DE102015117579A1

DE102015117579A1 - Spannungsgenerator und seine Vorspannung

Info

Publication number: DE102015117579A1
Application number: DE102015117579.7A
Authority: DE
Inventors: Elmar Bach; Christian Ebner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-10-16
Filing date: 2015-10-15
Publication date: 2016-04-21
Also published as: US9628920B2; CN105530564A; KR101786205B1; US20160111954A1; CN105530564B; KR20160045024A

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Spannungsgenerators Bereitstellen eines Überbrückungsschalters, um ein Glättungsfilter zu überbrücken, das mit einem Leistungswandler gekoppelt ist. Ein Kopplungskondensator umfasst eine erste Platte und eine zweite Platte. Die erste Platte ist mit einem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt. Ein Überbrückungssteuersignal wird empfangen. Der Steuerknoten des Überbrückungsschalters wird zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung, die sich von der ersten Spannung unterscheidet, umgeschaltet, indem die zweite Platte des Kopplungskondensators basierend auf dem Überbrückungssteuersignal umgeschaltet wird.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Spannungsgeneratoren und insbesondere Ausführungsformen einer Vorrichtung und Verfahren zur Vorspannung von Spannungsgeneratoren.
Hintergrund
Audiomikrofone werden häufig in verschiedenen Verbraucheranwendungen eingesetzt, wie beispielsweise Mobiltelefonen, digitalen Tonaufnahmegeräten, Personalcomputern und Telekonferenzsystemen. Genauer gesagt werden kostengünstigere Elektret-Kondensatormikrofone (EKM) in kostensensiblen Massenanwendungen eingesetzt. Ein EKM-Mikrofon umfasst üblicherweise einen Film aus Elektret-Material, das in ein kleines Gehäuse eingebaut ist, das einen Tonanschluss und elektrische Ausgangsanschlüsse aufweist. Das Elektret-Material ist an eine Membran gehaftet oder bildet die Membran selbst. Die meisten EKM-Mikrofone umfassen auch einen Vorverstärker, der eine Schnittstelle mit einem Audio-Eingangsverstärker innerhalb einer Zielanwendung, wie z. B. einem Mobiltelefon, aufweisen kann. Eine andere Mikrofonart ist ein Mikrofon auf Basis von mikroelektronisch-mechanischen Systemen (MEMS), das als druckempfindliche Membran implementiert sein kann, die direkt auf eine integrierte Schaltung geätzt ist. Der MEMS-Sensor ist üblicherweise auf einem separaten Nacktchip (auch als Rohchip oder im Englischen als „die“ bezeichnet) implementiert. In Kombination mit einem ASIC oder einem anderen Nacktchip wird ein MEMS-Gehäuse zusammengesetzt, indem beide Chips in ein einziges Schallgehäuse gegeben werden. In modernen Mikrofonen ist ein MEMS-Sensor mit einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) in einem einzigen Schallgehäuse vereinigt, wobei die ASIC die Auslesung des vom MEMS bereitgestellten Signals und die Kommunikation mit der Außenwelt entweder auf analoge Weise (so genannte analoge Siliziummikrofone) oder durch Einbeziehung einer Analog-Digital-Wandlung und eines Austauschs von digitalen Daten (digitale Siliziummikrofone), z. B. mit einer Codec-Einheit auf einer mobilen Vorrichtung, ausführt.
Umgebungs-Schalldruckpegel decken einen sehr großen dynamischen Bereich ab. Die Schwelle des menschlichen Gehörs liegt beispielsweise bei etwa 0 dBSPL, Gespräche finden bei etwa 60 dBSPL statt, während das Geräusch eines Düsenflugzeugs in einer Entfernung von 50 m etwa 140 dBSPL aufweist. Ein MEMS-Mikrofon kann sorgfältig entworfen und konstruiert werden, damit es geräuschintensiven Schallsignalen standhalten und diese geräuschintensiven Schallsignalen originalgetreu in ein elektronisches Signal umwandeln kann.
Andere wichtige Faktoren neben der Leistung beziehen sich auf Produktionskosten. Eine herkömmliche ASIC von Siliziummikrofonen kann eine Reihe von nicht standardisierten oder speziellen Bauteilen umfassen, welche die Stückkosten erhöhen. Beispielsweise kann die Verwendung von Hochspannungsbauteilen die Kosten des Endprodukts signifikant erhöhen. Ein „CMOS-Standardprozess“ ist ein Prozess, der Kernvorrichtungen für den Logikentwurf und Vorrichtungen für E/A(Eingabe/Ausgabe)-Handhabung umfasst, wobei Letztere maximal 3,6 V verarbeiten kann. Demgemäß umfassen CMOS-Standardvorrichtungen (auch als Standardbauelemente bezeichnet) Kernvorrichtungen und E/A-Vorrichtungen, die beispielsweise Vorrichtungen mit dickeren Gate-Oxiden sein können.
Es ist eine Aufgabe, verbesserte Verfahren, Spannungsgeneratoren und elektronische Vorrichtungen bereitzustellen, deren Implementierung vereinfacht ist und die insbesondere mit CMOS-Standardprozessen kompatibel sind.
Kurzdarstellung
Es werden ein Verfahren nach Anspruch 1, ein Spannungsgenerator nach Anspruch 17 sowie eine elektronische Vorrichtung nach Anspruch 27 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Spannungsgenerators Bereitstellen eines Überbrückungsschalters, um ein Glättungsfilter zu überbrücken, das mit einem Leistungswandler gekoppelt ist. Ein Kopplungskondensator, der eine erste Platte und eine zweite Platte umfasst, ist bereitgestellt. Die erste Platte ist mit einem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt. Ein Überbrückungssteuersignal wird empfangen. Der Steuerknoten des Überbrückungsschalters wird von einer ersten Spannung zu einer zweiten Spannung, die sich von der ersten Spannung unterscheidet, umgeschaltet, indem die zweite Platte des Kopplungskondensators basierend auf dem Überbrückungssteuersignal umgeschaltet (z.B. umgeladen oder auf eine andere Spannung als vorher gebracht) wird.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein Spannungsgenerator eine mehrstufige Ladungspumpenschaltung, die einen Hochspannungsausgangsknoten zur Ausgabe von Hochspannung und einen Mittelspannungsausgangsknoten zur Ausgabe von Mittelspannung umfasst. Ein Glättungsfilter ist zwischen den Hochspannungsausgangsknoten der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung und einen Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt. Ein Überbrückungsschalter ist mit dem Glättungsfilter gekoppelt. Der Überbrückungsschalter ist zwischen den Hochspannungsausgangsknoten der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung und den Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt. Der Spannungsgenerator umfasst ferner eine kapazitive Kopplungsschaltung, um den Überbrückungsschalter ein- und auszuschalten. Die kapazitive Kopplungsschaltung ist mit der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung in einem Hochspannungszustand gekoppelt und konfiguriert, um ein Überbrückungssteuersignal in einem Niedrigspannungszustand zu empfangen.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst eine elektronische Vorrichtung einen Spannungsgenerator, der konfiguriert ist, eine Spannung auszugeben, die höher ist als eine Versorgungsspannung an einem Ausgangsknoten. Alle Vorrichtungen im Spannungsgenerator umfassen CMOS-Standardvorrichtungen. Ein MEMS-Mikrofon ist mit dem Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt.
Ein Source/Drain steht kurz für Source und/oder Drain, z.B. einen Sourceanschluss oder einen Drainanschluss. Die Konfigurationsbits können beispielsweise Konfigurationsparametern für den Spannungsgenerator entsprechen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die nachstehenden Beschreibungen gemeinsam mit den beiliegenden Zeichnungen verwiesen, worin:
1 die integrierten Schaltungsblöcke eines digitalen Siliziummikrofons veranschaulicht, das einen MEMS-Sensor und eine ASIC umfasst;
2 ein grundlegendes Blockdiagramm eines herkömmlichen hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators für ein MEMS-Mikrofon veranschaulicht;
3A und 3B den Wannenentwurf zwischen benachbarten Wannen veranschaulichen, wobei 3A einen herkömmlichen Entwurf zeigt und 3B eine Ausführungsform der Erfindung zur Vermeidung von seitlichen Durchbrüchen zwischen benachbarten Wannen zeigt, indem die Isolationsdistanz zwischen den Wannen erhöht wird;
4 einen beispielhaften Pegelumsetzer zum Betreiben des Überbrückungsschalters unter Verwendung von herkömmlichen Entwürfen zeigt;
5 schematisch einen Hochspannungsgenerator mit einem Ausgangsglättungsfilterüberbrückungsschalter zeigt, der durch kapazitive Kopplung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gesteuert wird.
6 ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm einer Implementierung der kapazitiven Kopplungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 schematisch ein Zeitsteuerungsdiagramm in Verbindung mit dem Betrieb der kapazitiven Kopplungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm einer Implementierung der kapazitiven Kopplungseinheit für eine Zweistufenladungspumpe gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
9A und 9B eine Ausführungsform von Siliziummikrofonen mit MEMS-Schallsensoren zeigen, wobei 9A ein digitales Siliziummikrofon zeigt, während 9B ein analoges Siliziummikrofon zeigt; und
10 eine Aufnahme von Messergebenissen zeigt, die mit einer Implementierung des kapazitiven Kopplungsprinzips wie oben in verschiedenen Ausführungsformen beschrieben erhalten wurden.
Ausführliche Beschreibung von veranschaulichenden Beispielen
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lehren kapazitive Kopplung (Wechselstromkopplung) anstelle von Gleichstromkopplung, um eine Überbrückung des Ausgangsglättungsfilters zu steuern, der sich im Hochspannungsbereich eines hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators befindet. Deshalb sind Hochspannungstechnologien, die in der Lage sind, Spannungspegel über 5 V zu verarbeiten, wie z. B. CMOS Flash oder DeMOS, beim Entwurf des Spannungsgenerators nicht mehr notwendig. Wie nachstehend beschrieben können unter Verwendung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung alle Bauteile des hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators ohne Einsatz von Hochspannungstechnologie entworfen werden.
Indem diese Einschränkung der Ausführungsform eines hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators der vorliegenden Erfindung gelöst wurde, ist es möglich, CMOS-Standardtechnologie zu verwenden. Die signifikante Reduktion der Prozessschichten und der entsprechenden Verarbeitung führt zu eine deutlichen Verringerung der Produktionskosten.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können das kapazitive Kopplungsschema auch auf andere Weise implementieren. Solche Ausführungsformen folgen jedoch dem allgemeinen Konzept des Ladens eines Kondensators und Steuerns des Steuerknotens einer Überbrückungsvorrichtung durch Ändern der Spannung an der Grundplatte der Kapazität.
1 zeigt die integrierten Schaltungsblöcke eines MEMS-Mikrofons.
Das MEMS-Mikrofon umfasst zwei Blöcke, einen MEMS-Block 102 und einen ASIC-Block 104. Der MEMS-Block 102 ist elektrisch mit dem ASIC-Block 104 gekoppelt, z. B. können sich zusammen als ein Bauteil eingehaust sein und müssen nicht notwendigerweise in einer einzigen integrierten Schaltung (IC) enthalten sein. Außerdem kann der ASIC-Block 104 in unterschiedlichen Ausführungsformen ein einzelner Chip oder mehrere Chips sein. In manchen Ausführungsformen kann der MEMS-Block 102 auch auf einer IC inkludiert sein (zusammen mit dem ASIC-Block 104) oder auf einem separaten Nacktchip sein, der im selben Gehäuse eingehaust ist. In alternativen Ausführungsformen können andere Mikrofonarten, wie z. B. EKM-Mikrofone, oder andere Arten von kapazitiven Sensorschaltungen anstelle des (oder in Kombination mit dem) MEMS-Mikrofon(s) im MEMS-Block 102 verwendet werden.
Der ASIC-Block 104 umfasst die gesamte zugeordnete Schaltung zum Betreiben der MEMS-Vorrichtung 105 im MEMS-Block 102. Der ASIC-Block 104 erzeugt die Vorspannung Vmic für die MEMS-Vorrichtung 105. Demgemäß umfasst der ASIC-Block 104 eine Ladungspumpenschaltung zum Anlegen einer Hochspannung Vmic an den MEMS-Block 102 und einen Auslesepfad 106 zum Messen des Ausgangs von der MEMS-Vorrichtung 105. Der ASIC-Block 104 umfasst einen hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerator und stellt programmierbare Spannungspegel, welche die Versorgungsspannung VDD überschreiten, z. B. von ~3 V bis ~15 V, für den MEMS-Block 102 bereit. Der Auslesepfad 106 empfängt das Differenzsignal von der MEMS-Vorrichtung 105 und verstärkt es unter Verwendung von Sourcefolgerverstärkern 107 und 108, die PMOS-Transistoren umfassen, was dann unter Anwendung eines ADU 109 in ein digitales Signal umgewandelt wird. Nachfolgende Verarbeitung des Signals kann laut herkömmlicher Signalverarbeitung der MEMS-Vorrichtung durchgeführt werden. Der ASIC-Block 104 kann ferner einen Spannungsregler umfassen, der mit dem VDD-Anschluss gekoppelt ist, und kann eine konstante fixe Versorgungsspannung für die Ladungspumpe 111 und den ADU 109 bereitstellen.
Spannungsgeneratoren für Spannungen über der VDD werden herkömmlicherweise unter Anwendung einer Ladungspumpenschaltung entworfen, die nach einem bereitgestellten Taktgeber FS laufen, der mit dem ADU 109 synchronisiert sein kann. Ladungspumpenentwürfe sind herkömmliche Baueinheiten, und ein geeigneter Ansatz aus herkömmlichen Entwürfen ausgewählt werden.
Unter Bezugnahme auf 1 weist die Ausgabe der programmierbaren hohen Vorspannung Vmic üblicherweise eine Spannung im Bereich von 3 V bis 15 V auf, was über der Versorgungsspannung VDD liegt. Die hohe Spannungseingabe wird vom ASIC-Block 104 erzeugt und an die MEMS-Vorrichtung innerhalb des MEMS-Blocks 102 angelegt.
Hohe Vorspannungen werden beispielsweise häufig zur Kalibrierung eingesetzt, um die Empfindlichkeit des Mikrofons zu bestimmen. Die Membran der MEMS-Vorrichtung 105 kann beispielsweise mit der hohen Vorspannung belastet werden, während beide Rückplatten mit einem relativ niedrigen Spannungspegel vorgespannt sind, der vom ASIC-Auslesepfad bestimmt wird, z. B. 0,5 V. Die Programmiercodes zum Testen sowie Ergebnisse der Kalibrierung werden in einem nichtflüchtigen Speicher gespeichert. Die Kalibrierung kann während des Zusammenbaus in einer Fabrik, bei der ersten Inbetriebnahme oder durch den Benutzer erfolgen. Üblicherweise kann die Kalibrierun jedoch erst nach dem Zusammenbau durchgeführt werden. Im obigen Beispiel wird das gesamte Mikrofon einschließlich des MEMS-Blocks 102 und des ASIC-Blocks 104 im Schallgehäuse kalibriert.
Ein herkömmlicher hohe Vorspannung erzeugender Spannungsgenerator verwendet Hochspannungsvorrichtungen, die unter Verwendung verschiedener Prozesstechnologien hergestellt werden, wie z. B. CMOS-EEPROM-Technologien (Flash) oder Drain-Extended-MOS-(DeMOS-)Technologien. Diese Technologien sind viel teurer als CMOS-Standardprozesstechnologien, weil sie eine viel größere Anzahl an Verarbeitungsschritten umfassen, z. B. der Hochspannungsvorrichtungen mit dickem Oxid einer EEPROM-Zelle.
In verschiedenen Ausführungsformen überwindet die vorliegende Erfindung diese und andere Probleme, wie nachstehend beschrieben, beim Entwurf eines hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators zur Verwendung in verschiedenen Anwendungen, z. B. Siliziummikrofonen, die einen oder mehrere kapazitive MEMS-Sensoren und eine ASIC umfassen.
In verschiedenen Ausführungsformen wird eine hohe Vorspannung mit einer Ladungspumpe ohne Verwendung von teuren Hochspannungsvorrichtungen erzeugt. Um das obige zu ermöglichen werden Schaltungsbereiche mit höheren Spannungen von Schaltungen mit Niedrigspannungsvorrichtungen getrennt. Spannungswelligkeit im Ausgang der Ladungspumpe wird unter Verwendung eines Glättungsfilters entfernt. Die kurze Inbetriebnahmezeit der MEMS-Mikrofonvorrichtung wird durch die Verwendung eines Schalters erreicht, um das Glättungsfilter und die zugeordnete Schaltersteuerschaltung unter Verwendung von CMOS-Standardvorrichtungen zu überbrücken. Programmiercodes nach der Zusammensetzung werden in einem nichtflüchtigen Speicher gespeichert, wie z. B. einer nachstehend beschriebenen eFuse-Technologie, die keine hohen Spannungen für den Betrieb während der Speicherauslesung benötigt.
In verschiedenen Ausführungsformen werden die hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgeneratoren mit sehr kleinen Strömen, z.B. Leckströmen, belastet. In verschiedenen Ausführungsformen ist der hohe Vorspannung erzeugende Spannungsgenerator mithilfe einer CMOS-Standardtechnologie entworfen, was eine kostengünstige Option für das Gesamtsystem bereitstellt. Herkömmlicherweise ist die Steuerschaltung des Überbrückungsschalters unter Verwendung von Hochspannungsvorrichtungen implementiert. In einer oder mehreren Ausführungsformen ist die Steuerschaltung des Überbrückungsschalters in einem CMOS-Standardprozess ohne Hochspannungsvorrichtungen implementiert, sodass CMOS-Standardtechnologie für den ganzen hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerator ermöglicht wird.
2 zeigt ein grundlegendes Blockdiagramm eines herkömmlichen hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators.
Der hohe Vorspannung erzeugende Spannungsgenerator umfasst eine Ladungspumpe 211, ein Glättungsfilter 213 und einen Überbrückungsschalter 215, der von einem Pegelumsetzer 217 gesteuert wird. Die Ladungspumpe empfängt eine Eingangsspannung Vin, z. B. durch einen OpAmp 212, und ein Taktsignal, das mit dem ADU oder anderen Blöcken im ASIC-Block synchronisiert sein kann. Der Ausgang ist mit einem Leckstrom belastet, der klein genug ist, um nur eine geringe Abweichung von Vout gegenüber Vout_gefiltert von nur wenigen 10 mV zu verursachen.
Der Pegelumsetzer 217, der den Überbrückungsschalter 215 steuert, stellt sicher, dass das Gate-Potential des Überbrückungsschalters 215 (z.B. ein Stapel aus einem oder mehreren PMOS-Transistoren, die als Dioden konfiguriert sind) an die Ausgangsspannung (Vout) der Ladungspumpe 211 gebunden ist. Aufgrund des Leckstroms (ILeck) ist die Ausgangsspannung (Vout_gefiltert) des Glättungsfilters 213 niedriger als die Ausgangsspannung der Ladungspumpe 211. Dadurch kann der Überbrückungsschalter 215 vollkommen abgeschaltet werden, indem das Gate mit der Ausgangsspannung der Ladungspumpe 211 verbunden wird, und so kann die Impedanz des Überbrückungsschalters 215 viel höher gemacht werden als die Impedanz des leicht vorwärts vorgespannten PMOS-Dioden-Glättungsfilters. Typischerweise ist bei herkömmlichen Entwürfen das Gate des Überbrückungsschalters 215 auf VSS geschaltet, wenn die Überbrückung eingeschaltet ist. Dies legt eine hohe Spannung am Gate-Dielektrikum des Überbrückungsschalters 215 an. Um Versagen des Überbrückungsschalters 215 zu verhindern, verwenden herkömmliche Entwürfe ein ausreichend dickes Gate-Oxid, um hohen Spannungsunterschieden standhalten zu können, z. B. Vorrichtungen, die in einem CMOS-Flash-Prozess verfügbar sind.
Aufgrund der CMOS-Flash-Technologie können MOS-Kondensatoren auch in den Pumpstufen eingesetzt werden. Aber aufgrund der hohen Gate-Oxid-Dicken ist die flächenspezifische Kapazität relativ gering. Somit muss bei herkömmlichen Entwürfen mehr Auslegungsraum für die Pumpe, Halte- und Filterkondensatoren verwendet werden. Der höhere Platzbedarf solcher Kondensatoren erhöht die Produktionskosten.
In verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden Metallkondensatoren verwendet, um Spannungen über 20 V bei ähnlicher oder sogar kleinerer Auslegungsfläche als bei Entwürfen auf Basis von MOS-Kondensatoren mit dickem Gate-Oxid zu unterstützen.
Ladungspumpen können mit einer Reihe von Pumpstufen entworfen sein, die typischerweise eine Pumpenkondensator 221 und eine Diode oder eine MOSFET-Diode 223 zum Koppeln benachbarter Stufen umfassen und die nach unterschiedlichen Taktphasen laufen. Der Stapelansatz hält den Spannungsunterschied zwischen benachbarten Stufen gering genug, sodass keine spezielle Prozesstechnologie erforderlich ist.
Aufgrund der relativ kleinen Spannungsschritte zwischen benachbarten Pumpenstufen werden normalerweise PMOS-Vorrichtungen in lokalen n-Wannen verwendet, wodurch Isolation zwischen den Stufen und gegenüber anderen Schaltungsteilen bereitgestellt wird. Wenn die Spannung jedoch aufgrund von nachfolgenden Stufen der Ladungspumpe zunimmt, wird ein großer Potentialunterschied zwischen der zunehmend höheren Spannung, die erzeugt wird, und VSS erzeugt. Dies erfordert stärkere Isolation (in Fig. als Hochspannungsisolation dargestellt) als durch die Verwendung eines Standardprozesses alleine, der nur n-Wannen umfasst, die durch komplementäre dotierte p-Wannen getrennt sind, wobei sich beide Wannen in einem gemeinsamen Substrat mit niedriger p-Dotierung befinden, bereitgestellt werden kann.
Wie in 3A dargestellt umfasst daher ein Standardprozess n-Wannen 301, die von p-Wannen 303 umgeben sind und sich in einem niedrig p-dotierten Substrat 300 befinden. So wird Isolation zwischen den n-Wannen 301 bereitgestellt, welche die Pumpenstufen bilden. Nichtsdestotrotz bieten, wenn die Spannung in den Pumpenstufen ~5 V übersteigt, einfache n-Wannen 301, die von einer p-Wanne 303 eng umgeben sind, nicht länger angemessene Isolation.
3B zeigt einen zusätzlichen Spalt, der normalerweise verwendet wird, um seitliche Durchbrüche zu vermeiden.
Eine Trennung der hochdotierten n-Wannen 301 und p-Wannen 303 wird durch ein niedrigdotiertes Material von p-Typ erreicht, z. B. das p-Substrat 300 des CMOS-Prozesses. Die seitliche Durchbruchspannung ist eine Funktion der Dotierung und des eingeführten Spaltabstands d_Trennung. Die Trennungsabstände von etwa 1 µm können für Isolationen von Spannungen über 20 V ausreichen. Ohne die Trennung liegt der Diodendurchbruch bei 5 V, weshalb die Ladungspumpe durchbricht, bevor die Ausgangsspannung erreicht wird. Vorteilhafterwiese erfordert diese seitliche Isolation keine zusätzlichen Maskenebenen oder sogar Verarbeitungsschritte. Die Trennung zwischen den vorhandenen n-Wannen 301 und p-Wannen 303 kann gemäß den Isolationsanforderungen modifiziert werden.
Getaktete Ladungspumpen produzieren eine unerwünschte Spannungswelligkeit bei der Taktfrequenz (oder einem Vielfachen der Taktfrequenz) die der hohen Ausgangsspannung überlagert wird. Häufig ist dies erforderlich, um diese Spannungswelligkeit zu filtern. Bei Anwendungen, bei denen das Vorspannungsrauschen zum Systemrauschen beitragen kann, muss diese Welligkeit so weit wie möglich gefiltert werden. Filtern erfolgt daher mit der höchstmöglichen Dämpfung, d.h. unter Verwendung der niedrigsten möglichen Eckfrequenz für das Glättungsfilter.
Erneut auf 2 Bezug nehmend können herkömmliche Glättungsfilter als Stapel aus zwei PMOS-Dioden entworfen sein, die in einer herkömmlichen n-Wanne implementiert sind, der mit dem Ausgangsknoten Vout der Ladungspumpe 211 verbunden ist. Dieser Knoten wird mit der relativ niedrigen Ausgangsimpedanz der Ladungspumpe 211 angesteuert, sodass ein Lecken von der n-Wanne zu VSS am Ausgang ignoriert werden kann. Solche Entwürfe weisen Glättungsfilter mit Ausgangsimpedanzen im Giga-Ohm-Bereich auf. Somit kann eine geringe Filterkapazität C_Filter um 10 pF ausreichen, um Glättungsfilter mit Eckfrequenzen unter 10 Hz zu implementieren.
Ein permanentes Glättungsfilter würde jedoch übermäßige Inbetriebnahmezeiten verursachen. Laden der MEMS-Vorrichtung, z. B. mit einer Kapazität von 3–5 pF, auf einen Spannungspegel von 10 V kann beispielsweise innerhalb von 10 ms erfolgen. Das Glättungsfilter 213 kann, wenn es aktiv ist, das Inbetriebnahmeverhalten verschlechtern. Folglich besteht eine herkömmliche Lösung darin, das Glättungsfilter während der Inbetriebnahme unter Verwendung des Überbrückungsschalters 215 nebenzuschließen. Sobald die Ausgangsspannung erreicht ist, wird der Überbrückungsschalter 215 abgeschaltet und die volle Welligkeitsunterdrückung wird durch das Glättungsfilter 213 mit niedriger Eckfrequenz bereitgestellt. Spannungswelligkeit während der Inbetriebnahme sind insignifikant, weshalb das Glättungsfilter während der Inbetriebnahme inaktiv sein kann.
Die Überbrückungsfunktion und folglich der Überbrückungsschalter 215 arbeiten auf einem hohen Spannungspegel. Um die Überbrückungsoption dynamisch ein- und auszuschalten, nutzen herkömmliche Entwürfe Hochspannungstechnologien, die es Pegelumsetzerimplementierungen erlauben, die Überbrückungsschalterfunktion zu steuern.
4 veranschaulicht einen Pegelumsetzer zum Betreiben des Überbrückungsschalters unter Verwendung von herkömmlichen Entwürfen.
Der Pegelumsetzer 217 (siehe auch 2) kann ein herkömmlicher Pegelumsetzer sein, der kreuzgekoppelte PMOS-Transistoren umfasst, die unter Verwendung von beispielsweise CMOS-Flash-Technologie implementiert sind. CMOS-Flash-Technologie bietet als Teil der EEPROM-Zellvorrichtungen mit sehr dickem Gate-Oxid, z. B. 25 nm, große Kanallänge und spezielle Implantationen, sodass solche Vorrichtungen Spannungen über z. B. 25 V an allen Anschlüssen, z. B. Gate- zu Source oder Drain zu Source, standhalten können. Andere Technologieoptionen umfassen MOSFET-Vorrichtungen mit erweitertem Drain (DeMOS), die durch einen speziellen Aufbau der MOSFET-Vorrichtung hohen Drain-Source-Spannungen standhalten können, die aber typischerweise in Bezug auf die maximale Gate-Source-Spannung begrenzt sind. Demgemäß nutzen herkömmliche Entwürfe für Pegelumsetzer 217 Flash- oder DeMOS-Vorrichtungen, um Hochspannungsbetrieb standzuhalten.
Sowohl CMOS-Flash- als auch DeMOS-Technologien stellen Speicherfähigkeiten bereit und werden daher in herkömmlichen Entwürfen nichtflüchtiger Speicher eingesetzt. Der Flash-Prozess verwendet EEPROM-Zellen, während der DeMOS-Prozess elektrische Sicherungen (eFuse) verwendet.
Somit werden Hochspannungstechnologien in herkömmlichen Entwürfen für hohe Vorspannung erzeugende Spannungsgeneratoren, Spannungspumpen und -isolation, Welligkeitsunterdrückung, Schnellüberbrückung und nichtflüchtiger Speicherung von Programmierdaten verwendet. Hochspannungstechnologien erhöhen jedoch die Produktionskosten signifikant.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vermeiden die Verwendung von Hochspannungstechnologien durch Verwendung von Entwürfen, die sorgfältig ausgewählt sind, um die Notwendigkeit der Verwendung von Hochspannungsentwürfen zu vermeiden. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vermeiden die Verwendung von Hochspannungstechnologie (Flash oder DeMOS). Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen Entwürfe, die sich auf den Entwurf eines Pegelumsetzers, der die Überbrückungsoption steuert, und das Speichern von Programmierdaten beziehen.
In einer oder mehreren Ausführungsformen kann das Speichern von Programmierdaten unter Einsatz von eFuses erreicht werden, bei denen es sich um Polysiliciumwiderstände handelt, die durch Durchbrennen eines schmalen Salicide-(selbstjustierenden Salicide-)Polysiliciumwiderstands aufgrund eines Bruchs, einer Agglomeration oder Elektromigration des Salicides gebildet wird. Der verbleibende Polysiliciumwiderstand bildet eine hochohmigere Widerstandsvorrichtung im Vergleich zu einer nicht durchgebrannten niederohmigen Bezugsvorrichtung (ein Salicide-Polywiderstand). Programmieren kann an einer gehäusten Vorrichtung erfolgen. Demgemäß wird in verschiedenen Ausführungsformen ein nichtflüchtiger Speicher im Gehäuse unter Verwendung eines eFuse programmiert, das gemäß einer CMOS-Standardtechnologie entworfen ist.
Die anderen Bauteile des Spannungsgenerators können unter Einsatz von CMOS-Standardbauteilen gebildet werden, wie nachstehend genauer erläutert ist.
In der Ladungspumpe 211 können Metallkondensatoren zum Spannungspumpen eingesetzt werden. Die Metallkondensatoren können als Seitenmetallkondensatoren ausgebildet sein (zwei benachbarte Metallleitungen auf derselben Metallebene und nicht auf unterschiedlichen Metallebenen), was dabei hilft, kleinerflächige Kondensatoren ohne Einbußen bei der Kapazität auszubilden. Die Seitenmetallkondensatoren weisen vorteilhafterweise höhere Kapazität auf, weil die Metallleitungen in derselben Metallebene näher beieinander liegen können, ohne Entwurfsregeln zu brechen, als bei Metallleitungen in benachbarten (vertikalen) Metallebenen.
MOSFET-Dioden 223 (PMOS-Dioden oder PMOS-Schalter) in lokalen n-Wannen werden für die Pumpstufenkopplung von Ladungspumpe 211 eingesetzt. Auf ähnliche Weise verwendet Glättungsfilter 213 PMOS-Dioden in einer CMOS-Standardtechnologie.
Wie anhand von 3 dargelegt wird die seitliche Isolation von Hochspannungen innerhalb der Ladungspumpe 211 unter Einsatz eines CMOS-Standardprozesses (ohne zusätzliche Kosten) erreicht, indem Trennabstände zwischen benachbarten n-Wannen 301 und p-Wannen 303 hinzugefügt werden (3).
5 veranschaulicht schematisch einen Hochspannungsgenerator mit einem Ausgangsglättungsfilterüberbrückungsschalter, der durch kapazitive Kopplung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gesteuert wird.
In verschiedenen Ausführungsformen wird kapazitive Kopplung (Wechselstromkopplung) eingesetzt, um das Gate des Überbrückungsschalters zu koppeln, anstatt Gleichstromkopplung (Pegelverschiebung). Wie nachstehend genauer erläutert ermöglicht die Verwendung einer solchen kapazitiven Kopplung die Verwendung von Niedrigspannungsvorrichtungen.
Unter Bezugnahme auf 5 empfängt die kapazitive Kopplung 511 das Überbrückungssteuersignal enable_bypass_VDDlow und die Takteingabe CLK im Niedrigspannungsbereich und die Ausgangsspannung Vout der Ladungspumpe 211 und die Eingangsspannung Vout_N-1 der höchsten Pumpstufe im Hochspannungsbereich. In anderen Ausführungsformen können auch andere Stufen der Ladungspumpe eingesetzt werden, beispielsweise ein Niedrigstufenausgang, der Vout_N-2, Vout_N-3 oder anderen entspricht.
Zur Veranschaulichung des Betriebs der kapazitiven Kopplungseinheit 511 wird, wenn die Eingabe enable_bypass-VDDlow auf ‚0‘ eingestellt ist, das Gate des Überbrückungstransistors auf Vout ladungsgepumpt. Ansonsten, wenn der Eingang enable_bypass-VDDlow auf ‚1‘ eingestellt ist, schaltet die Wechselstromkopplung das Gate des Überbrückungsschalters 215 zwischen Vout und einer Spannung unter Vout um, die ausreicht, um den Überbrückungsschalter 215 einzuschalten. So wird ein regelmäßiges Muster am Gate des Überbrückungsschalters 215 erzeugt. Es ist nicht zwingend, aber vorteilhaft, die Frequenz des Kopplungsmusters mit der Betriebsfrequenz der Ladungspumpe abzustimmen.
6 zeigt ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm einer Implementierung der kapazitiven Kopplungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Unter Bezugnahme auf 6 umfasst die kapazitive Kopplungseinheit 511 einen Transistor 615, der mit einem Kopplungskondensator 617 gekoppelt ist. Das Gate des Transistors 615 ist mit dem N-1-Stufenausgang der Ladungspumpe 211 gekoppelt.
In alternativen Ausführungsformen kann jeder beliebige Spannungsausgang innerhalb der Ladungspumpe ausgewählt werden, der eine Spannung passend zwischen zwei Spannungswerten umschaltet, beispielsweise Vout und einem niedrigeren Spannungswert. In einer alternativen Ausführungsform kann eine Spannung verwendet werden, die eine interne der letzten Ladungspumpenstufe ist. Beispielsweise kann diese Stufe eine Schaltstruktur verwendet und keine einfache PMOS-Diode, um eine gepumpte Spannung mit dem Ausgang zu koppeln.
Die kapazitive Kopplungseinheit 511 umfasst ferner eine Taktphasenselektionseinheit 611, die konfiguriert ist, ein enable_bypass_VDDlow- und ein CLK-Signal zu empfangen und ein pump_bypass_n_Vout-Signal auszugeben, das anzeigt, ob der Überbrückungsschalter 215 (5) aktiviert oder deaktiviert werden soll. Das pump_bypass_n_Vout-Signal wird an einem NICHT-UND-Gate 613 empfangen, dessen Ausgang zwischen VDDlow und VSS umschaltet. In einer alternativen Ausführungsform kann ein komplementärer Entwurf eingesetzt werden. Beispielsweise können ein ODER-Gate und ein schwaches aktives Einschaltsignal, wie z. B. enable_bypass_n_VDDlow, verwendet werden. Solche Entwürfe werden die untere Elektrodenspannung Vcbot nach oben ziehen, wenn der Überbrückungsschalter 215 im AUS-Zustand ist.
Die kapazitive Kopplungseinheit 511 stellt sicher, dass das Gate-Potential des Überbrückungsschalters 215 an den Ladungspumpenausgang Vout gebunden ist. Aufgrund des Leckstroms ILeck ist die Ausgangsspannung Vout_gefiltert des Glättungsfilters 213 (5) niedriger als die Ladungspumpenausgangsspannung Vout. Der Überbrückungsschalter 215 kann abgeschaltet werden, indem das Gate des Überbrückungsschalters 215 mit Vout gekoppelt wird, und eingeschaltet werden, indem das Gate-Potential auf eine Spannung unter Vout gesenkt wird.
In Entwürfen nach dem Stand der Technik wird nicht das Gate-Potential auf eine Spannung unter der Ladungspumpenausgangsspannung (Vout) gesenkt, sondern das Gate-Potential wird zwischen der Ladungspumpenausgangsspannung (Vout) und dem Massepotential Vss umgeschaltet. Dies führt zu einer hohen Spannung am Gate-Dielektrikum der Transistoren, was den Einsatz von Hochspannungstransistoren erfordert. In der in 6 gezeigten Schaltung ist beispielsweise die Maximalspannung zwischen dem Source-Knoten und dem Gate-Knoten des Transistors 615 oder zwischen dem Drain-Knoten und dem Gate-Knoten des Transistors 615 VDDlow (Maximalspannungsdifferenz zwischen Vout und Vout_N-1), was betriebsbezogene Niedrigspannung ist. Daher schaltet die Spannung am Gate-Dielektrikum des Transistors 615 zwischen VDDlow und Masse um. Folglich kann Transistor 615 in verschiedenen Ausführungsformen ein CMOS-Standardtransistor sein, der bei Standardspannungen arbeitet (z. B. weniger als 3,6 V).
7 zeigt schematisch ein Zeitsteuerungsdiagramm in Verbindung mit dem Betrieb der kapazitiven Kopplungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Unter Bezugnahme auf 7 ist das Taktsignal CLK ein periodisches Signal, das z. B. zwischen niedriger Betriebsspannung VDDlow und Masse umschaltet.
Die dynamische Spannungsänderung am Knoten enable_bypass_n_Vout wird erzeugt, indem die untere Plattenspannung Vcbot der Kopplungskapazität Cac umgeschaltet wird. Wenn die Überbrückungsfunktion unter Verwendung von enable_bypass-VDDlow ausgeschaltet wird (d.h. enable_bypass_VDDlow = ‚0‘), wird die obere Platte dieser Kapazität und das Signal enable_bypass_n_Vout von Transistor 615 (z. B. ein PMOS-Transistor), der durch die Spannung Vout_N-1 gesteuert wird, was der Spannung der letzten Pumpenstufe der Ladungspumpe entspricht, auf Vout geladen.
In dieser Zeitphase ist die untere Plattenspannung Vcbot bei VDDlow und der Kopplungskondensator 617 wird auf (Vout – VDDlow) geladen. Anschließend schaltet, wenn die Überbrückungsfunktion eingeschaltet ist (d.h. enable_bypass_VDDlow = ‚1‘), die untere Plattenspannung Vcbot des Kopplungskondensators 617 zwischen VDDlow und VSS um.
Durch eine passende Angleichung der Taktung des N-1-Stufen-Ausgangs Vout_N-1 der Ladungspumpe 211 mit dem Ausgang des Taktphasenselektors 611 (pump_bypass_n_Vout), abgeleitet vom Haupttaktgeber, wird der Ausgangsknoten (enable_bypass_n_Vout) der kapazitiven Kopplungsschaltung 511 nach unten gezogen, wenn Vout_N-1 auf Vout gepumpt wird (Transistor 615 Tsw wird ausgeschaltet, wenn Vout_N-1 auf Vout gepumpt wird). In der zweiten Hälfte der Taktphase wird Transistor 615 erneut eingeschaltet und die Spannung am Ausgangsknoten (enable_bypass_n_Vout) der kapazitiven Kopplungsspannung 511 wird auf die Ladungspumpenausgangsspannung Vout hochgezogen, und jegliche Ladung, die zum Überbrückungsschalter zugeführt wird, kann am Kopplungskondensator rückgewonnen werden.
8 zeigt ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm einer Implementierung der kapazitiven Kopplungseinheit für eine Zweistufenladungspumpe gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In der in 6 gezeigten, beispielhaften kapazitiven Kopplungseinheit und im zugehörigen Zeitsteuerungsdiagramm (7) wird von einer einstufigen Ladung ausgegangen. Daher wird das Pumpen in nur einer Taktphase durchgeführt. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können bei Ladungspumpenentwürfen eingesetzt werden, die beide Taktphasen mit nicht überlappenden Taktschemata verwenden. Solch ein Entwurf würde weitere Bauteile umfassen, die dem NICHT-UND-Gate 613, dem Transistor 615, der Kopplungskondensator 617 und wie in 8 entsprechen würden.
Zweistufiger Betrieb der kapazitiven Kopplungseinheit 511 wird erreicht, indem die Schaltung verdoppelt wird, sodass sie einen zweiten Kopplungskondensator 817 Cac, einen zweiten Transistor 815 und ein zweites NICHT-UND-Gate 813, das von einem Signal gesteuert wird, das mit der zweiten Taktphase abgeglichen ist, umfassen. Die Überbrückungsschalterschaltung ist modifiziert, sodass sie einen zweiten Überbrückungstransistors Tbpb parallel zum ersten Überbrückungstransistor Tbpa umfasst, sodass jeder Überbrückungstransistor von einer Selektionseinheit angesteuert wird. Der Vorteil dieses Entwurfs ist, dass die Laufzeit der Überbrückung verdoppelt wird, wodurch fast eine dauerhafte Laufzeit erreicht wird, wenn nicht überlappende Zeiten zwischen den Taktphasen im Vergleich zur Taktphase gering sind.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform können anstelle von PMOS-Vorrichtungen NMOS-Vorrichtungen in Dreiwannenanordnungen verwendet werden. In diesem Fall wird der aktive Niedrigbetrieb auf einen aktiven Hochbetrieb geändert, aber dasselbe Prinzip des Betriebs kann verwendet werden. Aufgrund des Dreiwannenprozesses sind weitere Schichten notwendig, um die NMOS-Vorrichtungen zu isolieren, was die Kosten dieser Option erhöhen kann. Die zusätzlichen Schichten sind vergrabene N+-Schichten zur Isolation gegenüber dem p-Substrat, ein N+-Sinker zur Verbindung der vergrabenen N+-Schicht, eine P-Wanne auf der vergrabenen N+-Schicht und eine besonders tiefe Körperschicht, um die Basisdotierung für die NMOS-Vorrichtungen korrekt einzustellen.
9A und 9B zeigen eine Ausführungsform von Siliziummikrofonen mit MEMS-Schallsensoren. 9A zeigt ein digitales Siliziummikrofon, während 9B ein analoges Siliziummikrofon zeigt.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung für diesen Vorspannungsgenerator können für alle Arten von Siliziummikrofonen unter Einsatz von MEMS-Sensoren sowie anderen MEMS-Vorrichtungen eingesetzt werden.
Siliziummikrofone können in digitale und analoge Siliziummikrofone eingeteilt werden, wie in 9A bzw. 9B dargestellt. Bei beiden Ausführungsformen umfasst der ASIC-Block 104 (ein ASIC-Chip) einen hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerator, der die Vorspannung Vmic für den MEMS-Kondensator erzeugt.
Wie in 9B dargestellt umfassen analoge Siliziummikrofone eine Pufferschaltung, die das Signal ansteuert, das von der MEMS-Vorrichtung 105 bereitgestellt wird. In der veranschaulichten Ausführungsform werden zwei separate, asymmetrische Signale ausgegeben, um eine analoge Differenzschnittstelle bereitzustellen. Beispielsweise werden zur Detektion eines Stereotons vier analoge Signale von zwei analogen Siliziummikrofonen ausgegeben.
Im Gegensatz dazu führt ein digitales Siliziummikrofon eine A/D-Umwandlung des Differenzsignals durch die MEMS-Pufferschaltung durch und gibt ein digitales Signal aus. So kann ein einzelnes digitales Signal vom digitalen Siliziummikrofon ausgegeben werden.
Obwohl das obige Beispiel die Verwendung von MEMS-Sensoren mit zwei Rückplatten und Differenzimplemetierung zeigt, können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch auf andere Entwürfe angewandt werden, wie beispielsweise Siliziummikrofone mit einer Rückplatte und asymmetrischen Implementierungen. In beiden Fällen kann kapazitive Kopplung im Spannungsgenerator für hohe Vorspannung eingesetzt werden, z. B. mit der Ladungspumpe, um die Überbrückung des Ausgangsglättungsfilters zu steuern.
Bei vielen Anwendungen, die hohe Spannungen erfordern, wie z.B. Siliziummikrofone, sind die Spannungsanforderungen für die Vorspannung Vmic des MEMS-Kondensators nicht übermäßig hoch, z.B. bis zu 15 V. Außerdem reicht nur ein kleiner Satz von Konfigurationsbits aus, um den Spannungspegel einzustellen. Die vorgeschlagene kapazitive Kopplungstechnik in Kombination mit einem eFuse-basierten, nichtflüchtigen Speicher und n-Wannen-Trennung erlaubt die Wahl von CMOS-Standardtechnologie für solche Vorspannungsgeneratoren. Für solche großvolumigen Produkte ist Kostenersparnis ein wichtiger Faktor.
10 zeigt einen Betrieb der Implementierung der kapazitiven Kopplungsschaltung wie oben in verschiedenen Ausführungsformen beschrieben.
10 zeigt eine Aufnahme von Messergebenissen, die mit einer Implementierung des kapazitiven Kopplungsprinzips wie oben in verschiedenen Ausführungsformen beschrieben erhalten wurden. Die erste Kurve C1001 verfolgt die Inbetriebnahme der Ladungspumpenschaltung, die Vmic für die MEMS-Vorrichtung bereitstellt. Während der Inbetriebnahme ist die Glättungsfilterüberbrückung eingeschaltet. Eine Millisekunde bevor das DATA-Signal gestartet wird (Kurve 1002), wird der Überbrückungsschalter wieder geöffnet. Wie dargestellt wird die Ausgangsspannung Vmic eingestellt, bevor das DATA-Signal gestartet wird. Darüber hinaus ist keine Störung bei Vmic erkennbar, wenn die Überbrückung ausgeschaltet ist.
Demgemäß wird in verschiedenen Ausführungsformen ein Überbrückungsschalter gesteuert, um einen Ausgangsglättungsfilter eines hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgenerators unter Einsatz von kapazitiver Kopplung zu steuern. Ferner verwenden die hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgeneratoren in verschiedenen Ausführungsformen nur CMOS-Standardtechnologie, die keine Hochspannungsvorrichtungen bereitstellt, die hohen Spannungen standhalten können, beispielsweise über 5 V. Vorrichtungen zur Ausführung einer Eingabe/Ausgabe-Operation, z. B. Handhabung von bis zu 3,6 V, die herkömmlicherweise in CMOS-Standardprozesstechnologie verfügbar sind, reichen vollkommen aus. Ferner sind in verschiedenen Ausführungsformen eFuses eingeschaltet, die in der Lage sind, Programmiercodes für die hohe Vorspannung zu speichern. Ferner können Metallkondensatoren zur Durchführung der kapazitiven Kopplung und als Pumpenkondensatoren in der Ladungspumpe eingesetzt werden, die Teil des Vorspannungsgenerators ist. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nutzen CMOS-Standardtechnologie für den Entwurf von hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgeneratoren und nutzen n-Wannen-Trennung zur Isolation von benachbarten n-Wannen von p-Wannen, um die seitliche Durchbruchsspannung zu erhöhen. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwenden CMOS-Standardtechnologie für den Entwurf von hohe Vorspannung erzeugenden Spannungsgeneratoren, die in einem Siliziummikrofon eingesetzt werden (digital/analog/asymmetrisch/differenziell), um die Vorspannung des/der MEMS-Kondensators/Kondensatoren einzustellen.
Die Erfindung wurde zwar unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben, diese Beschreibung ist aber nicht in einschränkendem Sinne zu verstehen. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen sowie anderen Ausführungsformen der Erfindung werden für Fachleute auf dem Gebiet der Erfindung bei Bezugnahme auf die Beschreibung hervorgehen. Daher ist vorgesehen, dass die beiliegenden Ansprüche jegliche solche Modifikationen oder Ausführungsformen einschließen.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Spannungsgenerators, umfassend: Bereitstellen eines Überbrückungsschalters, um ein Glättungsfilter zu überbrücken, das mit einem Leistungswandler gekoppelt ist, Bereitstellen eines Kopplungskondensators, der eine erste Platte und eine zweite Platte umfasst, wobei die erste Platte mit einem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt ist, Empfangen eines Überbrückungssteuersignals, und Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung, die sich von der ersten Spannung unterscheidet, indem die zweite Platte des Kopplungskondensators basierend auf dem Überbrückungssteuersignal umgeschaltet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zweite Spannung niedriger ist als die erste Spannung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zweite Spannung höher ist als die erste Spannung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters ein Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters von der ersten Spannung zu der zweiten Spannung umfasst, wenn das Überbrückungssteuersignal anzeigt, dass der Überbrückungsschalter eingeschaltet werden soll.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters ein Schalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters auf die erste Spannung umfasst, wenn das Überbrückungssteuersignal anzeigt, dass der Überbrückungsschalter ausgeschaltet werden soll.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, ferner umfassend: Laden einer ein mikroelektromechanisches System umfassenden Vorrichtung, die mit einem Ausgang des Glättungsfilters gekoppelt ist, durch den Überbrückungsschalter.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei nach dem Laden der ein mikroelektromechanisches System umfassenden Vorrichtung ein Überbrückungssteuersignal empfangen wird, das anzeigt, dass der Überbrückungsschalter ausgeschaltet werden soll, und das Potential am Steuerknoten des Überbrückungsschalters auf die erste Spannung eingestellt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters von der ersten Spannung zu der zweiten Spannung den Überbrückungsschalter einschaltet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters umfasst: Bereitstellen eines Kopplungstransistors, der eine erste Source/Drain, eine zweite Source/Drain und einen Steuerknoten umfasst, wobei die erste Source/Drain mit einem ersten Ausgang des Leistungswandlers gekoppelt ist, wobei der Steuerknoten des Kopplungstransistors mit einem zweiten Ausgang des Leistungswandlers gekoppelt ist, wobei der zweite Ausgang eine Spannung von einem Zwischenknoten im Leistungswandler bereitstellt und wobei die zweite Source/Drain mit der ersten Platte des Kopplungskondensators gekoppelt ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Leistungswandler eine mehrstufige Ladungspumpenschaltung umfasst, wobei der erste Ausgang des Leistungswandlers eine Ausgangsspannung der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung bereitstellt und wobei der zweite Ausgang des Leistungswandlers eine Ausgangsspannung einer Zwischenstufe der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung an einen Steuerknoten des Kopplungstransistors bereitstellt.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die mehrstufige Ladungspumpenschaltung eine Vielzahl von n-Wannen und p-Wannen oder n-Wannen und weiteren n-Wannen, die durch niedrigdotierte Regionen eines Substrats isoliert sind, umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei das Umschalten des Steuerknotens des Überbrückungsschalters umfasst: Anlegen der ersten Spannung an die erste Source/Drain; und Umschalten des Steuerknotens des Kopplungstransistors zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung, wobei der Steuerknoten des Kopplungstransistors auf der ersten Spannung ist, wenn ein Potential an der zweiten Platte auf einem ersten Spannungspegel ist, und wobei der Steuerknoten des Kopplungstransistors auf der zweiten Spannung ist, wenn ein Potential an der zweiten Platte auf dem zweiten Spannungspegel ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der Kopplungskondensator einen Metallkondensator umfasst.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Metallkondensator ein lateraler Kondensator ist, wobei die erste Platte und die zweite Platte Teile derselben Metallebene sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, ferner umfassend: Auslesen von Konfigurationsbits, die in einem nichtflüchtigen Speicher gespeichert sind, der eFuses umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei der Überbrückungsschalter eingerichtet ist, bei niedrigen Spannungen zu arbeiten.
Spannungsgenerator, umfassend: eine mehrstufige Ladungspumpenschaltung, die einen Hochspannungsausgangsknoten, um eine hohe Spannung auszugeben, und einen Mittelspannungsausgangsknoten, um eine mittlere Spannung auszugeben, umfasst, ein Glättungsfilter, das zwischen den Hochspannungsausgangsknoten der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung und einen Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt ist, einen Überbrückungsschalter, der mit dem Glättungsfilter gekoppelt ist, wobei der Überbrückungsschalter zwischen den Hochspannungsausgangsknoten der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung und den Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt ist, und eine kapazitive Kopplungsschaltung, um den Überbrückungsschalter ein- und auszuschalten, wobei die kapazitive Kopplungsschaltung mit der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung in einem Hochspannungsregime gekoppelt ist und konfiguriert ist, ein Überbrückungssteuersignal in einem Niedrigspannungsregime zu empfangen.
Spannungsgenerator nach Anspruch 17, wobei die kapazitive Kopplungsschaltung und der Überbrückungsschalter Niedrigspannungsvorrichtungen umfassen, die eingerichtet sind, bei Spannungen unter 3,6 V zu arbeiten.
Spannungsgenerator nach Anspruch 17 oder 18, wobei alle Bauteile in der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung, dem Glättungsfilter, dem Überbrückungsschalter und der kapazitiven Kopplungsschaltung herkömmliche CMOS-kompatible Standardspannungsbauteile sind.
Spannungsgenerator nach einem der Ansprüche 17 bis 19, wobei die kapazitive Kopplungsschaltung einen Kopplungskondensator umfasst, der mit einem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt ist.
Spannungsgenerator nach Anspruch 20, wobei der Kopplungskondensator einen Metallkondensator umfasst.
Spannungsgenerator nach Anspruch 21, wobei der Metallkondensator eine erste Metallleitung und eine zweite Metallleitung umfasst, die in derselben Metallisierungsebene angeordnet sind.
Spannungsgenerator nach einem der Ansprüche 17 bis 22, wobei die mehrstufige Ladungspumpe Metallkondensatoren umfasst.
Spannungsgenerator nach einem der Ansprüche 17 bis 23, wobei die mehrstufige Ladungspumpenschaltung eine Dickson-Ladungspumpe umfasst.
Spannungsgenerator nach einem der Ansprüche 17 bis 24, wobei die kapazitive Kopplungsschaltung umfasst: einen Kopplungstransistor, der einen ersten Source/Drain-Knoten, der mit dem Hochspannungsausgangsknoten der mehrstufigen Ladungspumpenschaltung gekoppelt ist, und einen zweiten Source/Drain-Knoten, der mit einem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt ist, umfasst; und einen Kopplungskondensator, der mit dem Steuerknoten des Überbrückungsschalters gekoppelt ist.
Spannungsgenerator nach Anspruch 25, wobei das Glättungsfilter, der Überbrückungsschalter, der Kopplungstransistor CMOS-Standardbauelemente umfassen.
Elektronische Vorrichtung, umfassend: einen Spannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Spannung auszugeben, die höher ist als eine Versorgungsspannung an einem Ausgangsknoten, wobei alle Bauelemente im Spannungsgenerator CMOS-Standardbauelemente umfassen, und ein ein mikroelektromechanisches System umfassendes Mikrofon, das mit dem Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei der Spannungsgenerator umfasst: eine Leistungswandlerschaltung, die einen Hochspannungsausgangsknoten umfasst, ein Glättungsfilter, das mit dem Ausgang der Leistungswandlerschaltung gekoppelt ist, wobei das Glättungsfilter mit dem Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt ist, einen Überbrückungsschalter, der mit dem Glättungsfilter gekoppelt ist, wobei der Überbrückungsschalter zwischen den Hochspannungsausgangsknoten der Leistungswandlerschaltung und den Ausgangsknoten des Spannungsgenerators gekoppelt ist, und eine kapazitive Kopplungsschaltung, die einen Kopplungskondensator umfasst, um den Überbrückungsschalter ein- und auszuschalten, wobei die kapazitive Kopplungsschaltung mit der Leistungswandlerschaltung gekoppelt ist und eingerichtet ist, um ein Überbrückungssteuersignal zu empfangen.
Vorrichtung nach Anspruch 28, ferner umfassend: einen Puffer zum Empfangen, Schwächen und/oder Verstärken von Datensignalen von einem ein mikroelektromechanisches System umfassenden Mikrofon.
Vorrichtung nach Anspruch 29, ferner einen Analog-Digital-Wandler umfassend, um die empfangenen Datensignale in Digitalsignale umzuwandeln.
Vorrichtung nach Anspruch 28, ferner einen nichtflüchtigen Speicher umfassend, der eFuse umfasst, um Konfigurationsdaten des ein mikroelektromechanisches System umfassenden Mikrofons zu speichern.