DE102014117472A1

DE102014117472A1 - Proportional-zu-absoluttemperatur-schaltung

Info

Publication number: DE102014117472A1
Application number: DE102014117472.0A
Authority: DE
Inventors: Stefan Marinca
Original assignee: Analog Devices Global ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2013-12-11
Filing date: 2014-11-27
Publication date: 2015-06-11
Anticipated expiration: 2034-11-28
Also published as: DE102014117472B4; CN104714593B; US9323275B2; US20150160680A1; CN104714593A

Abstract

Eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Schaltung wird zur Verfügung gestellt. Durch sinnvolles Kombinieren von Schaltungselementen ist es möglich, eine Spannung an einem Ausgangsknotenpunkt der Schaltung zu erzeugen, die temperaturabhängig ist. Eine solche PTAT-Schaltung kann als ein Temperatursensor verwendet werden oder kann mit anderen temperaturabhängigen Schaltungen kombiniert werden, um eine Spannungsreferenz bereitzustellen.

Description

GEBIET
Die vorliegende Offenlegung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zum Erzeugen eines Ausgangs, der temperaturabhängig ist. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenlegung eine Methodologie und eine Schaltungsanordnung, die so ausgelegt ist, dass sie ein Ausgangssignal liefert, das proportional zur absoluten Temperatur ist. Ein solches Ausgangssignal kann in Temperatursensoren, Bandlücken-Spannungsreferenzen und unterschiedlichen analogen Schaltungen verwendet werden.
HINTERGRUND
Es ist bekannt, dass die Temperatur die Leistung einer elektrischen Schaltungsanordnung beeinflusst. Der Widerstand oder die Leitfähigkeit von elektrischen Komponenten variiert in Abhängigkeit von der Temperatur der Umgebung, in der sie arbeiten. Ein solches Verständnis kann genutzt werden, um Schaltungen oder Sensoren zu erzeugen, deren Ausgang mit der Temperatur variiert, und die somit als Temperatursensoren fungieren. Der Ausgang solcher Schaltungen kann ein Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Ausgang sein oder kann ein Komplementär-zu-Absoluttemperatur-, CTAT-, Ausgang sein. Eine PTAT-Schaltung liefert einen Ausgang, der sich mit Erhöhungen der Temperatur vergrößert, während eine CTAT-Schaltung einen Ausgang liefert, der sich mit Erhöhungen der Temperatur verkleinert.
PTAT- und CTAT-Schaltungen finden breite Anwendung in Temperatursensoren, Bandlücken-Spannungsreferenzen und verschiedenen analogen Schaltungen. Eine Spannung, die proportional zur Absoluttemperatur (PTAT) ist, kann aus einer Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von zwei bipolaren Transistoren erhalten werden, die bei unterschiedlichen Kollektorstromdichten arbeiten. Ein entsprechender PTAT-Strom kann durch Reflektieren der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz über einen Widerstand erzeugt werden. Mit einem zweiten Widerstand des gleichen Typs und mit dem gleichen oder im Wesentlichen gleichen Temperaturkoeffizienten (TC) kann die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz auf den gewünschten Pegel verstärkt werden.
Diese bekannten Schaltungen können eine Fehlanpassung aufweisen, die aus Strömen entsteht, welche verwendet werden, um die Komponenten-Bipolartransistoren vorzuspannen, die verwendet werden, um die PTAT-Spannung zu erzeugen.
ZUSAMMENFASSENDER ÜBERBLICK
Diese und andere Probleme betreffen eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird. Durch sinnvolles Kombinieren von Schaltungselementen ist es möglich, eine Spannung an einem Ausgangsknotenpunkt der Schaltung, die temperaturabhängig ist, zu erzeugen. Die Schaltungselemente sind mit einem einzelnen Vorspannstrom gekoppelt. Es ist wünschenswert, dass die Schaltungselemente Bipolartransistoren aufweisen, und durch Vermeiden des Erfordernisses einer zweiten Stromquelle zum Treiben der Bipolartransistoren der PTAT-Schaltung werden bei der vorliegenden Lehre die Probleme vermieden, die mit einer Fehlanpassung in Zusammenhang stehen. Eine solche PTAT-Schaltung kann als ein Temperatursensor verwendet werden oder kann mit anderen temperaturabhängigen Schaltungen kombiniert werden, um eine Spannungsreferenz bereitzustellen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ausführungsformen, die dargestellt werden, um ein besseres Verständnis der vorliegenden Lehre zu ermöglichen, werden nun beispielhaft mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 eine schematische Darstellung von Komponenten einer veranschaulichenden Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist;
2 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der Ausgangs-PTAT-Spannung der Schaltung von 1 versus Temperatur ist;
3 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der Ausgangs-PTAT-Spannungs-Nichtlinearität der Schaltung von 1 versus Temperatur ist;
4 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten darüber ist, wie Veränderungen beim Vorspannstrom, der zu der Schaltung von 1 geliefert wird, in Veränderungen der Ausgangs-PTAT-Spannung reflektiert werden;
5 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der entsprechenden Rauschspannungsdichte (in
bei 25°C von 0,1 Hz auf 10 Hz ist;
6 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten des entsprechenden integrierten Spannungsrauschens von 0,1 Hz auf 10 Hz ist;
7 eine schematische Darstellung von Komponenten einer veranschaulichenden Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist;
8 eine schematische Darstellung von Komponenten einer veranschaulichenden Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist;
9 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der Leistung einer Schaltung gemäß der Lehre von 8 ist;
10 eine schematische Darstellung von Komponenten einer veranschaulichenden Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist;
11 eine schematische Darstellung von Komponenten einer veranschaulichenden Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist;
12 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der Ausgangsspannung versus Temperatur einer Schaltung gemäß der Lehre von 11 ist;
13 ein Diagramm mit Darstellung von Simulationsdaten der Ausgangsspannung versus ihrer Nichtlinearität einer Schaltung gemäß der Lehre von 11 ist;
14 ein Beispiel einer Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre ist, bei der PTAT- und CTAT-Komponentenzellen zum Erzeugen einer temperaturkompensierten Ausgangsspannung integriert sind; und
15 ein Diagramm mit Darstellung eines simulierten Spannungsausgangs versus Temperatur für die Schaltung von 14 ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Lehre betrifft eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Schaltung, die so ausgelegt ist, dass sie eine Spannung an einem Ausgangsknotenpunkt der Schaltung erzeugt, welche temperaturabhängig ist. Die Schaltung umfasst eine Vielzahl von Schaltungselementen, die mit einem einzelnen Vorspannstrom gekoppelt sind. Es ist wünschenswert, dass die Schaltungselemente Bipolartransistoren aufweisen, und durch Vermeiden des Erfordernisses einer zweiten Stromquelle zum Treiben der Bipolartransistoren der PTAT-Schaltung werden bei der vorliegenden Lehre die Probleme vermieden, die mit einer Fehlanpassung in Zusammenhang stehen. Einzelne der Schaltungselemente sind zu Armen der Schaltung gruppiert, und der einzelne Vorspannstrom wird zwischen den Armen aufgeteilt. Auf diese Weise können die Schaltungselemente eines ersten Arms die Leistung der Schaltungselemente in einem zweiten Arm so kompensieren, dass eine selbstkompensierende Schaltung geschaffen wird. Eine solche PTAT-Schaltung kann als ein Temperatursensor verwendet werden oder kann mit anderen temperaturabhängigen Schaltungen kombiniert werden, um eine Spannungsreferenz breitzustellen.
Die vorliegende Lehre wird nun mit Bezug auf beispielhafte Anordnungen beschrieben. Wie in 1 gezeigt ist, stellt die vorliegende Lehre eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-(PTAT-)Schaltung 100 zur Verfügung, die so ausgelegt ist, dass sie eine PTAT-Spannung an ihrem Ausgang bereitstellt. Die Schaltung 100 umfasst eine Vielzahl von Schaltungselementen, die als Bipolartransistoren gezeigt sind, welche relativ zueinander so angeordnet sind, dass die Spannung, die an einem Ausgangsknotenpunkt 110 bereitgestellt wird, von dem Emitterverhältnis zwischen den einzelnen Transistoren abhängig ist.
Die Schaltung ist in drei Armen angeordnet. In einem ersten Arm ist ein erster PNP-Bipolartransistor qp1 mit einem ersten NPN-Bipolartransistor qn1 und mit einer ersten MOS-Vorrichtung mn1 gekoppelt. Ein zweiter Arm der Schaltung umfasst einen zweiten PNP-Bipolartransistor qp2 und einen zweiten NPN-Bipolartransistor qn2. Ein dritter Arm der Schaltung umfasst einen dritten PNP-Bipolartransistor qp3 und einen dritten NPN-Bipolartransistor qn3. Jeder der drei Arme ist mit einer einzelnen Stromquelle I1 gekoppelt. Die Source ist relativ zu den Armen so angeordnet, dass der Vorspannstrom, der von der Source geliefert wird, in drei gleiche Ströme für jeden der drei Arme aufgeteilt wird. Dies erfolgt auf vorteilhafte Weise durch Verbinden der Emitter jedes der drei PNP-Transistoren mit einem gemeinsamen Knotenpunkt, der von dem gleichen Vorspannstrom I1 vorgespannt wird.
Zwei der PNP-Bipolartransistoren qp1 und qp3 sind so gewählt, dass sie eine Einheit-Emittergröße aufweisen. Auf im Wesentlichen gleiche Weise sind zwei der NPN-Bipolartransistoren qn2 und qn3 so gewählt, dass sie eine Einheit-Emittergröße aufweisen. Der zweite PNP-Bipolartransistor qp2 und der zweite NPN-Bipolartransistor qn1 sind so gewählt, dass sie 'n'-Mal die Einheit-Emitterfläche aufweisen.
Der dritte PNP-Bipolartransistor qp3 ist in einer Diodenschaltung vorgesehen, wobei seine Basis mit dem Kollektor gekoppelt ist. Auf im Wesentlichen gleiche Weise ist der dritte NPN-Bipolartransistor qn3 in einer Diodenschaltung vorgesehen. Jeder dieser zwei Transistoren qn3, qp3 ist gemeinsam gekoppelt.
Die Basis des zweiten NPN-Bipolartransistors qn2 ist mit der Basisschaltung/der Kollektorschaltung des dritten NPN-Transistors gekoppelt. Der Kollektor dieses NPN-Transistors qn2 ist mit dem als Diode geschalteten zweiten PNP-Transistor qp2 gekoppelt. Dieser gemeinsame Knotenpunkt ist dann auch mit der Basis des ersten NPN-Transistors qn1 gekoppelt. Dieser erste NPN-Transistor qn1 ist auch mit der ersten MOS-Vorrichtung mn1 gekoppelt.
Auf diese Weise wird eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, die aus dem Verhältnis der zwei Bipolartransistoren, welche bei einer höheren Kollektorstromdichte arbeiten, qp3 und qn3 zu den zwei Bipolartransistoren mit einer niedrigen Kollektorstromdichte qp2 und qn1 erzeugt wird, über die MOS-Vorrichtung mn1 reflektiert. Diese Basis-Emitter-Spannungsdifferenz beträgt: V₀₂ – V₀₁ = V_be(qp3) + V_be(qn3) – V_be(qp2) – V_be(qn1) = 2· kT / q·ln(n) (1)
Die Differenz der Emitterfläche kann für jeden der NPN-Bipolartransistoren und PNP-Bipolartransistoren unterschiedlich sein.
Wie aus der Gleichung 1 ersichtlich ist, wird die Ausgangsspannungsdifferenz V_o2 – V_o1 aus der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von Bipolartransistoren erhalten, die bei unterschiedlichen Kollektorstromdichten arbeiten, und ist daher die PTAT-Spannung. Diese PTAT-Spannung ist in erster Ordnung von dem Vorspannstrom I1 unabhängig. Diese Spannung ist nur von dem Emitterflächenverhältnis n abhängig.
Die Schaltung von 1 zeigt eine sehr geringe Empfindlichkeit gegenüber einer Fehlanpassung, die aus Differenzen bei den in der Schaltung verwendeten Vorrichtungen entsteht. In einer idealen Situation, in der jede der NPN-Vorrichtungen mit einer Einheit-Emitterfläche identisch ist und jede der PNP-Vorrichtungen mit einer Einheit-Emitterfläche identisch ist, kann der Strom in jedem der drei Arme als der gesamte Vorspannstrom I1/3 betrachtet werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass es immer eine Fehlanpassung zwischen den entsprechenden Bipolartransistoren gibt. Bei einer Fehlanpassung von qn2 und qn3 weicht der Kollektorstrom von qn3 von seinem idealen Wert I1/3 auf einen neuen Wert I1/3 + Δ1 ab. Bei einem vorgegebenen Strom I1 und der Annahme, dass qp1 und qp3 keine Fehlanpassung aufweisen, wird ein entsprechender Strom –ΔI1 von dem zweiten Arm zu dem ersten und dem dritten Arm reflektiert. Bei diesem Szenario erhöht sich die Basis-Emitter-Spannung von qp2, wenn sich der Kollektorstrom vom I1/3 auf I1/3 + Δ1 erhöht, und die Basis-Emitter-Spannung von qn1 verringert sich, wenn sich der Kollektorstrom von I1/3 auf I1/3 – ΔI/2 verringert. Folglich erhöht sich die Basis-Emitter-Spannung von qp2, und die Basis-Emitter-Spannung von qn1 verringert sich, so dass die Schwankung der gesamten Basis-Emitter-Spannung reduziert wird.
In der Tat dient jeder der Arme zum Kompensieren von durch die Fehlanpassung entstehenden Schwankungen in den jeweils anderen. Mit anderen Worten wird eine selbstkompensierende Schaltung bereitgestellt.
Eine im Wesentlichen gleiche Veranschaulichung kann für die Fehlanpassung von qp1 und qp3 erfolgen.
Ein weiterer wichtiger Nutzen, der aus einer Schaltung wie der in 1 gezeigten gezogen werden kann, betrifft die Kompensation des Basisstroms. Durchschnittsfachleute verstehen, dass bei einem ausgereiften Bipolarprozess bei den komplementären Bipolartransistoren pnp und npn bei einer Näherung erster Ordnung deren ”Beta”-Faktoren ausgeglichen sind. Bei dieser Annahme kann gezeigt werden, dass bei einer Schaltung wie der in 1 gezeigten sämtliche Basisströme kompensiert werden: der Basisstrom von qp3 wird von dem Basisstrom von qn3 kompensiert; der Basisstrom von qp1 wird von dem Basisstrom von qn2 kompensiert; der Basisstrom von qp2 (große Emitterfläche) wird von dem Basisstrom von qn1 (große Emitterfläche) kompensiert.
Ein weiterer wichtiger Nutzen, der aus dieser Schaltung gezogen wird, die eine Ausgangsspannung auf der Basis von Differenzen bei den Basis-Emitter-Spannungen erzeugt, betrifft ihre niedrige Ausgangsimpedanz. Dies ist wichtig, wenn der Ausgangsknotenpunkt belastet ist oder in Wesentlichen gleiche Schaltungen übereinander gestapelt sind. Wenn die Ausgangsimpedanz der Zelle nicht vernachlässigbar ist, dann wird die Ausgangsspannung empfindlich gegenüber Lastschwankungen. Es sei darauf hingewiesen, dass ein genesteter Verstärker mit qp1, qn1, mn1 gebildet wird, wobei mn1 innerhalb der geschlossenen Regelschleife liegt. Die Ausgangsimpedanz von mn1 wird um den Schleifenverstärkungsfaktor dieses Verstärkers verringert.
Das Spannungsrauschen an dem Ausgangsknotenpunkt, insbesondere das Niedrigbandrauschen (von 0,1 Hz bis 10 Hz), ist niedrig, da:

– das aus der vdd-Leitung über den Vorspannstrom I injizierte Rauschen in hohem Maße durch das Verhältnis der Impedanz an dem gemeinsamen Emitter-Knotenpunkt von qp1, qp2 und qp3 (in dc
zu der Ausgangsimpedanz des Stromspiegels, der den Vorspannstrom I1 erzeugt, welcher normalerweise groß ist, gedämpft wird;
– das mn1-Rauschen ebenfalls gedämpft wird, wenn es einen Parameter zweiter Ordnung (Basis-Kollektor-Spannung) der Bipolartransistoren qp2 und qn2 steuert;
– qn2, qp3, und qn3 als Dioden geschaltete Vorrichtungen sind, die ein minimales Spannungsrauschen erzeugen;
– die Basis-Knotenpunkte sämtlicher Bipolartransistoren, die nicht als Dioden geschaltet sind, mit niederohmigen Knotenpunkten anderer Bipolartransistoren, die als Dioden geschaltet sind, verbunden sind.

Zum Veranschaulichen dieser Nutzen wurde eine Schaltung gemäß 1 unter Verwendung von Siliziummodellen simuliert. Es sei darauf hingewiesen, dass eine solche Simulation dazu vorgesehen ist, die Wirksamkeit einer Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre zu veranschaulichen, und es ist nicht vorgesehen, die vorliegende Lehre auf die spezifischen Details der Simulation zu beschränken. Aus Gründen des besseren Verständnisses sind die Details der Simulationsschaltung jedoch wie folgt: Vorspannstrom I = 3uA (PTAT), Emitterflächenverhältnis n = 25, mn1 mit B = 10, L = 6.
Die Ausgangs-PTAT-Spannung versus Temperatur und ihre Nichtlinearität für einen Temperaturbereich von –40°C bis 85°C sind in jeder von 2 und 3 aufgetragen.
Wie eine Prüfung der Daten ergibt, beträgt die PTAT-Spannung bei 25°C ~162 mV, und ihre maximale Abweichung von der Geraden beträgt ~71 μV oder 0,01%.
Die Empfindlichkeit der Ausgangsspannung gegenüber der Schwankung des Vorspannstroms wurde durch Simulation durch Ändern des Vorspannstroms um 10% (+/–0,15 uA) getestet. Die Schwankung der Ausgangsspannung aufgrund der 10%-igen Veränderung des Vorspannstroms ist in 4 aufgetragen. Wie in 4 zu sehen ist, wird eine 10%-ige Veränderung der Vorspannströme als eine Veränderung von 43 μV der Ausgangsspannung, die ~0,026% beträgt oder vernachlässigbar ist, reflektiert.
Auf im Wesentlichen gleiche Weise wurde die entsprechende Störspannungsdichte (in
bei 25°C von 0,1 Hz bis 10 Hz bestimmt und in 5 aufgetragen. Das ganzzahlige Spannungsrauschen (Quadratwurzel, rms, Rauschen) von 0,1 Hz bis 10 Hz ist in 6 aufgetragen. Eine Prüfung der Simulationsdaten zeigt, dass ein weiterer Vorteil einer Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird, das sehr hohe Versorgungsspannungs-Unterdrückungsverhältnis PSRR von mehr als 140 dB bei einem normalen Vorspannstrom ist.
7 zeigt eine beispielhafte Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird und die so ausgelegt ist, dass sie Fehler, die aus einer Fehlanpassung bei einzelnen Komponenten der Schaltung entstehen, weiter verringert. Bei dieser Konfiguration, die im Wesentlichen gleiche Komponenten wie die bereits mit Bezug auf 1 beschriebene aufweist, können die zwei als Dioden geschalteten Bipolartransistoren des dritten Arms qp3 und qn3 als ein Array von ”m” im Wesentlichen gleichen Bipolartransistoren ausgeführt sein; d. h. aus einer Vielzahl von einzelnen Transistoren hergestellt sein. Auf diese Weise werden Fehlanpassungen, die von qp3 zu qp1 und qn3 zu qn2 entstehen, verringert, die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz aus den Knotenpunkten o1 und o1 bleibt jedoch wie in Gleichung (1) angegeben. Wie sich bei einer Prüfung der Operation der Schaltung von 7 entsprechend der Operationsgleichung, nämlich der nachstehenden Gleichung 2, gezeigt hat, beträgt die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von den Knotenpunkten o2 bis o1: V_o2,o1 = V_be(qp3) – V_be(qp2) + V_be(qn3) – V_be(qn1) = = kT / qln( 1 / m· m / 1·n) + kT / qln( 1 / m· m / 1·n) = 2 kT / qln(n) (2)
8 zeigt ein Beispiel einer weiteren Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird. Bei dieser Schaltung, die in einer vollständigen Bipolarimplementierung implementiert ist, besteht eine geringere Empfindlichkeit gegenüber einem Effekt der Basis-Kollektor-Spannungsschwankung, der manchmal als Early-Effekt bekannt ist. Der Early-Effekt ist die Schwankung in der Breite der Basis in einem Bipolar-Flächentransistor aufgrund einer Schwankung in der angelegten Basis-Emitter-Spannung. Wie Fachleuten auf dem Sachgebiet bekannt ist, weist die Schwellspannung der MOS-Transistoren große Prozessschwankungen auf. Bei der Schaltung von 8 wird der NMOS-Transistor mn1 von 1 und 7, über den sich die Basis-Emitter-Spannung entwickelt, durch eine bipolar-äquivalente Schaltung ersetzt. Hier fungiert der Bipolartransistor qp4 als ein Folgetransistor, der mit einem kleinen Vorspannstrom I2 vorgespannt ist, und qn4 und qn5 bilden ein Darlington-Paar. Es sei darauf hingewiesen, dass bei einer solchen Konfiguration der von dem ersten Transistor verstärkte Strom von dem zweiten weiter verstärkt wird. Wie sich aus einer Prüfung von 8 ergibt, liegt der Basis-Knotenpunkt des Ausgangstransistors qn5 nahe der Kollektorspannung von qn1, da die zwei Basis-Emitter-Spannungen von qp4 und qn4 in entgegengesetzte Richtungen gehen; eine nach oben (qp4) und eine nach unten (qn4).
Es sei darauf hingewiesen, dass bei einer geringeren Empfindlichkeit gegenüber Effekten einer Basis-Kollektor-Spannungsschwankung als der der Schaltung von 1 eine Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre nach 8 zur Verfügung gestellt wird, im Vergleich zu der Schaltung von 1 weniger empfindlich gegenüber Schwankungen im Vorspannstrom I1 ist. Um dies zu veranschaulichen, wurde eine Schaltung von 8 bei Umgebungstemperatur simuliert, wobei der Vorspannstrom I1 von einem Anfangswert auf Werte von ungefähr +/–10% des Anfangswerts verändert wurde. Die Schwankung der Ausgangsspannung ist in 9 aufgetragen und, wie zu sehen ist, wird eine Schwankung von +/–10% des Vorspannstroms als ungefähr +/–16 uV in der Ausgangsspannung reflektiert. Diese Schwankung ist effektiv vernachlässigbar.
Ein weiteres Beispiel einer Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt werden kann, ist in 10 gezeigt. Bei dieser Schaltung wird der Vorspannstrom I1 von 1 durch einen Widerstand r1 ersetzt, der mit einer Spannungsquelle vdd gekoppelt ist. Ein Vorteil der Schaltung von 10 besteht darin, dass sie selbstvorspannend ist und keinen zusätzlichen Vorspannstrom und keine Hilfs-Startschaltung benötigt. Folglich weist die Schaltung ein schnelles Zeitansprechverhalten auf, und ihre Empfindlichkeit gegenüber einer Schwankung des Vorspannstroms ist noch kleiner. Ein Grund für das Auswählen einer in 1 gezeigten Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre gegenüber derjenigen von 10 betrifft eine PSSR-Verminderung auf ungefähr 60 dB bis 70 dB bei niedrigen Frequenzen, bei Operationen bei einer hohen Frequenz kann jedoch eine in 10 gezeigte Schaltung gemäß der vorliegenden Lehre auf vorteilhafte Weise verwendet werden.
Ein weiteres Beispiel einer PTAT-Spannungs-Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird, ist in 11 dargestellt. Bei dieser Schaltung erfolgt die Implementierung insgesamt mit npn-Bipolartransistoren.
Es gibt drei npn-Bipolartransistoren mit einer Einheit-Emitterfläche qn3, qn5 und qn6, zwei npn-Bipolartransistoren mit n-Mal der Einheit-Emitterfläche qn1 und qn2 und einen Transistor mit m-Mal der Einheit-Emitterfläche qn4. Der Kollektorstrom von qn5 wird über zwei PMOS-(oder Bipolar-)Transistoren mp1 und mp2 auf den Kollektor von qn1 gespiegelt. Auch hier wird ein einzelner Vorspannstrom I1 geliefert und wird auf der Basis eines m-Faktors auf qn3 und qn2 aufgeteilt.
Es sei darauf hingewiesen, dass bei m = 1 die Kollektorströme von qn2 und qn3 sehr nahe beieinander liegen. Bei m = 2 wird der Vorspannstrom I1 in drei Komponenten aufgeteilt, wobei zwei Drittel des Vorspannstroms durch qn3 und qn4 fließen und ein Drittel durch qn2 und qn6 fließt. Infolge dieser Aufteilung eines einzelnen Vorspannstroms auf unterschiedliche Arme der Schaltung wird die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von qn3 plus qn4 bis qn1 plus qn2 an dem Ausgangsknotenpunkt o2 reflektiert, der der Drainanschluss des NMOS-Transistors mn1 ist. Dieser Transistor bildet zusammen mit qn1 und mp2 einen genesteten Verstärker mit mn1 innerhalb der geschlossenen Regelschleife.
Eine Schaltung gemäß 11, die mit einem 1 uA-PTAT-Strom vorgespannt ist und folgende Parameter aufweist: Einheit-Emitter-Bipolartransistor mit 4 μm × 4 μm; n = 25; m = 2; mp1 und mp2 mit einem Aspektverhältnis B/L = 20 μm/30 μm, mn1 mit einem Aspektverhältnis B/L = 100 μm/4 μm, wurde simuliert. Wie oben mit Bezug auf die Simulation der Schaltung von 1 beschrieben worden ist, ist nicht vorgesehen, die vorliegende Lehre auf einen Satz von Simulationsdaten zu beschränken.
Die Ausgangsspannung und ihre Nichtlinearität, wie sie aus der Simulation abgeleitet sind, sind in 12 und 13 aufgetragen. Wie gezeigt ist, beträgt die Temperaturempfindlichkeit der simulierten Schaltung 192 mV/300 V oder 0,64 mV/°C.
Unterschiedliche Schaltungsvarianten können auf der Basis der Schaltung von 11 entwickelt werden. Wenn die Versorgungsspannung groß genug ist, kann die Anzahl von gestapelten Bipolartransistoren von zwei auf drei oder eine andere Zahl erhöht werden. Infolge eines solchen Stapelns ist es möglich, die Temperaturempfindlichkeit zu erhöhen und Fehler zu verringern. Eine einzelne Zelle oder ein Stapel von im Wesentlichen gleich konfigurierten Zellen kann als eine PTAT-Spannungskomponente einer Bandlücken-Spannungsreferenz verwendet werden. Auf diese Weise können die oben beschriebenen PTAT-Schaltungen als Betriebskette angeordnet sein, um höhere Ausgangs-PTAT-Spannungen zu erzeugen. Es sei darauf hingewiesen, dass die Ausgangsspannung einer PTAT-Zelle oder einer Betriebskettenschaltung einer entsprechenden Komplementär-zu-Absoluttemperatur-, CTAT-, Spannung hinzugefügt werden kann, um eine temperaturkompensierte Bandlücken-Spannungsreferenz mit geringen oder gar keinen Temperaturempfindlichkeiten zu erzeugen.
14 zeigt ein Beispiel einer Schaltung, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt wird und die CTAT- und PTAT-Komponenten umfasst. Die Schaltung umfasst eine PTAT-Zelle wie die oben beschriebenen. Des Weiteren ist eine CTAT-Zelle integriert, so dass der Ausgang der gesamten Schaltung eine Kombination aus den CTAT- und PTAT-Zellen ist. Wie in 14 gezeigt ist, ist die Schaltung so ausgelegt, dass sie einen CTAT-Vorspannstrom aufweist. Die Basis-Emitter-Spannung eines NPN-Bipolartransistors qn3 wird über einen Verstärker A über einen Widerstand r1 gespiegelt. Eine zweite NMOS-Vorrichtung mn2 ist so ausgelegt, dass sie einen CTAT-Strom aus der Versorgungsleitung vdd und der als Diode geschalteten PMOS-Vorrichtung mp1 durch den Widerstand r1 zwingt. Dieser Strom wird dann über einen zweiten PMOS-Transistor mp2 gespiegelt, um die drei Arme der PTAT-Schaltung, die aus qp1, qn1, mn1; qp2, qn2, qp3, qn3 gebildet ist, vorzuspannen. Ein Basis-Emitter-Spannungsteiler ist zwischen dem Basis- und dem Emitter-Anschluss des Bipolartransistors qn1 eingesetzt. Es sei darauf hingewiesen, dass dieser Teiler zum Extrahieren eines Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung dient, wodurch der Temperaturkoeffizient der PTAT-Spannung, die sich zwischen den Knotenpunkten o1 und Masse entwickelt, ausgeglichen wird.
Eine Schaltung gemäß 14 wurde mit folgenden Bedingungen simuliert:

– qp1, qp3, qn2, qn3, Einheit-Emitter-Bipolartransistoren;
– qn1, qp2, fünfundzwanzig Einheit-Emitter-Bipolartransistoren;
– Widerstände mit Werten von: r1 = 55 kOhm, r2 = 550 kOhm, r3 = 184 kOhm.

Die simulierte Spannung versus Temperatur an dem Knotenpunkt ”o3” ist in 15 aufgetragen.
Es sei darauf hingewiesen, dass eine Schaltung, wie z. B. die mit Bezug auf 14 beschriebene, gestapelt oder als Betriebskette ausgeführt sein kann, um größere Ausgangsspannungen zu erzeugen. Zum Beispiel kann bei einem Stapel aus zwei Basis-Emitter-CTAT-Zellen und einem entsprechenden Basis-Emitter-Spannungsteiler eine doppelte Referenzspannung erzeugt werden. Auf im Wesentlichen gleiche Weise können PTAT-Zellen gestapelt werden, und es können größere Referenzspannungen erzeugt werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass Schaltungen, die gemäß der vorliegenden Lehre zur Verfügung gestellt werden, eine Anzahl von Vorteilen bieten, welche umfassen:

– die Ausgangsspannung, die proportional zur Absoluttemperatur ist, ist mit den veränderten Schwankungen aufgrund der Prozessveränderung und Fehlanpassungen sehr konsistent;
– geringes Rauschen;
– selbstvorspannend mit einem einzelnen Widerstand;
– hohes PSRR; und
– sehr niedrige Nichtlinearität.

Es ist jedoch nicht vorgesehen, die vorliegende Lehre auf einen Satz von Vorteilen oder Merkmalen zu beschränken, da Modifikationen durchgeführt werden können, ohne dass dadurch vom Wesen und/oder Geist der vorliegenden Lehre abgewichen wird.
Die Systeme, Einrichtungen und Verfahren zum Bereitstellen eines temperaturabhängigen Spannungsausgangs sind oben mit Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden. Ein Fachmann erkennt jedoch, dass die Prinzipien und Vorteile der Ausführungsformen auf andere Systeme, Einrichtungen oder Verfahren, bei denen ein temperaturempfindlicher Ausgang erforderlich ist, anwendbar sind.
Des Weiteren sind zwar die Basis-Emitter-Spannungen mit Bezug auf die Verwendung spezifischer Typen von Bipolartransistoren beschrieben worden, es kann/können jedoch jeder andere geeignete Transistor oder Transistoren, der/die in der Lage ist/sind, Basis-Emitter-Spannungen zu liefern, im Rahmen der vorliegenden Lehre gleichermaßen verwendet werden. Es ist vorgesehen, dass jeder einzelne beschriebene Transistor als eine Vielzahl von Transistoren implementiert sein kann, deren Basis-Emitter parallel geschaltet wären. Zum Beispiel kann dann, wenn Schaltungen gemäß der vorliegenden Lehre in einem CMOS-Prozess implementiert sind, jeder Transistor als eine Vielzahl von Bipolar-Substrat-Transistoren jeweils mit einer Einheit-Fläche implementiert sein, und die Flächen der Transistoren in jedem der Arme würden durch die Anzahl von Bipolar-Substrat-Transistoren mit einer Einheit-Fläche, deren jeweilige Basis-Emitter parallel geschaltet sind, bestimmt.
Generell sind dann, wenn die Schaltungen gemäß der vorliegenden Lehre in einem CMOS-Prozess implementiert sind, die Transistoren Bipolar-Substrat-Transistoren, und die Kollektoren der Transistoren auf Masse gehalten, obwohl die Kollektoren der Transistoren auf einer anderen Referenzspannung als Masse gehalten werden können.
Solche Systeme, Einrichtungen und/oder Verfahren können in verschiedenen elektronischen Vorrichtungen implementiert sein. Beispiele für die elektronischen Vorrichtungen können umfassen, sind jedoch nicht beschränkt auf, Verbraucherelektronikprodukte, Teile der Verbraucherelektronikprodukte, elektronische Prüfausrüstung, drahtlose Kommunikationsinfrastruktur etc. Beispiele für die elektronischen Vorrichtungen können ferner Schaltungen von optischen Netzen oder anderen Kommunikationsnetzen und Plattenlaufwerksschaltungen umfassen. Die Verbraucherelektronikprodukte können umfassen, sind jedoch nicht beschränkt auf, Messgeräte, medizinische Vorrichtungen, drahtlose Vorrichtungen, ein Mobiltelefon (zum Beispiel ein Smartphone), Mobiltelefon-Basisstationen, ein Telefon, einen Fernseher, einen Computermonitor, einen Computer, einen Handcomputer, einen Tablet-Computer, einen persönlichen digitalen Assistenten (PDA), eine Mikrowelle, einen Kühlschrank, ein Stereosystem, einen Kassettenrekorder oder -player, einen DVD-Player, einen CD-Player, einen digitalen Videorekorder (DVR), einen VCR, einen MP3-Player, ein Radio, einen Camcorder, eine Kamera, eine Digitalkamera, einen tragbaren Speicherchip, eine Waschmaschine, einen Trockner, einen Waschtrockner, einen Kopierer, eine Telefaxmaschine, einen Scanner, eine Multifunktions-Peripherievorrichtung, eine Armbanduhr, eine Großuhr etc. Ferner kann die elektronische Vorrichtung unfertige Produkte umfassen.
Sofern im Zusammenhang nicht eindeutig etwas anderes gefordert ist, werden in der Beschreibung und den Patentansprüchen die Ausdrücke ”umfassen”, ”umfassend”, ”aufweisen”, ”aufweisend” und dergleichen durchgehend in einem einschließenden Sinn anstelle eines ausschließenden oder allumfassenden Sinns ausgelegt; das heißt, im Sinn von ”einschließlich, jedoch nicht beschränkt auf”. Die Ausdrücke ”gekoppelt” oder ”verbunden”, wie sie hier generell verwendet werden, beziehen sich auf zwei oder mehr Elemente, die entweder direkt verbunden oder mittels eines oder mehrerer Zwischenelemente verbunden sein können. Des Weiteren beziehen sich die Ausdrücke ”hier”, ”oben”, ”unten” und Ausdrücke mit einer im Wesentlichen gleichen Bedeutung, wenn sie in dieser Anmeldung verwendet werden, auf diese Anmeldung als Ganzes und nicht auf bestimmte Teile dieser Anmeldung. Wo es der Zusammenhang zulässt, können Ausdrücke, die im Singular oder Plural verwendet werden, auch den Plural bzw. den Singular umfassen. Der Ausdruck ”oder” in Bezug auf eine Auflistung von zwei oder mehr Teilen deckt sämtliche der nachfolgenden Auslegungen des Ausdrucks ab: jedes der Teile in der Auflistung, sämtliche der Teile der Auflistung und jede Kombination aus den Teilen in der Auflistung. Sämtliche hier aufgeführten Zahlenwerte umfassen im Wesentlichen gleiche Werte innerhalb eines Messfehlers.
Die Lehren der vorliegenden Erfindung sind auf andere Systeme und nicht zwangsläufig nur auf die oben beschriebenen Schaltungen anwendbar. Die Elemente und Vorgänge der verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu bilden. Der Vorgang der hier diskutierten Verfahren kann in jeder zweckdienlichen Reihenfolge durchgeführt werden. Ferner können die Vorgänge der hier diskutierten Verfahren wie erforderlich seriell oder parallel durchgeführt werden.
Obwohl bestimmte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden sind, sind diese Ausführungsformen nur beispielhaft dargestellt worden und sind nicht dazu vorgesehen, den Umfang der Offenlegung einzuschränken. Tatsächlich können die hier beschriebenen neuartigen Verfahren und Schaltungen in einer Vielzahl von anderen Formen ausgeführt sein. Ferner können verschiedene Weglassungen, Ersetzungen und Veränderungen an der Form der hier beschriebenen Verfahren und Schaltungen durchgeführt werden, ohne dass dadurch vom Wesen der Offenlegung abgewichen wird. Die beiliegenden Patentansprüche und deren Äquivalente sind dazu vorgesehen, sämtliche solcher Formen oder Modifikationen abzudecken, die in den Umfang und das Wesen der Offenlegung fallen. Entsprechend ist der Umfang der vorliegenden Erfindung durch die Patentansprüche definiert.

Claims

Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Schaltung, wobei die Schaltung umfasst: einen Vorspannstrom; eine Vielzahl von Bipolartransistoren, die in einem ersten, einem zweiten und einem dritten Arm der Schaltung angeordnet und so ausgelegt sind, dass sie eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-Spannung an einem Ausgang der Schaltung erzeugen, welche von einzelnen der Vielzahl von Bipolartransistoren abhängig ist, und wobei jeder des ersten Arms, des zweiten Arms und des dritten Arms so mit dem gleichen Vorspannstrom gekoppelt ist, dass der Vorspannstrom so auf jeden der Arme aufgeteilt ist, dass jeder der Arme Basisstromschwankungen in den anderen Armen kompensiert.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei sich die Proportional-zu-Absoluttemperatur-Spannung, die am Ausgang bereitgestellt wird, auf eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz bezieht, die aus einem Emitterverhältnis eines ersten Satzes von Bipolartransistoren, welche bei einer ersten Kollektorstromdichte arbeiten, und eines zweiten Satzes von Bipolartransistoren, welche bei einer zweiten niedrigeren Kollektorstromdichte arbeiten, erzeugt wird.
Schaltung nach Anspruch 2, die eine MOS-Vorrichtung umfasst und bei der die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, die aus dem Emitterflächenverhältnis erzeugt wird, über die MOS-Vorrichtung zum Ausgang reflektiert wird.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder der Arme mindestens einen Transistor umfasst, der in einer PNP-Konfiguration vorgesehen ist, wobei die Schaltung so konfiguriert ist, dass Emitter von einzelnen PNP-Transistoren jedes des ersten, des zweiten und des dritten Arms mit einem gemeinsamen Knotenpunkt gekoppelt sind, der mittels des gleichen Vorspannstroms vorgespannt ist.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei ein erster Arm der Schaltung einen PNP-Transistor mit einer Einheit-Emittergröße umfasst, und ein zweiter Arm der Schaltung einen PNP-Transistor mit einer Mehrfach-, n-, Emittergröße umfasst, wobei die Schaltung so ausgelegt ist, dass sie eine Spannung am Ausgang erzeugt, die in erster Ordnung von dem Vorspannstrom unabhängig und proportional zu dem Mehrfachen n ist.
Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, die eine Vielzahl von Bipolartransistoren umfasst, welche in einer NPN-Konfiguration geschaltet sind, und wobei jeder eines ersten Arms und eines zweiten Arms der Schaltung mindestens einen NPN-konfigurierten Transistor und mindestens einen PNP-konfigurierten Transistor umfasst, wobei der erste Arm bei einer ersten Kollektorstromdichte arbeitet und der zweite Arm bei einer zweiten niedrigeren Kollektorstromdichte arbeitet, wobei die Schaltung so ausgelegt ist, dass sie eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz am Ausgang der Schaltung erzeugt.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei die NPN-konfigurierten Transistoren eine andere Emitterfläche als die PNP-konfigurierten Transistoren aufweisen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Vorspannstrom von einer Stromquelle geliefert wird, die mit einer Versorgungsspannung der Schaltung gekoppelt ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Vorspannstrom durch Koppeln einer Versorgungsspannung der Schaltung mit einem Impedanzelement geliefert wird, wobei die von der Versorgungsspannung gelieferte Spannung über das Impedanzelement reflektiert wird, um den Vorspannstrom zu bilden.
Schaltung nach Anspruch 3 oder einem Anspruch mit Rückbezug auf Anspruch 3, wobei einzelne der Bipolartransistoren und die MOS-Vorrichtung einen genesteten Verstärker bereitstellen, wobei die MOS-Vorrichtung eine Ausgangsimpedanz aufweist, die um einen Schleifenverstärkungsfaktor des Verstärkers verringert ist.
Schaltung nach Anspruch 1 bis 3, wobei sämtliche Bipolartransistoren in einer NPN-Konfiguration vorgesehen sind.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei einzelne Transistoren des dritten Arms in einer als Diode geschalteten Konfiguration vorgesehen sind.
Schaltung nach Anspruch 12, wobei die als Dioden geschalteten Transistoren des dritten Arms als ein Array von gleichen Transistoren vorgesehen sind.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei einzelne Transistoren so in einer Darlington-Paar-Konfiguration angeordnet sind, dass ein Strom, der von einem ersten Transistor verstärkt wird, von einem zweiten Transistor weiter verstärkt wird.
Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Source, die eine Vielzahl von Schaltungen nach den vorhergehenden Ansprüchen umfasst, welche relativ zueinander in einer Betriebskette angeordnet sind, um eine höhere Ausgangsspannung zu erzeugen, als von einzelnen der Vielzahl von Schaltungen zur Verfügung gestellt wird.
Spannungsreferenzschaltung, die umfasst: eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Schaltung, wobei die PTAT-Schaltung umfasst einen Vorspannstrom; eine Vielzahl von Bipolartransistoren, die in einem ersten, einem zweiten und einem dritten Arm der Schaltung angeordnet sind und die so ausgelegt sind, dass sie eine Proportional-zu-Absoluttemperatur-Spannung an einem Ausgang der PTAT-Schaltung erzeugen, welche von einzelnen der Vielzahl von Bipolartransistoren abhängig ist, und wobei jeder des ersten Arms, des zweiten Arms und des dritten Arms so mit dem gleichen Vorspannstrom gekoppelt ist, dass der Vorspannstrom betriebsmäßig auf jeden der Arme aufgeteilt ist und jeder der Arme Basisstromschwankungen in den anderen Armen kompensiert, eine Komplementär-zu-Absoluttemperatur-, CTAT-, Schaltung, wobei die CTAT-Schaltung so ausgelegt ist, dass sie eine Komplementär-zu-Absoluttemperatur-Spannung an einem Ausgang der CTAT-Schaltung erzeugt; und wobei die PTAT-Schaltung und die CTAT-Schaltung miteinander gekoppelt sind, um Temperaturschwankungen beim Ansprechverhalten der jeweils anderen der CTAT-Schaltung und Temperaturschaltung zu kompensieren.
Verfahren zum Liefern einer Proportional-zu-Absoluttemperatur-, PTAT-, Spannung, wobei das Verfahren umfasst: Bereitstellen einer Schaltung, die eine Vielzahl von Bipolartransistoren umfasst, welche in einem ersten, einem zweiten und einem dritten Arm der Schaltung angeordnet sind; Koppeln jedes des ersten Arms, des zweiten Arms und des dritten Arms mit einer einzelnen Vorspannstromquelle so, dass der Vorspannstrom auf jeden der Arme aufgeteilt wird; und Konfigurieren der Bipolartransistoren zum Erzeugen einer Proportional-zu-Absoluttemperatur-Spannung an einem Ausgang der Schaltung, die von einzelnen der Vielzahl von Bipolartransistoren abhängig ist, wobei der Strom in jedem der Arme Basisstromschwankungen in den anderen Armen kompensiert.
Verfahren nach Anspruch 17, das das Erzeugen einer Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zwischen einem ersten Satz von Bipolartransistoren, die bei einer ersten Kollektorstromdichte arbeiten, und einem zweiten Satz von Bipolartransistoren, die bei einer zweiten niedrigeren Kollektorstromdichte arbeiten, umfasst, wobei die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz eine PTAT-Abhängigkeit aufweist.
Verfahren nach Anspruch 18, das das Bereitstellen einer MOS-Vorrichtung und das Reflektieren der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz über die MOS-Vorrichtung zum Ausgang der Schaltung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 17, 18 oder 19, das das Bereitstellen mindestens eines Transistors in jedem Arm umfasst, der in einer PNP-Konfiguration vorgesehen ist, wobei Emitter von einzelnen PNP-Transistoren jedes des ersten, des zweiten und des dritten Arms mit einem gemeinsamen Knotenpunkt gekoppelt sind, der mittels des gleichen Vorspannstroms vorgespannt ist, wobei ein erster Arm der Schaltung einen PNP-Transistor mit einer Einheit-Emittergröße umfasst und ein zweiter Arm der Schaltung einen PNP-Transistor mit einer Mehrfach-, n-, Emittergröße umfasst, wobei das Verfahren ferner das Erzeugen einer Spannung am Ausgang umfasst, die in erster Ordnung von dem Vorspannstrom unabhängig und proportional zu dem Mehrfachen n ist.