DE102014100160A1 - Aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler - Google Patents

Aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler Download PDF

Info

Publication number
DE102014100160A1
DE102014100160A1 DE102014100160.5A DE102014100160A DE102014100160A1 DE 102014100160 A1 DE102014100160 A1 DE 102014100160A1 DE 102014100160 A DE102014100160 A DE 102014100160A DE 102014100160 A1 DE102014100160 A1 DE 102014100160A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
load
low
current
during
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
DE102014100160.5A
Other languages
English (en)
Inventor
Amir Babazadeh
Benjamim Tang
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of DE102014100160A1 publication Critical patent/DE102014100160A1/de
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Ein erster Leistungstransistor eines DC/DC-Wandlers ist zwischen einen Spannungsversorgungsknoten und einen gemeinsamen Knoten geschaltet ein zweiter Leistungstransistor ist zwischen einen Referenzknoten und den gemeinsamen Knoten geschaltet, und eine Induktivität ist zwischen den gemeinsamen Knoten und den Ausgangsknoten des DC/DC-Wandlers geschaltet. Ein Controller schaltet den ersten und den zweiten Transistor während eines Lastabfallereignisses aus, wenn der Strom in der Induktivität einen positiven Grenzwert überschreitet.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft DC/DC-Wandler, insbesondere eine aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler.
  • HINTERGRUND
  • Bei DC/DC-Wandlern ist eine schnelle transiente Antwort entscheidend für zeitgemäße Hochgeschwindigkeitsbauteile. Telekommunikationssysteme, Netzwerksysteme, Server und prozessorbasierte Systeme sind allesamt Beispiele für Anwendungen, die Hochgeschwindigkeitsbauteile einsetzen. Mikroprozessoren und spezielle ASICs (anwendungsspezifische integrierte Einheiten, application-specific integrated-units) haben beispielsweise Lastanforderungen, die schnell von mehr oder weniger Leerlauf zu Volllast und zurück zu Leerlauf wechseln können, was ein schnelles Ansteigen und Absinken von Strom erfordert. Zusätzlich kann ein schneller dynamischer Spannungswechsel erforderlich sein, um abhängig vom Betriebsmodus die geregelte Spannung zu erhöhen oder zu senken. Falls ein DC/DC-Wandler nicht in der Lage ist, schnell auf die Lastanstieg- und Lastabfallereignisse oder die dynamischen Spannungswechsel zu reagieren, kann die Ausgangsspannung des Wandlers das gewünschte Regelfenster verlassen, was möglicherweise zu einer Beschädigung oder einem ungeeigneten Betrieb des Mikroprozessors oder ASICs führt.
  • Einige DC/DC-Wandler weisen eine Active-Transient-Response-(ATR, Aktive Transientenantwort)-Einheit auf, um Lastabfallereignisse zu entschärfen. Diese Controller sind nicht auf eine synchrone Steuerung der Leistungsschalter beschränkt, wobei der Pulsweiten-Duty-Cycle von Zyklus zu Zyklus moduliert wird, um die Ausgangsspannung zu steuern. Bei einer synchronen Steuerung mittels eines konventionellen Abwärtswandlers, befindet sich für einen Teil eines Schaltzyklus der High-Side-Leistungstransistor in einem leitenden Zustand (ein) und der Low-Side-Leistungstransistor in einem nicht leitenden Zustand (aus), und für den Rest des Schaltzyklus ist der High-Side-Leistungstransistor dann ausgeschaltet und der Low-Side-Leistungstransistor eingeschaltet. Controller mit ATR-Einheiten unterstützen typischerweise sowohl einen „ATR Low“-Zustand (ATRL) als auch einen „ATR High Impedance“-Zustand (ATRL_HiZ) um ein Spannungsüberschwingen während eines Lastabfallereignisses zu steuern.
  • Im ATRL-Zustand ist für eine oder mehrere Schaltzyklen der High-Side-Leistungstransistor ausgeschaltet und der Low-Side-Leistungstransistor eingeschaltet, so dass ein negativer oder ein positiver Strom von der Ausgangsinduktivität durch den Low-Side-Leistungstransistor fließen kann, um die Ausgangsspannung schnell zu senken. Im ATRL_HiZ-Zustand sind sowohl der High-Side-Leistungstransistor als auch der Low-Side-Leistungstransistor ausgeschaltet, so dass die Wandlerleistungsstufe auf einen Zustand hoher Impedanz (Tri-State oder HiZ) umgeschaltet ist, damit der Strom in der Ausgangsinduktivität schneller durch die Bodydiode des Low-Side-Leistungstransistors dissipiert, der Strom jedoch in diesem Zustand nicht negativ werden kann. Konventionelle ATR-Einheiten nutzen oder selektieren einen dieser Zustände und schalten nicht von dem ATRL_HiZ-Zustand in den „ATRL Low“-Zustand, wenn der Induktivitätsstrom Null erreicht. Jedoch kann dieses Vorgehen zu einer schwachen Lasttransientenantwort (engl.: load transient response) oder dynamische Spannungsantwort (engl.: dynamic voltage response) führen. Es kann auch zu Problemen führen, wenn Treiber in einen Niedrigleistungsruhezustand übergehen, sobald deren Eingang sich zu lange in einem Tri-State-Zustand befindet.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Gemäß der hier beschriebenen Ausführungsbeispiele umfasst ein DC/DC-Wandler eine Active-Transient-Response-(ATR, aktive Transientenantwort)-Einheit, die den/die Low-Side-Leistungstransistor(en) des Wandlers entweder in einen „ATR Low“-Zustand (ATRL) oder einen „ATR High Impedance“-Zustand (ATRL_HiZ) während eines Lastabfallereignisses abhängig von diversen Gesichtspunkten versetzen kann. Das Lastabfallereignis kann eine Lastwegnahme oder ein Entladeereignis oder die Reduktion von Induktivitätsstrom auf Grund von dynamischen Spannungswechseln sein. Im ATRL_HiZ-Zustand sind sowohl der High-Side-Leistungstransistor als auch der Low-Side-Leistungstransistor der Wandlerleistungsstufe ausgeschaltet und die Leistungsstufe befindet sich im Tri-State-Zustand, so dass der Strom in der Ausgangsinduktivität schneller durch die Bodydiode des Low-Side-Leistungstransistors dissipiert. Im ATRL-Zustand ist der High-Side-Leistungstransistor ausgeschaltet und der Low-Side-Leistungstransistor eingeschaltet, so dass ein negativer oder ein positiver Strom von der Ausgangsinduktivität durch den Low-Side-Leistungstransistor fließen kann, um die Ausgangsspannung schnell zu senken. Die ATR-Einheit entscheidet dabei intelligent an Hand von diversen Gesichtspunkten, wann welcher dieser Zustände derart implementiert wird, dass sich die Ausgangsspannungsantwort (engl. output voltage response) des Wandlers über große Lastabfallereignisse verbessert. Als Reaktion auf ein großes Lastabfallereignis aktiviert die ATR-Einheit abhängig von dem gemessenen Strom entweder den ATRL- oder den ATRL_HiZ-Zustand. Diverse Parameter werden von der ATR-Einheit überwacht, um sicherzustellen, dass der Wandler nicht zu lange in einem Zustand verbleibt, wodurch sich eine Ausgangsspannungsantwort mit einer geeigneteren Form ergibt. Sobald das Lastabfallereignis abklingt, gibt die ATR-Einheit die Schaltsteuerung (engl.: switching control) der Wandlerleistungsstufe an den Controller des DC/DC-Wandlers zurück.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers mit einem Ausgangsknoten zum Anschließen an eine Last umfasst dieser einen ersten Leistungstransistor, der zwischen einen Spannungsversorgungsknoten und einen gemeinsamen Knoten geschaltet ist, einen zweiten Leistungstransistor, der zwischen einen Referenzknoten und den gemeinsamen Knoten geschaltet ist, und eine Induktivität, die zwischen den gemeinsamen Knoten und den Ausgangsknoten geschaltet ist. Ein Controller ist dazu ausgebildet, während eines Lastabfallereignisses den ersten und den zweiten Transistor auszuschalten, wenn der Induktivitätsstrom einen positiven Grenzwert überschreitet.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Betrieb eines DC/DC-Wandlers mit einem an eine Last angeschlossenen Ausgangsknoten umfasst das Verfahren: Schalten des ersten und zweiten Transistors mittels eines Steuersignals mit variablem Duty-Cycle, um der Last einen Strom durch die Induktivität zu liefern; Ausschalten des ersten Transistors während eines Lastabfallereignisses; und Ausschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses unabhängig vom Zustand des Steuersignals mit variablem Duty-Cycle, wenn ein Strom in der Induktivität einen positiven Grenzwert überschreitet.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers umfasst der Regler eine Leistungsstufe, die mehrere Phasen umfasst, wobei jede Phase einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor zum Koppeln an eine Last durch eine entsprechende Induktivität aufweist. Ein Pulsweitenmodulator ist dazu ausgebildet, die Phasen der Leistungsstufe mittels eines Steuersignals mit variablen Duty-Cycle zu schalten, um der Last einen Strom durch einen oder mehrere der Induktivitäten zu liefern. Eine Transient-Response-Einheit ist dazu ausgebildet, während eines Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren und die Low-Side-Transistoren auszuschalten, wenn ein gemessener Induktivitätsstrom in einer beliebigen der Induktivitäten oder insgesamt in allen Induktivitäten einen positiven Grenzwert überschreitet.
  • Der Fachmann wird weitere Merkmale und Vorteile nach Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und den dazugehörigen Figuren erkennen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
  • Die Bestandteile der Figuren sind nicht notwendigerweise zueinander maßstabsgerecht. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche Teile. Die Merkmale der diversen dargestellten Ausführungsbeispiele können miteinander kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Die Ausführungsbeispiele sind in den Figuren dargestellt und in der folgenden Beschreibung erläutert.
  • 1 veranschaulicht ein Blockschaltbild eines DC/DC-Wandlers mit einer ATR-Einheit.
  • 2 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer aktiven Transientenantwort für einen DC/DC-Wandler.
  • 3 bis 6 veranschaulichen das Verhalten der ATR-Einheit bei verschiedenen Typen von Lastabfallereignissen.
  • 7 veranschaulicht ein Blockschaltbild eines digitalen Ausführungsbeispiels der ATR-Einheit.
  • 8 veranschaulicht ein Blockschaltbild eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers mit einer ATR-Einheit.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Die Ausführungsbeispiele, die hier beschrieben werden, nutzen eine aktive Transientenantwort (ATR, Active Transient Response) in einem DC/DC-Wandler, der intelligent entscheidet, wann der oder die Low-Side-Leistungstransistoren des Wandlers entweder in einen “ATR-Low“ – Zustand (ATRL) oder in einen „ ATR High Impedance“ – Zustand (ATRL_HiZ) derart versetzt werden, dass sich die Ausgangsspannungsantwort des Wandlers bei großen Lastabfallereignissen verbessert. DC/DC-Wandler transportieren Energie von der Eingangsquelle zur Last durch abwechselndes Magnetisieren und Entmagnetisieren einer Induktivität oder eines Transformators. Diese Zyklen werden von einer Gruppe von Schaltern oder Durchlassbauelementen einer Leistungsstufe gesteuert, und die Spannung oder der Stromtransfer wird durch Variieren des Duty-Cycles oder des Verhältnisses von Ein- zu Auszeiten in diesen Schaltern gesteuert. Der DC/DC-Controller überwacht und hält diese Ausgangsvariablen (Spannung und Strom) durch Einstellen des Duty-Cycles durch Feedbackkompensation. Als Reaktion auf ein Lastabfallereignis, wie Lastreduktion oder Lastwegnahme, oder Induktionsstromreduktion auf Grund eines dynamischen Spannungswechsels implementiert der Wandler ATR derart, dass sich die Ausgangsspannungsantwort des Wandlers während eines transienten Ereignisses verbessert.
  • ATR wird durch Bereitstellen von ATRL- und ATRL_HiZ-Zuständen für den/die Low-Side-Leistungstransistor(en) des Wandlers und durch intelligentes Entscheiden, wann welcher dieser Zustände auf Basis von diversen Gesichtspunkten implementiert wird, realisiert. In dem ATRL_HiZ-Zustand sind sowohl der High-Side- als auch der Low-Side-Leistungstransistor der Wandlerleistungsstufe ausgeschaltet, um die Leistungsstufe in einen Zustand hoher Impedanz (d.h. „tri-stated“) zu setzen, so dass der Strom in der Ausgangsinduktivität schneller durch die Bodydiode des Low-Side-Transistors dissipiert. Im ATRL-Zustand verbleibt der High-Side-Leistungstransistor ausgeschaltet und der Low-Side-Leistungstransistor wird eingeschaltet, so dass ein negativer oder positiver Strom von der Ausgangsinduktivität durch den Low-Side-Leistungstransistor fließen kann, um die Ausgangsspannung schnell zu senken. Als Antwort auf ein großes Lastabfallereignis aktiviert die ATR-Einheit entweder den ATRL-oder den ATRL_HiZ-Zustand abhängig von einem gemessenen Strom. Diverse Parameter werden von der ATR-Einheit überwacht, um sicherzustellen, dass die Wandlerleistungsstufe nicht zu lange in einem Zustand verweilt, wodurch eine Ausgangsspannungsantwort mit einer geeigneteren Form erreicht wird. Sobald das Lastabfallereignis abklingt, gibt die ATR-Einheit die Schaltsteuerung der Wandlerleistungsstufe an den Controller des DC/DC-Wandlers zurück.
  • 1 veranschaulicht ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines getakteten Abwärtswandlers, der eine Leistungsstufe 100 umfasst, die an eine Last 102 wie einen Mikroprozessor, einen Grafikprozessor, einen Netzwerkprozessor, einen digitalen Signalprozessor, einen ASIC etc. gekoppelt ist. Die Leistungsstufe 100 ist in 1 mit einer einzelnen Phase gezeigt, kann aber gewünschtenfalls mehrere Phasen umfassen. Jede Phase besitzt einen High-Side-Leistungstransistor (HS), der durch einen ersten Treiber 104 angesteuert wird, und einen Low-Side-Leistungstransistor (LS), der durch einen zweiten Treiber 106 angesteuert wird. Der High-Side-Leistungstransistor ist zwischen einen Spannungsversorgungsknoten (VCC) und einen gemeinsamen Knoten (A) geschaltet. Der Low-Side-Leistungstransistor ist zwischen einen Referenzknoten (z. B. Masse) und den gemeinsamen Knoten geschaltet. Jede Phase der Leistungsstufe 100 weist zudem eine Induktivität (L) auf, die zwischen den gemeinsamen Knoten und den Ausgansknoten (Vout) geschaltet ist. Die Induktivität ist in Reihe mit der Last 102 geschaltet und liefert der Last 102 einen Strom. Die Menge an Strom, die von jeder Ausgangsphase bereitgestellt wird, ist abhängig von dem Schaltzustand des High-Side-und des Low-Side-Transistors dieser Phase. Eine Ausgangskapazität (C) speichert eine große Menge an Energie am Ausgang des Wandlers. Die Ausgangskapazität kann eine einzelne Kapazität oder eine Gruppe von parallel geschalteten Kapazitäten sein.
  • Der Betrieb der Leistungsstufe 100 wird mittels einer PWM-(pulsweitenmodulierten)-Steuerung, die durch einen Controller 108 implementiert ist, gesteuert. Der Controller 108 umfasst eine PWM-Steuereinheit 110, die ein PWM-Steuersignal (PWM) für jede Phase der Leistungsstufe 100 generiert. Jeder Zyklus des PWM-Steuersignals besitzt einen Ein-Anteil und einen Aus-Anteil. Der High-Side-Transistor der Ausgangsphasensteuerung des PWM-Signals ist eingeschaltet (d.h. in einem leitenden Zustand) während des Ein-Anteils eines jeden PWM-Zyklus und der Low-Side-Transistor ist ausgeschaltet (d.h. in einem nicht leitenden Zustand). Umgekehrt ist während des Aus-Anteils eines jeden PWM-Zyklus der Low-Side-Transistor eingeschaltet und der High-Side-Transistor ausgeschaltet.
  • Der Duty-Cycle (d) des PWM-Steuersignals bestimmt, wie lange der High-Side- und der Low-Side-Transistor während jedem jeweiligen PWM-Zyklus eingeschaltet sind, und bestimmt damit die Menge an Strom, die von der Ausgangsphase der Last 102 zur Verfügung gestellt wird. Das/die PWM-Steuersignale wird/werden basierend auf der Differenz zwischen einer Referenzspannung (Vref), die dem Wandler zur Verfügung gestellt wird, und der Ausgangsspannung (Vout) erzeugt. Bei einigen Ausführungsbeispielen entspricht die Referenzspannung einer Spannungsidentifikation (VID), die mit der Last 102 zusammenhängt. Die VID bestimmt den Regler-Last-Sollwert, d.h. die Zielspannung des Reglers, wenn der Laststrom null ist.
  • Der DC/DC-Wandler umfasst des Weiteren eine adaptive „voltage positing“-(AVP)-Einheit 112, die einen Offset (Vavp) zur Referenzspannung (Vref) erzeugt, dessen Höhe proportional zum gemessenen Induktivitätsstrom (I_sen) jeder Ausgangsphase der Leistungsstufe 100 ist. Die AVP-Einheit 112 kann einen Verstärker und einen AVP-Filter umfassen. Allgemein kann der Controller 108 jede konventionelle AVP-Schleife implementieren. AVP ist im Zusammenhang mit DC/DC-Wandlern wohlbekannt, und daher wird diesbezüglich keine weitere Erläuterung gemacht. Die Differenz zwischen Vref und Vout und Vavp bildet ein Fehlersignal (e), dass der PWM-Steuereinheit 110 des Controllers 108 zugeführt wird. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst die PWM-Steuereinheit 110 ein PID-((proportional-integral-derivative)-Filter, das eine Kompensatortransferfunktion mit der Fehlerspannung (e) als Eingang und dem Duty-Cycle als Ausgang implementiert.
  • Der Duty-Cycle-Ausgang wird als Antwort auf die Lastbedingungen basierend auf der Ausgangsspannung und Induktivitätsfeedback-Informationen (Vout, I_sen) eingestellt. Beispielsweise kann der Duty-Cycle durch ein Verbreitern oder Verschmälern des Impulses eingestellt werden. Daher wird der Duty-Cycle jedes PWM-Steuersignals, das der Leistungsstufe 100 des DC/DC-Wandlers bereitgestellt wird, basierend auf dem Offset (Vavp) eingestellt, der von der AVP-Einheit 112, der Ausgangsspannung (Vout) und der Referenzspannung (Vref) erzeugt wird. Unter transienten Lastbedingungen, die einen großen Abfall im Laststrom beinhalten, implementiert eine „Active Transient Response“-(ATR)-Einheit 114, die in dem Controller 108 enthalten oder mit dem Controller 108 assoziiert ist, die hier beschriebenen ATR-Funktionen.
  • Während der eingeschwungenen Regelung stimmt die Spannung an der Last 102 sehr genau mit der Regler-Zielspannung, die von Vref gesetzt wird, überein. Während einem transienten Lastereignis weicht die Spannung an der Last 102 von der Zielspannung ab und die Größenordnung des Lastereignisses kann mit Hilfe der ATR-Einheit 114 gemessen werden, die eine exzessive Abweichung der Amplitude detektiert. Beispielsweise könnte ein Komparator benutzt werden, der ein ATR-Ereignis auslöst, wenn die Spannung an der Last 102 die Zielspannung um einen minimalen Grenzwert überschreitet. Alternativ kann die ATR-Einheit 114 warten, bis das PWM-Steuersignal null wird und das Null-Duty-Cycle-PWM-Signal als das ATR-Ereignis detektiert. In jedem Fall entscheidet die ATR-Einheit 114 intelligent, wann die Leistungsstufe 100 entweder in den ATRL-Zustand oder den ATRL_HiZ-Zustand gesetzt wird, so dass die Ausgangsspannungsantwort des Wandlers bei großen Lastabfallereignissen verbessert wird. Beispielsweise aktiviert die ATR-Einheit 114 als Antwort auf ein großes Lastabfallereignis entweder den ATR- oder ATRL_HiZ Zustand abhängig von dem gemessenen Phasenstrom (I_sen). Verschiedene Parameter werden von der ATR-Einheit 114 überwacht, um sicherzustellen, dass die Leistungsstufe 100 nicht zu lange in einem Zustand verweilt, wodurch eine Ausgangsspannungsantwort mit einer geeigneteren Form erreicht wird.
  • 2 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ATR-Verfahrens, das durch die ATR-Einheit 114 implementiert wird. Die ATR-Einheit 114 unternimmt nichts, es sei denn, es liegt ein Lastabfallereignis, d.h. ein ATR-Ereignis, vor (Block 200). Wenn ein ATR-Indikator (S), der von der ATR-Einheit 114 bereitgestellt oder erzeugt wird, einen positiven Grenzwert (ATR_thr) überschreitet, wird ein Lastabfallereignis detektiert (Block 210). Bei einem Ausführungsbeispiel ist S eine Funktion des gemessenen Induktivitätsstroms (I_sen) und der Fehlerspannung (e), d.h. S repräsentiert eine Kombination von Induktivitätsstrom und Spannungsfehler. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird ein Lastabfallereignis detektiert, wenn der Duty-Cycle des PWM-Steuersignals (PWM) null ist. Bei noch einem anderen Ausführungsbeispiel ist S als Komparator implementiert, der auslöst, wenn e > ATR_thr, ein ATR-Ereignis also von diesem Modul detektiert wird.
  • Wenn ein Lastabfallereignis detektiert wird, bestimmt die ATR-Einheit 114, ob der gemessene Induktivitätsstrom (I_sen) einen minimalen positiven Grenzwert (Imin) überschreitet (Block 220). Für eine einphasige Leistungsstufe 100 ist I_sen der Induktivitätsstrom dieser Phase. Für einen mehrphasigen Wandler kann I_sen der jeweilige Phasenstrom (d.h. die jeweiligen Phasenströme werden individuell mit Imin verglichen) oder eine Summe aller Phasenströme sein.
  • In jedem Fall, wenn I_sen > Imin, wird ein Timer (T) auf null zurückgesetzt (Block 230) und die ATR-Einheit 114 setzt die Leistungsstufe 100 dann in den ATRL_HiZ-Zustand (Block 240). Im ATRL_HiZ-Zustand sind sowohl der High-Side- als auch der Low-Side-Transistor ausgeschaltet, um die Wandlerleistungsstufe in einen Tri-State-Zustand zu versetzen, so dass der Strom in der Ausgangsinduktivität (L) schnell durch die Bodydiode jedes Low-Side-Transistors dissipiert. Die ATR-Einheit 114 hält die Leistungsstufe 100 für eine minimale Zeitdauer (Tmin) im ATRL_HiZ-Zustand (Block 242). Nachdem diese Zeitdauer abgelaufen ist, hält die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 weiterhin in dem ATRL_HiZ-Zustand, solange das Lastabfallereignis weiterhin besteht, d.h. S > ATH_thr (Block 244) und I weiterhin größer als Imin ist und die Leistungsstufe 100 nicht zu lange in dem ATRL_HiZ-Zustand geblieben ist, d.h. T < Ton_Max, wobei Ton_Max die maximale Zeitdauer ist, für die es den Low-Side-Transistoren erlaubt ist, ausgeschaltet zu sein und der Leistungsstufe 100 in einem Tri-State-Zustand zu sein (Block 246). Bei einem Ausführungsbeispiel ist Ton_Max so gewählt, dass jeder Low-Side-Transistor in den leitenden Zustand geschaltet wird, bevor der Treiber 106 des Low-Side-Transistors in einen Niedrigleistungsruhezustand wechselt, sogar wenn der Induktivitätsstrom (I_sen) oberhalb des Grenzwerts (Imin) während des Lastabfallereignisses verbleibt.
  • Wenn irgendwelche dieser Bedingungen nicht mehr weiterhin erfüllt sind (d.h. S < ATH_thr, I_sen < Imin und/oder T > Ton_Max), setzt die ATR-Einheit 114 den Counter T zurück (Block 250) und setzt die Leistungsstufe 100 in den ATRL-Zustand (Block 260). Im ATRL-Zustand ist jeder High-Side-Leistungstransistor ausgeschaltet und jeder Low-Side-Leistungstransistor eingeschaltet, so dass ein negativer oder ein positiver Strom von der jeweiligen Ausgangsinduktivität durch den entsprechenden Low-Side-Transistor fließen kann, um die Ausgangsspannung (Vout) des Wandlers schnell zu senken. Die ATR-Einheit 114 setzt zudem die Leistungsstufe 100 in den ATRL-Zustand, falls I_sen nicht größer als Imin ist, wenn das Lastabfallereignis zuerst detektiert wird (Blöcke 220, 250 und 260).
  • Die Leistungsstufe 100 bleibt in dem ATRL-Zustand solange das Lastabfallereignis andauert (Block 262), eine minimale Zeitdauer (Toff_min) im ATRL-Zustand noch nicht verstrichen ist (Block 264) und I_sen kleiner als Imin bleibt (Block 266). Der Parameter Toff_min stellt sicher, dass der Low-Side-Leistungstransistor für eine ausreichende Zeitdauer (T) eingeschaltet ist, bevor die Leistungsstufe im Tri-State-Zustand ist. Andernfalls setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 zurück in den ATRL_HiZ-Zustand (Blöcke 262 und 230) oder gibt die Steuerung der Leistungsstufe 100 an den Controller 108 zurück (Blöcke 262 und 200).
  • Die 3 bis 6 veranschaulichen das Verhalten der ATR-Einheit 114 bei verschiedenen Arten von Lastabfallereignissen (in den 3 bis 6 als „ATR-Ereignis" bezeichnet). Während eines Lastabfallereignisses überschreibt die ATR-Einheit 114 das PWM-Steuersignal zum Gate eines jeden Low-Side-Leistungstransistors, der in der Leistungsstufe 100 des Wandlers enthalten ist. Das Überschreibsignal, dass an das Gate eines jeden Low-Side-Leistungstransistors angelegt wird, wird als „LS_Gate“ bezeichnet und das Überschreibsignal, das an das Gate eines jeden High-Side-Leistungstransistors angelegt wird, ist in den 3 bis 6 als „HS_Gate“ bezeichnet.
  • In 3 ist der Induktivitätsstrom (I_sen) größer als Imin, wenn das Lastabfallereignis auftritt. Als Reaktion darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL_HiZ-Zustand, wobei sowohl die High-Side- als auch die Low-Side-Leistungstransistoren ausgeschaltet sind. Nachdem die Zeitdauer Ton_Max abgelaufen ist, liegt I_sen in diesem Fall immer noch über Imin (Imin ist in diesem Fall auf 0A gesetzt und kann programmierbar sein und auf jeden gewünschten Wert, einschließlich 0A, gesetzt werden). Als Reaktion darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL-Zustand, in dem der Low-Side-Transistor in den leitenden Zustand geschaltet wird, während der High-Side-Transistor ausgeschaltet bleibt. Die Leistungsstufe 100 verbleibt in dem ATRL-Zustand bis das Lastabfallereignis abklingt.
  • Der Ton_Max Zeitdauer-Parameter stellt sicher, dass der Low-Side-Transistor nicht zu lange ausgeschaltet ist, wodurch beispielsweise verhindert wird, dass der Treiber 106 des Low-Side-Transistors in einen Niedrigleistungsruhezustand übergeht. Die Nutzung des Ton_Max-Zeitdauer-Parameters ist auch von Vorteil, wenn ein großes Lastabfallereignis von einem hohen Wert (zum Beispiel ungefähr 200A) zu einem mittleren Wert (zum Beispiel ungefähr 40A) auftritt. In diesem Fall fällt der Laststrom nie auf 0A ab, d.h. von einem hohen oder mittleren Wert zu einem niedrigen Wert. Jedoch bleibt die Leistungsstufe 100 nicht im ATRL_HiZ-Zustand während des gesamten Lastenabfallereignisses. Stattdessen wird die Leistungsstufe 100, wenn die Ton_Max-Zeitdauer abläuft, vom ATRL_HiZ-Zustand in den ATRL-Zustand geschaltet, in dem der Low-Side-Transistor in den leitenden Zustand gezwungen wird. Das reduziert ein Überschwingen in der Wandler-Ausgangsspannung (Vout), da der Induktivitätsstrom weniger schnell im ATRL-Zustand dissipiert, da die Bodydiode des Low-Side-Transistors im ATRL-Zustand nicht länger leitet (oder nur geringfügig leitet).
  • In 4 ist der Induktivitätsstrom (I_sen) größer als Imin, wenn das Lastabfallereignis auftritt. Als Reaktion darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL_HiZ-Zustand, wobei sowohl die High-Side- als auch die Low-Side-Leistungstransistoren ausgeschaltet sind. Bevor die Zeitdauer Ton_Max abläuft, fällt I_sen unter Imin. Als Reaktion darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL-Zustand, in dem der Low-Side-Transistor in den leitenden Zustand geschaltet wird, obwohl Ton_Max noch nicht während des transienten Laststromes abgelaufen ist. Der High-Side-Transistor bleibt ausgeschaltet. Die Leistungsstufe 100 bleibt im ATRL-Zustand bis das Lastabfallereignis abnimmt. Bei einem Ausführungsbeispiel kann Imin über 0A gesetzt werden, um ein Unterschwingen der Wandler-Ausgangsspannung (Vout) weiter zu reduzieren, was sonst bei einem 0A-Schaltpunkt auftreten kann.
  • In 5 ist der Induktivitätsstrom (I_sen) geringer als Imin, wenn das Lastabfallereignis erstmalig auftritt. Dementsprechend setzt die ATR-Einheit die Leistungsstufe in den ATRL-Zustand und behält die Leistungsstufe im ATRL-Zustand während des gesamten Lastabfallereignisses.
  • 6 veranschaulicht eine allgemeinere Antwort einer ATR-Einheit 114 auf ein Lastabfallereignis. Der Induktivitätsstrom (I_sen) ist größer als Imin, wenn das Lastabfallereignis erstmalig auftritt. Als Antwort darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL_HiZ-Zustand, wobei sowohl die High-Side- als auch die Low-Side-Leistungstransistoren ausgeschaltet sind. Nachdem die Zeitdauer Ton_Max abgelaufen ist, liegt I_sen immer noch oberhalb Imin. Als Reaktion darauf setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 in den ATRL-Zustand, in dem der Low-Side-Transistor in den leitenden Zustand geschaltet wird, während der High-Side-Transistor ausgeschaltet bleibt. Die Leistungsstufe 100 bleibt in dem ATRL-Zustand für eine minimale Zeitdauer (Toff_min). Der Parameter Toff_min stellt sicher, dass der Low-Side-Leistungstransistor eine ausreichende Erholungszeit besitzt, bevor er wieder ausgeschaltet wird.
  • Nachdem Toff_min abgelaufen ist, evaluiert die ATR-Einheit 114, ob das Lastabfallereignis immer noch andauert und ob I_sen noch größer als Imin ist. Wenn das der Fall ist, zwingt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 von dem ATRL-Zustand in den ATRL_HiZ-Zustand, in dem der Low-Side-Leistungstransistor von dem leitenden Zustand in einen nicht leitenden Zustand (d.h. aus) geschaltet wird. Dieser Prozess dauert an (Schalten von ATRL_HiZ zu ATRL und zurück zu ATRL_HiZ) bis das Lastabfallereignis abnimmt oder I_sen unter Imin fällt. Wenn I_sen unter Imin fällt, bevor die Zeitdauer Ton_Max abgelaufen ist, setzt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 von dem ATRL_HiZ-Zustand in den ATRL-Zustand, indem erneut der Low-Side-Transistor von dem nicht leitenden Zustand (aus) in den leitenden Zustand geschaltet wird, obwohl Ton_Max noch nicht während des transienten Laststroms abgelaufen ist. Der High-Side-Transistor bleibt ausgeschaltet. Die Leistungsstufe 100 verbleibt im ATRL-Zustand bis das Lastabfallereignis abnimmt. Wenn das Lastabfallereignis letztendlich abnimmt, gibt die ATR-Einheit 114 die Schaltsteuerung der Leistungsstufe 100 an die PWM-Steuereinheit 110 des Gleichstromwandlers zurück.
  • 7 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel der ATR-Einheit 114. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist die ATR-Einheit 114 digital implementiert, zum Beispiel als Teil eines Controllers 108, und umfasst eine Steuerlogik 300 zur Implementierung der ATR-verwandten Funktionen, die oben basierend auf die diversen Steuer- und Feedback-Parametern (zum Beispiel das PWM-Steuersignal, Imin, Tmin, Ton_Max, Toff_min, I_sen, e und ATR_thr) beschrieben wurden. 7 veranschaulicht des Weiteren die Steuerung, die von der ATR-Steuerlogik 300 zu jedem Low-Side-Leistungstransistor der Wandlerleistungsstufe 100 implementiert wird. Bei einem Ausführungsbeispiel überschreibt die Steuerlogik 300 das variable Duty-Cycle-Steuersignal (PWM), das jedem Low-Side-Leistungstransistor während Lastabfallereignissen zugeführt wird. Abhängig vom Zustand der Steuer- und Feedbackparameter, die der Steuerlogik 200 zugeführt werden, kann der Low-Side-Transistor während dem ganzen oder während einem Teil des Lastabfallereignisses in den eingeschalteten, leitenden Zustand gezwungen werden (repräsentiert durch die Box, die in 7 mit „ATRL“ beschriftet ist) oder in den ausgeschalteten, nicht leitenden Zustand gezwungen werden (repräsentiert von der Box, die in 7 mit „ATRL_HiZ“ beschriftet ist). Die Steuerlogik 300 bestimmt den Zustand des Low-Side-Transistors, z.B. in Übereinstimmung mit dem Flussdiagramm aus 2, um die Ergebnisse, die in 3 bis 6 dargestellt sind, zu erzielen, abhängig vom Zustand der Steuer- und Feedbackparameter während eines Lastabfallereignisses.
  • 8 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers mit einer ATR-Einheit 114. Das in 8 dargestellte Ausführungsbeispiel ist ähnlich zu dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, jedoch ist der Wandler bei diesem Ausführungsbeispiel mehrphasig. D.h. die Leistungsstufe 100 des Wandlers umfasst mehrere Ausgangsphasen. Jede Phase weist einen High-Side-Transistor (HS) und einen Low-Side-Transistor (LS) zum Koppeln an eine Last 102 über eine entsprechende Induktivität (L1, L2, ..., LN) auf. Die PWM-Steuereinheit 110 schaltet die Phasen der Leistungsstufe 100 mittels eines Steuersignals (PWM) mit variablem Duty-Cycle, um der Last 102 einen Strom über eine oder mehrere der Phaseninduktivitäten zu liefern.
  • Die ATR-Einheit 114 schaltet während eines Lastabfallereignisses an der Last 102 die Low-Side-Transistoren aus, wenn der gemessene Induktivitätsstrom in einer der Induktivitäten (I_sen1, I_sen2, ..., I_senN) oder zusammen in allen Induktivitäten einen positiven Grenzwert (Imin) überschreitet. In einem Fall wird Imin basierend auf jedem einzelnen Induktivitätsstrom eingestellt und die ATR-Einheit 114 reagiert entsprechend, wenn einer der Induktivitätsströme Imin überschreitet. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird Imin basierend auf der Summe aller Induktivitätsströme eingestellt und die ATR-Einheit 114 reagiert entsprechend, wenn der gesamte Induktivitätsstrom Imin überschreitet. In jedem Fall schaltet die ATR-Einheit 114 die Low-Side-Transistoren vom nicht leitendem Zustand (aus) in den leitenden Zustand, indem die Transistoren geschaltet werden, wenn der gemessene Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) weiterhin für eine maximale Zeitdauer (Ton_Max) während eines Lastabfallereignisses, wie zum Beispiel in 3 gezeigt, über Imin liegt. Die ATR-Einheit 114 kann die Low-Side-Transistoren vom ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand schalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) unter Imin sinkt, bevor Ton_Max während eines Lastabfallereignisses, wie zum Beispiel in 4 gezeigt, abläuft. Die maximale Zeitdauer (Ton_Max) kann so gewählt werden, dass die Low-Side-Transistoren vom nicht leitenden Zustand in den leitenden Zustand geschaltet werden, bevor die Treiber 106 der Low-Side-Transistoren in einen Niedrigleistungsruhezustand übergehen, sogar wenn der gemessene Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) oberhalb des positiven Grenzwertes während eines Lastabfallereignisses liegt, wie vorgehend hier beschrieben.
  • Die Leistungsstufe 100 kann der Last 102 einen hohen Strom, einen mittleren Strom und einen niedrigen Strom über eine oder mehrere der Phasen abhängig von der Lastanforderung zur Verfügung stellen. Die ATR-Einheit 114 kann die Low-Side-Transistoren vom nicht leitenden in den leitenden Zustand schalten, wenn der gemessenen Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) während eines „hoch zu mittel“-Lastabfallereignisses für eine maximale Zeitdauer oberhalb des positiven Grenzwertes (Imin) verbleibt, d.h. wenn der Laststrom von einem hohen Wert (zum Beispiel ungefähr 200A) auf einen mittleren Wert (zum Beispiel 40A) absinkt. In diesem Fall sinkt der Laststrom niemals auf 0A ab, d.h. von einem hohen oder mittleren Wert auf einen niedrigen Wert. Jedoch verbleibt die Leistungsstufe 100 während des ganzen Lastabfallereignisses nicht in dem ATRL_HiZ-Zustand. Stattdessen zwingt die ATR-Einheit 114 die Leistungsstufe 100 dazu, von dem ATRL_HiZ-Zustand in ATRL-Zustand zu wechseln, wenn die Ton_Max-Zeitdauer abläuft, indem die Low-Side-Leistungstransistoren in den leitenden Zustand gezwungen werden, wie hier zuvor beschrieben.
  • Die ATR-Einheit 114 kann zudem während eines Lastabfallereignisses die Low-Side-Transistoren von dem leitenden Zustand zurück in den nicht leitenden Zustand schalten, nachdem jeder Low-Side-Transistor eine vordefinierte Zeitdauer (Toff_min) im leitenden Zustand verbringt und wenn der gemessene Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) weiterhin oberhalb des positiven Grenzwerts (Imin) liegt, nachdem Toff_min abläuft, wie z.B. in 6 gezeigt. Die ATR-Einheit 114 kann die Low-Side-Transistoren während des gesamten Lastabfallereignisses im leitenden Zustand halten, wenn der gemessenen Induktivitätsstrom (einzeln oder gesamt) immer unterhalb des positiven Grenzwertes während eines Lastabfallereignisses liegt, wie z.B. 5 gezeigt.
  • Die ATR-Einheit 114 kann digital als Teil eines DC/DC-Wandler-Controllers 108 oder als separate Komponente, wie z.B. als ASIC, implementiert werden. Bei anderen Ausführungsbeispielen ist die Funktion der ATR-Einheit 114 mittels einer analogen Schalttechnik implementiert.
  • Begriffe wie zum Beispiel „erster“, „zweiter“ und ähnliche werden verwendet, um verschiedene Elemente, Bereiche, Abschnitte usw. zu beschreiben und sollen nicht einschränkend sein. Gleiche Begriffe beziehen sich in der Beschreibung durchweg auf gleiche Elemente.
  • Die Begriffe „aufweisen“, „enthalten“, „umfassen“ und ähnliche sind, wie sie hier verwendet werden, offene Begriffe, die das Vorhandensein der angegebenen Elemente oder Merkmale anzeigen, jedoch zusätzliche Elemente oder Merkmale nicht ausschließen. Es ist beabsichtigt, dass die Artikel „ein“ und „der“, „die“, „das“ sowohl den Plural als auch den Singular enthalten, es sei denn, der Kontext zeigt eindeutig etwas anderes an.
  • Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen Ausführungsbeispiele, die hier beschrieben sind, miteinander kombiniert werden können, sofern nicht anders angegeben.
  • Obwohl spezielle Ausführungsbeispiele hier dargestellt und beschrieben sind, versteht es sich für den Fachmann, dass eine Vielfalt von Alternativen und/oder äquivalenten Implementierungen die speziellen Ausführungsbeispiele, die hier dargestellt und beschrieben sind, ersetzen können, ohne vom Umfang dieser vorliegenden Erfindung abzuweichen. The Anmeldung soll alle Adaptionen und Variationen der speziellen Ausführungsbeispiele, die hier diskutiert sind, abdecken. Daher ist vorgesehen, dass diese Erfindung nur durch die Patentansprüche und deren Äquivalente eingeschränkt ist.

Claims (24)

  1. DC/DC-Wandler mit einem Ausgangsknoten zum Anschließen an eine Last, der aufweist: einen ersten Leistungstransistor, der zwischen einen Spannungsversorgungsknoten und einen gemeinsamen Knoten geschaltet ist; einen zweiten Leistungstransistor, der zwischen einen Referenzknoten und den gemeinsamen Knoten geschaltet ist; eine Induktivität, die zwischen den gemeinsamen Knoten und den Ausgangsknoten geschaltet ist; und einen Controller, der dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor und den zweiten Transistor während eines Lastabfallereignisses auszuschalten, wenn der Induktivitätsstrom einen positiven Grenzwert überschreitet.
  2. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, bei dem der positive Grenzwert programmierbar ist.
  3. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses den ersten Transistor aus- und den zweiten Transistor einzuschalten, wenn der Induktivitätsstrom einen zweiten Grenzwert unterschreitet.
  4. DC/DC-Wandler nach Anspruch 3, bei dem der positive Grenzwert und der zweite Grenzwert auf den gleichen Wert eingestellt sind.
  5. DC/DC-Wandler nach Anspruch 3, bei dem beide Grenzwerte programmierbar sind.
  6. DC/DC-Wandler gemäß Anspruch 1, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses den ersten Transistor aus- und den zweiten Transistor einzuschalten, wenn der Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwertes liegt.
  7. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses den ersten Transistor und den zweiten Transistor auszuschalten, wenn der Induktivitätsstrom den positiven Grenzwert für eine maximale Zeitdauer überschreitet; während des Lastabfallereignisses den ersten Transistor aus- und den zweiten Transistor einzuschalten, wenn der Induktivitätsstrom oberhalb des positiven Grenzwertes liegt und die maximale Zeitdauer überschritten wird; und während des Lastabfallereignisses den ersten Transistor aus- und den zweiten Transistor einzuschalten, wenn der Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwertes liegt und die maximale Zeitdauer nicht überschritten wird.
  8. DC/DC-Wandler nach Anspruch 7, bei dem der Wert der maximalen Zeitdauer programmierbar ist.
  9. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, bei dem die maximale Zeitdauer so gewählt ist, so dass der zweite Transistor während des Lastabfallereignisses eingeschaltet ist, bevor ein Treiber des zweiten Transistors in einen Niedrigleistungsruhezustand übergeht.
  10. DC/DC-Wandler nach Anspruch 7, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses den zweiten Transistor wieder auszuschalten, nachdem der zweite Transistor für eine vordefinierte Zeitdauer eingeschaltet ist und der Induktivitätsstrom nach einer vordefinierten verstrichenen Zeit weiterhin oberhalb des positiven Grenzwertes verbleibt.
  11. DC/DC-Wandler nach Anspruch 6, bei dem der erste und der zweite Transistor zusammen weiterhin dazu ausgebildet sind, abhängig von an der Last herrschenden Betriebsbedingungen der Last einen hohen Strom, einen mittleren Strom und einen niedrigen Strom zu liefern, wobei das Lastabfallereignis eintritt, wenn der Laststrom von „hoch nach niedrig“, „hoch nach mittel“ oder „mittel nach niedrig“ wechselt, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während eines „hoch nach mittel“- oder „mittel nach niedrig“-Laststromabfallereignisses den ersten Transistor aus- und den zweiten Transistor einzuschalten; und wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während eines „hoch nach niedrig“-Laststromabfallereignisses den ersten Transistor und den zweiten Transistor auszuschalten.
  12. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, den ersten und zweiten Transistor mittels eines dem ersten und zweiten Transistor zugeführten Steuersignals mit variablen Duty-Cycle zu steuern; und bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses das variable Duty-Cycle-Steuersignal an den zweiten Transistor zu überschreiben.
  13. Mehrphasiger DC/DC-Wandler, der aufweist: eine Leistungsstufe mit mehreren Phasen, wobei jede Phase einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor zum Koppeln an eine Last durch eine entsprechende Induktivität aufweist; einen Pulsweitenmodulator, der dazu ausgebildet ist, die Phasen der Leistungsstufe mittels eines Steuersignals mit variablem Duty-Cycle-zu schalten, um der Last einen Strom durch einen oder mehrere der Induktivitäten zu liefern; und eine Transient-Response-Einheit, die dazu ausgebildet ist, während eines Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren und die Low-Side-Transistoren auszuschalten, wenn ein gemessener Induktivitätsstrom in einer beliebigen der Induktivitäten oder insgesamt in allen Induktivitäten einen positiven Grenzwert überschreitet.
  14. Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 13, bei dem die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während eines Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren aus- und die Low-Side-Transistoren einzuschalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom einen zweiten Grenzwert unterschreitet.
  15. Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 13, bei dem die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren aus- und die Low-Side-Transistoren einzuschalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwertes liegt.
  16. Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 13, bei dem die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren und die Low-Side-Transistoren auszuschalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom den positiven Grenzwert für eine maximale Zeitspanne überschreitet; während des Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren aus- und die Low-Side-Transistoren einzuschalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom oberhalb des positiven Grenzwertes liegt und die maximale Zeitspanne überschritten wird; und während des Lastabfallereignisses die High-Side-Transistoren aus- und die Low-Side-Transistoren einzuschalten, wenn der gemessene Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwerts liegt und die maximale Zeitspanne nicht überschritten wird.
  17. Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 16, bei dem die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während des Lastabfallereignisses die Low-Side-Transistoren wieder auszuschalten, wenn die Low-Side-Transistoren für eine vordefinierte Zeitdauer eingeschaltet sind und der gemessene Induktivitätsstrom nach einer vordefinierten verstrichenen Zeit weiterhin oberhalb des positiven Grenzwertes verbleibt.
  18. Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 16, bei dem die High-Side- und die Low-Side Transistoren zusammen weiterhin dazu ausgebildet sind, abhängig von an der Last herrschenden Betriebsbedingungen der Last einen hohen Strom, einen mittleren Strom und einen niedrigen Strom zu liefern, wobei das Lastabfallereignis eintritt, wenn der Laststrom von „hoch nach niedrig“, „hoch nach mittel“ oder „mittel nach niedrig“ wechselt, wobei die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während eines „hoch nach mittel“- oder „mittel nach niedrig“-Laststromabfallereignisses die High-Side-Transistoren aus- und die Low-Side-Transistoren einzuschalten; und wobei die Transient-Response-Einheit weiterhin dazu ausgebildet ist, während eines „hoch nach niedrig“-Laststromabfallereignisses die High-Side-Transistoren und die Low-Side-Transistoren auszuschalten.
  19. Verfahren zum Betrieb eines DC/DC-Wandlers, der einen ersten Leistungstransistor, der zwischen einen Spannungsversorgungsknoten und einen gemeinsamen Knoten geschaltet ist, einen zweiten Leistungstransistor, der zwischen einen Referenzknoten und den gemeinsamen Knoten geschaltet ist; und eine Induktivität, die zwischen den gemeinsamen Knoten und den Ausgangsknoten geschaltet ist, aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Schalten des ersten und zweiten Transistors mittels eines Steuersignals mit variablem Duty-Cycle, um der Last einen Strom durch die Induktivität zu liefern; Ausschalten des ersten Transistors während eines Lastabfallereignisses; und Ausschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses unabhängig vom Zustand des Steuersignals mit variablem Duty-Cycle, wenn ein Strom in der Induktivität einen positiven Grenzwert überschreitet.
  20. Verfahren nach Anspruch 19, das weiterhin aufweist: Ausschalten des ersten Transistors und Einschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der Induktivitätsstrom einen zweiten Grenzwertes unterschreitet.
  21. Verfahren nach Anspruch 19, das weiterhin aufweist: Ausschalten des ersten Transistors und Einschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwertes liegt.
  22. Verfahren nach Anspruch 19, das weiterhin aufweist: Ausschalten des ersten und des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der Induktivitätsstrom den positiven Grenzwert für eine maximale Zeitspanne überschreitet; Ausschalten des ersten Transistors und Einschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der Induktivitätsstrom oberhalb des positiven Grenzwertes liegt und die maximale Zeitspanne überschritten wird; und Ausschalten des ersten Transistors und Einschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der Induktivitätsstrom unterhalb des positiven Grenzwertes liegt und die maximale Zeitspanne nicht überschritten wird.
  23. Verfahren nach Anspruch 22, das weiterhin aufweist: erneutes Ausschalten des zweiten Transistors während des Lastabfallereignisses, wenn der zweite Transistor für eine vordefinierte Zeitdauer eingeschaltet ist und der Induktivitätsstrom nach einer vordefinierten verstrichenen Zeit weiterhin oberhalb des positiven Grenzwertes verbleibt.
  24. Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der erste und der zweite Transistor zusammen weiterhin dazu ausgebildet sind, abhängig von an der Last herrschenden Betriebsbedingungen der Last einen hohen Strom, einen mittleren Strom und einen niedrigen Strom zu liefern, wobei das Lastabfallereignis eintritt, wenn der Laststrom von „hoch nach niedrig“, „hoch nach mittel“ oder „mittel nach niedrig“ wechselt, wobei das Verfahren weiterhin aufweist: Ausschalten des ersten Transistors und Einschalten des zweiten Transistors während eines „hoch nach mittel“- oder „mittel nach niedrig“-Laststromabfallereignisses; und Ausschalten des ersten und des zweiten Transistors während eines „hoch nach niedrig“-Laststromabfallereignisses.
DE102014100160.5A 2013-01-09 2014-01-08 Aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler Ceased DE102014100160A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/737,331 2013-01-09
US13/737,331 US9998008B2 (en) 2013-01-09 2013-01-09 Active transient response for DC-DC converters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102014100160A1 true DE102014100160A1 (de) 2014-07-10

Family

ID=51019309

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102014100160.5A Ceased DE102014100160A1 (de) 2013-01-09 2014-01-08 Aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9998008B2 (de)
CN (1) CN103916013B (de)
DE (1) DE102014100160A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10790747B1 (en) 2019-10-07 2020-09-29 Analog Devices International Unlimited Company Inductor current shunt for mitigation of load dump transients in DC-DC regulators

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104252213B (zh) * 2013-06-26 2017-05-24 华硕电脑股份有限公司 电压调节装置及其控制方法
US9866134B2 (en) * 2014-01-10 2018-01-09 Astec International Limited Control circuits and methods for regulating output voltages using multiple and/or adjustable reference voltages
WO2015134494A2 (en) * 2014-03-07 2015-09-11 The Regents Of The University Of California Method and system for dynamic intelligent load balancing
US10218264B1 (en) * 2014-04-02 2019-02-26 Raytheon Company Method of eliminating power converter input power variations and minimizing energy storage capacitor requirements for a pulsed load system
KR101592744B1 (ko) * 2014-07-28 2016-02-15 현대자동차주식회사 다상 인터리브 컨버터의 전류 제어 방법 및 장치
EP3799285A1 (de) * 2014-08-14 2021-03-31 Apple Inc. Vorrichtung und verfahren zur gemeinsamen stromnutzung in einem mehrphasigen schaltregler
US9780662B1 (en) * 2015-05-15 2017-10-03 Maxim Integrated Products, Inc. Method for portable sensor-less DC-DC converter control loops
US20170054368A1 (en) * 2015-08-19 2017-02-23 Infineon Technologies Austria Ag Multi-Topology Power Converter Controller
US9935550B2 (en) * 2016-08-25 2018-04-03 Dell Products, Lp System and method for preventing cross-conduction when switching circuitry during voltage regulation
TWI750170B (zh) * 2017-05-17 2021-12-21 力智電子股份有限公司 直流對直流控制器、直流對直流電源轉換器及其控制方法
CN107749713B (zh) * 2017-10-16 2020-01-21 成都芯源系统有限公司 负载响应改善单元、开关型功率变换器及其控制方法
US20190131875A1 (en) * 2017-10-30 2019-05-02 Renesas Electronics America Inc. Preserving phase interleaving in a hysteretic multiphase buck controller
GB201901241D0 (en) * 2019-01-30 2019-03-20 Rolls Royce Plc Monitoring an operating condition of a transistor-based power converter
US11223289B2 (en) 2020-01-17 2022-01-11 Astec International Limited Regulated switched mode power supplies having adjustable output voltages

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3913002A (en) * 1974-01-02 1975-10-14 Gen Electric Power circuits for obtaining a high power factor electronically
DE3304851A1 (de) * 1983-02-12 1984-08-16 Reinhausen Maschf Scheubeck Schaltanordnung fuer lastumschalter von stufenschaltern fuer stufentransformatoren
JP3058699B2 (ja) * 1990-02-16 2000-07-04 テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド 誘導性負荷中の電流制御のための負電圧クランプ回路
US7570036B2 (en) 2004-09-10 2009-08-04 Primarion Corporation Multi-threshold multi-gain active transient response circuit and method for digital multiphase pulse width modulated regulators
US7521913B2 (en) * 2004-09-10 2009-04-21 Primarion Corporation Active transient response circuits, system and method for digital multiphase pulse width modulated regulators
US7262628B2 (en) * 2004-07-02 2007-08-28 Primarion, Inc. Digital calibration with lossless current sensing in a multiphase switched power converter
US7239116B2 (en) * 2004-12-21 2007-07-03 Primarion, Inc. Fine resolution pulse width modulation pulse generator for use in a multiphase pulse width modulated voltage regulator
US20060114700A1 (en) 2002-07-26 2006-06-01 Thomas Durbaum Method for controlling the transient response of a power converter powering a load, transient response controller and power converter
US8476887B2 (en) * 2004-12-03 2013-07-02 Texas Instruments Incorporated DC to DC converter with pseudo constant switching frequency
US7436162B2 (en) 2005-04-15 2008-10-14 International Rectifier Corporation Buck converter having improved transient response to load step down
JP2007151271A (ja) 2005-11-25 2007-06-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8598857B2 (en) 2005-12-19 2013-12-03 Infineon Technologies Austria Ag Methods and apparatus for a multiphase power regulator
US7518346B2 (en) * 2006-03-03 2009-04-14 Texas Instruments Deutschland Gmbh Buck-boost DC/DC converter with overlap control using ramp shift signal
US8981751B1 (en) * 2007-05-09 2015-03-17 Intersil Americas LLC Control system optimization via adaptive frequency adjustment
US8570009B2 (en) * 2007-06-08 2013-10-29 Intersil Americas Inc. Power supply with a magnetically uncoupled phase and an odd number of magnetically coupled phases, and control for a power supply with magnetically coupled and magnetically uncoupled phases
US7710084B1 (en) * 2008-03-19 2010-05-04 Fairchild Semiconductor Corporation Sample and hold technique for generating an average of sensed inductor current in voltage regulators
US9059632B2 (en) * 2008-03-24 2015-06-16 O2Micro, Inc. Controllers for DC to DC converters
US8207720B2 (en) * 2008-07-18 2012-06-26 Infineon Technologies Austria Ag Methods and apparatus for power supply load dump compensation
US8269474B2 (en) 2008-07-23 2012-09-18 Intersil Americas Inc System and method for reducing voltage overshoot during load release within a buck regulator
US8441244B2 (en) * 2008-09-15 2013-05-14 Stmicroelectronics S.R.L. Control system for switching DC-DC converters
DE102009041217B4 (de) * 2009-09-11 2021-11-11 Austriamicrosystems Ag Spannungswandler und Verfahren zur Spannungswandlung
US8466665B1 (en) * 2009-10-05 2013-06-18 Adaptive Digital Power, Inc. Adaptive digital pulse width modulation generator for buck converters
TW201206043A (en) 2010-03-02 2012-02-01 Monolithic Power Systems Inc Voltage converters
US8680884B2 (en) * 2010-03-25 2014-03-25 Cree, Inc. Fault detection circuits for switched mode power supplies and related methods of operation
JP2012044784A (ja) * 2010-08-19 2012-03-01 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US8519684B2 (en) * 2010-09-08 2013-08-27 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Integrated circuits for converting a high voltage level to a low voltage level
CN102668348B (zh) * 2010-10-29 2014-12-03 松下电器产业株式会社 转换器
CN102594146B (zh) 2011-01-06 2014-06-04 原景科技股份有限公司 具有快速瞬时响应机制的降压电路及其运作方法
JP5806481B2 (ja) 2011-02-23 2015-11-10 スパンション エルエルシー 制御回路、電子機器及び電源の制御方法
JP5942455B2 (ja) * 2012-02-09 2016-06-29 株式会社ソシオネクスト スイッチングレギュレータ

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10790747B1 (en) 2019-10-07 2020-09-29 Analog Devices International Unlimited Company Inductor current shunt for mitigation of load dump transients in DC-DC regulators

Also Published As

Publication number Publication date
US20140191736A1 (en) 2014-07-10
CN103916013B (zh) 2017-04-12
US9998008B2 (en) 2018-06-12
CN103916013A (zh) 2014-07-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102014100160A1 (de) Aktive Transientenantwort für DC/DC-Wandler
DE102012216133B4 (de) Dc/dc-wandler, verfahren für das bereitstellen einer ausgangsspannung auf der basis einer eingangsspannung und computerprogramm
DE69912358T2 (de) Spannungsrückgespeiste Burst-Mode-Schaltung
DE60118161T2 (de) Stromwandler
DE102011077174B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur DC/DC-Wandlung mit digital gesteuerter adaptiver Pulsfrequenz-Modulation
DE60129969T2 (de) Abwärtsregler mit doppelantrieb
DE102017114508B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Begrenzen von Einschaltstrom beim Einschalten eines Abwärtswandlers
DE102010037246B4 (de) System und Verfahren zum Ausgleichen der Kleinsignalantwort von Spannungsreglern mit variablen Phasen
DE102009027347A1 (de) Steuerung für einen Synchron-Schaltwandler im Lückbetrieb
DE112009000505T5 (de) Hochspannungsseitige Abtastung des Nullinduktorstroms für DC-DC-Abwärtswandler
DE102011078245A1 (de) Spannungswandler und Spannungswandlungsverfahren
DE102016200389A1 (de) Mehrschwellenwert-Alarmkomparatoren für Mehrphasen-Tiefsetzsteller-Phasenabschaltsteuerung
DE102013213625A1 (de) Mehrphasiger digitaler Current-Mode Controller mit dynamischer Stromzuordnung
DE102013212721A1 (de) Schaltregler mit Negativ-Strombegrenzungsschutz
DE112009001632T5 (de) Spannungswandler
DE102011052922A1 (de) Vielphasen-Gleichspannungswandler mit einer Vielzahl zueinander parallel verschalteter Wandlerschaltungen
DE102012107148A1 (de) Digitalsteuerung für DC/DC-Spannungswandler
EP0967714B1 (de) Schaltnetzteil
DE102015219850A1 (de) Vorrichtung zum Steuern eines schaltenden Gleichspannungswandlers, schaltender Gleichspannungswandler und Verfahren zum Steuern eines geschalteten Gleichspannungswandlers
DE112010005789T5 (de) Leistungswandler
DE102013218228A1 (de) Gleichspannungswandler
DE102012204060A1 (de) Controller für leistungswandler
DE102015109065A1 (de) Steuerbare reduzierung der ein-zeitdauer für im pulsfrequenzmodulationsmodus betriebene schaltspannungsregler
DE102013219807A1 (de) Mehrstufen-Energieversorgung mit schneller transienter Antwort
DE102014106417A1 (de) Systeme und Verfahren zum Eliminieren von Übergangsverlusten in DC-DC-Wandlern

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R079 Amendment of ipc main class

Free format text: PREVIOUS MAIN CLASS: H02M0003156000

Ipc: H02M0003158000

R016 Response to examination communication
R002 Refusal decision in examination/registration proceedings
R003 Refusal decision now final