DE102013202742B4

DE102013202742B4 - Wechselstrommotor-steuerungsgerät

Info

Publication number: DE102013202742B4
Application number: DE102013202742.7A
Authority: DE
Inventors: Ryuji OMATA; Takeshi Itoh; Hirofumi Kako
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-02-22
Filing date: 2013-02-20
Publication date: 2019-02-14
Anticipated expiration: 2033-02-21
Also published as: JP5483218B2; DE102013202742A1; US8917040B2; US20130214710A1; JP2013172595A

Abstract

Wechselstrommotor-Steuerungsgerät für ein System, das einen Dreiphasen-Wechselstrommotor (13) mit einer ersten Phase, einer zweiten Phase und einer dritten Phase, einen Umrichter (12) zum Antrieb des Wechselstrommotors (13) und einen Stromsensor (15) zur Erfassung eines in der ersten Phase fließenden Stroms aufweist, wobei das Wechselstrommotor-Steuerungsgerät aufweist:
einen Stromschätzteil (17) zur Berechnung einer Stromphase relativ zu der ersten Phase anhand eines α-Achsen-Stroms und eines β-Achsen-Stroms in einem festen Koordinatensystem, das mit einer α-Achse und einer β-Achse festgelegt ist, wobei die α-Achse sich in derselben Richtung erstreckt, wie sich die Achse der ersten Phase erstreckt, und die β-Achse senkrecht zu der Achse der ersten Phase ist, und zur Berechnung eines geschätzten Stroms in zumindest der zweiten Phase anhand der Stromphase relativ zu der ersten Phase und des erfassten Stroms in der ersten Phase, und
einen Steuerungsteil (16) zur Steuerung einer elektrischen Leistungszufuhr zu dem Wechselstrommotor (13) durch eine Rechteckwellensteuerung zum Anlegen von Rechteckwellenspannungen an jede Phase des Wechselstrommotors (13) durch Ein- und Ausschalten von Schaltelementen jeder Phase zu Schaltzeitpunkten,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Stromschätzteil (17) konfiguriert ist, den α-Achsen-Strom anhand des erfassten Stroms in der ersten Phase an jedem Schaltzeitpunkt und an einem Zwischenzeitpunkt zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten zu berechnen,
der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, einen ersten differenzierten Wert des α-Achsen-Stroms anhand einer Variationsgröße des α-Achsen-Stroms während eines Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten zu berechnen, einen zweiten differenzierten Wert des α-Achsen-Stroms anhand einer Variationsgröße des α-Achsen-Stroms während eines Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten zu berechnen, und den β-Achsen-Strom anhand des zweiten differenzierten Wertes zu berechnen,
der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, den β-Achsen-Strom durch Korrigieren des differenzierten Wertes des α-Achsen-Stroms mit einer Korrekturgröße äquivalent zu einer Phasenverzögerung zu berechnen, die 1/2 des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten oder jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten beträgt, und
der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, den geschätzten Strom zumindest in der zweiten Phase durch Berechnen eines Schätzfaktors entsprechend einer Referenzstromphase der ersten Phase und Multiplizieren des erfassten Stroms in der ersten Phase mit dem Schätzfaktor zu berechnen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Wechselstrommotor-Steuerungsgerät einschließlich eines Dreiphasenmotors und eines Stromsensors zur Erfassung eines Stroms in einer Phase des Motors.
HINTERGRUND
In den letzten Jahren wurden aufgrund der allgemeinen Forderung nach niedrigeren Kraftstoffverbrauch und geringeren Abgasemissionen Elektro- und Hybridfahrzeuge vorgeschlagen, bei dem ein Wechselstrommotor als eine mechanische Leistungsquelle eingebaut ist. Beispielsweise sind bei einem Hybridfahrzeug eine Gleichstromleistungszufuhr, die eine Sekundärbatterie sein kann, ein elektrischer Leistungswandler, der Umrichter aufweist, und Wechselstrommotoren eingebaut. Die Leistungszufuhr ist mit den Motoren über den Leistungswandler verbunden. Die Umrichter wandeln die Gleichspannung aus der Leistungsversorgung in Wechselspannungen zum Antrieb der Motoren um.
Das Hybrid- oder Elektrofahrzeug ist mit einem Steuerungsgerät versehen, das zwei oder drei Stromsensoren zur Erfassung der Ströme in zwei Phasen oder drei Phasen eines Dreiphasen-Motors aufweist. Das Gerät steuert den Motor entsprechend den Ausgängen (erfassten Strömen) aus den Stromsensoren. Somit ist es notwendig, zwei oder drei Stromsensoren für jeden der Motoren bereitzustellen. Dies führt zu einem Hindernis für eine Vereinfachung der Teile des Umrichters, die Dreiphasen-Ausgangsanschlüsse aufweisen. Dies führt ebenfalls zu einem Hindernis für eine Reduktion der Kosten für ein Motorsteuerungssystem des Fahrzeugs.
Die gattungsgemäße Druckschrift JP 2004 - 159 391 A offenbart eine Steuerungsvorrichtung für einen Drei-Phasen-Wechselstrommotor, bei der ein Phasenstrom durch einen Stromsensor erfasst wird und die zwei anderen Phasen unter Verwendung des erfassten Phasenstroms, eines erfassten elektrischen Winkels des Motors und ein Winkel, der von einem zusammengesetzten Vektor eines d-Achsen-Strombefehlswert und eines q-Achsen-Strombefehlswerts in Bezug auf die q-Achse geformt wird, geschätzt werden.
Die Druckschrift JP 2001 - 309 697 A offenbart eine Motorsteuerungsvorrichtung, bei der ebenfalls durch eine Stromerfassungseinrichtung der Strom einer Phase erfasst wird und die Ströme der anderen zwei Phasen anhand des erfassten Stroms und der Drehzahl geschätzt werden.
Die Druckschrift US 2008 / 0 079 385 A1 offenbart eine Motorsteuerungsvorrichtung für einen Der-Phasen-Motor, bei der ebenfalls lediglich ein Phasenstrom erfasst wird und die Ströme der zwei anderen Phasen geschätzt werden.

Patentdokument 1 ( JP 2010 - 124 544 A , US 2010 / 0 123 418 A1 ) und
Patentdokument 2 ( JP 2004 - 159 391 A ) offenbaren verbesserte Steuerungsgeräte.

Insbesondere offenbart Patentdokument 1 eine Technik, die zur Verbesserung der Fahrzeugkraftstoffverbrauchsrate in einem Wechselstrommotor-Steuerungsgerät effektiv ist. Diese Technik ist ein Verfahren zum Antrieb des Wechselstrommotors mittels einer Rechteckwellensteuerung (eines Impulses, der in einer Stromzufuhrzyklusperiode umschaltet). Die Rechteckwellensteuerung ist ein Drehmomentregelung, die aufweist: Berechnen, ohne Strombefehle für die d-Achse und die q-Achse, eines geschätzten Drehmoments anhand eines d-Achsen-Stroms und eines q-Achsen-Stroms, die durch Stromsensoren erfasst werden; und derartiges Steuern der Spannungsvektorphase, dass das geschätzte Drehmoment einem Befehlsdrehmoment nachfolgt. Die Rechteckwellensteuerung wird in Betriebsbereichen angewendet, in denen ein Fließen eines schwachen Feldstroms nötig ist. Diese Steuerung ist effektiv bei der Verbesserung der Kraftstoffverbrauchsrate (wobei der Umrichterverlust reduziert wird), da die Steuerung es ermöglicht, den schwachen Feldstrom zu minimieren und die Anzahl der Zeitpunkte zu minimieren, zu denen die Umrichter geschaltet werden.
Patentdokument 2 offenbart eine Technik zur Verringerung der Kosten der Herstellung durch Reduktion der Anzahl der Stromsensoren. Diese Technik weist auf: Bereitstellen eines Stromsensors zur Erfassung des Stroms in einer Phase (beispielsweise der U-Phase) eines Wechselstrommotors; und Berechnen von geschätzten Strömen in den anderen zwei Phasen (beispielsweise der V-Phase und der W-Phase) anhand des erfassten Stroms, eines d-Achsen-Befehlsstroms, eines q-Achsen-Befehlsstroms und eines elektrischen Winkels des Motors.
Insbesondere weist die Technik auf: Bestimmen eines U-Phasen-Stromphasenwinkels θ' (= θ + α) durch Addieren des Befehlsstromphasenwinkels α zwischen der q-Achse und dem Vektor, der aus dem d-Achsen-Befehlsstrom Id* und dem q-Achsen-Befehlsstrom Iq* des Wechselstrommotors resultiert, zu dem Winkel θ zwischen dem Rotor des Motors und der U-Phasen-Achse des Stators des Motors; Berechnen einer Stromamplitude Ia anhand des U-Phasen-Stromphasenwinkels θ' und des erfassten Stroms Iu der U-Phase entsprechend der nachfolgenden Gleichung (A); Berechnen von geschätzten Strömen Iv und Iw in der V-Phase und der W-Phase jeweils anhand der Stromamplitude Ia und dem U-Phasen-Stromphasenwinkel θ' entsprechend den nachfolgenden Gleichungen (B) und (C); Berechnen eines geschätzten d-Achsen-Stroms Id und eines geschätzten q-Achsen-Stroms Iq anhand des erfassten Stroms Iu in der U-Phase und der geschätzten Ströme Iv und Iw jeweils in der V-Phase und der W-Phase; und Durchführen der Regelung des Stroms in dem Wechselstrommotor, indem eine Befehlsspannung für den Motor derart berechnet wird, dass die geschätzten Ströme Id und Iq jeweils den Befehlsströmen Id* und Iq* gleichen. $I a = I u / [\sqrt{1 / 3} \times {- sin (θ')}]$
$I v = \sqrt{1 / 3} \times I a \times {- sin (θ' + 120 °)}$
$I w = \sqrt{1 / 3} \times I a \times {- sin (θ' + 240 °)}$
Ein Steuerungsgerät für einen Wechselstrommotor zum Antrieb eines Elektro- oder Hybridfahrzeugs erfordert eine Rechteckwellensteuerung, wie sie in Patentdokument 1 offenbart ist. Da jedoch dieses Steuerungsgerät keine d-Achsen- und q-Achsen-Strombefehle aufweist, ist es unmöglich, das Steuerungsgerät auf ein Verfahren anzuwenden, das d-Achsen- und q-Achsen-Strombefehle verwendet, wie es in Patentdokument 2 offenbart ist.
ZUSAMMENFASSUNG
Es ist daher eine Aufgabe, ein Wechselstrommotor-Steuerungsgerät bereitzustellen, das eine Drehmomentregelung durch Berechnung eines geschätzten Stroms in einer Phase anhand eines Stroms, der in einer anderen durch einen Stromsensor erfasst wird, in eine Rechteckwellensteuerung ohne d-Achsen- und q-Achsen-Strombefehle zu ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch ein Wechselstrommotor-Steuerungsgerät gelöst, wie es in Patentanspruch 1 angegeben ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Patentansprüchen angegeben.
Figurenliste
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile werden anhand der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnung deutlich. In den Zeichnungen zeigen:

1 eine schematische Darstellung eines Antriebssystems eines Hybridfahrzeugs,
2 eine schematische Darstellung eines Wechselstrommotor-Steuerungsgeräts, das bei dem Antriebssystem gemäß 1 angewendet wird, gemäß einem Ausführungsbeispiel,
3 ein Blockdiagramm, das eine Drehmomentregelung für einen Wechselstrommotor des Hybridfahrzeugs veranschaulicht,
4 ein festes Koordinatensystem (α-β-Koordinatensystem) auf der Grundlage eines W-Phase des Wechselstrommotors,
5 eine Rechteckwellensteuerung,
6A Wellenformen von Strömen, die an Schaltzeitpunkten erfasst werden,
6B Wellenformen von Strömen, die an Zwischenzeitpunkten erfasst werden,
7A ein Zeitverlaufsdiagramm eines β-Achsen-Stroms, der in einem Vergleichssystem berechnet wird,
7B ein Zeitverlaufsdiagramm einer Stromphase, die relativ zu der W-Phase in dem Vergleichssystem berechnet wird,
8A ein Zeitverlaufsdiagramm eines β-Achsen-Stroms, der gemäß dem Ausführungsbeispiel berechnet wird,
8B ein Zeitverlaufsdiagramm einer Stromphase, die relativ zu der W-Phase gemäß dem Ausführungsbeispiel berechnet wird,
9A und 9B Zeitverläufe eines Verfahrens zur Berechnung eines β-Achsen-Stroms Iβ,
10 ein Blockdiagramm eines Stromschätzteils des Wechselstrommotor-Steuerungsgeräts,
11A ein Flussdiagramm eines Teils einer Stromschätzroutine des Wechselstrommotor-Steuerungsgeräts, und
11B ein Flussdiagramm des anderen Teils einer Stromschätzroutine des Wechselstrommotor-Steuerungsgeräts.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
Ein Motorsteuerungsgerät ist nachstehend unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel beschrieben, das bei einem Antriebssystem eines Hybridfahrzeugs angewendet wird, bei dem Wechselstrommotoren und eine Brennkraftmaschine als mechanische Leistungseinheiten eingebaut sind.
Gemäß 1 ist bei einem Hybridfahrzeug eine Brennkraftmaschine 1, ein erster Wechselstrommotor 13A und ein zweiter Wechselstrommotor 13B eingebaut. Der Antrieb des ersten Wechselstrommotors 13A durch den Ausgang (die Ausgangsleistung) aus der Maschine 1 überträgt eine Antriebskraft auf eine Welle des zweiten Wechselstrommotors 13B. Hauptsächlich treiben die übertragende Antriebskraft und die Antriebskraft des zweiten Wechselstrommotors 13B Reifenräder 2 an, die an einer Achse 5 befestigt sind. Die Kurbelwelle der Maschine 1 und die Wellen der Motoren 13A und 13B sind durch eine mechanische Leistungsaufteilungseinrichtung 3 (beispielsweise einen Planetengetriebemechanismus) zusammen gekoppelt. Die Welle des zweiten Wechselstrommotors 13B ist mit der Achse 5 über ein Differentialreduktionsgetriebe 4 gekoppelt. Die Motoren 13A und 13B sind mit einer Gleichstromleistungszufuhr 11, die eine Sekundärbatterie sein kann, über einen elektrischen Leistungswandler 6 verbunden, der Umrichter aufweist. Die Motoren 13A und 13B übertragen elektrische Leistung zu der Leistungszufuhr 11 und empfangen elektrische Leistung daraus über den Umrichter 6.
Eine Antriebskraftcomputerschaltung 7 weist einen Computer zur Steuerung des gesamten Fahrzeugs auf. Die Computerschaltung 7 erfasst einen Betriebszustand des Fahrzeugs durch Einlesen eines Fahrpedalsignals, das aus einem (nicht gezeigten) Fahrpedalsensor ausgegeben wird, eines Bremssignals, das aus einem (nicht gezeigten) Bremsschalter ausgegeben wird, eines Schaltsignals, das aus einem (nicht gezeigten) Schalt-Schalter ausgegeben wird, und Signalen, die aus anderen Sensoren und Schaltern ausgegeben werden. Die Computerschaltung 7 tauscht Steuerungssignale, Datensignale usw. mit einer (nicht gezeigten) Maschinensteuerungsschaltung, die den Betrieb der Maschine 1 steuert, und einer Motorsteuerungsschaltung 16 (2) aus, die den Betrieb der Motoren 13A und 13B steuert. Die Computerschaltung 7 steuert die Antriebskraft der Maschine 1 und der Motoren 13A und 13B durch Ausgeben einer Antriebskraftanforderung entsprechend dem Betriebszustand des Fahrzeugs.
Wie es in 2 gezeigt, ist das Wechselstrommotor-Steuerungsgerät an dem Hybridfahrzeug angebracht. Da die Wechselstrommotor-Steuerungsgeräte für die Wechselstrommotoren 13A und 13B im Aufbau im Wesentlichen identisch sind, ist das Wechselstrommotor-Steuerungsgerät für den Wechselstrommotor 13, der die Motoren 13A und 13B repräsentiert, beschrieben.
Die Gleichstromleistungszufuhr 11, die eine Sekundärbatterie sein kann, ist mit einem spannungsgesteuerten Dreiphasen-Umrichter 12 verbunden, der den Wechselstrommotor 13 antreibt. Alternativ dazu kann die Leistungszufuhr 11 mit dem Umrichter 12 über einen Hochsetzsteller oder dergleichen verbunden sein.
Der Wechselstrommotor 13 ist ein Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor mit Permanentmagneten in dessen Rotor. An dem Motor 13 ist ein Rotationspositionssensor 14 (beispielsweise einem Resolver) zur Erfassung der Rotationsposition (Rotationswinkel) des Rotors angebracht. An dem Motor 13 ist außerdem lediglich ein Stromsensor 15 zur Erfassung des Stroms in einer Phase Sensorphase) des Motors 13 angebracht. Der Stromsensor 15 erfasst den in der W-Phase als die Sensorphase des Motors 13 fließenden Strom. Der Motor 13 muss nicht ein Permanentmagnet-Synchronmotor sein, sondern kann ein Induktionsmotor oder ein anderer Synchronmotor sein. Diese Sensorphase, beispielsweise die W-Phase, ist als Beispiel als die erste Phase bezeichnet, und die U-Phase und die V-Phase sind als eine zweite Phase und eine dritten Phase bezeichnet.
Der Umrichter 12 wandelt die Gleichspannung aus der Gleichstromleistungszufuhr 11 in Dreiphasen-Spannungen U, V und W entsprechend Dreiphasen-Sechszweig-Spannungsbefehlssignalen UU, UL, VU, VL, WU und WL um, die aus der Motorsteuerungsschaltung 16 (dem Steuerungsteil) ausgegeben werden. Der Umrichter 12 treibt den Wechselstrommotor 13 durch Anlegen der Spannungen U, V und W an den Motor 13 an.
Die Motorsteuerungsschaltung 16 justiert die Dreiphasen-Spannungen U, V und W, indem die Schaltsteuerung des Umrichters 12 derart durchgeführt wird, dass das aus dem Wechselstrommotor 13 abgegebene Drehmoment einem Solldrehmoment (Befehlsdrehmoment) gleicht. Ein Teil, um dieses durchzuführen, ist ein Verfahren, dass Erfassen des Stroms in der W-Phase des Motors 13 und derartiges Durchführen einer Regelung (Drehmomentregelung) aufweist, dass die Abweichung zwischen dem Befehlsdrehmoment und einem geschätzten Drehmoment auf der Grundlage des Ausgangs aus dem Stromsensor 15 reduziert wird.
Gemäß 3 berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 ein Rotationspositionssignal θi (das ein Fehlerkorrekturteil in einen elektrischen Winkel eθ umwandelt, um Schaltzeitpunkte entsprechend einer Stromperiode festzulegen). Das Positionssignal θe ist ein korrigierter Fehler in der Rotationsrotorposition mθ (Rotationswinkel), der durch den Rotationspositionssensor 14 erfasst wird. Anhand des in der W-Phase des Wechselstrommotors 13 durch den Stromsensor 15 erfassten Stroms iw.sns und des anhand der Rotationsposition mθ bestimmten elektrischen Winkels eθ berechnet ein Stromschätzteil 17 (Stromschätzungsteil), der nachstehend beschrieben ist, einen geschätzten d-Achsen-Strom id.est und einen geschätzten q-Achsen-Strom iq.est (die als ein geschätzter Stromvektor ausgedrückt werden können) in einem rotierenden Koordinatensystem (d-q-Koordinatensystem), die als die Rotationskoordinate des Rotors eingestellt sind.
Darauffolgend berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 ein geschätztes Drehmoment trq.est anhand des geschätzten d-Achsen-Stroms id.est und des geschätzten q-Achsen-Stroms iq.est entsprechend einem Datenkennfeld, einer numerischen Gleichung oder dergleichen. Die Motorsteuerungsschaltung 16 berechnet eine Befehlsspannungsphase ψ mittels einer Proportional- und Integral- (PI-) Steuerung oder dergleichen, um die Drehmomentabweichung Δtrq zwischen einem Befehlsdrehmoment trq* und dem geschätzten Drehmoment trq.est zu reduzieren. Die Motorsteuerungsschaltung 16 berechnet den nächsten Schaltzeitpunkt Δ* anhand der Befehlsspannungsphaseψ und dem Rotationspositionssignal θi. Die Motorsteuerungsschaltung 16 erzeugt Dreiphasen-Sechszweig-Spannungsbefehlssignale UU, UL, VU, VL, WU und WL für (nicht gezeigte) sechs Schalttransistoren auf der Grundlage des Schaltzeitpunkts θ* und des Rotationspositionssignals θi mittels der Rechteckwellensteuerung. Die Motorsteuerungsschaltung 16 gibt die Befehlssignale UU, UL, VU, VL, WU und WL zu dem Umrichter 12 aus. Der Umrichter 12 wandelt die Gleichspannung in Dreiphasen-Spannungen entsprechend den Befehlssignalen UU, UL, VU, VL, WU und WL um und legt die Dreiphasen-Spannungen an den Wechselstrommotor 13 an. Dies bewirkt, dass Dreiphasen-Ströme in den Motor 13 fließen, die ein Drehmoment erzeugen. Die Motorsteuerungsschaltung 16 erfasst den Wechselstrom in der W-Phase des Motors 13 und führt eine Regelung (Drehmomentregelung) derart durch, dass die Abweichung zwischen dem Befehlsdrehmoment trq* und dem geschätzten Drehmoment trq.est auf der Grundlage des Ausgangs des Stromssensor 15 derart reduziert wird, dass das erzeugte Drehmoment gleich dem Solldrehmoment (Befehlsdrehmoment) sein kann.
Ein Verfahren zum Schätzen des Stroms in dem Wechselstrommotor 13 mittels des Stromschätzteils 17 ist nachstehend beschrieben.
Im Allgemeinen variieren die Ströme iu, iv und iw in den drei Phasen des Wechselstrommotors 13 mit einer Phasendifferenz von 120 Grad dazwischen mit dem elektrischen Winkel eθ der Amplitude und Phase eines Stromvektors usw. Als Beispiel kann der Stromschätzteil 17 für die Berechnung eines geschätzten Stroms iu.est in der U-Phase des Motors 13 anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns den elektrischen Winkel xθ, der 0 Grad ist, wenn der erfasste Strom iw.sns von einer negativen Polarität zu einer positiven Polarität durch Null (0 Ampere) geht, und der 180 Grad ist, wenn dieser Strom von der positiven Polarität zu der negativen Polarität durch Null geht, verwenden. Der Winkel xθ ist eine Stromphase relativ zu der W-Phase und ist äquivalent zu dem Winkel zwischen der W-Phase und dem Stromvektor. In diesem Fall können der erste Strom iw.sns und der geschätzte U-Phasen-Strom iu.est jeweils durch die nachfolgenden Gleichungen (1) und (2) ausgedrückt werden, wobei Ia die Stromamplitude ist. $i w . s n s = I a \times sin (x θ)$
$i u . e s t = I a \times sin (x θ - 120 °)$
Durch Verwendung der Beziehung, die durch die Gleichung (1) ausgedrückt ist, ist es möglich, die Gleichung (2) wie folgt zu transformieren. $\begin{matrix} i u . e s t = I a \times sin (x θ - 120 °) \\ = - \frac{1}{2} \times I a \times sin (x θ) - \frac{\sqrt{3}}{2} \times I a \times cos (x θ) \\ = - \frac{1}{2} \times i w . s n s - \frac{\sqrt{3}}{2} \times \frac{I a \times sin (x θ)}{tan (x θ)} \\ = {- \frac{1}{2} - \frac{\sqrt{3}}{2} \times \frac{1}{tan (x θ)}} \times i w . s n s \end{matrix}$
Dies ermöglicht es, den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est in der U-Phase mit dem erfassten W-Phasen-Strom iw.sns und der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase durch die nachfolgende Gleichung (3) auszudrücken. Dies ermöglicht es ebenfalls, den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est, der mit einem Schätzfaktor fu(xθ) entsprechend der Stromphase xθ auszudrücken ist, durch die nachfolgende Gleichung (4) auszudrücken. $i u . e s t = {- \frac{1}{2} - \frac{\sqrt{3}}{2} \times \frac{1}{tan (x θ)}} \times i w . s n s$
$i u . e s t = f u (x θ) \times i w . s n s$
$wobei f u (x θ) = - \frac{1}{2} - \frac{\sqrt{3}}{2} \times \frac{1}{tan (x θ)}$
4 zeigt ein festes Koordinatensystem (α-β-Koordinatensystem), das mit einer α-Achse und einer β-Achse festgelegt ist. Die α-Achse und die W-Phasen-Achse erstrecken sich in derselben Richtung. Die β-Achse ist senkrecht zu der W-Phasen-Achse. Durch Berechnen eines α-Achsen-Stroms iα und eines β-Achsen-Stroms iβ in dem festen Koordinatensystem, das auf der Grundlage der W-Phase eingestellt ist, ist es möglich, die Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand der Ströme iα und iβ entsprechend der nachfolgenden Gleichung (6) zu bestimmen. Für die Berechnung der Stromphase xθ als tan^-1 kann es sein, dass diese Phase in Abhängigkeit von der Definition der Ströme iα und iβ nicht ein Winkel ist, der synchron zu der W-Phase ist. Dies hängt von der Achsendefinition (beispielsweise einem Austausch der α-Achse und der β-Achse oder einer Vorzeichenänderung) ab. Damit die Stromphase xθ 0 Grad sein kann, wenn der erfasste W-Phasen-Strom iw.sns von der negativen Polarität zu der positiven Polarität durch Null (0 Ampere) geht, und dass die Phase xθ 180 Grad (ein Winkel synchron zu der W-Phase) sein kann, wenn der erfasste Strom iw.sns von der positiven Polarität zu der negativen Polarität durch Null geht, kann die Phase xθ nach einem Austausch der Ströme iα und iβ oder ein Vorzeichenbearbeitung berechnet werden, oder kann andernfalls die Phasendifferenz von ± 90 Grad aufgrund der senkrechten Beziehung in geeigneter Weise direkt zu der Phase xθ oder direkt von der Phase xθ subtrahiert werden. $x θ = {tan}^{- 1} (i β / i α)$
Der α-Achsen-Strom iα kann mit den Strömen iu, iv und iw jeweils in den drei Phasen durch die nachfolgende Gleichung (7) ausgedrückt werden, wobei K ein Umwandlungsfaktor ist. $i α = K \times {i w - (1 / 2) \times i u - (1 / 2) \times i v}$
Die Gleichung (7) kann in die nachfolgende Gleichung (8) entsprechend dem Verhältnis iu + iv + iw = 0 (Kirchhoff' sches Gesetz) transformiert werden. $i α = K \times (3 / 2) \times i w$
Durch Verwendung des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns als den W-Phasen-Strom iw in der Gleichung (8) ist es möglich, die nachfolgende Gleichung (9) zu erhalten. $i α = K \times (3 / 2) \times i w . s n s$
Der β-Achsen-Strom iβ kann anhand eines differentierten (Differenzial-) Wertes Δiα unter Berücksichtigung der Phasendifferenz von 90 Grad zwischen dem α-Achsen-Strom iα und dem β-Achsen-Strom iβ (d.h. dass die Ströme iα und iβ eines Sinuswelle und eine Kosinuswelle sind) berechnet werden. Ein Verfahren zur Berechnung des β-Achsen-Stroms iβ ist nachstehend beschrieben.
Der Stromschätzteil 17 berechnet einen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während eines Abtastintervalls Ts [Rad] (Differenz zwischen dem gegenwärtigen Wert iα(n) und einem vorhergehenden Wert iα(n-1) des α-Achsen-Stroms iα) entsprechend der nachfolgenden Gleichung (10). Das Abtastintervall Ts ist die Anzahl von Radianten, die den elektrischen Winkel äquivalent zu dem Intervall repräsentieren. Die positiven und negativen Vorzeichen können sich in Abhängigkeit von der Definition der Ströme iα und iβ ändern. Jedoch können die Vorzeichen in geeigneter Weise nach Bedarf derart behandelt werden, dass die Sinus- und Kosinuswellen, die für die Berechnung von tan^-1 notwendig sind, erhalten werden können. $Δ i α = - {i α (n) - i α (n - 1)} / T s$
Wie es in 5 gezeigt ist, steuert ein System die elektrische Leistungszufuhr zu dem Wechselstrommotor 13 mittels einer Rechteckwellensteuerung zum Anlegen von Rechteckwellenspannungen an die drei Phasen des Motors 13 durch Ein- und Ausschalten der (nicht gezeigten) Schalttransistoren in den drei Phasen des Umrichters 12 entsprechend dem elektrischen Winkel des Motors. Das System steuert die elektrischen Leistungszufuhr zu dem Motor 13 durch Detektieren von Strom an den Schaltzeitpunkten, wenn die Schaltelemente ein- und ausgeschaltet werden, und an den Zwischenzeitpunkten, die jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten liegen.
6A zeigt die Wellenformen der Ströme, die an den Schaltzeitpunkten erfasst werden. Diese Wellenform werden unter dem Einfluss des Schaltens (Ein- und Ausschalten der Schalttransistoren) verformt. 6B zeigt die Wellenformen der an den Zwischenzeitpunkten erfassten Ströme. Diese Wellenformen werden sehr gering verformt, da diese nicht stark durch das Schalten beeinflusst werden. Dementsprechend variiert ein an den Schalt- und Zwischenzeitpunkten erfasster Strom nicht regelmäßig in der Amplitude wie eine Sinuswelle, sondern tendiert dazu, unregelmäßig in der Amplitude zu variieren.
7A und 7B zeigen ein Vergleichsystem, das: an jedem Schaltzeitpunkt und jedem Zwischenzeitpunkt einen α-Achsen-Strom iα anhand des in der W-Phase erfassten Strom iw.sns berechnet; einen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Abtastintervalls (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsen-Strom iα) berechnet, was das Intervall zwischen jedem Schaltzeitpunkt und dem vorhergehenden oder dem nächsten Zwischenzeitpunkt ist; und einen β-Achsen-Strom iβ anhand des differenzierten Werts Δiα berechnet. Die Genauigkeit bei der Berechnung des β-Achsen-Stroms iβ kann sich unter dem Einfluss des unregelmäßig in der Amplitude zwischen den Schalt- und Zwischenzeitpunkten variierenden erfassten Stroms verringern. Dies verringert die Genauigkeit bei der Berechnung der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand der Ströme iα und iβ.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet der Strömschätzteil 17 an jedem Schaltzeitpunkt und jedem Zwischenzeitpunkt einen α-Achsen-Strom ia anhand des in der W-Phase erfassten Stroms iw.sns. Zur genauen Berechnung des β-Achsen-Stroms berechnet der Schätzteil 17: einen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten (der Variationsgröße des Stroms iα zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Schaltzeitpunkten); berechnet einen β-Achsen-Strom iβ anhand des differenzierten Werts Δiα; berechnet einen anderen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten (der Variationsgröße des Stroms iα zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Zwischenzeitpunkt); und berechnet einen anderen β-Achsen-Strom iβ anhand dieses differenzierten Werts Δiα.
Wie es in 6A gezeigt ist, werden die Wellenformen der zu den Schaltzeitpunkten erfassten Ströme unter dem Einfluss des Schaltens verformt, jedoch variieren die Ströme im Wesentlichen regelmäßig in der Amplitude. Wie es in 6B gezeigt ist, werden die Wellenformen der an den Zwischenzeitpunkten erfassten Ströme sehr wenig verformt, da diese nicht stark durch das Schalten beeinflusst werden, und variieren die Ströme im Wesentlichen regelmäßig in der Amplitude wie eine Sinuswelle. Anders ausgedrückt tendieren die an den Schaltzeitpunkten erfassten Ströme und die an den Zwischenzeitpunkten erfassten Ströme dazu, im Wesentlichen regelmäßig in der Amplitude zu variieren.
Aufgrund einer derartigen Charakteristik berechnet der Stromschätzteil 17: einen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsen-Strom iα, der anhand des an den Schaltzeitpunkten erfassten Stroms iw.sns berechnet wird); berechnet einen β-Achsen-Strom iβ anhand des differenzierten Werts Δiα; berechnet einen anderen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Strom anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsen-Stroms iα, der anhand des an den Zwischenzeitpunkten erfassten Stroms iw.sns berechnet werden); und berechnet einen anderen β-Achsen-Strom iβ anhand dieses differenzierten Werts Δiα. Folglich kann, wie es in 8A gezeigt ist, der β-Achsen-Strom iβ mit Genauigkeit berechnet werden, ohne dass er wesentlich durch den unregelmäßig in der Amplitude zwischen jeden Schaltzeitpunkt und dem vorhergehenden oder nachfolgenden Zwischenzeitpunkt in der Amplitude unregelmäßig variierenden erfassten Strom beeinflusst wird. Dies ermöglicht es, wie es in 8B gezeigt ist, die Genauigkeit bei der Berechnung der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand des α-Achsen-Stroms iα und des β-Achsen-Stroms iβ zu verbessern.
Gemäß der Recherche des Anmelders zeigt, falls ein differenzierter Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Abtastintervalls Ts (gemäß diesem Ausführungsbeispiel das Intervall zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schalt- oder Zwischenzeitpunkten) berechnet wird, beispielsweise eine Überprüfung mit einer idealen Sinuswelle, dass, wie es in 9A gezeigt ist, die Wellenform des differenzierten Wertes Δiα eine Phasenverzögerung von Ts/2 (1/2 des Abtastintervalls Ts) relativ zu der Wellenform des tatsächlichen β-Achsen-Stroms iβ0 aufweist. Die Überprüfung zeigt ebenfalls, dass, wie es in 9B gezeigt ist, eine Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 (eine Korrekturgröße für die Korrektur der Phasenverzögerung von Ts/2) das Produkt von Ts/2 und dem Durchschnitt des gegenwärtigen Wertes iα(n) und des vorhergehenden Wertes iα(n-1) des α-Achsen-Stroms ist. $H = {i α (n) + i α (n - 1)} / 2 \times (T s / 2)$
Der Stromschätzteil 17 berechnet eine Korrekturgröße H in einer Weise, die ähnlich zu der für die Differenzierung ist. Der Schätzteil 17 berechnet den α-Achsen-Strom iα anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns an jedem Schaltzeitpunkt und an dem vorhergehenden oder nachfolgenden Zwischenzeitpunkt. In Bezug auf den β-Achsen-Strom iβ berechnet der Schätzteil 17 an jedem Schaltzeitpunkt eine Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 (hier ist Ts/2 das Intervall zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Schaltzeitpunkt) des differenzierten Wertes Δiα des α-Achsen-Stroms anhand des Durchschnitts der α-Achsen-Ströme iα an dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Schaltzeitpunkt, und berechnet außerdem an jedem Intervallzeitpunkt eine andere Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 (hier ist Ts/2 das Intervall zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Zwischenzeitpunkt) eines anderen differenzierten Wertes Δiα des α-Achsen-Stroms anhand des Durchschnitts der α-Achsen-Ströme iα an dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Zwischenzeitpunkt.
Dementsprechend ist es möglich, den β-Achsen-Strom iβ genau anhand jedes differenzierten Wertes Δiα des α-Achsen-Stroms und der zugehörigen Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 entsprechend der nachfolgenden Gleichung (12) zu berechnen (d.h. den β-Achsen-Strom iβ durch Korrektur jedes differenzierten Wertes Δiα mit der zugehörigen Korrekturgröße H zu berechnen). $\begin{matrix} i β = Δ i α + H \\ = - {i α (n) - i α (n - 1)} / T s + {i α (n) + i α (n - 1)} / 2 \times (T s / 2) \end{matrix}$
Es ist möglich, mathematisch zu zeigen (I), dass, an einer idealen Sinuswelle, die Phasenverzögerung des differenzierten Wertes des α-Achsen-Stroms Ts/2 relativ zu dem tatsächlichen β-Achsen-Strom ist, und dass (II) die Korrekturgröße zur Korrektur der Verzögerung das Produkt von Ts/2 und den Durchschnitt der gegenwärtigen und vorhergehenden Werte des α-Achsen-Stroms ist.
Das vorstehend beschriebene Verfahren zur Berechnung des β-Achsen-Stroms iβ ist ein Beispiel. Der β-Achsen-Strom iβ könnte durch ein anderes Verfahren genau berechnet werden.
Gemäß 10 weist der Stromschätzteil 17 einen Sensorphasenstromphasendetektierungsteil 18, einen Grundwellenschätzteil 19, einen Nulldurchgangszeitpunktinterpolationsteil 20 und einen d-q-Umwandlungsteil 21 auf. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel schätzt der Schätzteil 17 den Strom in dem Wechselstrommotor 13 wie nachfolgend beschrieben.
Der Stromphasendetektierungsteil 18 berechnet den α-Achsen-Strom iα entsprechend der Gleichung (9) anhand des in der W-Phase durch den Stromsensor 15 erfassten Stroms iw.sns zu jedem Schaltzeitpunkt und jedem Zwischenzeitpunkt. Darauffolgend berechnet der Detektierungsteil 18: den differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten; berechnet den β-Achsen-Strom iβ anhand des differenzierten Wertes Δiα und der Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2; berechnet einen anderen differenzierten Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten; und berechnet einen anderen β-Achsen-Strom iβ anhand dieses differenzierten Wertes Δiα und einer anderen Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2. Darauffolgend berechnet der Detektierungsteil 18 die Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand jedes α-Achsen-Stroms iα und des zugehörigen β-Achsen-Stroms iβ entsprechend der Gleichung (6).
Darauffolgend berechnet der Grundwellenschätzteil 19 einen Schätzfaktor fu(xθ) entsprechend der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase entsprechend der Gleichung (5), eines Datenkennfeldes oder dergleichen und berechnet den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est anhand des Schätzfaktors fu(xθ) und des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns entsprechend der Gleichung (4). Alternativ dazu kann der Schätzteil 19 einen geschätzten Strom iu.est in der U-Phase direkt anhand der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase und des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns entsprechend der Gleichung (3) berechnen.
Im Allgemeinen verarbeitet, falls eine Operationsgleichung in einer Verarbeitungseinheit wie einer Steuerungs-ECU (Mikrocomputer) eingesetzt ist, die Einheit die Gleichung mit einer diskreten Zeit, nicht kontinuierlicher Zeit, und behandelt erfasste Werte und berechnete Werte als diskrete Werte auf der Grundlage einer spezifizierten Auflösung (LSB). Daher ist es, falls eine Division durch Null in der Gleichung (3) auftritt, vorzuziehen, eine Grenze auf den Schätzfaktor fu(xθ) oder den Term 1/tan(xθ) in dem Faktor zu setzen, um zu verhindern, dass der geschätzte Strom als ein unbeabsichtigter Wert unter dem Einfluss des diskreten Systems berechnet wird. Für die Implementierung der Gleichung (3) ist es effektiv, den Schätzfaktor fu(xθ) oder den Term 1/tan(xθ) in diesem Faktor mit dem Argument xθ abzubilden, um Multiplikationen und Divisionen zu vermeiden, die eine hohe Verarbeitungslast darstellen. In diesem Fall ist es vorzuziehen, eine Grenze auf den Schätzfaktor fu(xθ) oder den Term 1/tan(xθ) auf das Kennfeld zu setzen. Derartige Maßnahmen erleichtern die Anwendung bei einem diskreten System, was es ermöglicht, die Verarbeitungslast auf den Mikrocomputer zu minimieren. Folglich gibt es keinen Bedarf zum Ersetzen des Mikrocomputers mit einem teueren, der ein hohes Verarbeitungsleistungsvermögen aufweist.
Darauffolgend interpoliert der Nulldurchgangszeitpunktinterpolationsteil 20, falls der erfasste W-Phasen-Strom iw.sns 0 Ampere ist, den geschätzten Strom iu.est, der entsprechend der Gleichungen (3) oder (4) als 0 Ampere berechnet wird, in der U-Phase. Normalerweise (wenn der W-Phasen-Strom iw nicht durch Null geht, wie es nachstehend beschrieben ist), gibt der Interpolationsteil 20 direkt den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est aus, der aus dem Grundwellenschätzteil 19 eingegeben wird. Wenn der W-Phasen-Strom iw durch Null geht (wenn der erfasste Strom iw.sns 0 Ampere ist oder sich in einem spezifizierten Bereich befindet, der 0 Ampere enthält und 10 Ampere, 5 LSB oder einen anderen in geeigneter Weise eingestellten Bereich ist oder entsprechend einer numerischen Gleichung oder dergleichen spezifiziert ist), fixiert der Interpolationsteil 20 die Befehlsspannungsphase ψ für den Wechselstrommotor 13, interpoliert den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est, gibt den interpolierten Strom aus und stellt den interpolierten Strom als einen geschätzten Strom iu.est.fix in der U-Phase für die d-q-Umwandlung ein. Alternativ dazu kann der Interpolationsteils 20 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est interpolieren, indem dieser direkt auf den vorhergehenden Wert oder einen diesem vorhergehenden Wert gehalten wird. Alternativ dazu kann der Interpolationsteil 20 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est interpolieren durch: Halten des geschätzten d-Achsen-Stroms id.est und q-Achsen-Stroms iq.est auf deren vorhergehenden Werten oder diesen vorhergehenden Werten; Durchführen einer inversen d-q-Umwandlung zur Berechnung des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est anhand der gehaltenen Ströme id.est und iq.est; und Interpolieren des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est mit den geschätzten Strömen, die in den drei Phasen durch die inverse d-q-Umwandlung erhalten worden sind. Der geschätzte U-Phasen-Strom iu-est kann interpoliert werden, indem er durch einen anderen als den erwähnten Teil gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet wird, oder indem er durch ein anderes geeignetes Verfahren interpoliert wird.
Darauffolgend berechnet der d-q-Umwandlungsteil 21 den geschätzten d-Achsen-Strom id.est und den geschätzten q-Achsen-Strom iq.est mittels der d-q-Umwandlung anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw-sns und des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est.fix für diese Umwandlung.
Dies vermeidet scharfe Fluktuationen in dem geschätzten U-Phasen-Strom iu.est durch dessen Interpolieren, selbst falls er nicht genau berechnet werden kann, wenn der W-Phasen-Strom iw durch Null geht. Eine bloße Interpolation des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est kann die Drehmomentregelung des Wechselstrommotors 13 aufgrund eines Fehlers (durch die Interpolation gemachten Schätzfehlers) instabil machen. Jedoch schließt die Fixierung der Befehlsspannungsphase ψ für den Motor 13 den Einfluss des Fehlers auf den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est aus (verhindert, dass der Befehlswert ψ aufgrund des Fehlers fluktuiert).
Die Motorsteuerungsschaltung 16 führt die vorstehend beschriebene Stromschätzung gemäß diesem Ausführungsbeispiel entsprechend der in 11A und 11B gezeigten Stromschätzroutine durch.
Die Motorsteuerungsschaltung 16 wiederholt die Stromschätzroutine ( 11A und 11B) zu einer spezifizierten Betriebsperiode, während die Schaltung eingeschaltet ist. Wenn die Routine gestartet wird, liest die Motorsteuerungsschaltung 16 in Schritt 101 den Strom iw.sns, der in der W-Phase durch den Stromsensor 15 erfasst wird, und den elektrischen Winkel eθ ein, der anhand der durch den Rotationspositionssensor 14 erfassten Rotationsrotorposition mθ bestimmt wird.
Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 102 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 überprüft, ob der gegenwärtige elektrische Winkel eθ einer der Schaltzeitpunkte ist. Falls die Motorsteuerungsschaltung 16 bestimmt, dass dieser Winkel einer der Schaltzeitpunkte ist, geht die Routine zu Schritt 103 über, in dem die Schaltung 16 den α-Achsen-Strom iα entsprechend der nachfolgenden Gleichung anhand des an diesem Schaltzeitpunkt erfassten W-Phasen-Stroms iw-sns berechnet. $i α = K \times (3 / 2) \times iw .sns$
Daraufhin geht die Stromschätzroutine zu Schritt 104 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den differenzierten Wert Δiα des α-Achsenstroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten berechnet (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsenstroms Δiα, der anhand des an den Schaltzeitpunkten erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns berechnet wird). Darauffolgend geht die Routine zu Schritt 105 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den β-Achsenstrom iβ durch Korrigieren des differenzierten Wertes Δiα mit der Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 berechnet (durch Addieren der Größe H zu dem differenzierten Wert Δiα).
Falls die Motorsteuerungsschaltung in Schritt 102 bestimmt, dass der gegenwärtige elektrische Winkel eθ nicht einer der Schaltzeitpunkte ist, bestimmt die Schaltung, dass dieser Winkel einer der Zwischenzeitpunkt ist. Dann geht die Stromschätzroutine zu Schritt 106 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 einen anderen α-Achsenstrom Δiα entsprechend der nachfolgenden Gleichung anhand des an diesem Zwischenzeitpunkt erfassten W-Phasen-Stroms berechnet. $i α = K \times (3 / 2) \times iw .sns$
Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 107 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 einen anderen differenzierten Wert Δiα des α-Achsenstroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten berechnet (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsenstroms Δiα, der anhand des an den Zwischenzeitpunkten erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns berechnet wird). Darauffolgend geht die Routine zu Schritt 108 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 einen anderen β-Achsenstrom iβ durch Korrigieren des differenzierten Wertes Δiα mit einer anderen Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2 bestimmt (durch Addieren der Größe H zu dem differenzierten Wert Δiα).
Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 109 über, in der die Motorsteuerungsschaltung 16 die Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand jedes α-Achsen-Strom iα und des zugehörigen β-Achsen-Stroms iβ entsprechend der nachfolgenden Gleichung berechnet. $x θ = {tan}^{- 1} (i β / i α)$
Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 110 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den Schätzfaktor fu(xθ) entsprechend der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase entsprechend der Gleichung (5) oder dem Datenkennfeld berechnet. Darauffolgend geht die Routine zu Schritt 111 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den geschätzten Strom iu.est in der U-Phase anhand des Schätzfaktors fu(xθ) und des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns entsprechend der Gleichung (4) berechnet. Alternativ dazu kann die Motorsteuerungsschaltung 16 einen geschätzten Strom iu.est in der U-Phase anhand der Stromphase xθ und des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns entsprechend der Gleichung (3) berechnen.
Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 112 (11B) über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 überprüft, ob der W-Phasen-Strom iw durch Null geht. Die Überprüfung hängt davon ab, ob der erfasste W-Phasen-Strom iw-sns 0 Ampere beträgt. Alternativ dazu kann die Überprüfung davon abhängen, ob der erfasste W-Phasen-Strom iw-sns sich innerhalb eines spezifizierten Bereichs einschließlich 0 Ampere befindet (beispielsweise ob der absolute Wert dieses Stroms gleich oder kleiner als ein spezifizierter Wert ist, oder der absolute Wert des Schätzfaktors fu(xθ) gleich oder größer als ein spezifizierter Wert ist). Alternativ dazu kann die Überprüfung von der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase abhängen, da diese Phase synchron zu dem erfassten W-Phasen-Strom iw.sns ist.
Falls die Motorsteuerungsschaltung 16 in Schritt 112 bestimmt, dass der W-Phasen-Strom iw nicht durch Null geht, geht die Stromschätzroutine zu Schritt 113 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den in Schritt 111 berechneten geschätzten U-Phasen-Strom iu.est anwendet.
Falls die Motorsteuerungsschaltung 16 in Schritt 112 bestimmt, dass der W-Phasen-Strom iw durch Null geht, geht die Stromschätzroutine zu Schritt 114 über, in dem die Stromsteuerungsschaltung 16 die Befehlsspannungsphase ψ fixiert. In Schritt 114 kann die Motorsteuerungsschaltung 16 den Befehlswert ψ direkt fixieren (beispielsweise, indem er auf dessen vorhergehenden Wert gehalten wird), oder indem die Drehmomentabweichung Δtrq (3) auf 0[N*m] gezwungen wird. Darauffolgend geht die Stromschätzroutine zu Schritt 115 über, in dem die Motorsteuerungsschaltung 16 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est interpoliert. In diesem Schritt kann die Motorsteuerungsschaltung 16 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est interpolieren, indem er direkt auf dessen vorhergehenden Wert gehalten wird. Alternativ dazu kann die Motorsteuerungsschaltung 16 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est interpolieren durch: Halten des geschätzten d-Achsen-Stroms id.est und des q-Achsen-Strom iq.est auf deren vorhergehenden Werte; Durchführen einer inversen d-q-Umwandlung zur Berechnung des geschätzten U-Phasen-Stroms anhand der gehaltenen Ströme id.est und iq.est; und Interpolieren des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est mit den geschätzten Strömen, die durch die Umwandlung erhalten werden. Der geschätzte U-Phasen-Strom iu.est kann interpoliert werden, indem er mittels andere Logik berechnet wird oder durch ein anderen geeignetes Verfahren interpoliert wird.
Nachdem die Motorsteuerungsschaltung 16 in Schritt 113 oder 115 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est als den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est.fix für eine d-q-Umwandlung eingestellt hat, geht die Stromschätzroutine zu Schritt 116 über, in dem die Schaltung die d-q-Umwandlung zur Berechnung des geschätzten d-Achsen-Stroms id-est und des geschätzten q-Achsen-Strom iq-est anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw-sns und des geschätzten U-Phasen-Stroms iu-est.fix ausführt.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 die Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand des α-Achsen-Stroms iα und des β-Achsen-Stroms iβ in dem festen Koordinatensystem (α-β-Koordinatensystem) auf der Grundlage der W-Phase. Dementsprechend ist es möglich, die tatsächliche Stromphase xθ relativ zu der W-Phase zu berechnen. Die Motorsteuerungsschaltung 16 berechnet den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est anhand der Stromphase xθ und des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns. Dementsprechend ist es möglich, den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est genau durch Berücksichtigung des Einflusses harmonischer Komponenten der tatsächlichen Stromphase xθ und Fluktuationen zu berechnen, die normalerweise auftreten können. Dies ermöglicht es, die Genauigkeit bei der Berechnung des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est zu verbessern.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet im Hinblick auf die Phasendifferenz von 90 Grad zwischen dem α-Achsen-Strom iα und dem β-Achsen-Strom iβ (d.h. dass die Ströme iα und iβ ein Sinuswelle und eine Kosinuswelle sind) die Motorsteuerungsschaltung 16 den α-Achsen-Strom iα anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns und berechnet außerdem den β-Achsen-Strom iβ anhand eines differenzierten Wertes Δiα des α-Achsen-Stroms. Dementsprechend ist es möglich, den β-Achsen-Strom iβ ohne Verwendung des Befehlsstroms in einer anderen Phase zu berechnen. Dies ermöglicht es, die gegenwärtige Technik auf ein System anzuwenden (beispielweise ein System zur Steuerung der elektrischen Leistungszufuhr zu dem Wechselstrommotor 13 mittels einer berechneten Wellensteuerung), das nicht Befehlsströme (d-Achsen- und q-Achsen-Befehlsströme und Dreiphasen-Befehlsströme) verwendet, wenn die Motorsteuerungsschaltung 16 die elektrische Leistungszufuhr zu dem Motor 13 steuert.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 den β-Achsen-Strom iβ durch Berechnen eines differenzierten Werts Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsenstroms iα, der anhand des an den Schaltzeitpunkten erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns berechnet wird), und berechnet ebenfalls den β-Achsen-Strom iβ durch Berechnen eines anderen differenzierten Werts Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße dieses Stroms während des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten (der Differenz zwischen dem gegenwärtigen und dem vorhergehenden Wert des α-Achsenstroms ia, der anhand des an den Zwischenzeitpunkten erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns berechnet wird). Folglich kann der β-Achsen-Strom iβ mit Genauigkeit ohne wesentliche Beeinflussung durch den in der Amplitude unregelmäßig zwischen jedem Schaltzeitpunkt und dem vorhergehenden oder nachfolgenden Zwischenzeitpunkt variierenden erfassten Strom berechnet werden. Dies ermöglicht es, die Genauigkeit bei der Berechnung der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase anhand des α-Achsen-Stroms iα und des β-Achsen-Stroms iβ zu verbessern.
Falls der differenzierte Wert Δiα des α-Achsen-Stroms anhand der Variationsgröße des Stroms während des Abtastintervalls Ts (gemäß diesem Ausführungsbeispiel das Intervall zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten oder Zwischenzeitpunkten) berechnet wird, weist die Wellenform des differenzierten Wertes Δiα die Phasenverzögerung von Ts/2 relativ zu der Wellenform des tatsächlichen β-Achsen-Stroms iβ0 auf. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel bestimmt unter Berücksichtigung der Phasenverzögerung von Ts/2 die Motorsteuerungsschaltung 16 den β-Achsen-Strom iβ durch Korrigieren des differenzierten Wertes Δiα mit einer Korrekturgröße H entsprechend der Verzögerung. Folglich ist es möglich, den β-Achsen-Strom iβ genau zu berechnen. Das Verfahren zur Berechnung des β-Achsen-Stroms iβ ist ein Beispiel. Der β-Achsen-Strom iβ kann durch ein anderes geeignetes Verfahren genau berechnet werden.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est durch Berechnung des Schätzfaktors fu(xθ) entsprechend der Stromphase xθ relativ zu der W-Phase und Multiplizieren des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns mit dem Faktor. Dementsprechend ist es möglich, den geschätzten U-Phasen-Strom iu.est ohne Verwendung der Stromamplitude zu berechnen. Dies ermöglicht es, die Ursachen von Fehlern in dem geschätzten U-Phasen-Strom iu.est zu reduzieren, was die Genauigkeit von dessen Berechnung verbessert.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist es möglich, den geschätzten d-Achsen-Strom id.est und den geschätzten q-Achsen-Strom iq.est anhand des erfassten W-Phasen-Stroms iw.sns und des geschätzten U-Phasen-Stroms iu.est genau zu berechnen. Es ist möglich, den Wechselstrommotor 13 mittels der Drehmomentregelung mit dem geschätzten d-Achsen-Strom id.est und dem geschätzten q-Achsen-Strom iq.est stabil anzutreiben.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel schätzt die Motorsteuerungsschaltung 16 den Strom in einer Phase anhand des in einer anderen erfassten Stroms. Dies schließt den Einfluss von Verstärkungsfehlern aus, die durch die Vielzahl von Stromsensoren eines herkömmlichen Wechselstrommotor-Steuerungsgeräts gemacht werden können. Folglich ist es möglich, Fluktuationen zu verhindern, die andernfalls in dem Ausgangsdrehmoment aus dem Wechselstrommotor 13 durch Verstärkungsfehler verursacht werden. Dies ermöglicht es, Faktoren auszuschließen, die andernfalls den kommerziellen Wert des Fahrzeugs reduzieren würden.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel bestimmt die Motorsteuerungsschaltung 16 den β-Achsen-Strom iβ durch Korrigieren jedes differenzierten Wertes Δiα des α-Achsen-Stroms mit der Korrekturgröße H entsprechend der Phasenverzögerung von Ts/2. Jedoch kann beispielsweise, falls das Abtastintervall Ts, das das Intervall zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten oder Zwischenzeitpunkten ist, ausreichend kurz ist und falls die Phasenverzögerung von Ts/2 ausreichend klein ist, jeder differenzierte Wert Δiα, ohne dass er korrigiert wird, als der β-Achsen-Stroms iβ angewendet werden.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel erfasst der Stromsensor 15 den Strom in der W-Phase als die Sensorphase. Alternativ dazu kann der Sensor 15 angeschlossen sein, um den Strom in der U-Phase oder V-Phase als die Sensorphase zu erfassen. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel berechnet die Motorsteuerungsschaltung 16 einen geschätzten Strom in der U-Phase als die andere Phase. Alternativ dazu kann die Motorsteuerungsschaltung 16 einen geschätzten Strom in der V-Phase oder der W-Phase als die andere Phase berechnen. Weiterhin kann die Motorsteuerungsschaltung 16 geschätzte Ströme in anderen zwei Phasen als die Sensorphase berechnen.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist das Gerät mit lediglich einem Umrichter und lediglich einem Wechselstrommotor versehen. Alternativ dazu kann das Gerät mit zwei oder mehr Umrichtern und zwei oder mehr Wechselstrommotoren versehen sein. Alternativ kann das Gerät einen Umrichter und zwei oder mehr Wechselstrommotoren aufweisen, die parallel zu dem Umrichter angeschlossen sind, wie es beispielsweise in einem elektrischen Zug der Fall ist.
Um zu verhindern, dass die d-q-Umwandlung unwirksam gemacht wird, da der Strom lediglich in einer Phase erfasst wird, wird die d-q-Umwandlung durch Schätzen des Stroms in einer anderen Phase ermöglicht. Alternativ dazu kann eine neue d-q-Umwandlungsformel erzeugt werden, die selbst für den Strom effektiv ist, der lediglich in einer Phase erfasst wird. Jedoch stellt jedes Verfahren ein mathematisch gleiches Ergebnis bereit.
Das Gerät ist nicht auf Hybridfahrzeuge mit der Struktur gemäß 1 beschränkt. Das Gerät kann auf Hybrid- und Elektrofahrzeuge jeder beliebigen Struktur angewendet werden. Das Gerät ist nicht das Wechselstrommotor-Steuerungsgerät begrenzt, das auf ein Elektrofahrzeug oder auf ein Hybridfahrzeug angepasst ist, sondern kann auf andere Wechselstrommotor-Steuerungsgeräte ebenfalls angewendet werden.
Eine Motorsteuerungsschaltung (16) berechnet einen α-Achsen-Strom iα und einen β-Achsen-Strom iβ in einem festen Koordinatensystem auf der Grundlage einer W-Phase (Sensorphase) eines Wechselstrommotors (13). Die Steuerungsschaltung (16) berechnet an jedem Schaltzeitpunkt und an jedem Zwischenzeitpunkt den α-Achsen-Strom iα anhand eines in der W-Phase erfassten Stroms iw.sns und des β-Achsen-Stroms iβ anhand eines differenzierten Wertes Δiα, der anhand der Variationsgröße des α-Achsen-Stroms zwischen zwei jeweils aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten oder Zwischenzeitpunkten bestimmt wird. Darauffolgend berechnet die Steuerungsschaltung (16) eine Stromphase xθ = tan^-1(iβ/iα) relativ zu der W-Phase. Darauffolgend berechnet die Steuerungsschaltung (16) einen Schätzfaktor entsprechend der Stromphase xθ und bestimmt einen geschätzten Strom iu.est in der U-Phase des Wechselstrommotors (13) durch Multiplizieren des erfassten Stroms iw.sns mit dem berechneten Schätzfaktor.

Claims

Wechselstrommotor-Steuerungsgerät für ein System, das einen Dreiphasen-Wechselstrommotor (13) mit einer ersten Phase, einer zweiten Phase und einer dritten Phase, einen Umrichter (12) zum Antrieb des Wechselstrommotors (13) und einen Stromsensor (15) zur Erfassung eines in der ersten Phase fließenden Stroms aufweist, wobei das Wechselstrommotor-Steuerungsgerät aufweist: einen Stromschätzteil (17) zur Berechnung einer Stromphase relativ zu der ersten Phase anhand eines α-Achsen-Stroms und eines β-Achsen-Stroms in einem festen Koordinatensystem, das mit einer α-Achse und einer β-Achse festgelegt ist, wobei die α-Achse sich in derselben Richtung erstreckt, wie sich die Achse der ersten Phase erstreckt, und die β-Achse senkrecht zu der Achse der ersten Phase ist, und zur Berechnung eines geschätzten Stroms in zumindest der zweiten Phase anhand der Stromphase relativ zu der ersten Phase und des erfassten Stroms in der ersten Phase, und einen Steuerungsteil (16) zur Steuerung einer elektrischen Leistungszufuhr zu dem Wechselstrommotor (13) durch eine Rechteckwellensteuerung zum Anlegen von Rechteckwellenspannungen an jede Phase des Wechselstrommotors (13) durch Ein- und Ausschalten von Schaltelementen jeder Phase zu Schaltzeitpunkten, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromschätzteil (17) konfiguriert ist, den α-Achsen-Strom anhand des erfassten Stroms in der ersten Phase an jedem Schaltzeitpunkt und an einem Zwischenzeitpunkt zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten zu berechnen, der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, einen ersten differenzierten Wert des α-Achsen-Stroms anhand einer Variationsgröße des α-Achsen-Stroms während eines Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten zu berechnen, einen zweiten differenzierten Wert des α-Achsen-Stroms anhand einer Variationsgröße des α-Achsen-Stroms während eines Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten zu berechnen, und den β-Achsen-Strom anhand des zweiten differenzierten Wertes zu berechnen, der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, den β-Achsen-Strom durch Korrigieren des differenzierten Wertes des α-Achsen-Stroms mit einer Korrekturgröße äquivalent zu einer Phasenverzögerung zu berechnen, die 1/2 des Intervalls zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Schaltzeitpunkten oder jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zwischenzeitpunkten beträgt, und der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, den geschätzten Strom zumindest in der zweiten Phase durch Berechnen eines Schätzfaktors entsprechend einer Referenzstromphase der ersten Phase und Multiplizieren des erfassten Stroms in der ersten Phase mit dem Schätzfaktor zu berechnen.
Wechselstrommotor-Steuerungsgerät nach Anspruch 1, wobei der Stromschätzteil (17) weiterhin konfiguriert ist, einen geschätzten d-Achsen-Strom und einen geschätzten q-Achsen-Strom in einem Rotationskoordinatensystem des Wechselstrommotors (13) anhand des erfassten Stroms in der ersten Phase und des geschätzten Stroms in zumindest der zweiten Phase zu berechnen, und der Steuerungsteil (16) konfiguriert ist, die elektrische Leistungszufuhr zu dem Wechselstrommotor (13) mit den geschätzten d-Achsen- und q-Achsen-Strömen zu steuern.