DE102013111083A1

DE102013111083A1 - Verfahren und schaltung für einen spannungsreferenz- und vorstromgenerator mit geringem stromverbrauch

Info

Publication number: DE102013111083A1
Application number: DE201310111083
Authority: DE
Inventors: Stefan Marinca
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2012-10-10
Filing date: 2013-10-07
Publication date: 2014-04-17
Anticipated expiration: 2033-10-08
Also published as: DE102013111083B4; CN103729011A; CN103729011B

Abstract

Schaltungen zum Erzeugen einer PTAT-Spannung als eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zwischen einem Paar von Bipolartransistoren. Die Schaltungen können Einheitszellen in einer Kaskadenspannungsreferenzschaltung bilden, welche die PTAT-Spannung mit jeder weiteren Stufe erhöht. Die Bipolartransistoren werden über eine Spannanordnung gesteuert, die einen MOS-Transistor umfasst, der an einen Stromspiegel angeschlossen ist, der den Basisstrom für die Bipolartransistoren bereitstellt. Durch Kombinieren einer PTAT-Spannung und einer CTAT-Spannung in der letzten Stufe wird eine Referenzspannung gebildet. Die Referenzspannung kann von der Spannung an einem Emitter von einem der Bipolartransistoren in der letzten Stufe erhalten werden.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung ist eine Teilfortsetzung der US-Patentanmeldung mit Seriennr. 13/544,609, eingereicht am 9. Juli 2012, die eine Fortsetzung von 12/415,606, eingereicht am 31. März 2009, jetzt US-Patent Nr. 8,228,052 ist, deren Inhalte hier durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen werden.
URHEBERRECHTLICHE UND RECHTLICHE HINWEISE
Ein Teil der Offenbarung dieser Patentschrift enthält Material, das dem Schutz des Urheberrechts unterliegt. Der Urheberrechtsinhaber hat keine Einwände gegen die Faksimile-Reproduktion der Patentschrift oder der Patentoffenbarung durch irgendjemanden, wie sie in Patentdateien oder -unterlagen beim Patent- und Markenamt Patent vorliegt, behält sich aber ansonsten alle Urheberrechte vor.
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Spannungsreferenzen und insbesondere auf Spannungsreferenzen, die unter Verwendung einer Bandlückenschaltung realisiert werden. Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Schaltung und ein Verfahren, die bzw. das eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT)-Spannung bereitstellt, die skaliert und eingestellt werden kann.
STAND DER TECHNIK
Eine herkömmliche Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung basiert auf dem Hinzufügen von zwei Spannungskomponenten mit entgegengesetzten und ausgeglichenen Temperaturanstiegen.
1 veranschaulicht eine symbolische Darstellung einer herkömmlichen Bandlückenreferenz. Sie besteht aus einer Stromquelle 110, einem Widerstand 120 und einer Diode 130. Es versteht sich, dass die Diode den Basis-Emitter-Übergang eines Bipolartransistors darstellt. Der Spannungsabfall über der Diode weist einen negativen Temperaturkoeffizienten TC von etwa –2,2 mV/°C auf und wird in der Regel als zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT) Spannung bezeichnet, da ihr Ausgangswert mit zunehmender Temperatur abnimmt. Diese Spannung weist einen typischen negativen Temperaturkoeffizienten gemäß der nachfolgenden Gleichung 1 auf:
V_G0 ist hier die extrapolierte Basis-Emitter-Spannung bei absoluter Temperatur Null in der Größenordnung von 1,2 V; T ist die Ist-Temperatur; T₀ ist eine Referenztemperatur, die Raumtemperatur sein kann (d. h. T = 300 K); V_be(T₀) ist die Basis-Emitter-Spannung bei T₀, die in der Größenordnung von 0,7 V sein kann; σ ist eine Konstante in Bezug auf den Sättigungsstrom-Temperaturexponenten, die prozessabhängig ist, und kann für ein CMOS-Prozess im Bereich von 3 bis 5 liegen; K ist die Boltzmann-Konstante, q ist die Elektronenladung, sind I_C(T) und I_C(T₀) sind entsprechende Kollektorströme bei Ist-Temperaturen T bzw. T₀.
Die Stromquelle 110 in 1 ist wünschenswerterweise eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT)-Quelle, so dass der Spannungsabfall über Widerstand 120 PTAT-Spannung ist. Wenn die absolute Temperatur zunimmt, nimmt der Spannungsabfall über Widerstand 120 ebenfalls zu. Der PTAT-Strom wird durch Reflektieren einer Spannungsdifferenz (ΔV_be) von zwei vorwärts vorbeeinflussten Basis-Emitter-Übergängen von Bipolartransistoren, die bei unterschiedlichen Stromdichten betrieben werden, über einen Widerstand erzeugt. Der Unterschied in der Kollektorstromdichte kann mit zwei gleichartigen Transistoren hergestellt werden, z. B. Q1 und Q2 (nicht gezeigt), wobei Q1 einer Einheitsemitterfläche entspricht und Q2 der n-fachen Einheitsemitterfläche entspricht. Die resultierende ΔV_be, die einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, wird in der nachfolgenden Gleichung 2 angegeben: ΔV_be = V_be(Q₁) – V_be(Q₂) = KT / q·ln(n) (Gl. 2)
Bei einigen Anwendungen, zum Beispiel Anwendungen mit geringem Stromverbrauch, kann der Widerstand 120 groß sein und sogar die Siliziumchipfläche dominieren, was mit erhöhten Kosten verbunden ist. Daher sind widerstandsfreie PTAT-Spannungsschaltungen erwünscht. PTAT-Spannungen, die unter Verwendung aktiver Vorrichtungen erzeugt werden, können gegenüber Prozessschwankungen, Via-Versatz, Diskrepanzen und Schwellenwertspannungen anfällig sein. Zudem können aktive Vorrichtungen, die in PTAT-Spannungszellen eingesetzt werden, zum Gesamtgeräuschpegel der resultierenden PTAT-Spannung beitragen. Ein Ziel einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist es, eine widerstandfreie PTAT-Zelle bereitzustellen, die bei geringem Stromverbrauch mit niedriger Anfälligkeit gegenüber Prozessschwankungen und mit geringem Rauschen betrieben werden kann.
2 zeigt den Betrieb der Schaltung von 1. Durch Kombinieren der CTAT-Spannung V_CTAT der Diode 130 mit der PTAT-Spannung V_PTAT aus dem Spannungsabfall über Widerstand 120 ist es möglich, eine relativ konstante Ausgangsspannung Vref über einem weiten Temperaturbereich (z. B. –50°C bis 125°C) bereitzustellen. Diese Basis-Emitter-Spannungsdifferenz kann bei Raumtemperatur in der Größenordnung von 50 mV bis 100 mV für n von 8 bis 50 betragen.
Zum Ausgleichen der Spannungskomponenten des negativen Temperaturkoeffizienten aus Gleichung 1 und des positiven Temperaturkoeffizienten von Gleichung 2, ist es erwünscht, die Möglichkeit zur Feinabstimmung der PTAT Komponente zu haben, um die Unanfälligkeit gegenüber Prozessschwankungen zu verbessern. Demgemäß ist es in einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Ziel, eine Möglichkeit zur Feinabstimmung der PTAT-Komponente bereitzustellen.
In einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist es ein Ziel, die ΔVbe-Komponente von Transistoren, die bei unterschiedlichen Stromdichten betrieben werden, zu multiplizieren, um eine höhere Referenzspannung bereitzustellen, die gegenüber Temperaturschwankungen unanfällig ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird in den Figuren der beigefügten Zeichnungen veranschaulicht, die beispielhaft und nicht beschränkend sein sollen, und in denen gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Teile bezeichnen.
1 zeigt eine bekannte Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung.
2 ist ein Diagramm, das zeigt, wie PTAT- und CTAT-Spannungen, die durch die Schaltung von 1 erzeugt wurden, kombiniert werden können, um eine Referenzspannung bereitzustellen.
3a zeigt eine widerstandsfreie PTAT-Einheitszelle gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3b zeigt eine widerstandsfreie PTAT-Einheitszelle mit einem Stapel von zusätzlichen Transistoren gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3c zeigt PTAT-Ausgangsspannung vs. Temperatur gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3d zeigt Simulationsergebnisse des Rauschanteils verschiedener Komponenten einer Referenzspannungsschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt eine Ausführungsform eines widerstandsfreien Vorbeeinflussungsgenerators (bias generator).
5 zeigt eine Ausführungsform einer Spannungskaskadenschaltung.
6 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei eine Referenzspannung durch Addition einer PTAT-Spannung zu einer Basis-Emitter-Spannungsfraktion erzeugt wird.
7 zeigt einen digitale Basis-Emitter-Spannungsteiler gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt eine Ausführungsform einer Referenzspannung, die auf einer Kaskaden-PTAT-Spannung zuzüglich eines Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung basiert.
9 zeigt Simulationsergebnisse verschiedener Spannungswerte für verschiedene Eingangscodes gemäß 7.
10 zeigt eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenzschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
12 zeigt eine Spannungskaskadenschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt eine digital gesteuerte Referenzspannungsschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Für eine PTAT-Zelle ohne Widerstände wird ein System und ein Verfahren bereitgestellt, das bei geringem Stromverbrauch betrieben werden kann, weniger Anfälligkeit gegenüber Prozessschwankungen aufweist, weniger Chipfläche beansprucht und geringes Rauschen aufweist. Bei einem anderen Aspekt der Erfindung werden ein System und ein Verfahren bereitgestellt, um die Referenzspannung und den Strom zu skalieren. Bei einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein System und ein Verfahren zur Feineistellung einer PTAT-Komponente bereitgestellt.
Die widerstandsfreie PTAT-Zelle von 3a ist eine Ausführungsform eines Aspekts der vorliegenden Erfindung. Schaltung 300 umfasst eine erste Gruppe von Schaltungselementen, die angeordnet ist, um eine zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT) Spannung bereitzustellen. Zum Beispiel kann die erste Gruppe von Schaltungselementen Transistoren 330 und 340 umfassen, die von Stromquelle 310 versorgt werden. Transistor 330 kann zum Beispiel ein NMOS sein. Eine zweite Gruppe von Schaltungselementen ist angeordnet, um eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT) Spannung oder einen zur absoluten Temperatur proportionalen Strom bereitzustellen. Zum Beispiel kann die zweite Gruppe von Schaltungselementen mindestens Transistor 350 und aktives Element 360 umfassen. Transistor 350 wird durch Stromquelle 320 versorgt. In einer Ausführungsform kann aktive Vorrichtung 360 ein NMOS sein. Transistoren 340 und 350 können bipolare Transistoren sein.
Transistor 350 der zweiten Gruppe von Schaltungselementen ist ausgebildet, dass er eine Emitterfläche aufweist, die n-mal größer als Transistor 340 der ersten Gruppe von Schaltungselementen ist. Wenn somit die Stromquellen 310 und 320 den gleichen Strom bereitstellen, und der Strom durch das Gate des Transistors 360 vernachlässigt werden kann, wird Transistor 340 bei der n-fachen Stromdichte des Transistors 350 betrieben. In einer Ausführungsform stellt Transistor 330 der ersten Gruppe von Schaltungselementen die Basisströme der Transistoren 340 und 350 bereit. Zudem kann Transistor 330 auch die Basiskollektorspannung des Transistors 340 steuern, um seinen Early-Effekt zu minimieren. Transistor 360 besitzt auch mehrere Funktionen. Zum einen erzeugt er am Emitter des Transistors 350 über eine Rückkopplung die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz gemäß der Kollektorstromdichte des Verhältnisses der Transistoren 340 und 350. Zum anderen begrenzt er die Kollektorspannung des Transistors 350, wodurch der Early-Effekt des Transistors 350 reduziert wird. Das Seitenverhältnis (B/L) der Transistoren 330 und 360 kann so gewählt werden, dass nach erster Ordnung die Basiskollektorspannung des Transistors 340 und des Transistors 350 einander folgen, um den Early-Effekt zu minimieren.
Die PTAT-Spannung am Drain des Transistors 360 von 3a wird durch nachfolgende Gleichung 1 angegeben:
Wenn somit Ströme I1 (310) und I2 (320) ähnliche Temperaturabhängigkeiten aufweisen, ist die resultierende Spannung rein PTAT. Wenn zum Beispiel die zwei Ströme I1 (310) und I2 (320) konstant sind und einander folgen, ist die Spannung am Drain des Transistors 360 PTAT.
Für eine größere PTAT-Spannung kann eine Stapelkonfiguration verwendet werden. Zum Beispiel zeigt. 3b eine Ausführungsform einer widerstandsfreien Spannungsreferenz mit einer Stapelkonfiguration. Mit den zusätzlichen Stapeltransistoren 344 und 346 wird die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz ΔVbe durch nachfolgende Gleichung 1b angegeben.
Die beiden Vorströme 310 und 320 von 3a oder 312 und 322 von 3b können auch durch einen widerstandsfreien Vorbeeinflussungsgenerator erzeugt werden. 4 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines widerstandsfreien Vorbeeinflussungsgenerators, wobei die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zweier Bipolartransistoren 450 und 455 über einen Transistor 435 widergespiegelt wird. In einer Ausführungsform weist Bipolartransistor 455 die n-fache Emitterfläche von Bipolartransistor 450 auf und Transistor 435 ist ein NMOS, der im linearen Bereich betrieben wird. Die Gate-Vorspannung des Transistors 435 wird durch zwei Diodengeschaltete Transistoren, Transistor 440 und Transistor 465, zugeführt. In einer Ausführungsform ist Transistor 440 ist ein NMOS und Transistor 465 ist ein Bipolartransistor. Beide Transistoren 440 und 465 werden mit dem gleichen Strom wie Transistor 435 vorbeeinflusst. Dementsprechend folgen Transistoren 435 und 440 einander und Transistor 435 wird in dem linearen Bereich gehalten.
In einer Ausführungsform kann eine erste Verstärkerstufe durch Bipolartransistoren 455 und 460 und PMOSs 425 und 430 bereitgestellt werden. Die Gates der PMOSs 410, 415 und 420 werden von dem Drain des Transistors 425 getrieben und stellen den Ausgang der ersten Stufe dar. Eine Verstärkerstufe der zweiten Stufe wird durch PMOS 415 bereitgestellt, der Transistor 435 einen Strom zuführt, der die Basis-Emitter-Differenz von Transistoren 450 und 455 widerspiegelt.
5 zeigt eine Spannungskaskadenschaltung 500 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wenn zum Beispiel eine Spannung größer als 100 mV bei Raumtemperatur gewünscht wird, kann die Einheitszelle 300 von 3a oder 3b wie in dem Beispiel von 5 dargestellt kaskadiert werden. Dementsprechend ist in diesem Beispiel die Ausgangsspannung der Schaltung das Vierfache der entsprechenden Basis-Emitter-Spannungsdifferenz zwischen Transistor 550 und Transistor 540. In dieser Hinsicht kann die Spannungskaskadenschaltung 500 weiter ausgebaut werden, indem zusätzliche Einheitszellen ähnlich Schaltung 300 oder 302 einbezogen werden. Der Mittelungseffekt der zusammengesetzten Basis-Emitter-Spannungsdifferenz von Schaltung 500 stellt in vorteilhafter Weise zusätzliche Konstanz bereit und ist sogar weniger anfällig gegenüber dem Einfluss von den jeweiligen MOSFETs.
Vorteilhaft werden die Schaltungen 300, 302 und 500 von 3a, 3b bzw. 5 nur sehr wenig durch die Versatzspannungen und Geräusche, die durch einen MOSFET eingebracht werden, beispielsweise NMOSs 330 und 360, beeinflusst. 3c stellt Simulationsergebnisse der PTAT-Spannungsanfälligkeit der Versatzspannung der NMOS-Transistoren 330 und 360 gemäß Schaltung 300 bereit. Die bei der Simulationen verwendeten Parameter umfassen: I1 = I2 = 10 μA und n = 48. Kurve 370 veranschaulicht die PTAT-Ausgangsspannung vs. Temperatur für Versatzspannung Null von NMOSs 330 und 360. Kurve 372 veranschaulicht die Differenz von zwei PTAT-Spannungen gemäß Schaltung 300, wobei die erste PTAT-Spannung eine Konfiguration aufweist, bei der NMOS 330 keine Versatzspannung aufweist und die zweite PTAT-Spannung eine Konfiguration aufweist, bei der NMOS 330 einen Versatz von 10 mV aufweist. Ebenso stellt Kurve 374 die Differenz zweier PTAT-Spannungen dar, wobei die erste PTAT-Spannung eine Konfiguration aufweist, bei der NMOS 360 keine Versatzspannung aufweist, und die zweite PTAT-Spannung eine Konfiguration aufweist, bei der NMOS 360 einen Versatz von 10 mV aufweist. Wie durch diese Kurven belegt kann ein großer Versatz von 10 mV für NMOSs 330 und 360 von 3a eine Wirkung von weniger als 0,006% auf den Ausgang zeigen.
3d zeigt Simulationsergebnisse der spektralen Rauschdichte und ihrer Komponenten im 0,1 Hz-bis-10 Hz-Band für Schaltung 300 mit den gleichen vorgenannten Simulationsparametern. Wie dargestellt sind die Rauschbeiträge von Transistoren 330 und 360 vernachlässigbar im Vergleich zu Transistoren 340 und 350.
Wie 3c und 3d veranschaulichen, ist die Δ-Basis-Emitter-Spannung über Transistor 360 der Einheitszellenschaltung 300 sehr konstant und unterliegt nur sehr wenig dem Einfluss der Transistoren 330 und 360. Ein weiterer Vorteil der Konfiguration der Schaltung 300 umfasst seine Einfachheit des Designs. Zudem verbraucht Schaltungskonfiguration 300 wenig Strom und ist somit mit Anwendungen mit geringem Stromverbrauch kompatibel. Außerdem nimmt Schaltung 300 weniger Siliziumchipfläche verglichen mit einer herkömmlichen Bandlücken-Referenzschaltung, die mit einem Widerstand konfiguriert ist, ein. Wie in der vorhergehenden Diskussion hervorgehoben, kann ein Widerstand sogar die Siliziumchipfläche dominieren, insbesondere bei Anwendungen mit geringem Stromverbrauch. Dahingehend spart die widerstandsfreie Konfiguration 300 Siliziumfläche ein. Ferner können sich Transistoren 330 und 350 Wannen (wells) teilen und somit sehr nahe zueinander sind platziert werden, wodurch die Siliziumfläche weiter reduziert wird.
6 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Schaltung 600 umfasst eine erste Gruppe von Schaltungselementen, die angeordnet ist, um eine zur absoluten Temperatur komplementäre (CTAT) Spannung oder einen zur absoluten Temperatur komplementären Strom bereitzustellen. Zum Beispiel kann die erste Gruppe von Schaltungselementen Transistoren 630 und 640 umfassen, die von Stromquelle 610 versorgt werden. Transistor 630 kann zum Beispiel ein NMOS sein.
Eine zweite Gruppe von Schaltungselementen ist angeordnet, um eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT) Spannung oder einen zur absoluten Temperatur proportionalen Strom bereitzustellen. Zum Beispiel kann die zweite Gruppe von Schaltungselementen mindestens Transistor 650 und aktives Element 660 umfassen. Transistor 650 wird von der Stromquelle 620 versorgt. In einer Ausführungsform kann aktive Vorrichtung 660 ein NMOS-Transistor sein. Transistoren 640 und 650 können Bipolartransistoren oder MOS-Transistoren sein, die bei unterschiedlichen Drain-Stromdichten betrieben werden. Die Konfiguration der Schaltungskomponenten 610, 620, 630, 640, 650 und 660 von 6 ist im Wesentlichen ähnlich der Konfiguration von Einheitszellenschaltung 300 von 3a. Daher gelten viele der Merkmale, die im Rahmen der Schaltung 300 beschrieben wurden, auch hier.
Im Ausführungsbeispiel von 6 führt Transistor 630 der ersten Gruppe von Schaltungselementen die Basisströme der Transistoren 640 und 650 zu, steuert die Basis-Kollektor-Spannung des Transistors 640 zur Minimierung seines Early-Effekts, und versorgt eine dritte Gruppe von Schaltungselementen mit dem Versatzstrom.
Im Ausführungsbeispiel von 6 kann eine dritte Gruppe von Schaltungselementen eine Vielzahl von Widerständen umfassen. Zum Beispiel veranschaulicht 6 Widerstände 672, 674, 676, 678 und 680. In einer Ausführungsform können die Widerstände 672 bis 680 NMOSs sein, die im linearen (oder Trioden-)Bereich betrieben werden. Die Anzahl der Widerstände hängt von der Auflösung der gewünschten Basis-Emitter-Aufteilung ab. Die dritte Gruppe von Schaltungselementen teilt den CTAT-Spannungsausgang durch die Reihenschaltung der Widerstände 672 bis 680, so dass die Ausgangsspannung am Knoten 625 temperaturunabhängig ist. Die CTAT-Komponente kann zudem kalibriert werden und vorteilhafterweise einen stabileren Ausgang bieten. Zum Beispiel können unterschiedliche Anteile der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 650 zu der Basis-Emitter-Spannungsdifferenz hinzugefügt werden, um für die Temperaturabhängigkeit zu kompensieren, wodurch ein Referenzspannungsausgang 625 erzeugt wird, der unabhängiger von der Temperatur und weniger anfällig gegenüber Prozessschwankungen ist.
In einer Ausführungsform kann die Reihe von NMOSs (d. h. 672, 674, 676, 678 und 680) verschiedene Gate-Source-Spannungen aufweisen. Ferner können diese NMOSs dem Body-Effekt unterliegen. In dieser Hinsicht kann die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 556 ungleichmäßig über diese Reihung (string) von NMOSs verteilt werden. Der Spannungsabfall über die Reihung von NMOSs kann durch Skalieren ihres jeweiligen Seitenverhältnisses (B/L) ausgeglichen werden.
Die vierte Gruppe von Schaltungselementen ist angeordnet, um einen temperaturunabhängigen Stromausgang 695 bereitzustellen. In einer Ausführungsform kann die vierte Gruppe von Schaltungselementen Verstärker 670, Transistoren 624, 626 und 685, Widerstand 690 und Ausgang 695 umfassen. Zum Beispiel wird eine Kombination aus einer PTAT-Spannung und einem Bruchteil der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 660 am nicht-invertierenden Anschluss des Verstärkers 670 angelegt. Der negative Pol ist an Widerstand 690 angeschlossen, der ein Widerstand sein kann (oder ein NMOS, der im linearen Bereich betrieben wird). Da eine Spannungsdifferenz von praktisch Null zwischen den positiven und negativen Eingängen des Verstärkers 670 besteht, wird im Wesentlichen die gleiche Spannung wie am positiven Anschluss des Verstärkers 370 dem negativen Anschluss aufgezwungen. Dementsprechend findet man die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 670 über den Widerstand 690, wodurch ein Strom proportional zu dieser Spannung geteilt durch die Größe des Widerstands 690 erzeugt wird. Die Spannung am nicht-invertierenden Anschluss des Verstärkers 670 ist konfiguriert, um eine bestimmte Temperaturschwankung aufzuweisen, um für den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes 690 zu kompensieren. Somit wird der Abgreifknoten (ein Emitter der Transistoren 672 bis 680), der einen dem Widerstand 690 entgegengesetzten Temperaturkoeffizienten bereitstellt, als Eingang für den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 670 gewählt. Im Ausführungsbeispiel von 6 wird die Quelle des Transistors 676 als dieser Eingang verwendet. In einer Ausführungsform kann diese Eingangsspannung niedrig sein, beispielsweise in der Größenordnung von 200 mV, verglichen mit traditionellen Ansätzen, die sich auf die typische Bandlückenspannung von ungefähr 1,2 V stützen. Vorteilhafterweise spart die Verwendung einer niedrigen Eingangsspannung Strom und ermöglicht die Verwendung eines kleineren Widerstands 690, wodurch die Chipfläche noch weiter verringert wird.
Der Ausgang des Verstärkers 670 treibt das Gate des Transistors 685, der ein NMOS sein kann. Da der Verstärker 670 praktisch keinen Strom am Gate des Transistors 685 bereitstellt, ist der Strom vom Drain zur Source des Transistors 685 im Wesentlichen der gleiche wie der Strom durch den Widerstand 690. Transistoren 624 und 626 werden als Stromspiegel konfiguriert, um diesen Strom am Ausgang 695 widerzuspiegeln. Somit wird am Ausgang 695 ein konstanter Strom bereitgestellt, der von Temperaturschwankungen unabhängig ist.
In einer Ausführungsform kann die Referenzspannung am Ausgang 625 durch selektives Kurzschließen der Reihe von Widerständen digital abgeglichen werden. In dieser Hinsicht stellt 7 eine Ausführungsform einer digital gesteuerten Basis-Emitter-Spannung bereit. Schaltung 700 von 7. kann den Basis-Emitter-Teiler der Widerstände 672, 674, 676, 678 und 680 von 6 ersetzen. In einer weiteren Ausführungsform kann der Ausgang an einem entsprechenden Knoten zwischen der Source des NMOS-Transistors 750 und dem Drain des NMOS-Transistors 735 abgegriffen werden. Die Spannung von Knoten D und S wird auf zwei Reihungen aufgeteilt: eine grobe Reihung und eine feine Reihung. In einer Ausführungsform kann die grobe Reihung 775 Transistoren 705, 710, 715 und 720 enthalten. Die feine Reihung 780 kann Transistoren 735, 740, 745 und 750 enthalten. In einer Ausführungsform sind die Transistoren der groben Reihung 775 und der feinen Reihung 780 NMOSs. Jedes Drain der NMOS-Transistoren von der feinen Reihung 780 können mit der Source von NMOS 750 über eine digitale Schnittstelle, die aus NMOS-Transistoren 765 und 760 und einer Eingangsschnittstelle D1 bis Ds besteht, kurzgeschlossen werden. Somit kann der Benutzer das exakte Verhältnis bestimmen. Der Wert der Referenzspannung am Knoten Ref entspricht der PTAT-Spannung am Knoten S zuzüglich des Basis-Emitter-Bruchteils zwischen den Knoten S und Ref je nach Eingangscode D1 bis Ds.
8 zeigt eine Referenzspannungsschaltung mit einer kaskadierten PTAT-Konfiguration, die eine große PTAT erzeugt, wobei der PTAT-Ausgang durch eine Reihe von Widerständen geteilt wird, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In einer Ausführungsform ist die Basis-Emitter-Spannung des letzten Transistors der Kette (d. h. Bipolartransistor 856) auf die NMOS-Transistoren 872, 874, 876, 878 und 880 aufgeteilt, so dass eine temperaturunabhängige Spannung erzeugt wird. Schaltung 800 von 8 ist im Wesentlichen ähnlich der Kaskadenschaltung 500 von 5 konfiguriert, umfasst jedoch eine Reihe von Widerständen, die im Wesentlichen ähnlich der dritten Gruppe von Schaltungselementen von Schaltung 600 ist. Dementsprechend sind die Prinzipien und Vorteile einer Kaskadenkonfiguration sowie die teilweise Aufteilung der im Rahmen der Schaltungen 500 bzw. 600 erörterten CTAT-Spannung ebenso auf Schaltung 800 anwendbar. In dem Beispiel von 8 kann eine Kette von vier Einheitszellen (jeweils im Wesentlichen im Einklang mit Schaltung 300) verwendet werden, um eine Spannung zu erzeugen, die das Vierfache der PTAT-Spannung der Einheitszelle ist. In einer Stufe (d. h. der letzten) teilt die eine Reihe von Widerständen 872, 874, 876, 878 und 880 die Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors 856 auf, wie in Zusammenhang mit 6 erörtert, wodurch eine feineingestellte temperaturunabhängige Referenzspannung am Ausgang 825 bereitgestellt wird.
9 zeigt Simulationsergebnisse einer Spannungsreferenzschaltung an verschiedenen Knoten eines Widerstandsteilers einer Schaltung, einschließlich der digitalen Abgleichkonzepte der Schaltung 700 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel basiert die PTAT-Spannung auf fünf Einheitszellen. Der Versorgungsstrom der Schaltung beträgt nur 50 nA, einschließlich 10 nA Ausgangsstrom (ähnlich Ausgang 695 von 6). Weiter bezugnehmend auf das Ausführungsbeispiel beträgt der gesamte Versorgungsstrom des Referenzspannungsausgangs (ähnlich Ausgang 825 von 8) etwa 150 nA. 9 zeigt unterschiedliche Referenzspannungskurven, die an verschiedenen Emitterausgängen ausgewählt wurden, die verschiedene Ausgangsspannungen vs. Temperatur in Bezug auf die verschiedenen Eingabecodes darstellen. Die Kurven können beispielsweise die Spannung über der Temperatur an den Emitterknoten von NMOSs 872 bis 880 von 8 darstellen. Wie 9 veranschaulicht, können unterschiedliche Spannungsanstiege gewählt werden, wobei die Auflösung von der Anzahl der Transistoren im Basis-Emitter-Spannungsteiler aufhängen (d. h. Widerstände 872 bis 880 von 8). In einer Ausführungsform kann diese Einstellung über Metalloptionen erfolgen. In einer weiteren Ausführungsform können elektrische oder Laser-Sicherungen verwendet werden. In einer weiteren Ausführungsform kann die Einstellung digital durch Aktivierung entsprechender MOS-Gates, um den gewünschten Ausgang wählen, durchgeführt werden.
10 zeigt eine Ausführungsform der Basis-Emitter-Spannungs-Differenzschaltung 50, die analog zu der Einheitszelle von 3a ist und PMOS-Transistoren 11 und 12, NMOS-Transistoren 13 und 14, Bipolartransistoren 15 und 16 und Stromquellen 101 und 102 umfasst. Im Gegensatz zu 3a sind die Stromquellen 101 und 102 analog zu den Stromquellen 310 und 320, die Bipolartransistoren 15 und 16 sind analog zu den Bipolartransistoren 340 und 350 und die NMOS-Transistoren 14 sind analog zu dem Transistor 360. Eine PTAT-Spannung wird als eine Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren 15 und 16 erzeugt. Die Schaltung 50 unterscheidet sich von der Schaltung in 3a darin, dass der NMOS-Transistor 330 mit einer Gruppe von Transistoren 11, 12 und 13 ersetzt worden ist, um ein unterschiedliches Vorbeeinflussungsschema für die Bipolartransistoren 15 und 16 bereitzustellen.
Die Schaltung von 10 ist ausgebildet, um eine Spannungsdifferenz mit geringem Ausmaß (low headroom) und einem geringen Bandrauschen (low band noise) zwischen den Knoten 105 und 103 (das ist die PTAT-Spannung, die als eine Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren 15 und 16 erzeugt wird) basierend auf den Kollektorstromdichten der Transistoren 15 und 16 zu erzeugen. Bekanntermaßen wird die Spannung des Rauschen im unteren Band (meist im 0,1 Hz-bis-10 Hz-Band gemessen) von Bipolartransistoren und Schaltungen basiert auf Bipolartransistoren von den bipolaren Basisströmen dominiert. Dieses Rauschen nimmt zu, wenn der „Beta”-Faktor (Verhältnis von Kollektorgleichstrom zu Basisstrom) abnimmt. Die Verbesserung beim Rauschen im unteren Band resultiert aus der Tatsache, dass im Gegensatz zu dem Schaltkreis von 3a die Basisströme für Transistoren 15 und 16 nicht von der Stromquelle 101 (310 in 3a) subtrahiert werden, die in den Kollektor des Transistors 15 injiziert wird. NMOS-Transistor 13 steuert die Kollektorspannung des Bipolartransistors 15 und erzeugt die Basisströme für Bipolartransistoren 15 und 16 über einen Stromspiegel, die von PMOS-Transistoren 11 und 12 gebildet wird. Die Erzeugung des Steuer- und Basisstrom erfolgt aufgrund der Verbindung zwischen dem Gate des NMOS-Transistors 13 und dem Kollektor des Bipolartransistors 15. Jede Änderung der Kollektor-Masse-Spannung des Kollektors des Bipolartransistors 15 wird über eine Rückkopplungsschleife, die von NMOS-Transistor und dem Stromspiegel (PMOS-Transistoren 11 und 12) gebildet wird, weitergeleitet. Wenn zum Beispiel die Kollektorspannung des Transistors 15 zunimmt, erzeugt die entsprechende Zunahme der Gate-Spannung am NMOS-Transistor 13 mehr Strom in den Drain des NMOS-Transistors 13. Dieser zusätzliche Strom wird vom PMOS-Transistor 11 in den PMOS-Transistor 12 gespiegelt und wieder an die gemeinsame Basis der Bipolartransistoren 15 und 16 zurückgeleitet, wodurch die Kollektorspannung des Bipolartransistors 15 auf etwa dem gleichen Niveau gehalten wird. Jeder Transistor 11/12 bildet einen eigenen Zweig des Stromspiegels, wobei der Transistor 12 den Basisstrom für die Bipolartransistoren 15 und 16 bereitstellt.
Die Eigenschaft des niedrigen Ausmaß (headroom) resultiert aus der Art und Weise wie die beiden Basisströme (von Transistoren 15 und 16) erzeugt werden, wenn NMOS-Transistoren 13 und 14 die Kollektor-Masse-Spannung ihrer jeweiligen Bipolartransistoren 15 und 16 steuern. Wenn NMOS-Transistoren 13 und 14 NMOS-Vorrichtungen mit mittlerem oder niedrigem Schwellenwert sind, können die Kollektorpotenziale der Bipolartransistoren 15 und 16 zumindest bei niedrigen Temperaturen, wenn die Schaltung das Ausmaß begrenzen kann, unter das gemeinsame Basispotenzial sinken. Diese Anordnung reduziert auch den Early-Effekt, da NMOS-Transistoren 13 und 14 skaliert werden, um einander zu folgen, um die Basis-Kollektor-Spannungsdifferenz für Bipolartransistoren 15 und 16 zu minimieren. Eine Reduzierung des Early-Effekt erfolgt, weil der Kollektorstrom des Bipolartransistors 16 in ähnlicher Weise wie der Kollektorstrom des Bipolartransistors 15 gesteuert wird, und zwar unter Verwendung einer separaten Rückkopplungsschleife, die von Bipolartransistor 16 und NMOS-Transistor 14 gebildet wird. Die Source der beiden NMOS-Transistoren 13 und 14 liegt auf Masse, und ihr jeweiliges Gate ist an die Kollektoren der Bipolartransistoren 15 und 16 angeschlossen. Daher werden die Kollektorspannungen der Bipolartransistoren 15 und 16 jeweils durch die Gate-Source-Spannungen der NMOS-Transistoren 13 und 14 festgelegt und, wenn NMOS-Transistoren 13 und 14 entsprechend skaliert werden, folgen die Kollektorspannungen der Bipolartransistoren 15 und 16 einander und minimieren dadurch den Early-Effekt. Die Stromspiegel 11 und 12 können alternativ unter Verwendung von Bipolartransistoren (z. B. pnp-Transistoren) gebildet werden.
11 zeigt eine Abwandlung der Schaltung von 10, die nichtlineare Korrektur einbezieht, um eine hoch präzise bandlückenartige Spannungsreferenz zu bilden. Wie gezeigt, umfasst eine Basis-Emitter-Spannung-Differenzschaltung 60 die PMOS-Transistoren 11 und 12, NMOS-Transistoren 13 und 14, Bipolartransistoren 15 und 16 und Stromquelle 101. Zwei Stromquellen 107 und 109 wurden hinzugefügt und ersetzen die Stromquelle 102. Stromquelle 107 ist PTAT und Stromquelle 109 ist CTAT. Die Schaltung von 11 kompensiert Fehler 2. Ordnung (Nichtlinearitäten), die beim Versuch, CTAT-Spannung mit PTAT-Spannung auszugleichen, vorhanden sind. Durch geeignete Vorbeeinflussung (biasing) der Bipolartransistoren 15 und 16 unter Verwendung der Stromquellen 107 und 109 kann eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenz ΔVbe erzeugt werden (über Knoten 105 und 103), die eine Krümmung aufweist, welche der der Basis-Emitter-Spannung Vbe am Ausgang der Schaltung (dem Emitter des Bipolartransistors 16) entgegengesetzt ist.
Wenn die Kollektorströme der Bipolartransistoren 15 und 16 den gleichen TC aufweisen, weist die Spannung zwischen den Knoten 105 und 103 sehr wenig Nichtlinearität auf. In einer bandlückenartigen Spannungsreferenzschaltung muss diese Spannungsdifferenz oder erhaltene Nachbildung einer Basis-Emitter-Spannung Vbe von einem Bipolartransistor (Ausgleichen von PTAT- und CTAT-Spannungen) hinzugefügt werden. Wenn die Basis-Emitter-Spannung Vbe nichtlinear ist (wie in nachfolgender Gleichung 3 gezeigt), dann gleicht die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten 105 und 103 die Basis-Emitter-Spannung Vbe, die von der absoluten Temperatur (T) entsprechend Gl. 3 abhängt, nicht richtig aus:
V_G0 ist der extrapolierte Bandlückenspannungswert; V_be (T₀) ist der Basis-Emitter-Spannungswert bei einer Bezugstemperatur T₀, γ ist der Temperaturexponent des Sättigungsstroms, k ist die Boltzmann-Konstante, q ist die Elektronenladung; I_C(T) ist der Kollektorstromwert bei Temperatur T und I_C(T₀) ist der Kollektorstromwert bei Temperatur T₀. Die ersten beiden Glieder von Gl. 3 weisen eine lineare Beziehung zur absoluten Temperatur T auf. Diese Abhängigkeit kann mit einer linearen Basis-Emitter-Spannungsdifferenz kompensiert werden, welche die Schaltung von 10 bereitstellen kann. Allerdings weisen die beiden letzten Glieder von Gl. 3 nichtlineare Beziehungen mit T auf, die von der Schaltung in 10 nicht berücksichtigt werden. Wenn die Kollektorströme der Bipolartransistoren 15 und 16 PTAT-Ströme sind, dann wird aus Gl. 3:
Um in Gl. 4 für Vbe zu kompensieren, wird durch die Schaltung von 11 eine entgegengesetzte Spannung, die nichtlinear ist, hinzugefügt. Diese nichtlineare Spannung kann durch die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, die in der Schaltung von 10 durch Modifizieren der Schaltung gemäß 11 erzeugt wird, bereitgestellt werden, wobei die Stromquellen 101, 107 und 109 bewirken, dass die Kollektorströme von Bipolartransistoren 15 und 16 unterschiedliche TC aufweisen. Der Kollektorstrom des Bipolartransistors 15 in 11 ist PTAT (wie es in 10 der Fall war), während der Kollektorstrom des Bipolartransistors 16 durch Mischen der beiden Ströme 107 und 109 temperaturunabhängig gemacht werden kann. Die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten 105 und 103, d. h. die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz der Schaltung von 11 ist dann durch nachfolgende Gleichung 5 gegeben:
I_C1(T₀) und I_C2(T₀) sind die jeweiligen Kollektorstromwerte der Bipolartransistoren 15 und 16 bei Temperatur T₀. Das erste Glied von Gl. 5 dient dazu, die lineare Komponente der Basis-Emitter-Spannung in Gl. 4 kompensieren. Das letzte Glied von Gl. 5 ist entsprechend skaliert und soll die nichtlineare Spannungskomponente von Gl. 4 kompensieren. Daher kann durch Mischen von PTAT- und CTAT-Strömen (von den Stromquellen 107 und 109 zugeführt) der Kollektorstrom des Bipolartransistors 16 eine andere TC aufweisen, die weder PTAT noch konstant ist. Folglich kann die nichtlineare Spannungskomponente von Gl. 5 gestaltet werden, um Prozessschwankungen im Faktor γ anzupassen.
Die Basis-Emitter-Spannungsdifferenzschaltungen 50 und 60 in den 10 und 11 können in einer ähnlichen Weise wie in 5 kaskadiert werden. Zum Beispiel bildet in 12 die Basis-Emitter Spannungsdifferenzschaltung 50 eine Einheitszelle in einer Kaskadenschaltung 70 mit einer Anzahl von „n” Zellen (in 12, n = 3). Die Kaskadenanordnung erzeugt eine zusammengesetzte PTAT-Spannung, die um den Faktor n größer als die PTAT-Spannung ist, die von einer einzelnen Zelle erzeugt wird.
Statt den gemeinsamen Knoten 103 direkt auf Masse zu legen, kann wahlweise der gemeinsame Knoten 103 der ersten Zelle 50 über den Emitter eines Bipolartransistors 73, dessen Kollektor und Basis auf Masse liegen, auf Masse gelegt werden. Der Emitterstrom des Bipolartransistors 73 sammelt alle Ströme von jedem der „n”-Zellen und mittelt alle gesammelten Ströme. Dies ist eine Verbesserung gegenüber der Kaskadenschaltung von 5, in der alle Ströme mit Ausnahme von Strom 510 gesammelt werden (ausgehend von der ganz rechts liegenden Zelle sammelt Transistor 566 Strom 526, sammelt Transistor 564 524, 516 und 526, sammelt Transistor 562 522, 514, 524, 516 und 526 usw.). Dies hat zwei Vorteile. Erstens weist der Emitterstrom des Bipolartransistors 73 aufgrund der Mittelung der Vorströme in allen Zellen weniger Schwankungen auf. Zweitens bedeutet ein größerer Kollektorstrom für Bipolartransistor 73, dass weniger Spannungsrauschen erzeugt wird.
Die Kaskadenschaltung 70 umfasst einen optionalen Widerstandsteiler 60, der unter Verwendung von Widerständen 61 und 63 gebildet wird, und einen Widerstandsketten-Digital-Analog-Wandler (DAC) 62, der ähnlich wie ein Analogpotentiometer funktioniert, um einen veränderlichen Widerstand bereitzustellen. Der Widerstandsteiler 60 ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 16 der letzten Einheitszelle angeschlossen, um einen ausgewählten Bruchteil der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 16 abzugreifen. Bei dieser Anordnung entspricht die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 73 zuzüglich des entsprechenden Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 16 in der letzten Zelle der CTAT-Spannungskomponente der Spannungsreferenz, die am Abgriffsknoten „ref” 75 gesammelt wird. Die PTAT-Spannungskomponente der Spannungsreferenz entspricht der Spannung zwischen dem Knoten 105 der letzten Einheitszelle und dem neuen gemeinsamen Knoten 109 der ersten Einheitszelle, d. h. einer zusammengesetzten Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, die von der Kaskadierung der Einheitszellen resultiert. Die Spannungsreferenz, welche die Summe der PTAT- und der CTAT-Komponenten ist, ist daher gleich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 73 zuzüglich des Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung, die durch den Widerstandsteiler abgegriffen wird, und zuzüglich der zusammengesetzten Basis-Emitter-Spannung, die durch die kaskadierten Einheitszellen erzeugt wird.
13 zeigt eine digital gesteuerte Spannungsreferenzschaltung 80, die kaskadierte Zellen aufweist. Die Grundidee dieser Schaltung besteht darin, einen Vorstrom 101 in jeder PTAT-Zelle über einen Strom-zu-Strom-Abgleich-DAC 82 einzustellen, der einen separaten Stromausgag an jede PTAT-Zelle bereitstellt. Es wird angenommen, dass der Eingangsstrom des DAC 82 und die Kollektorströme des Transistors 15 in jeder Zelle den gleichen TC, vorzugsweise PTAT, aufweisen. Der digitale Eingang 85 des DAC 82 steuert in einer thermometrischen Art und Weise die Ausgänge des DAC 82. Ein Steuerbit 83 wählt das Vorzeichen der Ausgangsströme des DAC 82, so dass die DAC-Ausgangsströme zu den Kollektorströmen der Bipolartransistoren 15 in jeder der PTAT-Zellen addiert oder von diesen subtrahiert werden können. Wenn acht PTAT-Zellen mit Steuerbit 83 = 0 oder 1 vorhanden sind, kann die PTAT-Spannungskomponente der Referenz unter Verwendung von maximal sechzehn gleichen Schritten abgeglichen werden. Eine feinerer Abgleich kann implementiert werden, wenn jeder DAC-Ausgang einzeln unter Verwendung eines Sub-DAC abgeglichen wird. Unter Verwendung des DAC 82 können Ströme einzeln jede Zelle injiziert werden oder von diesen subtrahiert werden, um die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz ΔVbe in jeder Zelle einzustellen (d. h. die Spannung am Knoten 105 einer jeden Zelle), so dass jede ΔVbe erhöht oder gesenkt werden kann, um Schwankungen der Schaltungsparamater zu kompensieren. Der Abgleich kann beispielsweise durchgeführt werden, wenn die Schaltung von 13 ursprünglich hergestellt wird, so dass die Schaltung den Design-Spezifikationen entspricht.
Die Fachleute auf dem Gebiet verstehen, dass die vorstehend beschriebenen Konzepte mit verschiedenen Vorrichtungen und Konfigurationen angewendet werden können. Wenngleich die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf spezielle Beispiele und Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es sich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese Beispiele und Ausführungsformen beschränkt ist. Die vorliegende Erfindung, wie beansprucht, umfasst daher Abweichungen von den hier beschriebenen speziellen Beispielen und Ausführungsformen, wie für einen Fachmann auf dem Gebiet ersichtlich ist. Beispielsweise können Bipolartransistoren anstelle von MOS-Transistoren verwendet werden. Ferner können PNPs anstelle von NPNs verwendet werden, und PMOSs können anstelle von NMOSs verwendet werden. Dementsprechend soll die Erfindung nur hinsichtlich der angehängten Ansprüche beschränkt werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 8228052 [0001]

Claims

Basis-Emitter-Spannung-Differenzschaltung, umfassend: einen ersten Bipolartransistor (340) und einen zweiten Bipolartransistor (350) mit gemeinsamer Basis; eine erste Stromquelle (310), die dem ersten Transistor Strom zuführt; eine zweite Stromquelle (320), die dem zweiten Transistor Strom zuführt; einen ersten MOS-Transistor, der zwischen einem Emitter des ersten Transistors und einem Emitter des zweiten Transistors angeschlossen ist, wobei der erste MOS-Transistor (360) in einer Rückkopplungsschleife ebenfalls an den Kollektor des zweiten Transistors (350) angeschlossen ist, um gemäß einem Kollektorstrom-Dichteverhältnis des ersten Transistors und des zweiten Transistors eine zur absoluten Temperatur proportionale (PTAT)-Spannung als eine Differenz zwischen einer Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors und einer Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors zu erzeugen; und einen zweiten MOS-Transistor, der die Kollektorspannung des ersten Transistors steuert.
Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Stromspiegel, der an den zweiten MOS-Transistor angeschlossen ist, wobei ein erster Zweig des Stromspiegels einen Strom erzeugt, der durch den zweiten MOS-Transistor gesteuert wird, und wobei ein zweiter Zweig des Stromspiegels einen Basisstrom für den ersten und den zweiten Transistor bereitstellt.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Gate des zweiten MOS-Transistors an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist.
Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, ferner umfassend: eine dritte Stromquelle, die einen dritten Strom zuführt, der mit dem Strom, der von der zweiten Stromquelle zugeführt wird, gemischt wird.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei die zweite Stromquelle PTAT ist, und die dritte Stromquelle zur absoluten Temperatur komplementär (CTAT) ist.
Kaskadenschaltung, umfassend: eine Vielzahl von Einheitszellen, die kaskadenartig angeschlossen sind, wobei jede Einheitszelle eine Basis-Emitter-Spannungsdifferenzschaltung wie in einem der Ansprüche 1 bis 4 umfasst.
Schaltung nach Anspruch 6, ferner umfassend: an der ersten Einheitszelle der Kaskadenschaltung einen dritten Bipolartransistor, der einen Anschluss von Masse mit einem gemeinsamen Knoten herstellt, der an den ersten Transistor und den ersten MOS-Transistor angeschlossen ist.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei die Basis und der Kollektor des dritten Bipolartransistors auf Masse liegen und der Emitter des dritten Bipolartransistors an den gemeinsamen Knoten angeschlossen ist.
Schaltung nach Anspruch 6, 7 oder 8 ferner umfassend: einen Widerstandsteiler, der eine Referenzspannung erzeugt, indem er einen Bruchteil einer Basis-Emitter-Spannung des zweiten Bipolartransistors in der letzten Einheitszelle abgreift.
Schaltung nach Anspruch 9, wobei der Ausgang der letzten Einheitszelle als eine Kombination aus einer Basis-Emitter-Spannung des dritten Bipolartransistors zuzüglich des Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung, der von dem Widerstandsteiler abgegriffen wird, und zuzüglich einer zusammengesetzten Basis-Emitter-Spannungsdifferenz, die durch die kaskadierten Einheitszellen erzeugt wird, erzeugt wird.
Schaltung nach Anspruch 9, wobei der Widerstandsteiler einen Widerstandsketten-Digital-Analog-Wandler (DAC) umfasst.
Schaltung nach Anspruch 6, ferner umfassend: einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der eine Vielzahl von Ausgangsströmen bereitstellt, wobei jeder Ausgangsstrom mit der ersten Stromquelle in einer jeweiligen der Einheitszellen kombiniert wird.
Schaltung nach Anspruch 12, wobei ein erster Eingang des DAC ein digitaler Code ist, der die Ausgangsströme des DAC in einer thermometrischen Weise steuert.
Schaltung nach Anspruch 12, wobei ein zweiter Eingang des DAC ein Steuerbit ist, das ein Zeichen für die Ausgangsströme des DAC auswählt.