DE102015118467B4

DE102015118467B4 - Schaltung und Verfahren zum Kompensieren von Early-Effekten

Info

Publication number: DE102015118467B4
Application number: DE102015118467.2A
Authority: DE
Inventors: Stefan Marinca
Original assignee: Analog Devices International ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2014-11-03
Filing date: 2015-10-29
Publication date: 2022-10-20
Anticipated expiration: 2035-10-30
Also published as: CN105574228B; US20160126935A1; DE102015118467A1; US9600015B2; CN105574228A

Abstract

Zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT-)Zelle aufweisend:einen ersten Bipolartransistor (qn2) mit einem Kollektor, einer Basis undeinem Emitter,einen CTAT-Spannungsgenerator (A2, r2), welcher mit der Basis und dem Kollektor des ersten Bipolartransistors gekoppelt ist, um die Kollektor-Basis-Spannung mit einer CTAT-Spannung vorzubeeinflussen und den ersten Bipolartransistor in Bezug auf den Early-Effekt zu kompensieren.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kompensieren der Early-Effekte, welche intrinsisch in Bipolartransistoren (BJT, Bipolar Junction Transistors) vorhanden sind. Genauer betrifft die vorliegende Offenbarung eine Methode und Schaltungen, welche ausgebildet sind, um die Nichtlinearität zu reduzieren, die sich aus der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz ergibt, die proportional zur absoluten Temperatur (PTAT, Proportional To Absolute Temperature) ist, wie sie von zwei identischen BJT generiert wird, die bei unterschiedlichen Kollektorstromdichten betrieben werden. Eine Schaltung und ein Verfahren gemäß der vorliegenden Lehre können vorteilhafterweise in Temperatursensoren, Bandlückentyp-Spannungsreferenzen und verschiedenen Analogschaltungen verwendet werden.
HINTERGRUND
Eine Variation des Kollektorstroms (I_c) aufgrund der Variation der Basis-Kollektor-Spannung und Basis-Emitter-Spannung wird Early-Effekte genannt. Die Early-Effekte stehen in Verbindung mit den Modulationen in der Basisweite des BJT, welche sich aus den Vorspannungen ergeben, die am Kollektor-Basis-Übergang und Basis-Emitter-Übergang angelegt werden. Der Direkt- oder Vorwärts-Early-Effekt entspricht der Basisweitenmodulation aufgrund der Kollektor-Basis-Spannungsvariation, und der Rückwärts-Early-Effekt entspricht der Basisweitenmodulation aufgrund der Emitter-Basis-Spannungsvariation. Die Early-Effekte weisen bestimmte Effekte in Bandlückenschaltungen auf, welche zwei oder mehr BJT verwenden, um einen Spannungsausgang zu generieren. In solchen Schaltungen tragen die Auswirkungen der Direkt- und Rückwärts-Early-Spannungen zum Gesamtausgang der Schaltung bei, da der Ausgang eine Kombination der Basis-Emitter-Spannungen plus Spannungen proportional zur absoluten Temperatur (PTAT, Proportional To Absolute Temperature) ist, basierend auf einer Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von zwei Bipolartransistoren, welche bei unterschiedlichen Kollektorstromdichten betrieben werden. Dies ist in siliziumbasierten Temperatursensoren von größerer Bedeutung.
Es existiert weiterhin ein Bedarf, den Early-Effekt zu kompensieren.
Kopplungselemente offenbart einen CTAT-Spannungsgenerator basierend auf einem diodenverbundenen PNP-Transistor und einer Beaufschlagung mit einem PTAT-Strom. Eine Verbindung zwischen dem Kollektor des diodenverbundenen PNP-Transistors wird über zwei in Reihe verbundene Widerstände hergestellt. Ein Strom zur Krümmungskorrektur wird in einen Knoten eingespeist, der zwischen den beiden in Reihe verbundenen Widerständen liegt.
KURZFASSUNG
Entsprechend stellt die vorliegende Lehre ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kompensieren des Early-Effekts bereit. Die vorliegende Lehre basiert auf dem Verständnis, dass die Early-Effekte, welche in Bipolartransistoren intrinsisch vorhanden sind, durch wohl überlegtes Vorbeeinflussen (biasing) der einzelnen Transistoren kompensiert werden können. Mit diesem Verständnis können eine zur absoluten Temperatur komplementäre Zelle, CTAT (Complementary To Absolute Temperature), und eine zur absoluten Temperatur proportionale Zelle, PTAT (Proportional To Absolute Temperature), generiert werden, deren Ausgang nicht vom Early-Effekt beeinflusst wird. Durch Kombinieren der Ausgänge von jeder dieser beiden Zellen ist es möglich, eine Referenzschaltung zu generieren, deren Ausgang temperaturunempfindlich zumindest einer ersten Ordnung ist.
Diese und andere Merkmale werden unter Bezugnahme auf die nachfolgenden Zeichnungen besser verstanden, welche Fachleuten ein Verständnis der vorliegenden Lehre bereitstellen, die vorliegende Lehre jedoch in keiner Weise auf die Einzelheiten, die folgen, begrenzen sollen.
Figurenliste

1 ist ein Beispiel einer Schaltung, welche gemäß der vorliegenden Lehre implementiert ist;
2 ist ein Beispiel einer weiteren Schaltung, welche gemäß der vorliegenden Lehre implementiert ist;
3 zeigt Simulationsergebnisse mit Basis-Emitter-Spannungsdifferenz für eine Schaltung nach dem Stand der Technik und einer idealen PTAT-Spannung;
4 zeigt Ergebnisse der Spannungs-Nichtidealität, welche die Differenz der beiden Spannungskomponenten repräsentieren, die in 3 aufgetragen sind;
5 zeigt eine graphische Simulationsdarstellung einer Spannungsdifferenz für die Schaltung aus 2;
6 zeigt Simulationsergebnisse für eine optimierte Schaltung, welche gemäß der vorliegenden Lehre implementiert ist; und
7 ist eine schematische Darstellung, welche zeigt, wie eine CTAT-Zelle mit einer PTAT-Zelle kombiniert werden kann, um eine Spannungsreferenz bereitzustellen.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Um die vorliegende Lehre zu schätzen, und wie sie Fehler adressiert, welche durch den Early-Effekt eingeführt werden, ist es zweckmäßig, die tatsächliche Funktionsweise des Transistors in Betracht zu ziehen. Es existieren mathematische Modelle eines Bipolartransistors, und ein solches Modell ist das Gummel-Poon-Modell, welches detailliert beschreibt: $I_{c} = I_{s} (\frac{V_{B E}}{e^{V_{T}}} - \frac{V_{B C}}{e^{V_{R}}}) * (1 - \frac{V_{B E}}{V_{A R}} - \frac{V_{B C}}{V_{A F}})$
wobei:

I_C der Kollektorstrom ist;
I_S der Sättigungsstrom ist;
V_BE die Basis-Emitter-Spannung ist;
V_BC die Basis-Kollektor-Spannung ist;
V_AF der Direkt-Early-Spannungsparameter ist;
V_AR der Rückwärts-Early-Spannungsparameter ist;
V_T die thermische Spannung ist, $V_{T} = \frac{k T}{q},$
wobei k die Boltzmannkonstante, T die absolute Temperatur und q die Ladung eines Elektrons sind.

Im normalen Transistorbetrieb ist ein Emitter-Basis-Übergang vorwärts vorgespannt und der Kollektor-Basis-Übergang ist rückwärts vorgespannt, so dass Gleichung (1) neu geschrieben werden kann als: $I_{c} = I_{s} (\frac{V_{B E}}{e^{V_{T}}} - \frac{V_{B C}}{e^{V_{R}}}) * (1 - \frac{V_{B E}}{V_{A R}} - \frac{V_{B C}}{V_{A F}}) ≅ I_{s} \frac{V_{B E}}{e^{V_{T}}} * (1 - \frac{V_{B E}}{V_{A R}} - \frac{V_{B C}}{V_{A F}})$
Aus Gleichung (2) ist es möglich, folgende Beziehung abzuleiten: $\frac{V_{B E}}{e^{V_{T}}} = \frac{I_{c}}{I_{s} * (1 - \frac{V_{B E}}{V_{A R}} + \frac{V_{C B}}{V_{A F}})}$
Die Basis-Emitter-Spannung kann nun in Bezug auf die thermische Spannung V_T, den Kollektorstrom I_C den Sättigungsstrom I_S und die Early-Spannungsparameter V_AF und V_AR ausgedrückt werden: $V_{B E} = V_{T} l n \frac{I_{c}}{I_{s}} - V_{T} ln (1 - \frac{V_{B E}}{V_{A R}} + \frac{V_{C B}}{V_{A F}}) = V_{B E}^{'} - V_{T} ln (1 - \frac{V_{B E}^{'}}{V_{A R}} + \frac{V_{C B}}{V_{A F}})$
In Gleichung (4) repräsentiert V'_BE die Basis-Emitter-Spannung, welche von den Early-Effekten nicht beeinflusst ist. Für Kollektorströme, welche proportional zur absoluten Temperatur sind, PTAT-Kollektorströme, ist die Spannung V'_BE temperaturabhängig gemäß den Gleichungen (2) und (4), so dass: $V_{B E}^{'} (T) = V_{G 0} - \frac{T}{T_{0}} [V_{G 0} - V_{b e 0}] - (X T I - 1) \frac{k T}{q} [ln (\frac{T}{T_{0}})]$
wobei:

V_be0 die Bipolartransistor-Basis-Emitter-Spannung bei einer Bezugstemperatur T0 bezeichnet;
V_G0 die extrapolierte Basis-Emitter-Spannung bei null absoluter Temperatur 0K ist; XTI der Temperaturexponent des Sättigungsstroms ist.

Es versteht sich, dass die Basis-Emitter-Spannung für jeden gegebenen Kollektorstrom ist, wie sie ist, und nicht modifiziert werden kann. Der Erfinder der vorliegenden Erfindung hat jedoch erkannt, dass die Kollektor-Basis-Spannung angepasst werden kann, so dass die Direkt- und Rückwärts-Early-Effekte gegenseitig kompensiert werden. Unter Verwendung einer Analyse, welche aus der in Gleichung (4) definierten Beziehung abgeleitet ist, ist die Kompensationsbedingung: $V_{C B} = V_{B E} * \frac{V_{A F}}{V_{A R}}$
Falls die Gleichung (6) erfüllt ist, dann kann die Basis-Emitter-Spannungstemperaturabhängigkeit eines einzelnen Transistors als nicht beeinflusst von Early-Effekten bestimmt werden. 1 zeigt ein Beispiel einer Schaltung, welche den Kollektor eines einzelnen Bipolartransistors qn2 mit einer skalierten Basis-Emitter-Spannung zum Kompensieren für den Early-Effekt des einzelnen Transistors vorspannt. In dieser Implementierung werden die Vorwärts- und Rückwärts-Early-Effekte für den einzelnen Transistor kompensiert, so dass diese Schaltung verwendet werden kann, um eine Basis-Emitter-Spannung VBE zu generieren, welche keinen Early-Effekt-Beitrag aufweist. Eine solche Spannung weist Eigenschaften auf, welche komplementär zur absoluten Temperatur, CTAT (Complementary To Absolute Temperature), sind, und kann daher nützlich als Temperatursensor verwendet werden oder mit anderen Schaltungen mit Eigenschaften proportional zur absoluten Temperatur, PTAT (Proportional To Absolute Temperature), integriert werden, um eine Spannungsreferenzschaltung zu generieren, deren Ausgang unabhängig von der Temperatur ist.
Während es viele Möglichkeiten gibt, um die skalierte CTAT-Spannung zu generieren, welche zum Vorbeeinflussen des Kollektors von qn2 verwendet wird, um für den Early-Effekt zu kompensieren, stellt 1 ein Beispiel bereit. In dieser Schaltung wird ein erster Bipolartransistor qn1 verwendet, um eine CTAT-Spannungskomponente zu generieren, welche gespiegelt und um ein Verhältnis der beiden Widerstände r2/r1 skaliert wird, und wird dann zum Vorbeeinflussen des Kollektors eines zweiten Bipolartransistors qn2 verwendet. In dieser Schaltung wird ein Vorspannungsstrom 11, welcher vorzugsweise in seiner Art PTAT ist, von einem diodenverbundenen PMOS-Transistor mp1 zu ähnlichen PMOS-Transistoren mp2 und mp3 gespiegelt, welche ausgebildet sind, um als Stromspiegel zu wirken. Der Drain-Strom des PMOS-Transistors mp2 wird zum Vorbeeinflussen eines ersten Bipolartransistors qn1 verwendet. Ein erster Verstärker A1 steuert den Gate-Knoten des NMOS-Transistors mn1, so dass die Basis-Emitter-Spannung des qn1, welche in ihrer Form CTAT ist und einen Beitrag vom Rückwärts-Early-Effekt aufweist, über einem ersten Widerstand r1 reflektiert wird. Der Drain-Strom des NMOS mn1 ist vom diodenverbundenen PMOS-Transistor mp4 mit dem Drain eines ähnlich angeordneten PMOS-Transistors mp5 reflektiert. Dies wird wiederum von einem diodenverbundenen NMOS-Transistor mn2 zu einem ähnlich ausgebildeten NMOS-Transistor mn3 gespiegelt. Unter der Annahme, dass die Schaltung aus 1 von einer Gleichstromspannung vorgespannt ist, welche von vdd- zu gnd-Knoten verbunden ist, und unter der Annahme, dass mp4 und mp5 das gleiche Aspektverhältnis (B/L) aufweisen und auch mn2 und mn3 das gleiche Aspektverhältnis aufweisen, kann der Drain-Strom von mn3 aus der folgenden Beziehung bestimmt werden: $I (m n 3, d) = \frac{V_{B E} (q n 1)}{r_{1}}$
wobei V_BE(qn1) die Basis-Emitter-Spannung von qn1 repräsentiert.
Der Stromspiegel-MOS-Transistor mp3 generiert den Kollektorstrom für den zweiten Bipolartransistor (BJT, Bipolar Junction Transistor) qn2, welcher einen Direkt-Early-Effekt-Fehlerbeitrag aufweist. Dieser Transistor ist auch mit dem nicht-invertierenden Knoten und dem Ausgang eines zweiten Verstärkers A2 gekoppelt. Der Ausgang dieses Verstärkers wird über einen zweiten Widerstand r2 der Schaltung mit der Basis des zweiten BJT qn2 gekoppelt. Die Werte des mp3-Drain-Stroms und der Wert des zweiten Widerstands r2 legen die Kollektor-Basis-Spannung von qn2 auf den folgenden Wert fest: $V_{C B} (q n 2) = I (m n 3, d) * r_{2} = V_{B E} (q n 1) * \frac{r_{2}}{r_{1}}$
Durch wohl überlegtes Skalieren der Werte der ersten und zweiten Widerstände r2 und r1 ist es möglich, eine Beziehung zwischen dem Vorwärts- und Rückwärts-Early-Effekt gemäß Gleichung (9) unten bereitzustellen: $\frac{r_{2}}{r_{1}} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}}$
Auf diese Weise werden die Early-Effekte der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors qn2 vollständig eliminiert und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors qn2, welche in ihrer Art CTAT ist, kann gemäß den Werten der Gleichung (5) oben bestimmt werden. Faktisch wird der Direkt-Early-Effekt in Verbindung mit dem Bipolartransistor qn2 verwendet, um den Rückwärts-Early-Effekt des gleichen Transistors durch geeignetes Vorbeeinflussen seines Kollektor-Basis-Übergangs zu kompensieren. Es versteht sich aus einer Untersuchung der typischen Werte in Verbindung mit Basis-Emitter-Spannungen und dem Betrieb von Transistoren bei Umgebungstemperaturen, dass die praktischen Werte für die Ausdrücke in der obigen Gleichung sind: Vbe=0,7 V; V_AF=50 V; V_AR=5 V, ΔVbe=0,054 V. Unter Verwendung dieser Zahlen versteht es sich, dass eine Schaltung gemäß der Lehre aus 1 eine Kollektor-Basis-Spannung von 0,7*50/5=7 V erfordern würde, um den Early-Effekt zu negieren. Für viele Schaltungsimplementierungen kann dies nicht praktisch sein, aber da diese Schaltung vollständige Kompensation der Rückwärts- und Vorwärts-Early-Effekte für einen einzelnen Transistor bereitstellt, stellt sie eine sehr nützliche CTAT-Zelle bereit, welche in anderen Schaltungen verwendet werden kann, wie sie oben beispielsweise für die Verwendung als Temperatursensor oder Komponentenschaltungszelle einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz beschrieben sind.
Der Erfinder der vorliegenden Erfindung hat auch erkannt, dass es möglich ist, eine PTAT-Zelle zu generieren, welche auch für den Early-Effekt kompensiert. Eine solche PTAT-Zelle kann auch als Temperatursensor oder als Komponentenschaltungszelle einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz verwendet werden.
Es versteht sich ferner nach einer genauen Untersuchung der Ausdrücke der Gleichung (5), dass Quellen von Nichtlinearität vorhanden sind. Die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz ΔV_BE, welche intrinsisch in ihrer Art PTAT ist, kann auf nahe unmessbaren Pegeln reduziert werden, falls diese Spannung von den beiden Bipolartransistoren qn1, qn2, welche unterschiedlich vorgespannt sind, extrahiert wird. Insbesondere, falls der Niedrigstromdichte-Bipolartransistor mit einer Null-Kollektor-Basis-Spannung vorgespannt ist und der Hochkollektorstromdichte-Bipolartransistor mit einer PTAT-Spannung vorgespannt ist, kann die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz für eine erste Approximation auf nahe zu null reduziert werden. Die Basis-Emitter-Spannungen der beiden Bipolartransistoren, welche mit unterschiedlichen Kollektorstromdichten arbeiten, können in Bezug auf die Gleichungen (10) und (11) ausgedrückt werden: $V_{B E 1} (T) = a - b \frac{T}{T_{0}} + c \frac{T}{T_{0}}$
$V_{B E 2} (T) = a - b \frac{T}{T_{0}}$
wobei V_BE1(T) die Basis-Emitter-Spannung des Hochkollektorstromdichte-Transistors repräsentiert, a eine extrapolierte Bandlückenspannung repräsentiert, V_BE2(T) die Basis-Emitter-Spannung des Niedrigkollektorstromdichte-Transistors repräsentiert und $C \frac{T}{T_{0}}$
die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz repräsentiert (c entspricht der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz bei der Temperatur T₀).
Falls der Niedrigstromdichte-Bipolartransistor virtuell diodenverbunden ist (mit Null-Kollektor-Basis-Spannung) und der Hochstromdichte-Bipolartransistor eine Kollektor-Basis-Spannung V_CB aufweist, sind die beiden Nichtlinearitäten ihrer Basis-Emitter-Spannungen: $V_{n l 1} = - V_{T} ln (1 - \frac{a - b \frac{T}{T_{0}} + c \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}} + \frac{V_{C B}}{V_{A F}})$
$V_{n l 2} = - V_{T} ln (1 - \frac{a - b \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}})$
Die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz entspricht der Differenz der beiden Nichtlinearitäten: $= - V_{T} ln \frac{1 - \frac{a - b \frac{T}{T_{0}} + c \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}} + \frac{V_{C B}}{V_{A F}}}{1 - \frac{a - b \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}}} = V_{T} ln (1 - \frac{\frac{c \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}} - \frac{V_{C B}}{V_{A F}}}{1 - \frac{a - b \frac{T}{T_{0}}}{V_{A R}}})$
Diese Differenz kann auf null gesetzt werden für: $V_{C B} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}} * c \frac{T}{T_{0}}$
Um die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz der Kollektor-Basis-Spannung zu kompensieren, muss der Bipolartransistor mit höherer Kollektorstromdichte PTAT sein, von der folgenden Form: $V_{C B 0} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}} * c$
wobei V_CB0 die Kollektor-Basis-Spannung bei der Referenztemperatur T₀ repräsentiert.
Aus den Gleichungen (15) und (16) erhält man: $V_{C B 0} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}} * c$
Ein Beispiel einer Schaltung, welche ausgebildet ist, um eine solche Kompensation zu implementieren und eine PTAT-Zelle bereitzustellen, ist in 2 dargestellt. Wie aus dem Folgenden deutlich wird, ist in einer solchen Implementierung und unter Verwendung der gleichen typischen Werte für Umgebungstemperaturbetrieb, welche in Bezug auf 1 erläutert wurden, eine PTAT-Kollektor-Basis-Spannung mit dem Wert von (50/5)*0,054 = 0,54 V bei Umgebungstemperatur erforderlich, um die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zu kompensieren. Es versteht sich, dass dies für die meisten Schaltungsimplementierungen viel einfacher bereitzustellen ist. In dieser Schaltung sind erste und zweite Bipolartransistoren, von denen jeder assoziierte intrinsische Early-Effekte aufweist, wohl überlegt kombiniert, so dass die Differenz in ihren Basis-Emitter-Spannungen ΔV_BE für den Early-Effekt kompensiert wird.
Wie in der Schaltung aus 1 wird ein Vorspannungsstrom 11 über die PMOS-Vorrichtungen mp1, mp6 und mp7 an Kollektoren eines ersten Bipolartransistors qn3 und eines zweiten Bipolartransistors qn4 gespiegelt. Der erste Bipolartransistor ist ausgebildet, um mit einer höheren Kollektorstromdichte als der zweite Bipolartransistor qn4 zu arbeiten. Ein nicht-invertierender Knoten eines ersten Verstärkers A3 ist mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors qn3 gekoppelt. Der Ausgang des ersten Verstärkers A3 ist auch über einen Widerstand r3 mit der Basis des ersten Bipolartransistors gekoppelt. Ein nicht-invertierender Knoten eines zweiten Verstärkers A4 ist mit der PMOS-Vorrichtung mp7 und auch mit dem zweiten Bipolartransistor qn4 gekoppelt. Auf diese Weise ist jeder der ersten und zweiten Bipolartransistoren vom gleichen Vorspannungsstrom 11 vorgespannt. Der erste Bipolartransistor wird sowohl von den Direkt- als auch den Rückwärts-Early-Effekten beeinflusst.
Ein zweiter Vorspannungsstrom 12 mit einer PTAT-Form ist auch mit dem Widerstand r3 gekoppelt und generiert eine PTAT-Spannung über dem Widerstand r3. Der Verstärker A3 wird mit seinen Eingangsknoten auf dem gleichen Potential bereitgestellt, so dass der PTAT-Spannungsabfall über r3 als eine Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors qn3 übersetzt wird. Der Verstärker A4 zwingt den zweiten Bipolartransistor qn4, mit Null-Kollektor-Basis-Spannung zu arbeiten, so dass der zweite Bipolartransistor nur vom Rückwärts-Early-Effekt beeinflusst wird. Die Spannungsdifferenz vom Basis-Knoten von qn3 zum Basis-Knoten von qn4 kann ausgebildet sein, so dass sie sehr linear mit der absoluten Temperatur ist, falls die Kollektor-Basis-Spannung von qn3 gemäß der in Gleichung (17) definierten Beziehung festgelegt ist. Aufgrund der Kenntnis der beiden Modellparameter V_AR und V_AF und der Konstante c kann die Kollektor-Basis-Spannung von qn3 auferlegt werden, so dass die Gleichung (17) erfüllt ist und die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz null ist. Es versteht sich bei dieser Schaltung, dass, obwohl jeder der ersten und zweiten Bipolartransistoren unabhängig von den Early-Effekten beeinflusst wird, durch wohl überlegtes Anordnen der Schaltungselemente relativ zueinander die Gesamt-Basis-Emitter-Spannungsdifferenz der ersten und zweiten Bipolartransistoren nicht durch die Early-Effekte beeinflusst wird.
Eine Schaltung gemäß 2 in einem BiCMOS-Prozess mit niedriger Geometrie wurde simuliert. Die Early-Spannungsparameter der Bipolartransistormodelle sind: V_AF=52,2 V und V_AR=5,89 V; qn3 ist eine Einheitsvorrichtung mit einer Emitter-Fläche von 5 um x 5 um; qn4 besteht aus acht ähnlichen Transistoren, welche parallel verbunden sind; die Kollektorströme von qn3 und qn4 sind als PTAT von 3 uA bei T₀=300 K (26,85 °C) festgelegt. Um die Nichtlinearität der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von Handrechnung zu eliminieren, wird benötigt: $V_{C B 0} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}} * c \frac{52,2}{5,89} * 0,054 V = 0,478$
Um die Abweichung der simulierten PTAT-Spannung vom Idealwert zu berechnen, ist eine PTAT-Spannung definiert als: $V_{P T A T} = Δ V b e (T_{0} = 300 K) * \frac{t d e g c + 26,85}{300}$
Hier repräsentiert ΔVbe(T₀ = 300 K) die simulierte Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, so dass die beiden Spannungen, simuliert und ideal, den gleichen Wert bei T₀=300 K aufweisen.
Zwei Simulationen wurden durchgeführt: die erste mit qn3 und qn4 mit Null-Kollektor-Basis-Spannungen gemäß den Schaltungen nach dem Stand der Technik und die zweite mit qn3 mit einer PTAT-Kollektor-Basis-Spannung von 0,478 V und qn4 mit Null-Kollektor-Basis-Spannung.
Die ersten Simulationsergebnisse (Basis-Emitter-Spannung und ideale PTAT-Spannung) für die Temperatur im Bereich von -40 °C bis 125 °C sind in 3 aufgetragen. Wie 3 zeigt, erscheinen die beiden Spannungen sehr nahe zu liegen. Ihr gemeinsamer Wert bei 26,85 °C ist ΔVbe=54 mV. Dies entspricht einer Temperaturempfindlichkeit von ~180 uV/°C. In Wirklichkeit gibt es eine ziemlich große Differenz und Nichtlinearität von der idealen PTAT-Spannung zur simulierten Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, wie in 4 veranschaulicht. Diese Spannungsdifferenz beträgt etwa 170 uV, nahe bei 1 °C in einem Temperaturbereich von -40 °C bis 125 °C.
Die gleiche Spannungsdifferenz für qn3 mit V_CB0=0,478 V (bei 26,85 °C) ist in 5 dargestellt. Die entsprechende Abweichung beträgt etwa 30 uV oder 0,16 °C. Es versteht sich, dass diese Ergebnisse nur eine Approximation sind, da die Basis-Emitter-Spannungen gemäß den aus den Gleichungen (10) und (11) bestimmten Parametern reduziert wurden.
Eine abschließende Simulation wurde mit einer optimalen Basis-Kollektor-Spannung von 0,577 V durchgeführt. Die entsprechende Spannungsdifferenz ist in 6 dargestellt. Die maximale Abweichung beträgt 0,36 uV oder 0,002 °C, was mehr als vierhundert Verbesserungen im Vergleich zur Situation, bei der die Bipolartransistordiode mittels Implementierung des Standes der Technik verbunden ist, bedeutet.
Es versteht sich, dass Schaltungen, welche gemäß der vorliegenden Lehre bereitgestellt werden, eine Reihe von Vorteilen bieten, die von der Reduzierung von Fehlerbeiträgen abgeleitet sind, die von den Early-Effekten abgeleitet sind. Durch das Ausschließen aller Beiträge von den Early-Effekten kann eine CTAT- oder PTAT-Spannung mit hoher Präzision generiert werden. Falls eine CTAT-Zelle mit hoher Präzision mit einer PTAT-Zelle mit hoher Präzision gekoppelt wird, dann kann eine temperaturunabhängige Spannungsreferenz implementiert werden. 7 zeigt in einer High-Level-Architektur, wie eine solche Spannungsreferenz bereitgestellt werden kann.
Es ist jedoch nicht beabsichtigt, die vorliegende Lehre auf einen beliebigen Satz von Vorteilen oder Merkmalen zu beschränken, da Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Wesen und/oder Schutzbereich der vorliegenden Lehre abzuweichen.
Die Systeme, Vorrichtungen und Verfahren zum Bereitstellen eines Spannungsausgangs, welcher nicht von den Early-Effekten beeinflusst ist, sind oben unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben, und eine Schaltung, welche gemäß der vorliegenden Lehre bereitgestellt ist, kann zum Bereitstellen einer Strom- oder Spannungsreferenz verwendet werden.
Obgleich die Basis-Emitter-Spannungen unter Bezugnahme auf die Verwendung von bestimmten Arten von Bipolartransistoren beschrieben worden sind, könnten zusätzlich ein beliebiger anderer geeigneter Transistor oder beliebige andere geeignete Transistoren, welche Basis-Emitter-Spannungen bereitstellen können, gleichermaßen im Rahmen der vorliegenden Lehre verwendet werden. Es ist vorgesehen, dass jeder einzelne beschriebene Transistor als eine Mehrzahl von Transistoren implementiert werden kann, deren Basis-Emitter parallel verbunden sein würden. Es versteht sich ferner, dass die hierin beschriebenen Transistoren alle 3 Anschlüsse verfügbar haben, und da moderne CMOS-Prozesse tiefe N-Wanne-Fähigkeiten aufweisen, ist es möglich, diese Prozesse zu verwenden, um npn-Bipolartransistoren niedriger Qualität, aber funktional vertikal, herzustellen.
Solche Systeme, Vorrichtungen und/oder Verfahren können in verschiedenen elektronischen Vorrichtungen implementiert werden. Beispiele für die elektronischen Vorrichtungen können Verbraucherelektronikprodukte, Teile der Verbraucherelektronikprodukte, elektronische Prüfgeräte, drahtlose Kommunikationsinfrastruktur usw. umfassen, sind aber nicht darauf beschränkt. Beispiele für die elektronischen Vorrichtungen können auch Schaltungen von optischen Netzen oder anderen Kommunikationsnetzen und Plattentreiberschaltungen umfassen. Die Verbraucherelektronikprodukte können Messinstrumente, medizinische Vorrichtungen, drahtlose Vorrichtungen, ein Mobiltelefon (beispielsweise ein Smartphone), zellulare Basisstationen, ein Telefon, einen Fernseher, einen Computermonitor, einen Computer, einen Handheld-Computer, einen Tablet-Computer, einen persönlichen digitalen Assistenten (PDA), ein Mikrowellengerät, einen Kühlschrank, eine Stereoanlage, einen Kassettenrecorder oder ein Kassettenabspielgerät, einen DVD-Player, einen CD-Player, einen digitalen Videorecorder (DVR), einen VCR, einen MP3-Player, ein Radio, einen Camcorder, eine Kamera, eine digitale Kamera, einen tragbaren Speicherchip, eine Waschmaschine, einen Trockner, einen Waschtrockner, ein Kopiergerät, ein Faxgerät, einen Scanner, eine multifunktionale Peripherievorrichtung, eine Armbanduhr, eine Uhr usw. umfassen, sind aber nicht darauf beschränkt. Ferner kann die elektronische Vorrichtung unfertige Produkte umfassen.
Sofern es der Zusammenhang nicht eindeutig anderweitig verlangt, sind die Wörter „aufweisen“, „aufweisend“, „umfassen“, „umfassend“ und dergleichen in der Beschreibung und den Patentansprüchen durchweg sinngemäß als einschließend auszulegen, im Gegensatz zu einem ausschließlichen oder erschöpfenden Sinn; also im Sinn von „umfassend, aber nicht darauf beschränkt“. Die Wörter „gekoppelt“ oder „verbunden“, wie sie hierin allgemein verwendet werden, beziehen sich auf zwei oder mehr Elemente, welche entweder direkt miteinander verbunden oder durch ein oder mehrere Zwischenelemente verbunden sein können. Zusätzlich sind die Wörter „hierin“, „vorstehend“, „nachstehend“ und Wörter mit ähnlicher Bedeutung, soweit sie in dieser Anmeldung verwendet werden, so zu verstehen, dass sie sich auf diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit und nicht auf irgendwelche bestimmten Teile dieser Anmeldung beziehen. Wo es der Zusammenhang erlaubt, können Wörter, die in der Einzahl oder Mehrzahl verwendet werden, jeweils auch die Mehrzahl oder Einzahl einschließen. Das Wort „oder“ in Bezug auf eine Liste mit zwei oder mehr Elementen soll alle folgenden Interpretationen des Worts abdecken: ein beliebiges Element der Liste, alle Elemente der Liste und jegliche Kombination von Elementen der Liste. Alle hierin bereitgestellten numerischen Werte sollen ähnliche Werte innerhalb eines Messfehlers umfassen.
Die Lehren der hierin bereitgestellten Erfindungen können auf andere Systeme, nicht unbedingt die vorstehend beschriebenen Schaltungen, angewendet werden. Die Elemente und Aktionen der verschiedenen, vorstehend beschriebenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen bereitzustellen. Die Aktion der hierin erläuterten Verfahren kann nach Bedarf in beliebiger Reihenfolge durchgeführt werden. Darüber hinaus können die Aktionen der hierin erläuterten Verfahren nach Bedarf seriell oder parallel durchgeführt werden.
Es wurden zwar bestimmte Ausführungsformen der Erfindungen beschrieben, diese Ausführungsformen sind jedoch nur beispielhaft dargestellt und sind nicht dazu bestimmt, den Schutzbereich der Offenbarung zu beschränken. Tatsächlich können die hierin beschriebenen neuen Verfahren und Schaltungen in einer Vielzahl von anderen Formen implementiert werden. Ferner können verschiedene Weglassungen, Substitutionen und Änderungen an der Form der hierin beschriebenen Verfahren und Schaltungen vorgenommen werden, ohne vom Wesen der Offenbarung abzuweichen. Es ist beabsichtigt, dass die beigefügten Patentansprüche und deren Äquivalente solche Formen oder Modifikationen abdecken sollen, welche in den Schutzbereich und das Wesen der Offenbarung fallen. Dementsprechend ist der Schutzbereich der vorliegenden Erfindungen durch Bezugnahme auf die Patentansprüche definiert.

Claims

Zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT-)Zelle aufweisend: einen ersten Bipolartransistor (qn2) mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, einen CTAT-Spannungsgenerator (A2, r2), welcher mit der Basis und dem Kollektor des ersten Bipolartransistors gekoppelt ist, um die Kollektor-Basis-Spannung mit einer CTAT-Spannung vorzubeeinflussen und den ersten Bipolartransistor in Bezug auf den Early-Effekt zu kompensieren.
CTAT-Zelle nach Anspruch 1, wobei der CTAT-Spannungsgenerator (A2, r2) einen zweiten Bipolartransistor (qn1) der Zelle aufweist, wobei der zweite Bipolartransistor mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors gekoppelt ist, so dass der Kollektor des ersten Bipolartransistors (qn2) mit einer Spannung vorgespannt ist, welche mit der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors (qn1) in Beziehung steht.
CTAT-Zelle nach Anspruch 2, aufweisend einen Stromspiegel (mp4-mp5, mn2-mn3), wobei der Stromspiegel einen Strom spiegelt, welcher vom zweiten Bipolartransistor (qn1) über einem Widerstand generiert wird, der am Kollektor des ersten Bipolartransistors (qn2) zum Vorbeeinflussen des Kollektors des ersten Bipolartransistors mit der Spannung, die mit der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors in Beziehung steht, bereitgestellt wird.
CTAT-Zelle nach Anspruch 2 oder 3, aufweisend einen ersten Verstärker (A2) und einen zweiten Verstärker (A1), wobei ein Eingang des zweiten Verstärkers mit dem zweiten Bipolartransistor (qn1) gekoppelt ist und ein Eingang und ein Ausgang des ersten Verstärkers (A2) mit dem ersten Bipolartransistor (qn2) gekoppelt sind.
CTAT-Zelle nach Anspruch 3 oder 4, wobei der zweite Verstärker (A1) und der Stromspiegel (mp4-mp5, mn2-mn3) ausgebildet sind, um eine Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors (qn1) über einem ersten Widerstand (r1) zu reflektieren, wobei der Ausgang des ersten Verstärkers (A2) über einen zweiten Widerstand (r2) mit der Basis des ersten Bipolartransistors (qn2) gekoppelt ist und wobei die Werte des ersten und des zweiten Widerstands relativ zueinander skaliert sind, um eine Beziehung zwischen dem Vorwärts- und Rückwärts-Early-Effekt bereitzustellen gemäß: $\frac{r_{2}}{r_{1}} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}}$
wobei: V_AF die Direkt-Early-Effekt-Spannung des zweiten Bipolartransistors (qn1) ist; und VBF die Rückwärts-Early-Effekt-Spannung des zweiten Bipolartransistors ist; so dass die Early-Effekte der Basis-Emitter-Spannung des ersten Bipolartransistors (qn2) vollständig eliminiert sind.
Schaltung nach Anspruch 5, wobei der Kollektor-Basis-Übergang des zweiten Bipolartransistors (qn1) vorgespannt ist, so dass der Direkt-Early-Effekt in Verbindung mit dem zweiten Bipolartransistor (qn1) verwendet wird, um den Rückwärts-Early-Effekt des gleichen Transistors zu kompensieren.
Zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT-)Zelle aufweisend: einen ersten Bipolartransistor (qn3) und einen zweiten Bipolartransistor (qn4), wobei der erste Bipolartransistor ausgebildet ist, um mit einer höheren Kollektorstromdichte als der zweite Bipolartransistor zu arbeiten, wobei jeder des ersten Bipolartransistors und des zweiten Bipolartransistors eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter aufweist; eine erste Vorspannungsstromquelle (11), welche mit dem Kollektor sowohl des ersten Bipolartransistors als auch des zweiten Bipolartransistors gekoppelt ist; eine zweite Vorspannungsstromquelle (12), welche einen Strom mit einer Form bereitstellt, die proportional zur absoluten Temperatur ist und mit einem ersten Widerstand (r3) gekoppelt ist, um einen Spannungsabfall proportional zur absoluten Temperatur über dem ersten Widerstand zu erzeugen, wobei der Spannungsabfall über dem Transistor operativ als eine Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors (qn3) übersetzt ist; wobei der zweite Bipolartransistor diodenverbunden ist, um nicht vom Direkt-Early-Effekt beeinflusst zu sein, und der erste Bipolartransistor (qn3) Beiträge sowohl des Direkt-Early-Effekts als auch des Rückwärts-Early-Effekts aufweist, wobei der erste und der zweite Bipolartransistor miteinander gekoppelt sind, um operativ eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zu generieren, welche nicht von den Early-Effekten beeinflusst ist.
PTAT-Zelle nach Anspruch 7, aufweisend: einen ersten Verstärker (A3) und einen zweiten Verstärker (A4), wobei ein Eingang des ersten Verstärkers mit dem ersten Bipolartransistor gekoppelt ist und ein Eingang und ein Ausgang des zweiten Verstärkers mit dem zweiten Bipolartransistor gekoppelt sind; einen Stromspiegel (mp1, mp6, mp7), welcher ausgelegt ist, um den ersten Vorspannungsstrom Kollektoren sowohl des ersten Bipolartransistors (qn3) als auch des zweiten Bipolartransistors (qn4) bereitzustellen; und wobei der erste Bipolartransistor ausgebildet ist, um eine Kollektor-Basis-Spannung mit einer Form aufzuweisen, welche proportional zur absoluten Temperatur, PTAT, ist, und der zweite Bipolartransistor ausgebildet ist, um mit einer Null-Kollektor-Basis-Spannung zu arbeiten.
PTAT-Zelle nach Anspruch 8, wobei: ein nicht-invertierender Knoten des ersten Verstärkers (A3) mit dem Kollektor des ersten bipolaren Transistors (qn3) gekoppelt ist und der Ausgang des ersten Verstärkers über den ersten Widerstand (r3) mit der Basis des ersten Bipolartransistors gekoppelt ist; und ein nicht-invertierender Knoten des zweiten Verstärkers (A4) mit dem zweiten Bipolartransistor gekoppelt ist.
PTAT-Zelle nach einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei: der erste Verstärker mit seinen Eingangsknoten auf dem gleichen Potential bereitgestellt ist, so dass der PTAT-Spannungsabfall über dem ersten Widerstand (r3) als eine Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors übersetzt wird.
PTAT-Zelle nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei der zweite Verstärker (A4) mit dem zweiten Bipolartransistor gekoppelt ist und operativ den zweiten Bipolartransistor vorspannt, um mit Null-Kollektor-Basis-Spannung zu arbeiten.
PTAT-Zelle nach einem der Ansprüche 7 bis 11, so ausgebildet, dass eine Spannungsdifferenz zwischen der Basis des ersten Bipolartransistors (qn3) und der Basis des zweiten Bipolartransistors (qn4) linear mit der absoluten Temperatur ist, wobei die Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors aus der folgenden Beziehung bestimmt wird: $V_{C B 0} = \frac{V_{A F}}{V_{A R}} * c$
wobei: V_CB0 die Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors ist; V_AF die Vorwärts-Early-Effekt-Spannung des zweiten Bipolartransistors ist; V_AR die Rückwärts-Early-Effekt-Spannung des zweiten Bipolartransistors ist; und c der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz des zweiten Bipolartransistors bei der Temperatur T₀ entspricht.
Spannungsreferenzschaltung, aufweisend eine zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT-)Zelle und eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT-)Zelle, wobei die Schaltung ausgebildet ist, um einen Ausgang von der CTAT-Zelle mit einem Ausgang von der PTAT-Zelle zu kombinieren, um eine Spannungsreferenz zu generieren, welche unempfindlich einer ersten Ordnung gegenüber Temperaturvariationen ist, und wobei: die CTAT-Zelle einen ersten Bipolartransistor (qn2) mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter aufweist, wobei ein CTAT-Spannungsgenerator mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors zum Vorbeeinflussen des Kollektors mit einer CTAT-Spannung und Kompensieren des ersten Bipolartransistors in Bezug auf den Early-Effekt gekoppelt ist; und die PTAT-Zelle aufweist: einen dritten Bipolartransistor (qn3) und einen vierten Bipolartransistor (qn4), wobei der dritte Bipolartransistor ausgebildet ist, um mit einer höheren Kollektorstromdichte als der vierte Bipolartransistor zu arbeiten, wobei jeder des dritten Bipolartransistors und des vierten Bipolartransistors eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter aufweist; eine erste Vorspannungsstromquelle (11), welche mit dem Kollektor sowohl des dritten Bipolartransistors als auch des vierten Bipolartransistors gekoppelt ist; eine zweite Vorspannungsstromquelle (12), welche einen Strom mit einer Form bereitstellt, die proportional zur absoluten Temperatur ist und mit einem ersten Widerstand gekoppelt ist, um einen Spannungsabfall proportional zur absoluten Temperatur über dem ersten Widerstand zu erzeugen, wobei der Spannungsabfall über dem Transistor operativ als eine Kollektor-Basis-Spannung des dritten Bipolartransistors übersetzt ist; und wobei der vierte Bipolartransistor diodenverbunden ist, um nicht vom Direkt-Early-Effekt beeinflusst zu sein, und der dritte Bipolartransistor Beiträge sowohl des Direkt-Early-Effekts als auch des Rückwärts-Early-Effekts aufweist, wobei der dritte und der vierte Bipolartransistor miteinander gekoppelt sind, um operativ eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zu generieren, welche nicht von den Early-Effekten beeinflusst ist.
Verfahren zum Generieren eines Ausgangs, welcher proportional zur absoluten Temperatur ist, das Verfahren aufweisend: Bereitstellen eines ersten Bipolartransistors (qn3) und eines zweiten Bipolartransistors (qn4), wobei der erste Bipolartransistor ausgebildet ist, um mit einer höheren Kollektorstromdichte als der zweite Bipolartransistor zu arbeiten, wobei jeder des ersten Bipolartransistors und des zweiten Bipolartransistors eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter aufweist; Bereitstellen einer ersten Vorspannungsstromquelle (11), welche mit dem Kollektor sowohl des ersten Bipolartransistors als auch des zweiten Bipolartransistors gekoppelt ist; Bereitstellen einer zweiten Vorspannungsstromquelle (12), welche einen Strom mit einer Form bereitstellt, die proportional zur absoluten Temperatur ist und mit einem ersten Widerstand (r3) gekoppelt ist, um einen Spannungsabfall proportional zur absoluten Temperatur über dem ersten Widerstand zu erzeugen, wobei der Spannungsabfall über dem Transistor operativ als eine Kollektor-Basis-Spannung des ersten Bipolartransistors übersetzt ist; wobei der zweite Bipolartransistor diodenverbunden ist, um nicht vom Direkt-Early-Effekt beeinflusst zu sein, und der erste Bipolartransistor Beiträge sowohl des Direkt-Early-Effekts als auch des Rückwärts-Early-Effekts aufweist, und wobei der erste und der zweite Bipolartransistor miteinander gekoppelt sind, um operativ eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zu generieren, welche nicht von den Early-Effekten beeinflusst ist.
Verfahren nach Anspruch 14, aufweisend: Bereitstellen eines ersten Verstärkers (A3) und eines zweiten Verstärkers (A4) und Koppeln eines Eingangs des ersten Verstärkers mit dem ersten Bipolartransistor (qn3) und eines Eingangs und eines Ausgangs des zweiten Verstärkers mit dem zweiten Bipolartransistor (qn4); Verwenden eines Stromspiegels (mp1, mp6, mp7), um den ersten Vorspannungsstrom Kollektoren sowohl des ersten Bipolartransistors als auch des zweiten Bipolartransistors bereitzustellen; und Auslegen des ersten Bipolartransistors, um eine Kollektor-Basis-Spannung mit einer Form aufzuweisen, welche proportional zur absoluten Temperatur, PTAT, ist, und des zweiten Bipolartransistors, um mit einer Null-Kollektor-Basis-Spannung zu arbeiten.
Verfahren nach Anspruch 15, aufweisend Verwenden des zweiten Verstärkers (A4), um den zweiten Bipolartransistor (qn4) operativ vorzubeeinflussen, um mit Null-Kollektor-Basis-Spannung zu arbeiten.
Verfahren zum Generieren eines Ausgangs, welcher in seiner Art komplementär zur absoluten Temperatur, CTAT, ist, das Verfahren mit einem Bereitstellen: eines ersten Bipolartransistors (qn2) mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, eines CTAT-Spannungsgenerators (A2, r2), welcher mit der Basis und dem Kollektor des ersten Bipolartransistors gekoppelt ist, um die Kollektor-Basis-Spannung mit einer CTAT-Spannung vorzubeeinflussen und den ersten Bipolartransistor in Bezug auf den Early-Effekt zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der CTAT-Spannungsgenerator (A2, r2) einen zweiten Bipolartransistor (qn1) aufweist, wobei das Verfahren das Koppeln des zweiten Bipolartransistors mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (qn2) aufweist, so dass der Kollektor des ersten Bipolartransistors mit einer Spannung vorgespannt ist, welche mit der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors in Beziehung steht.
Verfahren nach Anspruch 18, aufweisend Bereitstellen eines Stromspiegels (mp4-mp5, mn2-mn3), um einen Strom zu spiegeln, welcher vom zweiten Bipolartransistor (qn1) über einem Widerstand generiert wird, der am Kollektor des ersten Bipolartransistors (qn2) zum Vorbeeinflussen des Kollektors des ersten Bipolartransistors mit der Spannung, die mit der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors in Beziehung steht, bereitgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, aufweisend Bereitstellen eines ersten Verstärkers (A1) und eines zweiten Verstärkers (A2), wobei ein Eingang des zweiten Verstärkers mit dem zweiten Bipolartransistor (qn1) gekoppelt ist und ein Eingang und ein Ausgang des ersten Verstärkers mit dem ersten Bipolartransistor (qn2) gekoppelt sind.