)，启用V2I转换电路和/或关断CCMP和CI的供电。在其它实施例中，可实施其它功能。
图2示意性地图示了电压至电流(V2I)转换电路200的电路模型，其中V2I转换电路200用于基于可调的或固定的输入电压生成参考电流。V2I转换电路200可与上面针对图1所述的V2I转换电路13和V2I转换电路14相同。更具体地，V2I转换电路200可用于基于一个或多个输入电流和/或电压生成特定的参考电流。如上面所讨论，本文披露的电流比较器和电流积分器将所测量的器件电流与这些生成的参考电流进行比较，以确定参考电流和器件电流如何不同并基于电流之间的差异对器件参数进行调整。由于由V2I转换电路200生成的参考电流容易控制，所以V2I转换电路200可生成非常精确的参考电流值，这些参考电流值专门用于消除显示器面板的制造工艺期间的随机变化或非均匀性。
V2I转换电路200包括两个运算跨导放大器210和220。如图2所示，放大器210和放大器220各者接收输入电压(分别为VinP和VinN)，上述输入电压接着受到处理以生成相应的输出电流。在某些实施例中，诸如本文披露的CI 16和/或CCMP 17之类的电流比较器和/或电流积分器可将输出电流用作参考电流IRef。通过使各V2I转换电路具有参考运算跨阻放大器或参考运算跨导放大器的特征，可以根据各V2I转换电路相对于显示器面板的物理位置来数字地校准V2I转换电路，以补偿显示器面板的制造工艺期间的随机变化或非均匀性。图2示出了集成电阻器245。
更具体地，通过使用反馈环路，放大器210和放大器220分别在节点A和B处创建虚拟接地条件。此外，使晶体管205和215匹配，以提供第一恒定DC电流源，而使晶体管225和235匹配，以提供第二恒定DC电流源。来自第一源的电流流入到节点A中，而来自第二源的电流流入到节点B中。
由于节点A和B处的虚拟接地条件，电阻器245两端的电压等于VinP与VinN之间的电压差。因此，电流deltaI＝(VinP-VinN)/RRef流经电阻器245。这产生了流过P型晶体管255和265的不平衡电流。接着，流过晶体管255的位移电流灌入到由晶体管275、285、295和299构成的电流镜结构中，以与流过晶体管265的电流匹配。然而，如图2所示，该匹配的电流的方向与流过晶体管265的电流的方向相反，且因此V2I转换电路200的输出电流Iout等于2deltaI＝2(VinP-VinN)/RRef。通过适当地选择输入电压VinP和VinN以及电阻器245的值，电路的用户可容易地控制生成的输出电流Iout。
图3图示了用于通过使用电流积分器执行器件电流比较的示例性系统的框图。该器件电流比较可与上述器件电流比较相同。更具体地，通过使用图3所示的系统，电流积分器(选择地，其被集成在诸如读出系统10之类的读出系统中)可评估器件电流和参考电流之间的差异。器件电流可包括流过像素的驱动晶体管的电流(ITFT)和/或流过像素的发光器件的电流(IOLED)。电流积分器的输出可被发送至控制器(未图示)，并用于对受测试的器件进行编程以处理阀值电压偏移、其它老化影响和/或制造非均匀性。在某些实施例中，电流积分器可在两个阶段中从与受关注像素连接的监测线接收输入电流。在一个阶段中，可测量流经受关注像素的电流以及监测线泄漏电流和噪声电流。在另一个阶段中，没有驱动受关注像素，但是电流积分器仍从监测线接收监测线泄漏电流和噪声电流。此外，在第一阶段或第二阶段期间将参考电流输入至电流积分器。在每个阶段期间存储与接收的电流相对应的电压。然后，使与第一阶段的电流和第二阶段的电流相对应的电压相减，从而仅剩余与器件电流和参考电流之间的差异相对应的电压，以用于补偿该器件(例如，像素)电路的非均匀性和/或劣化。换句话说，当前披露的电流比较器使用两个阶段的读出步骤来在实现对器件电流的高精确性测量的同时消除泄漏电流和噪声电流的影响，然后将该器件电流量化为测量电流(其与泄漏电流和噪声电流无关)与参考电流之间的差异。可将该两阶段读出步骤称为相关双采样。经量化的差异非常精确并可用于精确和快速地补偿非均匀性和/或劣化。由于将像素电路的不受读出中固有的泄漏电流或噪声电流影响的测量电流之间的实际差异进行量化，所以可通过补偿方案对任何非均匀性或劣化影响进行快速地补偿。
系统300包括像素器件310、数据线320、监测线330、开关矩阵340、V2I转换电路350和电流积分器(CI)360。像素器件310可与像素104相同，监测线330可与监测线MONITOR[k]和MONITOR[k+1]相同，V2I转换电路350可与V2I转换电路200相同，且CI 360可与CI 16相同。
如图3所示，像素器件310包括写入晶体管311、驱动晶体管312、读取晶体管313、发光器件314和存储元件315。可选择地，存储元件315可以是电容器。在某些实施例中，发光器件(LED)314可以是有机发光器件(OLED)。写入晶体管311从数据线320接收编程信息，该编程信息可(例如，通过使用“WR”控制信号)被存储在驱动晶体管312的栅极并用于驱动流过LED 314的电流。当(例如，通过使用“RD”控制信号)激活读取晶体管313时，监测线330电连接至驱动晶体管312和LED 314，使得可经由监测线330监测来自LED和/或驱动晶体管的电流。
更具体地，当(例如，经由“RD”控制信号)激活读取晶体管时，CI 360经由监测线330从器件310接收输入电流。如上面针对图1所述，诸如开关矩阵340之类的开关矩阵可用于选择将哪个或哪些所接收的信号传输至CI 360。在某些实施例中，开关矩阵340可从显示器面板(例如，显示器面板101)的30个被监测列接收电流并选择将哪些被监测列的电流传输至CI 360以作进一步处理。在从开关矩阵340接收电流并对其进行处理之后，CI 360生成用于表示所测量的器件电流与由V2I转换电路350生成的参考电流之间的差异的电压输出Dout。
可选择地，可通过使用控制信号IREF1.EN来开启或关闭V2I转换电路350。此外，可使用偏置电压VB1和VB2来设定CI 360的输入处的虚拟接地条件。在某些实施例中，可使用VB1来设定用于接收输入电流Iin的输入节点处的电压电平，且可使用VB2作为内部共模电压。
在某些实施例中，如下电流读出过程可出现在两个阶段中，该电流读出过程在使噪声的影响最小化的同时生成用于表示所测量的器件电流与一个或多个参考电流之间的差异的输出。可通过本文披露的任何电流积分器或电流比较器来进一步处理所生成的输出。
在第一电流读出实施例的第一阶段期间，关闭V2I转换电路350，因此没有参考电流流入到CI 360中。此外，可以驱动受关注像素，使得电流流经像素中包含的驱动晶体管312和LED 314。可将此电流称为Idevice。除Idevice之外，监测线330还传输泄漏电流Ileak和第一噪声电流Inoise1。
因此，在此电流读出实施例的第一阶段期间，CI 360的输入电流Iin_phase1等于：
Idevice+Ileak+Inoise1
在该电流读出实施例的第一阶段完成之后，将与Iin_phase1相对应的输出电压存储在CI 360的内部。在某些实施例中，可以数字地存储输出电压。在其它实施例中，可以(例如，在电容器中)模拟地存储输出电压。
在该第一电流读出实施例的第二阶段期间，开启V2I转换电路350，且参考电流IRef流入到CI 360中。另外，不同于此电流读出的第一阶段，关闭与监测线330连接的受关注像素。因此，此时，监测线330仅传输泄漏电流Ileak和第二噪声电流Inoise2。由于监测线的结构没有随时间变化，所以将此读出的第二阶段期间的泄漏电流Ileak假定为与该读出的第一阶段期间的泄漏电流大致相同。
因此，在此电流读出实施例的第二阶段期间，CI 360的输入电流Iin_phase2等于：
IRef+Ileak+Inoise2
在电流读出过程的第二阶段完成之后，通过使用CI 360内包括的电路(例如，差分放大器)使第一阶段和第二阶段的输出相减，以生成与器件电流和参考电流之间的差异相对应的输出电压。更具体地，用于执行减法操作的电路的输出电压正比于：
Iin_phase1-Iin_phase2＝(Idevice+Ileak+Inoise1)-(IRef+Ileak+Inoise2)＝Idevice-IRef+Inoise
Inoise通常为高频噪声，且通过诸如CI 360之类的电流积分器使它的影响最小化或消除它的影响。然后，可放大第二读出过程中的用于执行减法操作的电路的输出电压，且可接着通过CI 360中包含的比较器电路来处理所放大的信号，以生成用于表示所测量的器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化信号Dout。例如，在某些实施例中，如果器件电流大于参考电流，则Dout可等于“1”，且如果器件电流小于或等于参考电流，则Dout可等于“0”。下面将更详细地说明放大和量化操作。
表1概括了使用如上所述的CI 360的差分电流读出操作的第一实施。在表1中，“RD”表示与读取晶体管313的栅极耦合的读取控制信号。
表1：CI单端型电流读出-第一实施例
Figure GDA0001408916000000201
使用CI 360的电流读出操作的第二实施例也发生在两个阶段中。在第二实施例的第一阶段期间，V2I转换电路350输出负的参考电流-IRef。由于在第二实施例中将负的参考电流-IRef提供至CI 360，所以第二实施需要CI 360中的电路在比上述第一实施例更低的动态范围的输入电流下进行操作。此外，与上述第一实施例一样，可以驱动受关注像素，使得电流流经像素的驱动晶体管312和LED 314。可将此电流可称为Idevice。除Idevice之外，监测线330还传输泄漏电流Ileak和第一噪声电流Inoise1。
因此，在电流读出过程的第二实施的第一阶段期间，CI 360的输入电流Iin_phase1等于：
Idevice-IRef+Ileak+Inoise1
如上所述，在电流读出过程的第一阶段完成之后以及在电流读出过程的第二阶段期间，将与输入电流相对应的电压模拟地或数字地存储在CI 360的内部。
在电流读出过程的第二实施例的第二阶段期间，关闭V2I转换电路350，所以没有参考电流流入到CI 360中。此外，与第二实施例的第一阶段不同，关闭与监测线330连接的受关注像素。因此，监测线330仅传输泄漏电流Ileak和第二噪声电流Inoise2。
因此，在电流读出过程的第二实施例的第二阶段期间，CI 360的输入电流Iin_phase2等于：
Ileak+Inoise2
在电流读出过程的第二阶段完成之后，通过使用CI 360内包括的电路(例如，差分放大器)使第一阶段和第二阶段的输出相减，以生成与器件电流和参考电流之间的差异相对应的输出电压。更具体地，用于执行减法操作的电路的输出电压正比于：
Iin_phase1-Iin_phase2＝(Idevice-IRef+Ileak+Inoise1)-(IRef+Ileak+Inoise2)＝Idevice-IRef+Inoise。
如同上述第一读出过程，可以接着放大第二读出过程中的用于执行减法操作的电路的输出电压，且可接着通过CI 360中包含的比较器电路来处理所放大的信号，以生成用于表示所测量的器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化信号Dout。下面将针对图4至图6更详细地说明放大和量化操作。
表2概述了使用如上所述的第二实施例中的CI 360的电流读出过程的第二实施例。在表2中，“RD”表示与读取晶体管313的栅极耦合的读取控制信号。
表2：CI电流读出过程-第二实施例
Figure GDA0001408916000000211
图4图示了根据本发明的用于通过使用电流积分器执行器件电流比较的系统的另一框图。电流积分器(CI)410可例如与上述CI 16和/或CI 300相同。通过可与上述MODSEL70相同的模式选择寄存器MODSEL 420来提供用于CI 410的配置设定。
如同CI 16和CI 360，可将CI 410组合到读出系统(例如，读出系统10)中，并评估器件电流(例如，显示器面板上的受关注像素的电流)与参考电流之间的差异。在某些实施例中，CI 410可输出用于表示器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化输出。在其它实施例中，CI 410可生成模拟输出信号，可接着通过外部的多比特量化器(未图示)来量化该模拟输出信号。将(来自CI 410或来自外部的多比特量化器的)量化输出输出至控制器(未图示)，该控制器用于对被测量器件(例如，关注像素)进行编程以处理阀值电压的偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。
积分电路411可从开关矩阵460接收器件电流Idevice并从V2I转换电路470转换电路接收参考电流。该开关矩阵可与上述开关矩阵11相同，且V2I转换电路470可与上述V2I转换电路200相同。如下面更详细地说明，积分电路411对所接收的电流执行积分操作，以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出电压。通过用于将时钟信号Ph1-Ph6提供至积分电路411的时钟信号控制寄存器Phase_gen 412来控制积分电路411的读出时序。通过启用信号(enable signal)GlobalCLEn来启用时钟信号控制寄存器Phase_gen 412。下面将更详细地说明读出时序。另外，经由电源电压线Vcm和VB提供用于积分电路411的电源电压。
如上所述，在某些实施例中，CI 410可输出用于表示器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化输出。为生成单比特输出，将积分电路411的输出电压提供至前置放大器414，且接着将前置放大器414的放大的输出发送至单比特量化器417。单比特量化器417执行单比特量化操作，以生成用于表示所接收的器件电流和参考电流之间的差异的二进制信号。
在其它实施例中，CI 410可生成模拟输出信号，可接着通过外部的多比特量化器(未图示)来量化该模拟输出信号。在这些实施例中，将积分电路411的输出传输至第一模拟缓冲器AnalogBuffer_Roc 415而不是比较器。将第一模拟缓冲器AnalogBuffer_Roc 415的输出传输至模拟多路复用器Analog MUX 416，然后模拟多路复用器Analog MUX 416使用模拟读出位移寄存器(未图示)将它的输出串行地发送至第二模拟缓冲器AnalogBuffer_eic480。第二模拟缓冲器AnalogBuffer_eic 480可接着将输出传输至多比特量化器电路(未图示)，以进行量化和进一步处理。如上所述，可接着将量化输出输出至控制器(未图示)，该控制器用于对被测量器件(例如，受关注像素)进行编程以处理阀值电压的偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。控制寄存器AROREG 430提供模拟多路复用器Analog MUX 416的控制信号。
图5示意性地图示了根据本发明的用于执行器件电流比较的电流积分器系统的电路图。更具体地，系统500可接收来自受关注器件的器件电流和参考电流并生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的电压。可接着将此电压作为输入电压提供至本文披露的量化器。系统500可与上述CI 16和CI 410相同。在某些实施例中，可将系统500合并到上面针对图1所述的读出系统10中。
系统500包括积分运算放大器510、电容器520、电容器530、开关531-544、电容器550、电容器560、电容器585、电容器595、运算放大器570、运算放大器580和比较器590。下面将详细地说明所有这些部件。虽然在图5的实施中示出了电容器530、550和560的特定电容值，但是将应当理解的是，在其它实施中，可使用其它电容值。如下所述，在某些实施例中，系统500可在六个阶段中执行比较操作。在某些实施例中，这六个阶段中的两个阶段对应于上面针对图3所述的读出阶段。这六个阶段中的三个阶段用于使电路部件复位并消除噪声和电压偏移。在比较操作的最后一个阶段期间，系统500执行单比特量化。下面将根据图7来说明比较操作的时序图。
在比较操作的第一阶段期间，将积分运算放大器510复位至已知状态。对积分运算放大器510的复位使积分运算放大器510被设定为已知状态，并使来自之前操作的噪声电流或泄露电流在积分运算放大器510在读出操作的第二阶段期间对输入电流执行积分操作之前停息。更具体地，在比较操作的第一阶段期间，关合开关531、532和534，从而有效地将积分运算放大器510配置成均一增益(unity gain)配置。在特定实施例中，在比较操作的第一阶段期间，将电容器520和电容器530充电至电压Vb+Voffset+Vcm，且将输入节点A处的输入电压设定为Vb+Voffset。VB和Vcm是被提供至积分运算放大器510的DC电源电压。类似地，Voffset是被提供至积分运算放大器510以使正确地偏置积分运算放大器510的DC偏移电压。
在比较操作的第二阶段期间，积分运算放大器510可对所接收的参考电流IRef、器件电流Idevice和监测线泄漏电流Ileakage执行积分操作。当前操作的此阶段可与上面针对图3所述的第二电流读出实施例的第一阶段相同。关合开关532、533和535，从而提供了电容器520和530中存储的电荷到存储电容器550的路径。第二阶段的有效积分电流(Iint1)等于Iint1＝Idevice-IRef+Ileakage。此阶段期间的积分运算放大器510的输出电压为Vint1＝(Iint1/Cint)*tint+Vcm，这里Cint是电容器520和电容器530的电容值的和，且tint是积分运算放大器510处理电流的时间。将输出电压Vint1存储在电容器550中。
在比较操作的第三阶段期间，再次将积分运算放大器510复位至已知状态。对积分运算放大器510的复位使积分运算放大器510被设定为已知状态，并来自之前操作的噪声电流或泄露电流在积分运算放大器510在读出操作的第四阶段期间对输入电流执行积分操作之前停息。
在比较操作的第四阶段期间，积分运算放大器510执行第二积分操作。然而，此时，仅对监测线泄漏电流进行积分。因此，第四阶段期间的有效积分电流(Iint2)为Iint2＝Ileakage。电流操作的此阶段可与上面针对图3所述的第二电流读出实施例的第二阶段相同。此阶段期间的积分运算放大器510的输出电压为Vint2＝(Iint2/Cint)*tint+Vcm。如上所述，tint是积分运算放大器510处理电流的时间。在此阶段期间，关合开关537且打开开关535，所以将第四阶段的积分运算放大器510的输出电压Vint2存储在电容器560中。
在比较操作的第五阶段期间，对两个积分操作的输出电压进行放大并使它们相减，以生成用于表示所测量的器件电流和参考电流之间的差异的输出电压。更具体地，在此阶段中，将电容器550和560的输出传输至第一放大运算放大器570。接着将第一放大运算放大器570的输出传输至第二放大运算放大器580。运算放大器570和580对来自电容器550和560的输入进行放大，且通过如下公式来表示电容器的差分输入电压：
Vdiff＝Vint1-Vint2＝(tint/Cint)*(Iint1-Iint2)＝(tint/Cint)*(Idevice-IRef)
多个运算放大器(例如，运算放大器570和580)的使用增加了来自电容器550和560的输入的放大倍数。在某些实施例中，省略了运算放大器580。另外，为了去除偏移误差，在读出操作的第四阶段期间校准运算放大器570和580，且在第五阶段开始之前将它们的DC偏移电压存储在电容器585和595中。
在比较操作的可选择的第六阶段期间，如果积分器执行单比特量化，则启用量化器590并对运算放大器570和/或运算放大器580的输出电压执行量化操作。如上所述，此输出电压表示所测量的器件电流和参考电流之间的差异。接着外部的电路(例如，控制器112)可使用量化信号，以确定器件电流如何不同于参考电流并相应地调整受关注器件的编程电压。在某些实施例中，读出操作的第六阶段直到运算放大器570和580的输入和输出电压停息才开始。
在上述比较操作的第二和第四阶段期间施加至积分运算放大器510的电流分别与在上面说明的以及表1和表2概括的电流读出操作的第一和第二阶段期间施加的电流相同。如上所述，在电流读出操作的阶段期间施加的输入可以变化并以不同的顺序出现。即，在某些实施例中，在电流读出操作(例如，如表1和表2所述)的第一和第二阶段期间，可将不同的输入施加至积分运算放大器510。另外，在某些实施例中，可以反转电流读出操作的第一和第二阶段期间的输入的顺序。
图6图示了根据本发明的生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的多比特输出的电流积分器系统的电路图。除系统600包括用于生成可由多比特量化器操作的模拟输出的电路之外，系统600与上面的电路500相同。更具体，系统600可接收来自受关注器件的器件电流及参考电流并生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的电压。可接着将此电压作为输入电压提供至本文披露的量化器。与系统500不同，与系统600相关的量化器执行多比特量化并位于电流积分器系统600外部的电路中。在某些实施例中，可将系统600可组合到上面针对图1所述的读出系统10中。
更具体地，系统600包括积分运算放大器610、电容器620、电容器630、开关631-642、电容器650、电容器660、模拟缓冲器670、模拟缓冲器680、模拟多路复用器690、模拟缓冲器655和模拟缓冲器665。虽然在图6的实施例中示出了电容器620、630、650和660的特定电容值，但是将应当理解的是，在其它实施例中，可使用其它电容值。另外，虽然将模拟多路复用器690图示为24-1多路复用器(对应于24个读出通道)，但是在其它实施例中，可使用其它类型的模拟多路复用器。下面将详细地说明所有这些部件中。
在某些实施例中，系统600可在六个阶段中执行比较操作，这六个阶段可与上面针对图5所述的六个阶段相同。然而，与上面针对图5所述的比较操作不同，在某些实施例中，为了启用多比特量化，用于控制图5的比较操作中的第五和第六阶段的时序的时钟信号在图6的比较操作的第四阶段之后保持为低。
如上所述，比较操作的第一和第四阶段可与上面针对图5所述的系统500执行单比特积分的阶段相同。更具体地，在比较操作的第一阶段期间，将放大运算放大器610复位至已知状态。对积分运算放大器610的复位使积分运算放大器610被设定为已知状态，并使来自之前操作的噪声电流或泄露电流在积分运算放大器610在读出操作的第二阶段期间对输入电流执行积分操作之前停息。更具体地，在比较操作的第一阶段期间，关合开关631、632和634，这将积分运算放大器610有效地配置成均一增益配置。在特定实施例中，在比较操作的这第一阶段期间，将电容器620和电容器630充电至电压Vb+Voffset+Vcm，且将输入节点A处的输入电压设定为Vb+Voffset。VB和Vcm是被提供至积分运算放大器610的DC供电电压。类似地，Voffset是被提供至积分运算放大器610以正确地偏置积分运算放大器610的DC偏移电压。
在比较操作的第二阶段期间，积分运算放大器610可对所接收的参考电流IRef、器件电流Idevice和监测线泄漏电流Ileakage执行积分操作。电流操作的此阶段可与上面针对图3所述的第二电流读出实施例的第一阶段相同。关合开关632、633和635，从而提供了电容器620和630中存储的电荷到存储电容器650的路径。第二阶段的有效积分电流(Iint1)等于Iint1＝Idevice-IRef+Ileakage。此阶段期间的积分运算放大器610的输出电压为Vint1＝(Iint1/Cint)*tint+Vcm，这里Cint是电容器620和电容器630的电容值的和，且tint是积分运算放大器610处理电流的时间。将输出电压Vint1存储在电容器650中。
在比较操作的第三阶段期间，再次将积分运算放大器610复位至已知状态。对积分运算放大器610的复位使积分运算放大器610被设定为已知状态，并使来自之前操作的噪声电流或泄露电流在积分运算放大器610在读出操作的第四阶段期间对输入电流执行积分操作之前停息。
在比较操作的第四阶段期间，积分运算放大器610执行第二积分操作。然而，此时，仅对监测线泄漏电流(Ileakage)进行积分。因此，第四阶段期间的有效积分电流(Iint2)为Iint2＝Ileakage。电流操作的此阶段可与上面针对图3所述的第二电流读出实施例的第二阶段相同。此阶段期间的积分运算放大器610的输出电压为Vint2＝(Iint2/Cint)*tint+Vcm。关合开关637且打开开关635，所以将第四阶段的积分运算放大器610的输出电压Vint2存储在电容器660中。
在使用系统600的比较操作的第四阶段之后，电容器650和电容器660分别经由开关639和开关640连接到内部模拟缓冲器670和内部模拟缓冲器680。接着经由模拟多路复用器分别将模拟缓冲器670和模拟缓冲器680的输出传输至外部模拟缓冲器655和外部模拟缓冲器665。可接着将外部模拟缓冲器655和665的输出(模拟输出P和模拟输出N)发送至可对所接收的差分信号执行多比特量化的多比特量化器(未图示)。
图7图示了可例如通过使用上述电路500或系统600来执行的示例性比较操作的时序图。如上面针对图4所述，信号Ph1-Ph6是可由诸如寄存器Phase_gen 412之类的时钟信号控制寄存器生成的时钟信号。另外，如上所述，在某些实施例中，对于单比特比较操作和多比特比较操作这两者，读出操作的第一和第四阶段是相同的。然而，对于多比特比较操作，当进行读出和量化操作时，阶段信号ph5和ph6保持为低。
如上面针对图5和图6所述，在比较操作的第一阶段期间，将积分运算放大器(例如运算放大器510或610)复位，从而使积分运算放大器返回至已知状态。对V2I转换电路(例如，V2I转换电路13或14)进行编程，以拉出(source)或灌入(sink)参考电流(例如，1微安电流)。如上所述，在读出操作期间，电流积分器比较所测量的器件电流与生成的参考电流，并评估器件电流和参考电流之间的差异。
如上面针对图5和图6所述，在读出操作的第二阶段期间，积分运算放大器对接收的参考电流、器件电流和监测线泄漏电流执行积分操作。然后，在比较操作的第三阶段期间再次复位积分运算放大器，且在第三阶段期间在使“RD”控制信号(如图3所示)失效使得IRef为0微安之后，复位V2I转换电路。然而，与在第一阶段期间执行的积分不同，在比较操作的第三阶段之后，积分运算放大器在第四阶段中执行另一积分，如上所述，在此第四阶段中仅对监测线泄漏电流进行积分。
在单比特比较操作的第五阶段期间，通过一个或多个放大运算放大器(例如，运算放大器570和/或运算放大器580)对积分运算放大器的输出进行处理。如上所述，在比较操作期间，积分运算放大器的输出是可被存储在电容器(例如，电容器520、530、620和/或630)中的电压。
在单比特比较操作期间，在读出操作的第六阶段期间将一个或多个放大运算放大器的输出传输至量化器(例如，量化器560)，所以可以执行单比特量化操作。如图7所示，在某些实施例中，在读出操作的第五阶段与第六阶段之间可存在时序重叠，但第六阶段直到运算放大器的输入和输出电压停息之后才开始。
如图7所示，在某些实施例中，第二比较操作可在之前的比较操作的第五和第六阶段期间开始。即，可在电流积分器的输出被前置放大器处理和/或运算放大器的输出正被比较器评估时，复位电流积分器。
图8图示了根据本发明的通过使用电流比较器执行电流比较操作的系统的框图。如上面针对图1所述，诸如电流比较器(CCMP)810之类的电流比较器可基于与一个或多个参考电流的比较来计算器件电流的变化。在某些实施例中，参考电流由诸如V2I转换电路820和830之类的V2I转换电路生成，其中V2I转换电路820和830可均与上述的V2I转换电路200相同。
在某些实施例中，CCMP 810可经由第一监测线从受关注像素接收电流并从显示器面板(未图示)上的相邻(例如，与受关注像素紧邻的列中)的监测线接收电流。监测线(其中，一条监测线用于显示器面板中的一列)以彼此紧密相邻的方式并行并具有大约相同的长度。在器件电流的读出期间出现的泄漏电流和噪声电流会使受关注器件(例如，像素电路)的电流的测量发生扭曲。为了从测量中消除泄漏电流和噪声电流的贡献，短暂地开启相邻的监测线以测量泄漏电流和噪声电流。与上述电流积分器一样，测量流经受关注器件的电流以及它的泄漏和噪声成分和参考电流。器件电流可包括流过像素的驱动晶体管的电流(ITFT)和/或流过像素的发光器件的电流(IOLED)。接着，在根据本发明的方面的电流比较器内以模拟或数字形式存储或产生与所测量的器件电流和参考电流相对应的电压。如下面更详细地说明，器件电流、泄漏电流、噪声电流和参考电流的读出发生在两个阶段中。可将这个两阶段读出步骤称为相关双采样。在两个读出阶段完成之后，放大所存储的电压并它们以如下方式相减：将与从相邻监测线测量的泄漏电流和噪声电流相对应的电压从受关注像素电路的测量电流中减去，从而仅剩余与流过像素电路的实际电流和参考电流之间的差异相对应的电压，以用于补偿该像素电路的非均匀性和/或劣化。
换句话说，根据本发明的电流比较器利用监测线之间的结构相似性来从相邻的监测线提取泄漏成分和噪声成分，并然后从像素电路中减去由受关注监测线测量的那些不需要的成分，以实现对器件电流的高精确测量，接着将该器件电流量化为测量电流(其与泄漏电流和噪声电流无关)与参考电流之间的差异。此差异非常精确并可用于精确和快速地补偿非均匀性和/或劣化。由于将像素电路的不受读出中固有的泄漏电流或噪声电流影响的测量电流之间的实际差异量化，所以可通过补偿方案对任何非均匀性或劣化影响进行快速地补偿。
如图8所示，像素器件840包括写入晶体管811、驱动晶体管812、读取晶体管813、发光器件814和存储元件815。可选择地，存储元件815为电容器。在某些实施例中，发光器件(LED)814可以是有机发光器件(OLED)。写入晶体管811(例如，基于写入启用控制信号“WR”的电压VDATA)从数据线835接收编程信息。可将该编程信息存储在存储元件815中并耦合到驱动晶体管812的栅极以驱动流过LED 814的电流。当(例如，通过使用如图8所示的与读取晶体管813的栅极耦合的“RD”控制信号)激活读取晶体管813时，将监测线845电连接至驱动晶体管812和LED 814，使得可经由监测线845监测LED 814和/或驱动晶体管812的电流。
更具体地，当(例如，经由“RD”控制信号)激活读取晶体管时，CCMP 810经由监测线845从器件840接收输入电流。如上面针对图1所述，可使用诸如开关矩阵860之类的开关矩阵来选择将哪个或哪些所接收的信号传输至CCMP 810。在某些实施例中，开关矩阵860可从显示器面板(例如，显示器面板101)的30个被监测列接收电流并选择将这些被监测列中的哪些被监测列的电流传输至CCMP 810以作进一步处理。在从开关矩阵860接收电流并对其进行处理之后，CCMP 810生成用于表示所测量的器件电流与由V2I转换电路820生成的参考电流之间的差异的电压输出Dout。
可选择地，可通过使用控制信号IREF1.EN来开启或关闭V2I转换电路820。此外，可使用偏置电压VB1和VB2来设定CCMP 810的输入处的虚拟接地条件。在某些实施例中，可使用VB1来设定输入电压Vin的电压电平，且可使用VB2作为内部的共模电压。
在图8中，CCMP 810接收第一节点处的第一输入电流IP以及第二节点处的第二输入电流IN。输入电流IP是经由监测线845从器件840接收的电流与由V2I转换电路820生成的第一参考电流IRef1的组合。输入电流IN是经由监测线855接收的电流与由V2I转换电路830生成的参考电流IRef2的组合。如上所述，可使用诸如开关矩阵860之类的开关矩阵来选择将哪个或哪些所接收的信号传输至CCMP 810。在某些实施例中，如下面更详细地说明，开关矩阵860可从显示器面板的一定数目的列接收电流并选择将被监测列中的哪些被监测列的电流传输至CCMP以作进一步处理。在从开关矩阵860接收电流并对其进行处理之后，CCMP 810生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出信号Dout。下面将更详细地说明对输入电流的处理以及输出信号Dout的生成。
如上面针对电流积分器电路所讨论，在某些实施例中，可在两个阶段中发生如下电流读出过程，该电流读出过程在使噪声的影响最小化的同时生成用于表示所测量的器件电流与一个或多个参考电流之间的差异的电流。可通过本文披露的任何电流积分器或电流比较器对所生成的输出作进一步处理。CCMP的电流读出过程也可发生在两个阶段中。更具体地，在第一实施例的第一阶段期间，关闭V2I转换电路820和830二者，所以没有参考电流流入到CCMP 810中。此外，可驱动受关注器件(例如，像素)，使得电流流经器件的驱动晶体管和/或发光器件。可将此电流称为Idevice。除Idevice之外，监测线845还传输泄漏电流Ileak1和噪声电流Inoise1。即使未驱动与监测线855连接的像素，监测线855也传输泄漏电流Ileak1和噪声电流Inoise1。由于监测线845和855彼此相邻，所以监测线855上的噪声电流与监测线845上的噪声电流基本上相同。
因此，此实施例的第一阶段期间的IP等于：
Idevice+Ileak1+Inoise1
类似地，此实施例的第一阶段期间的IN等于：
Ileak2+Inoise1
如下面将更详细地说明，在读出过程的第一阶段之后以及在读出过程的第二阶段期间，将与IP与IN的差异相对应的输出电压存储在CCMP 810内部。此输出电压正比于：
IP-IN＝Idevice+Ileak1-Ileak2
在第一实施例的第二阶段期间，开启V2I转换电路820，而关闭V2I转换电路830，使得单独的参考电流IRef1流入到CCMP 810中。另外，与该实施例的第一阶段不同，关闭与监测线845连接的受关注器件。因此，监测线845仅传输泄漏电流Ileak1和噪声电流Inoise2，而监测线855仅传输泄漏电流Ileak2和噪声电流Inoise2。
因此，此实施例的第二阶段期间的IP等于：
IRef1+Ileak1+Inoise2
类似地，此实施例的第二阶段期间的IN等于：
Ileak2+Inoise2
第二阶段的输出电压正比于：
IRef+Ileak1-Ileak2
在测量过程的第二阶段完成之后，(例如，通过使用差分放大器)使第一阶段与第二阶段的输出相减，以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出电压。更具体地，减法操作的输出电压正比于：
(Idevice+Ileak1-Ileak2)-(IRef+Ileak1-Ileak2)＝Idevice-IRef
表3概括了使用如上所述的CCMP的差分电流读出的第一实施例。在表3中，“RD”表示与读取晶体管813的栅极耦合读取控制信号。
表3：CCMP差分读出-第一实施例
Figure GDA0001408916000000321
使用CCMP的电流读出的第二实施例也发生在两个阶段中。在第二实施例的第一阶段期间，V2I转换电路820输出负的参考电流-IRef，且关闭V2I转换电路830，所以仅参考电流-IRef流入到CCMP 810。此外，可驱动受关注像素，使得电流Idevice流经像素的驱动晶体管和/或发光器件。如上所讨论，除Idevice之外，监测线845还传输泄漏电流Ileak1和第一噪声电流Inoise1。即使没有驱动与监测线855连接的像素，监测线855也传输泄漏电流Ileak2和第一噪声电流Inoise2。此外，由于监测线845和855彼此相邻，所以监测线855上的噪声电流与监测线845上的噪声电流基本上相同。
因此，第二实施例的第一阶段期间的IP等于：
Idevice-IRef+Ileak1+Inoise1
类似地，第二实施例的第一阶段期间的IN等于：
Ileak2+Inoise2
而且，第一阶段的所存储的输出电压正比于：
Idevice-IRef+Ileak1-Ileak2
在第二实施例的第二阶段期间，关闭V2I转换电路820和V2I转换电路830二者，使得没有参考电流流入到CCMP 810中。另外，与第二实施例的第一阶段不同，关闭与监测线845连接的关注像素。因此，监测线845仅传输泄漏电流Ileak1和噪声电流Inoise2，而监测线855仅传输泄漏电流Ileak2和噪声电流Inoise2。
因此，第二实施例的第二阶段期间的IP等于：
Ileak1+Inoise2
类似地，第二实施例的第二阶段期间的IN等于：
Ileak2+Inoise2
而且，第二阶段的输出电压正比于：
Ileak1-Ileak2
在测量过程的第二阶段完成之后，(例如，通过使用差分放大器)使第一阶段与第二阶段的输出相减，以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的电压。更具体地，该电压正比于：
(Idevice-IRef+Ileak1-Ileak2)-(Ileak1-Ileak2)＝Idevice-IRef
表4概括了使用如上所述的CCMP的差分电流读出的第二实施例。在表4中，“RD”表示与读取晶体管813的栅极耦合读取控制信号。
表4：CCMP差分读出-第二实施例
Figure GDA0001408916000000331
Figure GDA0001408916000000341
图9图示了根据本发明的电流比较器电路的框图。在某些实施例中，电流比较器电路(CCMP)900可与上面针对图8所述的CCMP 810相同。如同CCMP 810，CCMP 900可评估器件电流(例如，显示器面板上的受关注像素的电流)与参考电流之间的差异。更具体地，如同CCMP 810，CCMP 900可被组合到读出系统(例如，读出系统10)中并评估器件电流(例如，显示器面板上的关受注像素的电流)与参考电流之间的差异。在某些实施例中，CCMP 900可输出用于表示器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化输出(Dout)。将量化输出输出至控制器(未图示)，该控制器用于对被测量器件(例如，被测量像素)进行编程以形成阀值电压的偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。
如上所述，本文披露的CCMP通过如下方式来消除泄漏和噪声电流：利用监测线之间的结构相似性来从相邻监测线提取泄漏和噪声成分，并然后从器件(例如，像素电路)减去由受关注监测线测量的那些不需要的成分，以实现对器件电流的高精确性测量，接着将该器件电流量化为测量电流(与泄漏电流和噪声电流无关)与参考电流之间的差异。由于已消除泄漏和噪声电流的影响，所以此差异非常精确并可用于精确和快速地补偿被测量器件或周围器件中的非均匀性和/或劣化。图9图示了本文披露的示例性CCMP中包括的一些部件。
更具体地，CCMP 900可从受关注器件(例如，器件840)以及从显示器面板(未图示)上的相邻监测线接收输入电流。所接收的输入电流可与上面针对图8所讨论的输入电流相同。在某些实施例中，前端级920计算来自显示器面板的输入电流与由参考电流生成器910生成的参考电流之间的差异。在某些实施例中，参考电流生成器910可与上述V2I转换电路200相同。前端级920处理输入电流，以生成用于表示器件电流和参考电流之间的差异的输出电压。在输出电压的生成期间，可使用压摆增强电路(slew enhancement circuit)930来增强前端级920中的部件的稳定速度(settling speed)。更具体，压摆增强电路930可监测前端级920对面板线的电压电平或被输入至前端级920的偏置电压的变化的响应。如果前端级920离开线性操作区域，则前端级920可接着按需提供充电/放电电流，直到前端级920重新进入它的线性操作区域。
如将针对图10更详细地说明，前端级920可采用差分结构。在其它益处之中，差分结构的使用使前端级920提供了低噪声性能。另外，前端级920由于它的配置和它的两阶段电流读出过程而可使外部泄漏电流和噪声的影响最小化并对时钟信号抖动相对不敏感。
将前端级920的输出传输至前置放大器级940以作进步一步处理。更具体地，在某些实施例中，前置放大器级940可从前端级920(从如上所述的第一和第二读出阶段)接收输出电压并然后对这些电压进行混合和放大，以将差分输入提供信号至量化器950。在某些实施例中，前置放大器级940使用差分结构来确保高的电源抑制比(power supply rejectionratio，PSRR)。
在某些实施例中，前置放大器级940包括开关电容网络(switched-capacitornetwork)和全差分放大器(未图示)。开关电容网络既可捕获并消除来自前端级920的偏移电压和噪声，又可捕获并消除来自放大器级940中包括的差分放大器的偏移电压和噪声。可在器件电流读出操作之前执行偏移消除和噪声消除。如上所述，在已通过开关电容网络执行偏移消除和噪声消除之后，前置放大器级940可对从前端级920接收的电压进行放大，以将差分输入信号提供至量化器950。
将前置放大器级940的输出传输至量化器950。量化器的量化输出是表示所接收的器件电流和参考电流之间的差异的单比特值。可将该量化输出输出至控制器(未图示)，该控制器用于对被测量器件(例如，被测像素)进行编程以处理阀值电压的偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。
图10图示了根据本发明的电流比较器(CCMP)前端级电路的电路图。在某些实施例中，前端级电路1000可与上面针对图9所述的前端级920相同。如同前端级920，前端级电路1000基于与一个或多个参考电流的比较来计算器件电流的变化。前端级电路1000可提供使用两阶段电流比较操作的差分读出。
更具体地，在电流比较操作的第一阶段期间，运算跨导放大器(OTA)1010和OTA1020分别在晶体管1030和晶体管1040的源极端子处各自创建虚拟接地条件。虚拟接地条件是通过使用OTA 1010和OTA 1020处的负反馈环来形成的。由于OTA 1010和OTA 1020的端子处的虚拟接地条件，输入电流IP和输入电流IN(与上面针对图8所述的电流IP和电流IN相同)分别流入到节点A和节点B中。因此，流过晶体管1030(1040)的电流等于外部的偏置电流1035与输入电流IP的和。类似地，流过晶体管1040的电流等于外部的偏置电流1045与输入电流IN的和。此外，输入电流IP和输入电流IN的任何变化分别影响流过晶体管1030和晶体管1040的电流。晶体管1050和1070(1060和1080)为晶体管1030(1040)提供高阻有源负载并将输入电流IP和IN转换成可检测的电压信号，接着将这些可检测的电压信号接着分别存储在电容器1075和电容器1085两端。在第一阶段结束时，打开开关1055和1085，从而有效地关闭了节点VG1与节点VD1(VG2与VD2)之间的电流路径。
除开关1055和1065在此阶段期间保持开启且输入电流IP和IN与第一阶段期间的输入电流不同之外，使用前端级电路1000的示例性电流读出操作的第二阶段与上述第一阶段相同。更具体地，输入电流IP和IN对应于上面表1和表4(描述了CCMP电流比较操作期间的输入电流)中所述的第二采样的输入电流。如上所述，在某些实施例中，可以反转表3和表4中所述的电流比较操作的第一阶段和第二阶段的顺序。在第二阶段结束时，由于以饱和状态操作的晶体管的I-V特性，晶体管1050和晶体管1060的栅极电压与漏极电压的差异分别正比于读出操作的第一阶段和第二阶段期间的输入电流之间的差异。在读出操作的第二阶段完成之后，将与节点VG1、VG2、VD1和VD2处的电压相对应的差分信号传输至诸如上述前置放大器级1040之类的前置放大器级，以进行如上所述的放大和混合。
图11图示了通过例如使用上述电路500或系统600等的电流比较器电路执行的示例性比较操作的时序图。如上面针对图8所述，使用本文披露的电流比较器的示例性读出操作可发生在两个阶段中。除这两个阶段之外，图11还示出了CCMP校准阶段和比较阶段，下面将更详细地说明这两个阶段。信号ph1、ph3和ph5是用于控制图10中所示的操作的时序的时钟信号并可由诸如上述时钟控制寄存器Phase_gen 412之类的时钟信号控制寄存器生成。
在图10中所示的比较操作的第一阶段期间，校正CCMP(例如，CCMP 900)，从而使CCMP在执行比较操作中的第一读出之前返回至已知状态。
在比较操作的第二和第三阶段期间，CCMP对从显示器面板上的监测线(例如，上面针对图8所述的监测线845和855)接收的输入分别执行第一读出和第二读出。如上所述，本文披露的CCMP可从第一监测线和第二监测线接收电流，其中第一监测线传输受关注器件(例如，显示线上的驱动像素)的电流、噪声电流和泄漏电流，且第二监测线传输噪声电流和泄漏电流。在某些实施例中，第一监测线或第二监测线在图11中所示的比较操作的第二阶段期间还传输参考电流。上面的表3和表4概括了此阶段的示例性监测线电流。
如上面针对图8和图9所述，在接收读出操作的第二阶段期间的输入信号并对它们进行处理之后，本文披露的CCMP中包括的单比特量化器可生成用于表示所接收的器件电流和参考电流之间的差异的单比特量化输出信号。在图11所示的比较操作的第四阶段期间，量化器将第一读出操作期间生成的信号与第二读出操作期间生成的信号进行比较，以生成此单比特输出信号。如上所述，可将该量化输出输出至控制器(未图示)，该控制器用于对被测量器件(例如，被测量像素)进行编程以处理阀值电压的偏移、其它老化影响以及制造非均匀性影响。
图12以流程图的方式图示了本文所述的对电流比较器或电流积分器的量化输出进行处理的示例性方法。如上所述，本文所述的电流比较器和电流积分器的量化输出可通过控制器(例如，控制器112)来进行处理并用于对受关注器件(例如，像素)进行编程，以处理阀值电压的偏移、其它老化影响和/或制造非均匀性影响。
在模块1110处，处理电路模块接收比较器或量化器的输出。在模块1120处，处理电路模块将所接收的输出值与参考值(例如，诸如由如上所述的V2I转换电路生成的参考电流之类的参考电流的值)进行比较。对于单比特比较器或量化器输出，高的或低的输出值可表明被测量器件(例如，TFT或OLED)电流高于或低于由V2I转换电路生成的参考电流，这取决于使用的具体读出步骤以及哪个器件电流正被测量。例如，在使用示例性CCMP来比较像素电流和参考电流的情况下，如果在读出周期的第一阶段期间，将TFT电流施加至CCMP的“IP”输入，则低的输出值表明ITFT小于参考电流。另一方面，如果在读出周期的第一阶段期间，将OLED电流施加至CCMP的“IP”输入，则低的输出值表明IOLED高于参考电流。在下面表5中示出了CCMP的示例性状态表。对于其它器件(例如，CI和不同配置的CCMP等)，可应用其它状态表。
表5：比较器输出表
Figure GDA0001408916000000381
在块1130处，基于在块1120处执行的比较来调整器件电流值。在某些实施例中，采用“步阶”逼近，其中，使器件电流值增加或减少给定步阶大小。可以重复块1120和块1130，直到器件电流值与参考电流的值相匹配。
例如，在示例性实施例中，如果参考电流值是“35”，初始器件参考电流值是“128”，且步阶值是“64”，则对器件值的校正可涉及如下比较和调整步骤：
步骤1：128>35→使器件电流值减小64并将步阶大小减小至32(128-64＝64；新的步阶＝32)；
步骤2：64>35→使器件电流值减小32并将步阶大小减小至16(64-32＝32；新的步阶＝16)；
步骤3：32<35→使器件电流值增大16并将步阶大小减小至8(32+16＝48；新的步阶＝8)；
步骤4：48>35→使器件电流值减小8并将步阶大小减小至4(48-8＝40；步阶＝4)；
步骤5：40>35→使器件电流值减小4并将步阶大小减小至2(40-4＝36；步阶＝2)；
步骤6：36>35→使器件电流值减小2并将步阶大小减小至1(36-2＝34；步阶＝1)；
步骤7：34<35→使器件电流值增加1(34+1＝35)，且由于器件电流值与参考电流值相等，所以结束比较/调整步骤。
虽然针对示例性电流比较器的单比特输出对图12的方法进行了说明，但是还可使用相同类型的方法来对其它电路配置(例如，CI、不同配置的CCMP和多比特输出等)的输出进行处理。
图13图示了具有用于通过监测线从像素(例如，从驱动开关或发光器件或二者)测量诸如电荷、电流或电压等像素数据的测量线或监测线(在附图中被标示为Monitor)的像素的一般性示意图。在第一示例中，监测线和数据线可被共用。在另一示例中，将像素电路连接到监测线的SW2可总被连接。
为了降低一个或多个公共无用信号(例如，噪声、泄露、偏移等)，可通过监测线同时(或先后)测量像素数据的两个采样。接着，可使用采样数据的一个采样对采样数据的另一采样进行清除。用于对数据进行清除的示例方法包括：使(数字域或模拟域中的)两个采样信号相减。在另一示例中，可通过两个采样数据之间的比较来实施清除。
在本发明的一个方面中，从相同的像素测量两个像素数据。图14示出了用于从相同像素提取像素数据的示例过程。在本发明的另一方面中，可使用两个不同的像素来提取两个像素数据。图15示出了用于从不同像素提取像素数据的示例过程。
图14是图示了对来自相同像素的两个数据进行采样以用于清除公共无用信号的示例方法(1400)的流程图。这些无用信号能够影响像素参数的提取。经由数据线[i]使用第一数据对第一行中的第一像素[i]进行编程(1402)。通过监测线[i]测量来自第一像素[i]的第一像素数据，并存储(1404)。接着，经由数据线[i]使用第二数据对第一像素进行编程(1406)。通过监测线测量来自第一像素[i]的第二像素数据(1408)。使用采样数据中的一者(第一像素数据或第二像素数据)从公共无用信号(例如，噪声、泄露、偏移等)中对另一采样数据(第一像素数据和第二像素之间中的另一者)进行清除(1410)。使用经清除的数据来提取对发光器件期望发出的明亮度产生影响的像素参数(例如，老化、阈值电压偏移、不一致性、迁移率)(1412)。像素参数包括驱动晶体管的老化、发光器件的老化、工艺不一致性参数、迁移率参数、驱动晶体管的阈值电压或其变化、或者发光器件的阈值电压或其变化。该方法产生了高度精确的像素参数提取，且该提取不受能够使提取发生扭曲的公共无用信号的影响或破坏。
图15是图示了对来自不同像素的两个数据进行采样以用于清除公共无用信号的另一方法(1500)的流程图。使用第一数据对行[i]中的第一像素进行编程(1502)。同时，使用第二数据对行[i+1]中的第二像素进行编程(1504)。接下来，使用相关的监测线采样或测量来自第一像素的第一像素数据(1506)，并使用相关的监测线采样或测量来自第二像素的第二像素数据(1508)。使用(来自第一像素或第二像素的)采样数据中的一者来从另一采用数据中清除公共无用信号(例如，噪声、泄露、偏移等)(1510)。使用经清除的数据来提取一个或多个对发光器件期望发出的明亮度产生影响的像素参数(1512)。
在图14和15所示的方法的变形例中，可对第一和第二编程数据中的一者进行选择，以关闭图13所示的像素。在本发明的另一方面，可比较两个采样数据，且可相应地调整第一或第二编程数据以使这两个采样相同。在本发明的另一方面，可在采样像素数据的同时，对(像素)外部的信号进行采样。在本发明的又一方面中，可对像素数据和外部信号的差值进行采样。
在本发明的方面中，外部信号可在两个采样期间具有不同的值。例如，在第一或第二采样期间，外部信号可以是零值，而在另一采样期间，外部信号可以是非零值。
上面结合图13-15说明的内容可与结合图1-13说明的任一方面进行组合。
如本文所使用，术语“可”和“可选择地”是可互换的。术语“或”包括连接词“和”，使得表述A或B或C包括A和B、A和C、或A、B和C。
虽然已经图示和说明了本发明的特定实施例和应用，但应当理解的是，本发明不限于本文中所述的精确配置和组成，且在不偏离如本发明所附的权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，本发明的各种修改、改变和变化从前文的说明中是显而易见的。

Claims (17)

1.一种用于补偿显示器中的像素电路的像素数据测量中存在的公共无用信号的方法，所述显示器具有多个像素电路，每个所述像素电路包括存储器件、驱动晶体管和发光器件，所述方法包括：
使用第一数据对第一像素电路进行编程；
通过监测线测量来自所述第一像素电路的第一像素数据；
使用第二数据对所述第一像素电路或第二像素电路进行编程；
通过所述监测线或另一监测线测量来自所述第一像素电路或所述第二像素电路的第二像素数据；以及
使用所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的一者来从所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据中的另一者中清除所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据二者之间的公共无用信号，以产生清除数据。
2.如权利要求1所述的方法，其中，测量所述第一像素数据的步骤和测量所述第二像素数据的步骤先后实施。
3.如权利要求1所述的方法，其中，使用的步骤包括：
在模拟域或数字域中使所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据相减。
4.如权利要求1所述的方法，其中，测量所述第二像素数据的步骤是通过所述监测线对所述第一像素电路的测量。
5.如权利要求1所述的方法，其中，测量所述第二像素数据的步骤是通过所述监测线或通过所述另一监测线对所述第二像素电路的测量。
6.如权利要求1所述的方法，其中，使用的步骤包括：
比较所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据。
7.如权利要求1所述的方法，其中，所测量的第一像素数据和所测量的第二像素数据二者之间的所述公共无用信号包括噪声、泄露和偏移中的一者或多者。
8.如权利要求1所述的方法，其还包括：
基于所述清除数据提取一个或多个像素参数。
9.如权利要求8所述的方法，其中，所述一个或多个像素参数包括所述驱动晶体管的老化、所述发光器件的老化、工艺不一致性参数、迁移率参数、所述驱动晶体管的阈值电压或其变化以及所述发光器件的阈值电压或其变化中的一者或多者。
10.如权利要求1所述的方法，其还包括：
在测量所述第一像素数据之前，使用所述第一数据对所述第一像素电路进行编程；以及
在测量所述第二像素数据之前，使用所述第二数据对所述第一像素电路进行编程。
11.如权利要求10所述的方法，其还包括：
调整所述第一数据或所述第二数据，使得所述第一像素数据与所述第二像素数据相同。
12.如权利要求1所述的方法，其还包括：
在测量所述第一像素数据或所述第二像素数据之前，使用所述第一数据对所述第一像素电路进行编程并使用所述第二数据对所述第二像素电路进行编程；以及
基于所述清除数据提取所述第一像素电路或所述第二像素电路的像素参数。
13.如权利要求12所述的方法，其还包括：
调整所述第一数据或所述第二数据，使得所述第一像素数据与所述第二像素数据相同。
14.如权利要求1所述的方法，其还包括：
在测量所述第一像素数据以及测量所述第二像素数据的同时，对所述第一像素电路和所述第二像素电路外部的信号进行采样。
15.如权利要求14所述的方法，其中，测量所述第一像素数据的步骤包括：
对所述第一像素数据与所采样的外部信号的第一采样之间的差值进行采样。
16.如权利要求15所述的方法，其中，测量所述第二像素数据的步骤包括：
对所述第一像素数据与所采样的外部信号的第二采样之间的差值进行采样。
17.如权利要求16所述的方法，其中，所述第一采样具有零值，且所述第二采样具有非零值。
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