DE102013213625A1

DE102013213625A1 - Mehrphasiger digitaler Current-Mode Controller mit dynamischer Stromzuordnung

Info

Publication number: DE102013213625A1
Application number: DE102013213625.0A
Authority: DE
Inventors: Amir Babazadeh; Giuseppe Bernacchia; Benjamin Tang; Kenneth Ostrom
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2012-07-12
Filing date: 2013-07-11
Publication date: 2014-01-16
Also published as: CN103580477A; US20140015500A1; US9240721B2; CN103580477B

Abstract

Ein mehrphasiger Schaltregler enthält eine Leistungsstufe mit mindestens einer ersten Phase und einer zweiten Phase zum Zuführen von Leistung zu einer Last über Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln. Der mehrphasige Schaltregler wird durch Schalten der ersten Phase mit einer höheren Schaltfrequenz als die zweite Phase über Pulsbreitenmodulations(PWM)-Signale, die den Phasen zugeführt werden, betrieben. Ein phasenspezifischer Zielstrom wird für jede Phase auf der Schaltfrequenz für diese Phase auf Grundlage der Differenz zwischen einer Ausgangsspannung der Leistungsstufe und einer Bezugsspannung erzeugt. Der Strom in den Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln, wird gemessen, und ein Tastverhältnis des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, wird auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms und des gemessenen Induktorstroms für diese Phase angepasst.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Anmeldung betrifft mehrphasige Schaltregler, insbesondere eine dynamische Stromzuordnung für mehrphasige Schaltregler.
HINTERGRUND
Schaltstromversorgungen werden für Hochleistungsanwendungen wegen ihrer hohen Effizienz und geringen Größe weithin benutzt. Mehrphasige Abwärtswandler (engl.: buck converters) sind zum Bereitstellen eines hohen Stroms bei niedrigen Spannungen, die bei integrierten Hochleistungsschaltungen des Stands der Technik, wie etwa Mikroprozessoren, Grafikprozessoren und Netzwerkprozessoren, erforderlich sind, besonders gut geeignet. Abwärtswandler werden typischerweise mit aktiven Komponenten, wie etwa Pulsbreitenmodulationssteuerung (PWM), Treiber, Hochleistungs-MOSFETs (Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren), und passiven Komponenten, wie etwa Induktoren, Transformatoren oder gekoppelten Induktoren, Kondensatoren und Widerständen, implementiert.
Mehrphasige Abwärtswandler sind typischerweise derart gestaltet, dass die Elemente jeder Phase (Kanals) gleichartig oder identisch sind und verschachtelt betrieben sind, um Ausgangsrestwelligkeit zu minimieren und schnellstes dynamisches Ansprechen vorzusehen. Abwärtswandler arbeiten typischerweise über einen großen Ausgangsstrombereich, beispielsweise von Null bis Maximallast, und daher sind herkömmliche Abwärtswandler nicht notwendigerweise in jedem jeweiligen Bereich optimiert. Stattdessen ist der Designer bei der Auswahl von Komponenten und Schaltfrequenz eingeschränkt, um diverse Leistungsparameter, wie etwa Leichtlasteffizienz und schnelles Ansprechen auf einen Maximallastschritt zu optimieren.
Beispielsweise erfordern mehrphasige Abwärtswandler für Mikroprozessoren oder andere integrierte Hochleistungsschaltungen große Mengen von Versorgungsstrom und unterliegen sehr schnellen Transienten. Herkömmliche Abwärtswandler enthalten typischerweise zahlreiche Phasen (Kanäle), die parallel und phasenverschachtelt verbunden sind, um hohen Ausgangsstrom gleichmäßig zu verteilen und zur Verfügung zu stellen, sodass der Regler rasch auf schnelle dynamische Spannungswechsel und schnelle transiente Lastbedingungen ansprechen kann. „Schnelle dynamische Spannungswechsel” und schnelle transiente Lastbedingungen” werden hier zusammenfassend als „schnelle dynamische Bedingungen” bezeichnet. Zum Bewältigen von schnellen Transienten ist eine verhältnismäßig hohe Schaltrate erforderlich. Hohe Schaltfrequenz führt jedoch zu einem ineffizienten System. Die gewöhnliche Lösung zum Erzielen der gewünschten Effizienz ist, die Schaltfrequenz zu verringern, die Kapazität des Ausgangskondensators zu erhöhen und mehrere Kanäle parallel zu benutzen, was zu erhöhten Systemkosten führt.
ZUSAMMENFASSUNG
Gemäß der hier beschriebenen Ausführungsbeispiele wird ein mehrphasiges Steuerschema für mehrphasige Schaltregler bereitgestellt, das es asymmetrischen oder unähnlichen Phasen ermöglicht, unabhängig zu arbeiten, wodurch die Optimierung diverser Leistungsparameter ermöglicht wird. Dies führt zu höherer transienter Leistung, niedrigeren Kosten und effizienterem Betrieb von mehrphasigen Schaltreglern.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Betreiben eines mehrphasigen Schaltreglers mit einer Leistungsstufe mit mindestens einer ersten Phase und einer zweiten Phase zum Zuführen von Leistung zu einer Last über Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln, weist das Verfahren Folgendes auf: Schalten der ersten Phase mit einer höheren Schaltfrequenz als die zweite Phase über Pulsbreitenmodulations(PWM)-Signale, die den Phasen zugeführt werden; Erzeugen eines phasenspezifischen Zielstroms für jede Phase auf der Schaltfrequenz für diese Phase auf Grundlage der Differenz zwischen einer Ausgangsspannung der Leistungsstufe und einer Bezugsspannung; Messen des Stroms in den Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln; und Anpassen eines Tastverhältnisses des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms und des gemessenen Induktorstroms für diese Phase.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen Schaltreglers weist der mehrphasige Schaltregler eine Leistungsstufe mit mindestens einer ersten Phase und einer zweiten Phase zum Zuführen von Leistung zu einer Last über Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln, und Stromsensoren auf, die zum Messen des Stroms betreibbar sind, welche die Phasen an die Last koppeln. Der mehrphasige Schaltregler weist ferner eine Regelung auf, die zum Schalten der ersten Phase mit einer höheren Schaltfrequenz als die zweite Phase über Pulsbreitenmodulations(PWM)-Signale, die den Phasen zugeführt werden, Erzeugen eines phasenspezifischen Zielstroms für jede Phase mit der Schaltfrequenz für diese Phase auf Grundlage der Differenz zwischen einer Ausgangsspannung der Leistungsstufe und einer Bezugsspannung und Anpassen eines Tastverhältnisses des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms und des gemessenen Induktorstroms für diese Phase betreibbar ist.
Der Fachmann wird nach der Lektüre der folgenden detaillierten Beschreibung und nach Ansicht der beiliegenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
Die Elemente der Zeichnungen sind in Bezug zueinander nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Ausführungsbeispiele können kombiniert werden, wenn sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsbeispiele sind in den Zeichnungen dargestellt und in der folgenden Beschreibung ausführlich beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Schaltreglers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
2 ein Blockdiagramm eines Schaltreglers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel;
3 ein Blockdiagramm eines Schaltreglers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel;
4 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines nichtlinearen PID-Kompensators zum Gebrauch mit dem Schaltregler von 3;
5 ein Blockdiagramm eines Schaltreglers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen dynamische Stromzuordnung für mehrphasige Schaltregler dadurch bereit, dass sie asymmetrischen oder unähnlichen Phasen erlauben, unabhängig zu arbeiten. Die hier beschriebenen dynamischen Stromzuordnungstechniken sind auf jegliche Schaltreglerarchitektur anwendbar, darunter: Abwärts-; Aufwärts-; Abwärts-Aufwärts-; Sperr-; Gegentakt-; Halbbrücken-; Vollbrücken- und SEPIC-(single-ended primary-inductor converter)Architekturen. Ein Abwärtswandler erzeugt eine Ausgangsgleichspannung, die niedriger als die Eingangsgleichspannung ist. Ein Aufwärtswandler (engl.: boost converter) erzeugt eine Ausgangsspannung, die höher als die Eingangsspannung ist. Ein Abwärts-/Aufwärtswandler erzeugt eine Ausgangsspannung, deren Polarität entgegengesetzt zur Eingangsspannung ist. Ein Sperrwandler (engl.: flyback converter) erzeugt eine Ausgangsspannung, die geringer oder größer als die Eingangsspannung ist, sowie mehrere Ausgänge. Ein Gegentaktwandler (engl.: push-pull converter) ist ein Zweitransistorwandler, der bei niedrigen Spannungen besonders effizient ist. Ein Halbbrückenwandler ist ein Zweitransistorwandler, der in zahlreichen Offline-Anwendungen benutzt wird. Ein Vollbrückenwandler ist ein Viertransistorwandler, der gewöhnlich bei Offline-Desings benutzt wird, die sehr große Ausgangsleistung erzeugen können. Ein SEPIC ist eine Art von DC/DC-Wandler, der ermöglicht, dass die elektrische Spannung an seinem Ausgang größer als, geringer als oder gleich jener an seinem Eingang ist.
1 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen Schaltreglers, der eine Leistungsstufe 100 und einen Controller 110 zum Steuern des Betriebs der Leistungsstufe 100 umfasst. Die Leistungsstufe 100 weist mindestens zwei Phasen 102 auf, die auf unterschiedlichen Schaltfrequenzen betrieben werden (Fswm). In 1 sind N Phasen 102 gezeigt. Jede Phase 102 kann eine unterschiedliche Schaltfrequenz aufweisen. Alternativ können die Phasen 102 in zwei oder mehr Gruppen aufgeteilt sein, wobei jede Gruppe dieselbe Schaltfrequenz aufweist. Beispielsweise kann eine Gruppe langsame Phasen 102 aufweisen, die bei einer niedrigeren Schaltfrequenz betrieben werden, und eine andere Gruppe kann schnelle Phasen 102 aufweisen, die bei einer höheren Schaltfrequenz betrieben werden. Die Gruppe von langsamen Phasen 102 kann zum Bereitstellen von Wärmestrom (engl.: thermal design current, TDC) und statischem Strom genutzt werden, und die Gruppe von schnellen Phasen 102 kann zur Turbo-(schnelle Spitzenleistung) und Transientenreaktion auf dynamische Ströme genutzt werden, die die TDC- und statischen Betriebsströme übersteigen. Bei diesem Ansatz liefern die langsamen Phasen 102 Strom für den eingeschwungenen Betrieb, und die schnellen Phasen 102 liefern Strom für schnelle dynamische Bedingungen am Ausgang, wie etwa Spannungswechsel, Lasttransienten und schnellen Spitzenleistungsbetrieb. Diese Architektur nutzt vorteilhaft sowohl langsame Phasen 102 für Betrieb mit höherer Effizienz als auch schnelle Phasen 102 für schnelleres Transientansprechen. Die langsamen und schnellen Phasen 102 können beide zum Ansprechen auf eine schnelle dynamische Bedingung am Ausgang geschaltet werden.
Die Phasen 102 umfassen jeweils einen High-Side-Transistor (HS) und einen Low-Side-Transistor (LS) zum Zuführen von Leistung zu einer Last 120 über die Induktoren (Lm), die die Phasen 102 an die Last 120 koppeln. Der High-Side-Transistor jeder Phase 102 verbindet die Last 120 schaltbar mit einer Eingangsspannung (Vin), und der entsprechende Low-Side-Transistor verbindet die Last 120 schaltbar in verschiedenen Perioden mit Masse, was durch den Controller 110 bestimmt wird.
Der Controller 110 umfasst eine Steuereinheit 112, die jeder Phase 102 der Leistungsstufe 100 zugeordnet ist. Jede Steuereinheit 112 enthält einen Kompensator 114, ein Filter 116 und eine Pulsbreitenmodulations(PWM)-Controller 118 zum Steuern des Schaltens, d. h. Einschalten und Ausschalten der entsprechenden Leistungsstufenphase 102 zum Zuführen von Ausgangsspannungsregulierung zu einem gewünschten Sollwert (Vref). Die Schaltfrequenz (Fswm) jeder Phase 102 kann unabhängig von den anderen Phasen 102 eingestellt werden, um Gesamtausgangsregulierung unter verschiedenen Betriebsbedingungen, wie etwa hohen/niedrigen Laststrom, Vref-Sollwertänderung, Laständerungen usw., zu verbessern.
Stromsensoren 130 stehen zum Messen des Stroms in den Induktoren, die die Phasen 102 an die Last 120 koppeln, zur Verfügung. Die Stromsensoren 130 können eine Verstärkungseinheit 132 zum Verstärken des gemessenen Phaseninduktorstroms (Isenm) enthalten. Die gemessenen Phaseninduktorströme werden zu den entsprechenden Steuereinheiten 112 rückgekoppelt. Außerdem wird eine Stromdarstellung der gemeinsamen Fehlerspannung (Verr) in die Steuereinheiten 112 eingegeben. Die gemeinsame Fehlerspannung entspricht der Differenz zwischen der Ausgangsspannung (Vo) der Leistungsstufe 100 und der Bezugsspannung (Verr) und kann als Verr = Vref – Vo erzeugt werden. Die gemeinsame Fehlerspannung wird zu einem entsprechenden gemeinsamen Fehlerstrom (Ierr) umgewandelt, der in die Kompensatoren 114 der Steuereinheiten 112 eingegeben wird. Die gemeinsame Fehlerspannung kann durch einen Wandler 140 zu einem entsprechenden gemeinsamen Fehlerstrom umgewandelt werden, der jegliche geeignete bekannte Technik benutzt, wie etwa beispielsweise Induktor-DCR (Gleichstromwiderstand, engl.: direct current resistance).
Jeder Kompensator 114 erzeugt einen phasenspezifischen Zielstrom (i_{t_m}) für die entsprechende Phase 102 auf der Schaltfrequenz (Fswm) für diese Phase 102 auf Grundlage des gemeinsamen Fehlerstroms (Ierr), wobei Ierr der Differenz zwischen der Leistungsstufenausgangsspannung und der Bezugsspannung entspricht, wie oben erläutert. Die Kompensatoren 114 können individuell zum Erzielen der breitesten Bandbreite gemäß der Schaltfrequenz, die für jede Phase 102 gewählt ist, optimiert werden. Jede Steuereinheit 112 passt das Tastverhältnis (dm) des PWM-Signals, das der entsprechenden Phase 102 von dem PWM-Controller 118 zugeführt wird, auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms i_{t_m} und des gemessenen Induktorstroms (Isenm) für diese Phase 102 an. Die Treiber 104 führen den Gates der High-Side- und Low-Side-Transistoren der entsprechenden Phase 102 Gate-Ansteuersignale (GHN, GLN) als Reaktion auf die PWM-Signale zu, die von den PWM-Controllern 118 erzeugt werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel erzeugen die Steuereinheiten 112 ein Stromfehlersignal Δi_m auf Grundlage der Differenz zwischen dem phasenspezifischen Zielstrom i_{t_m} und dem gemessenen Induktorstrom Isenm für die jeweiligen Phasen 102. Der Zielstrom kann ein Durchschnitts- oder Spitzenstrom sein. Der Zielstrom und der gemessene Strom können ein Strom sein, der den Phasenstrom repräsentiert, wie etwa der Spitzen- oder Durchschnittsstrom für den nächsten PWM-Zyklus, oder eine andere geeignete Repräsentation des Phasenstroms. Jeder PWM-Controller 118 passt das Tastverhältnis (dm) des PWM-Signals, das der entsprechenden Phase 102 zugeführt ist, auf Grundlage des Stromfehlersignals Δi_m für diese Phase 102 an. Die Steuereinheiten 112 können ferner ein Filter 116 zum Beseitigen von Hochfrequenzkomponenten der Stromfehlersignale umfassen. Die Filter 116 kompensieren jede Abweichung des Phasenstroms vom Zielstrom und machen das System unabhängig von Anwendungsparametern wie etwa Induktorwert- und Parasitärwiderständen im Phasenstromweg. Die Phasen 102 des Schaltreglers schalten auf Grundlage der Schaltfrequenz (Fswm), die für diese Phase 102 eingestellt ist, mit einem Tastverhältnis (dm), das derart bestimmt ist, dass der Regler die Last 120 mit dynamischer Stromzuteilung versieht.
2 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen Schaltreglers, der eine Leistungsstufe 100 und einen Controller 110 zum Steuern des Betriebs der Leistungsstufe 100 umfasst. Die Details der Stromsensoren sind aus Gründen der Übersichtlichkeit in 2 nicht gezeigt und können wie in 1 gezeigt oder unter Nutzung jeglichen anderen geeigneten bekannten Strommessschemas implementiert sein. Die Last ist aus Gründen der Übersichtlichkeit in 2 ebenfalls nicht gezeigt. Gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in 2 dargestellt ist, wird ein einzelner Kompensator 114 zum Erzeugen eines gemeinsamen Zielstroms (i_t) für alle der Phasen 102 auf Grundlage des gemeinsamen Fehlerstromsignals (Ierr) benutzt. Jede Steuereinheit 112 passt das Tastverhältnis (dm) des PWM-Signals, das der entsprechenden Phase 102 von dem PWM-Controller 118 zugeführt wird, auf Grundlage des gemeinsamen Zielstroms i_t und des gemessenen Induktorstroms (Isenm) für diese Phase 102 an.
Ferner gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in 2 dargestellt ist, enthält der Controller 110 außerdem eine Phasenabnahme- und dynamische Stromzuordnungseinheit 200. Die Phasenabnahme- und dynamische Stromzuordnungseinheit 200 passt die Menge des Stroms, die von einer oder mehr der Phasen 102 getragen wird, dynamisch an, um die Transientenleistung und -effizienz des Reglers an einem bestimmten Betriebspunkt zu optimieren. Beispielsweise kann die Einheit 200 als Reaktion auf eine Abnahme des Laststroms eine oder mehr der Phasen 102 deaktivieren und den Strom auf jede verbleibende aktive Phase 102 neu verteilen. Die Einheit 200 kann genauso als Reaktion auf eine Zunahme des Laststroms eine oder mehr der vorher deaktivierten Phasen 102 aktivieren und den Strom auf jede aktive Phase 102 neu verteilen.
Die Phasenabnahme- und dynamische Stromzuordnungseinheit 200 kann den Phasen 102 den Laststrom gleich zuordnen. Umgekehrt kann die Einheit 200 den Phasen 102 den Laststrom ungleich zuordnen. Beispielsweise kann Laststromzuordnung auf Grundlage der Größe und Kennzeichen jeder bestimmten Phase 102 programmiert werden. Bei einem Ausführungsbeispiel stellt die Phasenabnahme- und dynamische Stromzuordnungseinheit 200 einen Skalierfaktor 202 für jede Phase 102 ein, der die Laststromzuordnung zwischen den Phasen 102 bestimmt. Die Phasenstromskalierfaktoren 202 bestimmen den prozentualen Laststromanteil, der jeder Phase 102 zugeordnet wird. Beispielsweise kann in einem 3-phasigen System jeder Skalierfaktor auf 1/3 eingestellt werden, sodass der Beitrag jeder Phase 102 33% des Gesamtlaststroms ist. Die Skalierfaktoren 202 können stattdessen ungleich eingestellt werden, sodass der gemeinsame Zielstrom (i_t) für mindestens eine der Phasen 102 anders skaliert ist, die mehr oder weniger Laststrom als die anderen der Phasen 102 beiträgt.
Der Controller 110 enthält außerdem eine Stromvorwärtskopplungseinheit 210 zum Erhöhen des Stroms, der der Last durch die schnelle(n) Phase(n) 102 als Reaktion auf einen dynamischen Stromübergang zugeführt wird, bevor der gemeinsame Zielstrom i_t das Stoßstromereignis wiedergibt. Die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 verringert die Gesamtlatenz des Reglers und zwingt die schnellen Phasen 102, so schnell wie möglich auf dynamische Spannungswechsel zu reagieren. In 2 ist die N-te Phase 102 als eine schnelle Phase dargestellt. Jede Anzahl der Phasen 102 kann jedoch schnelle Phasen sein, wie vorher hier beschrieben.
Bei einem Ausführungsbeispiel erzeugt die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 ein Pulssignal mit programmierbarer Breite, wie in 2 gezeigt, das mit dem gemeinsamen Zielstrom i_t und dem gemessenen Induktorstrom Isenm für jede schnelle Phase 102 kombiniert wird. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel kombiniert die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 eine skalierte Ableitung vom Ausgangsstrom (z. B. CdVo/dt) mit dem gemeinsamen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für jede schnelle Phase 102. In jedem Fall beginnt sich das Signal (I_FF), das durch die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 erzeugt ist, auf eine Änderung des Tastverhältnisses (dm) für die schnelle(n) Phase(n) 102 auszuwirken, bevor der gemeinsame Zielstrom das dynamische Spannungsübergangsereignis wiedergibt.
Der Controller 110 enthält ferner eine Spannungsvorwärtskopplungseinheit 220, die zwischen den Filtern 116 und den PWM-Controllern 118 der Steuereinheiten 112 hinzugefügt ist. Die Spannungsvorwärtskopplungseinheit 220 erzeugt Vorwärtskopplungsinformation (V_FF), die mit den Filterausgängen kombiniert wird, und gibt das Verhältnis der Leistungsstufenausgangsspannung zur Eingangsspannung (Vo/Vin) und den Spannungsabfall wieder, der durch eine adaptive Spannungspositionierungs-(engl.: adaptive voltage positioning, AVP)-Schleife bewirkt wird, welche durch den Controller 110 implementiert wird. Der Controller 110 kann jegliche herkömmliche AVP-Schleife implementieren, und daher wird hier keine weitere Beschreibung der AVP-Schleife geliefert. Der Controller 110 kann außerdem Sättigungsblöcke 230, die den Maximalstrom jeder Phase 102 begrenzen, und zusätzliche Filter 240 an den Stromschleifen enthalten, die Hochfrequenzkomponenten der gemessenen Induktorströme Isenm beseitigen und ermöglichen, dass die langsamen Phasen 102 problemlos arbeiten.
3 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen Schaltreglers, das dem Ausführungsbeispiel gleicht, das in 2 dargestellt ist, wobei jedoch jede Phasenstromeinheit 112 einen Kompensator 114 zum Erzeugen eines phasenspezifischen Zielstroms (i_{t_m}) für die entsprechende Phase 102 auf der Schaltfrequenz (Fswm) für diese Phase 102 auf Grundlage des gemeinsamen Fehlerstroms (Ierr) enthält, wie vorher hierin bezüglich 1 beschrieben, statt zum Erzeugen eines gemeinsamen Zielstroms. Ferner gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in 3 dargestellt ist, kann die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 ein Pulssignal mit programmierbarer Breite erzeugen, das mit dem phasenspezifischen Zielstrom i_{t_m} und dem gemessenen Induktorstrom Isenm für jede schnelle Phase 102 kombiniert wird, oder alternativ eine skalierte Ableitung von der Ausgangsspannung (z. B. CdVo/dt) mit dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für jede Phase 102 kombinieren. In jedem Fall beginnt sich das Signal (I_FF), das durch die Stromvorwärtskopplungseinheit 210 erzeugt ist, auf eine Änderung des Tastverhältnisses (dm) für die schnelle(n) Phase(n) 102 auszuwirken, bevor der gemeinsame Zielstrom (i_{t_m}) für die schnelle(n) Phase(n) 102 das dynamische Spannungsübergangsereignis wiedergibt.
4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Kompensatoren 114 der mehrphasigen Schaltreglersteuerung 110, die in 3 gezeigt sind. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Kompensatoren 114 unter Benutzung eines nichtlinearen proportionalen-integrierenden-differenzierenden (PID) Reglers zum Gebrauch mit einem Schaltregler mit einer oder mehr langsamen Phasen 102, die auf einer ersten Schaltfrequenz Fsw1 arbeiten, und einer oder mehr schnellen Phasen 102, die auf einer zweiten Schaltfrequenz Fsw2 > Fsw1 arbeiten, implementiert. Der nichtlineare PID-Regler enthält ein Tiefpassfilter (LPF) 300, 302 für die langsamen und schnellen Phasen 102 zum Beseitigen von Hochfrequenzkomponenten aus dem gemeinsamen Fehlerstromsignal (Ierr) über jede relevante Schaltfrequenz (in diesem Beispiel Fsw1 und Fsw2).
Der nichtlineare PID-Regler weist außerdem eine erste Integraleinheit 304, die allen Phasen 102 gemeinsam ist und für Beharrungslastbedingungen aktiv ist, und eine zweite Integraleinheit 306 auf, die allen Phasen 102 gemeinsam ist und für schnelle dynamische Bedingungen am Ausgang aktiv ist. Der nichtlineare PID-Regler weist ferner eine erste Proportionaleinheit 308, die der (den) schnellen Phase(n) 102 zugeordnet ist, und eine zweite Proportionaleinheit 310 auf, die der (den) langsamen Phase(n) 102 zugeordnet ist. Der nichtlineare PID-Regler weist ferner eine erste differenzierende Einheit 312, die der (den) schnellen Phase(n) 102 zugeordnet ist, und eine zweite differenzierende Einheit 314 auf, die der (den) langsamen Phase(n) 102 zugeordnet ist. Die proportionalen (P) und derivativen (D) Dauern können für die schnellen und langsamen Phasen unterschiedlich sein. Eine Stromvorwärtskopplungsdauer (I_FF) kann auf die schnelle(n) Phase(n) 102 zum Erzwingen einer Reaktion auf die schnelle dynamische Bedingung angewendet sein, wie vorher hier beschrieben.
Der nichtlineare PID-Regler erzeugt den phasenspezifischen Zielstrom (i_{t_m}) für jede Phase 102 auf Grundlage der Differenz zwischen der Leistungsstufenausgangsspannung (Vo) und der Bezugsspannung (Vref). Diese Differenzeingabe wird als gemeinsames Fehlerstromsignal (Ierr) in die LPF 300, 302, Integraleinheiten 304, 306, Proportionaleinheiten 308, 310 und differenzierende Einheiten 312, 314 eingegeben. Totzonenfilter 316 können für die schnellen Phasenwege vorgesehen sein, um zu gewährleisten, dass der gemeinsame Fehlerstrom (Ierr) nicht Null ist, wenn er der zweiten (Übergangs-)Integraleinheit 306 und der ersten (schnellen) differenzierenden Einheit 312 nur während schnellen dynamischen Bedingungen am Ausgang zugeführt wird, d. h. nur wenn eine plötzliche Änderung der Ausgangsspannung (Vo) auftritt. Die Totzonenfilter 316 verringern Empfindlichkeit und Jitter im eingeschwungenen Betrieb.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines mehrphasigen Schaltreglers dar, das dem Ausführungsbeispiel gleicht, welches in 3 dargestellt ist, wobei jedoch die Skalare 202 weiter stromabwärts in den Phasenstromrückkopplungsschleifen am entsprechenden Phasenstromfehlersignal Δi_m anstelle des phasenspezifischen Zielstroms (i_{t_m}) arbeiten.
Begriffe wie „erste/r/s”, „zweite/r/s” und dergleichen sind zum Beschreiben verschiedener Elemente, Bereiche, Teilabschnitte usw. benutzt und außerdem nicht als einschränkend beabsichtigt. Gleiche Begriffe beziehen sich in der Beschreibung durchwegs auf gleiche Elemente.
Wie hierin benutzt, sind die Begriffe „aufweisend”, „enthaltend”, „beinhaltend”, „umfassend” und dergleichen offene Begriffe, die das Vorhandensein von angeführten Elementen oder Merkmalen anzeigen, zusätzliche Elemente oder Merkmale jedoch nicht ausschließen. Die Artikel „ein/e” und „der/die/das” sollen den Plural wie auch den Singular beinhalten, solange es der Zusammenhang nicht klar anderweitig angibt.
Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen, hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden können, solange es nicht spezifisch anderweitig angegeben ist.
Obgleich hierin spezifische Ausführungsbeispiele dargestellt und beschrieben wurden, ist es für den Durchschnittsfachmann ersichtlich, dass vielerlei alternative und/oder äquivalente Implementierungen die dargestellten und beschrieben Ausführungsbeispiele ersetzen können, ohne vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es ist nicht beabsichtigt, dass diese Anmeldung jegliche Adaptionen oder Variationen der spezifischen, hierin besprochenen Ausführungsbeispiele abdeckt. Es ist daher beabsichtigt, dass diese Erfindung nur durch die Ansprüche und die Äquivalente davon begrenzt ist.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines mehrphasigen Schaltreglers, der eine Leistungsstufe mit mindestens einer ersten Phase und einer zweiten Phase zum Zuführen von Leistung zu einer Last über Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln, aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Schalten der ersten Phase mit einer höheren Schaltfrequenz als die zweite Phase über Pulsbreitenmodulations-(PWM)-Signale, die den Phasen zugeführt werden; Erzeugen eines phasenspezifischen Zielstroms für jede Phase mit der Schaltfrequenz für diese Phase auf Grundlage der Differenz zwischen einer Ausgangsspannung der Leistungsstufe und einer Bezugsspannung; Messen des Stroms in den Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln; und Anpassen eines Tastverhältnisses des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms und des gemessenen Induktorstroms für diese Phase.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Anpassen der Arbeitszyklen der PWM-Signale Folgendes aufweist: Erzeugen eines Stromfehlersignals für jede Phase auf Grundlage der Differenz zwischen dem phasenspezifischen Zielstrom und gemessenen Induktorstrom für diese Phase; und Anpassen des Tastverhältnisses des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des Stromfehlersignals für diese Phase.
Verfahren nach Anspruch 2, das weiterhin aufweist: das Beseitigen von Hochfrequenzkomponenten des Stromfehlersignals.
Verfahren nach Anspruch 2, das weiterhin aufweist: das Skalieren des Stromfehlersignals.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der phasenspezifische Zielstrom der Spitzenstrom für einen nächsten Zyklus des PWM-Signals oder der Durchschnittsstrom für den nächsten Zyklus ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das Schalten sowohl der ersten als auch der zweiten Phasen zum Reagieren auf eine schnelle dynamische Bedingung.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das dynamische Anpassen des Stroms, der von einer oder mehr der Phasen getragen wird.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem das dynamische Anpassen des Stroms, der von einer oder mehr der Phasen getragen wird, das Deaktivieren von jeder Phase und Neuverteilen des Stroms auf jede verbleibende aktive Phase als Reaktion auf eine Abnahme des Laststroms aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem das dynamische Anpassen des Stroms, der von jeder Phase getragen wird, das Aktivieren von einer oder mehr der vorher deaktivierten Phasen und Neuverteilen des Stroms auf jede verbleibende aktive Phase als Reaktion auf eine Zunahme des Laststroms aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das ungleiche Zuordnen des Laststroms zwischen den Phasen.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das Skalieren der phasenspezifischen Zielströme.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das Erhöhen des Stroms, der der Last von der ersten Phase zugeführt wird, als Reaktion auf einen dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Erhöhen des Stroms, der der Last von der ersten Phase zugeführt wird, als Reaktion auf den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung das Kombinieren eines Pulssignals mit dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für die erste Phase aufweist, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Erhöhen des Stroms, der der Last von der ersten Phase zugeführt wird, als Reaktion auf den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung das Kombinieren einer skalierten Ableitung der Ausgangsspannung mit dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für die erste Phase aufweist, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin aufweist: das Begrenzen eines Maximalstroms, der der Last zugeführt wird.
Mehrphasiger Schaltregler, der aufweist: eine Leistungsstufe mit mindestens einer ersten Phase und einer zweiten Phase zum Zuführen von Leistung zu einer Last über Induktoren, die die Phasen an die Last koppeln; Stromsensoren, die dazu ausgebildet sind, den Strom in den Induktoren zu messen, welche die Phasen an die Last koppeln; und einen Controller, der dazu ausgebildet ist, die erste Phase mit einer höheren Schaltfrequenz als die zweite Phase über Pulsbreitenmodulations(PWM)-Signale, die den Phasen zugeführt werden zu schalten, einen phasenspezifischen Zielstrom für jede Phase mit der Schaltfrequenz für diese Phase auf Grundlage der Differenz zwischen einer Ausgangsspannung der Leistungsstufe und einer Referenzspannung zu erzeugen, und eine Tastverhältnisses des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des phasenspezifischen Zielstroms und des gemessenen Induktorstroms für diese Phase anzupassen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, ein Stromfehlersignals für jede Phase auf Grundlage der Differenz zwischen dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für diese Phase zu erzeugen, und das Tastverhältnis des PWM-Signals, das jeder Phase zugeführt wird, auf Grundlage des Stromfehlersignals für diese Phase anzupassen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 17, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, Hochfrequenzkomponenten des Stromfehlersignals zu beseitigen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 17, bei dem die Steuerung dazu ausgebildet ist, das Stromfehlersignals zu skalieren.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 17, bei dem der phasenspezifische Zielstrom der Spitzenstrom für einen nächsten Zyklus des PWM-Signals oder der Durchschnittsstrom für den nächsten Zyklus ist.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, sowohl die erste als auch die zweite Phase als Reaktion auf eine schnelle dynamische Bedingung zu schalten.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist den Strom, der von einer oder mehr der Phasen getragen wird, dynamisch anzupassen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 22, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, eine oder mehr der Phasen zu deaktivieren, und den Strom auf jede verbleibende aktive Phase als Reaktion auf eine Abnahme des Laststroms neu zu verteilen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 22, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, eine oder mehr der vorher deaktivierten Phasen zu aktivieren, und den Strom auf jede aktive Phase als Reaktion auf eine Zunahme des Laststroms neu zu verteilen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, den Laststrom zwischen den Phasen ungleich zuzuordnen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist die phasenspezifischen Zielströme zu skalieren.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, den Strom, der der Last von der ersten Phase zugeführt wird, als Reaktion auf einen dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung zu erhöhen, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 27, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, ein Pulssignal mit dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für die erste Phase zu kombinieren, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 27, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, eine skalierte Ableitung von der Ausgangsspannung mit dem phasenspezifischen Zielstrom und dem gemessenen Induktorstrom für die erste Phase zu kombinieren, bevor der phasenspezifische Zielstrom für die erste Phase den dynamischen Übergang in der Ausgangsspannung wiedergibt.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller einen nichtlinearen proportionalen-integrierenden-differenzierenden(PID-)Regler aufweist, die eine erste Integraleinheit, die der ersten und zweiten Phase zugeordnet ist und bei eingeschwungenen Lastbedingungen aktiv ist, eine zweite Integraleinheit, die der ersten und zweiten Phase zugeordnet ist und bei schnellen dynamischen Bedingungen am Ausgang aktiv ist, eine erste Proportionaleinheit, die der ersten Phase zugeordnet ist, eine zweite Proportionaleinheit, die der zweiten Phase zugeordnet ist, eine erste differenzierende Einheit, die der ersten Phase zugeordnet ist, und eine zweite differenzierende Einheit, die der zweiten Phase zugeordnet ist, aufweist und bei dem die nichtlineare PID-Steuerung zum Erzeugen des phasenspezifischen Zielstroms für jede Phase auf Grundlage der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Referenzspannung betreibbar ist, wobei die Differenz der ersten und zweiten Integraleinheit, der ersten und zweiten Proportionaleinheit und der ersten und zweiten differenzierenden Einheit als Fehlersignal zugeführt ist.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 30, bei dem der nichtlineare PID-Regler ferner einen oder mehrere Filter enthält, die dazu ausgebildet sind, das Fehlersignals zu filtern, sodass das Fehlersignal nur während schnellen dynamischen Bedingungen nicht null ist, wenn es der zweiten Integraleinheit und der ersten differenzierenden Einheit zugeführt ist.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller mehrere Kompensatoren aufweist, wobei jeder Kompensator dazu ausgebildet ist, den phasenspezifischen Zielstrom für eine der Phasen zu erzeugen.
Mehrphasiger Schaltregler nach Anspruch 16, bei dem der Controller dazu ausgebildet ist, einen Maximalstroms, der der Last zugeführt ist, zu begrenzen.