DE102011077174A1

DE102011077174A1 - Verfahren und Vorrichtung zur DC/DC-Wandlung mit digital gesteuerter adaptiver Pulsfrequenz-Modulation

Info

Publication number: DE102011077174A1
Application number: DE201110077174
Authority: DE
Inventors: Benjamim Tang; Amir Babazadeh
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2010-06-08
Filing date: 2011-06-08
Publication date: 2011-12-08
Anticipated expiration: 2031-06-09
Also published as: US20120223693A1; DE102011077174B4; US8901908B2

Abstract

Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Regeln von Spannung umfassend das Berechnen einer ersten PFM-Einschaltzeit und einer zweiten PFM-Einschaltzen einer der PFM-Einschaltzeiten nach Maßgabe eines Auswahlkriteriums. Anschließendes Aktivieren und Deaktivieren von zumindest einem Schalter nach Maßgabe der ausgewählten PFM-Einschaltzeit.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht den Zeitrang vorläufigen US-Patentanmeldung (US provisional patent application) Nr. 61/352,778, eingereicht am 8. Juli 2010, mit dem Titel ”METHODS AND APPARATUS FOR PULSE FREQUENCY MODULATION” und bezieht deren Offenbarung durch Bezugnahme mit ein.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Geregelte Energieversorgungen oder Spannungsregler werden typischerweise benötigt, um mikroelektronische Bauelemente mit Strom und Spannung zu versorgen. Die Spannungsregler sind typischerweise derart konstruiert, dass Leistung von einer Primärquelle auf eine bestimmte Spannung für eine elektrische Last umgewandelt wird. Schaltwandler (switching power converters, SPCs) sind häufig verwendete Spannungsregler aufgrund ihres hohen Wirkungsgrads, ihrer hohen Stromtragfähigkeit und ihrer Flexibilität im Aufbau. Des Weiteren können sie mit einer sehr präzisen Strom- und Spannungskennlinie ausgelegt werden, was für Bauelemente wie z. B. Mikroprozessoren, Mikrokontroller, Speicherbausteine usw. erforderlich ist.
Es ist schwierig geworden, die Leistungsanforderungen für die neueste Technologie von Mikroprozessoren zu erfüllen. Mit höher werdender Geschwindigkeit und Integrationsdichte steigen auch die Anforderungen an das Leistungsregelsystem. Insbesondere steigt der Strombedarf mit der Anzahl der Gatter, wohingegen die Versorgungsspannung sinkt, und transiente Ereignisse (z. B. verhältnismäßig hohe Spannungsspitzen oder Schwankungen an der Last) werden größer und häufiger. Es wird erwartet, dass kommende Mikroprozessorgenerationen mit weniger als 1,3 V betrieben werden, bei einem Strombedarf von über 100 A.
Schaltwandler, welche Multiphasentiefsetzsteller verwenden, waren die bevorzugte Topologie, um die Anforderungen nach einer geringen Spannung und hohen Strömen von Mikroprozessoren gerecht zu werden. Mit dem Aufkommen von immer komplexer werdenden Leistungsregeltopologien können digitale Techniken zur Regelung von Leistungswandlern die Präzision der Regelung verbessern und die gesamte Anzahl der benötigten Bauteile im System reduzieren, während mit durch eine digital programmierbare Regelung auch eine Vielzahl von Anwendungen in dem gleichen Leistungssystem unterstützt werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Spannungsregelung umfasst das Berechnen einer ersten PFM-Einschaltzeit (PFM = Pulsfrequenzmodulation) und einer zweiten PFM-Einschaltzeit und das Auswählen einer der PFM-Einschaltzeiten nach Maßgabe eines Auswahlkriteriums. Darauf folgt das Aktivieren bzw. Deaktivieren von zumindest einem Schalter nach Maßgabe der ausgewählten PFM-Einschaltzeit.
KURZE BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN
Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung kann durch Nachlesen der detaillierten Beschreibung und der Ansprüche in Verbindung mit den folgenden illustrativen Abbildungen gewonnen werden. In den folgenden Abbildungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen ähnliche Elemente und Schritte in den jeweiligen Figuren.
1 ist ein Schaltbild, welches einen Schaltwandler mit einem PFM/PWM-Regler zeigt.
2 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines PFM/PWM-Reglers.
3 zeigt eine Signalform zum Ansteuern von Schaltern in einem PFM-Betrieb.
4 zeigt die Signalform eines Ausgangsspulenstroms bei PFM-Betrieb.
5 zeigt den Ausgangsspulenstrom entsprechend einer PFM-Zeitsteuerung (einem PFM-Timing).
6 zeigt ein Verfahren zum Berechnen eines PFM-Timings.
7 zeigt ein detailliertes Verfahren zum Berechnen eines PFM-Timings.
8 zeigt PFM-Signalformen.
9 ist ein Schaltplan, welcher ein Ausführungsbeispiel der PFM/PWM zeigt, welche einen Drei-Pegel-Ausgangspuffer verwendet.
Element und Schritte in den Figuren sind zur Einfachheit und Klarheit dargestellt und geben nicht notwendigerweise eine bestimmte Sequenz wieder. Beispielsweise sind Schritte, die gleichzeitig oder in unterschiedlicher Reihenfolge ausgeführt werden können, in den Figuren dargestellt, um das Verständnis der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zu verbessern.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Die vorliegende Erfindung kann anhand von in Funktionsblöcken dargestellten Komponenten und verschiedenen Verfahrensschritten beschrieben werden. Solche Funktionsblöcke können durch eine beliebige Anzahl von Hardware oder Softwarekomponenten realisiert werden, die dazu ausgebildet sind, die spezifizierten Funktionen durchzuführen und die unterschiedlichen Ergebnisse zu erzielen. Z. B. kann die vorliegende Erfindung unterschiedliche Widerstände, Transistoren, Kondensatoren, Spulen, digitale Logikschaltungen, Treiberschaltungen, Komparatoren, Spannungsversorgungen, Messsensoren und dergleichen verwenden, um eine Vielzahl von Funktionen ausführen zu können. Darüber hinaus kann die vorliegende Erfindung in Verbindung mit einer beliebigen Anzahl von Schaltungen und Systemen ausgeführt werden, und das hier beschriebene integrierte Schaltungssystem ist lediglich eine beispielhafte Anwendung der Erfindung.
Ein beispielhafter Schaltregler 100 kann, bezugnehmend auf 1, gemäß unterschiedlichen Aspekten der vorliegenden Erfindung in einem oder in mehreren Schaltmodi betrieben werden. In diesem Ausführungsbeispiel umfasst der Schaltregler 100 einen Controller 110, welchen den Ausgang des Reglers 100 regelt, beispielsweise durch Ansteuern einer oder mehrerer Schaltanordnungen (switching circuits) gemäß einem oder mehrerer Betriebsparameter und/oder Eingängen wie z. B. ein Spannungsrückkoppelsignal von der Last. Beispielsweise kann der Controller 110 den Ausgang des Reglers 100 regeln durch Steuern einer oder mehrerer Schalter 140, 150. Die Schalter 140, 150 können direkt durch den Controller 110 oder über dazwischenliegende Bauelemente wie z. B. einen oder mehrere Schaltertreiber 120, 130 angesteuert werden.
Im gegenwärtigen Ausführungsbeispiel erzeugt der Controller 110 ein Ausgangssignal für den ersten und den zweiten Schaltertreiber 120, 130. Die Schaltertreiber 120, 130 erzeugen Treibersignale für die Schalter 140, 150 nach Maßgabe der Signale vom Controller 110. Der erste Schaltertreiber 120 steuert einen Leistungs-Schalter 140 (High-Side-Schalter). Wenn der Leistungsschalter 140 aktiviert wird, fließt Strom von der Eingangsenergieversorgung (input power supply) und durch eine Ausgangsspule 160 zu einer Last 180. Der zweite Schaltertreiber 130 steuert einen ”synchronen Schalter” 150 (Low-Side-Schalter). Wenn der synchrone Schalter 150 aktiviert wird, ist die Ausgangsspule 160 mit Masse verbunden. Wenn beide Schalter 140, 150 deaktiviert sind, ist die Induktivität 160 mit einem Leerlauf (open circuit) verbunden, der einen Stromfluss verhindert. In manchen Fällen können die Schalter 140, 150, welche die Last mit der Eingangsenergieversorgung und Masse verbinden, geöffnet sein, jedoch kann der Strom durch die Induktivität dennoch von Null verschieden sein. Dies kann beispielsweise aufgrund eines Stroms, der durch eine parasitäre Diode in einem der beiden Schalter fließt, der Fall sein.
Die Schaltertreiber 120, 130 können geeignete Elemente oder Systeme umfassen zum Ansteuern der Schalter 140, 150 wie z. B. konventionelle Schalter-Treiberschaltungen. In manchen Ausführungsformen können die Treiber 120, 130 weggelassen werden, so dass der Controller 110 die Schalter 140, 150 direkt ansteuert. Die Schalter 140, 150 können jeden beliebigen geeigneten Schalter umfassen, um der Last 180 Leistung zur Verfügung zu stellen nach Maßgabe der Signale vom Controller 110. Zusätzlich kann der Schaltregler 100 eine Vielzahl von Phasen umfassen, so dass der Controller 110 mehrere Sets von Schalter 140, 150 und/oder Schalter-Treiber 120, 130 ansteuert.
Der Ausgang des Schaltreglers 100 kann gefiltert werden, beispielsweise um ein geglättetes Ausgangssignal bereitzustellen. Das Filtern und/oder Glätten kann mit Hilfe eines geeigneten Filters oder einer geeigneten Glättungsschaltung durchgeführt werden wie z. B. mit einem konventionellen LC-Filter. In einem Ausführungsbeispiel kann der Schaltregler 100 eine Ausgangsspule 160 und einen Kondensator 170 aufweisen. Die Spule 160 und der Kondensator 170 können als Filter ausgebildet sein, um das der Last 180 zugeführte Ausgangssignal zu glätten.
Während das gegenwärtige Beispiel in Verbindung mit einem Tiefsetzsteller diskutiert wird, können verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit anderen Schaltwandlertopologien ausgeführt werden wie z. B. Hochsetzsteller, Tiefsetzsteller, Hoch-Tiefsetzsteller, vorwärts-, Flyback-, Halbbrücken-, Vollbrücken- und/oder SEPIC-Topologien.
Der Schaltregler 100 kann der Last 180 Leistung zur Verfügung stellen in Verbindung mit einem oder mehreren Schaltmodi, welche ausgewählt und aktiviert werden können nach Maßgabe eines beliebigen geeigneten Kriteriums. Beispielsweise kann der Schaltregler 100 in einem Continuous-Conduction-Mode (CCM) und einem Discontinuous-Conduction-Mode (DCM) betrieben werden, obwohl alternative Ausführungsbeispiele davon verschiedene und/oder zusätzliche Schaltmodi oder auch nur einen einzigen Schaltmodus aufweisen können, wie z. B. DCM.
Die verschiedenen Schaltmodi können ausgewählt werden, um beliebige geeignete Ziele und/oder Ergebnisse im Bezug auf die Performance zu erzielen. Z. B. kann CCM das alternierende Koppeln einer Last an eine Eingangsenergieversorgung und eine Energieversorgungsrückführung/Masse umfassen. In CCM fließt Strom im Wesentlichen kontinuierlich entweder in eine positive oder in eine negative Richtung (anders als im Punkt des Nulldurchgangs).
CCM kann auf beliebige geeignete Weise bewerkstelligt werden wie z. B. in Verbindung mit Pulsweitenmodulation (PWM). Beispielsweise kann ein Pulsweitenmodulator abwechselnd einen Leistungsschalter und einen synchronen Schalter aktivieren. Der Leistungsschalter verbindet die Eingangsspannungsversorgung mit der Last wohingegen der synchrone Schalter die Last mit Masse verbindet. Der Leistungsschalter und der synchrone Schalter werden abwechselnd aktiviert, so dass der Strom im Wesentlichen durch den einen oder anderen Schalter zu einem beliebigen Zeitpunkt fließt.
In DCM fließt der Strom im Wesentlichen nicht kontinuierlich, und schwingt sich stattdessen im Wesentlichen auf einen Wert Null ein, zumindest während eines Teils der Schaltperiode. Beispielsweise kann der Schaltregler 100 die Last abwechselnd an die Eingangsenergieversorgung, an Masse und an einen Leerlauf (open-circuit) koppeln, letzteres durch gleichzeitiges Öffnen des Leistungsschalters und des synchronen Schalters. Während des DCM-Betriebs wird der Stromfluss über die Spule in negativer Richtung im Wesentlichen behindert. Im DCM steigt der Spulenstrom wenn die Last mit der Eingangsversorgung gekoppelt ist, fällt im Wesentlichen auf Null ab, wenn die Last mit Masse gekoppelt ist und bleibt im Wesentlichen auf Null, während die Last mit einem Leerlauf verbunden ist.
Der DCM-Betrieb kann in einer beliebigen geeigneten Weise implementiert werden wie z. B. in Verbindung mit Pulsfrequenzmodulation (PFM). Beispielsweise kann ein Pulsfrequenzmodulator ein analoges Signal, welches eine Signalform aufweist, kodieren. Der PFM-Controller kann Pulse verwenden, welche auf zwei oder mehrere diskrete Amplitudenwerte beschränkt sind, wobei die Dauer der Pulse im Wesentlichen konstant ist. In einem Ausführungsbeispiel erzeugt der PFM-Controller drei mögliche Ausgangssignale umfassend einen hohen Ausgangspegel (high output), welcher die Last mit der Eingangsversorgung koppelt, einen niedrigen Ausgangspegel (low output), welcher die Last an Masse koppelt; und einen ”High Impedance”-Ausgangpegel (HIZ-Ausgangspegel, HIZ output), welcher beide, High-Side- und Low-Side-Schalter, öffnet, und so die Last an einen elektrischen Leerlauf koppelt. Die Ausgangsspannung kann durch Variieren der Frequenz der Pulse angepasst werden, beispielsweise durch Anpassen der Dauer der HIZ-Periode. Dies kodiert die analoge Signalinformation in einen Duty-Cycle oder eine Durchschnittsspannung der Signalform.
Der Schaltregler 100, wenn er im DCM unter Verwendung von PFM arbeitet, kann einen erhöhten Wirkungsgrad aufweisen, beispielsweise weil keine Leistungsverluste auftreten, welche mit einem negativen Stromfluss durch die Ausgangsspule verbunden sind. Des Weiteren kann die Pulsfrequenz geringer sein als wenn der DC-DC-Wandler im CCM mit einer Modulation mit fixer Frequenz – wie z. B. PWM – arbeitet. Andererseits leidet der PWM-Betrieb unter einer höheren Spannungswelligkeit und ist anfällig für Spannungseinbrüche bei höherem Strombedarf. Folglich ist PFM besser für geringe Lasten geeignet.
Der Schaltregler 100 aus dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann CCM, DCM und/oder einen beliebigen anderen Schaltmodus implementieren, beispielsweise in Verbindung mit PWM, PFM und/oder anderen Betriebsmodi. Der Controller 110 kann, bezugnehmend auf die 1 und 2, in einem PFM-Modus 200 und einem PWM-Modus 210 arbeiten. Der PFM-Modus 200 umfasst drei Stufen, eine HIZ-Stufe 201 (HIZ stage), eine ”PFM-High-Stufe” 202 (PFM high stage) und eine ”PFM-Low-Stufe” 203 (PFM low stage). Der PWM-Modus 210 kann zwei Stufen umfassen, eine ”PWM-High-Stufe” 211 (PWM high stage) und eine ”PWM-Low-Stufe” 212 (PWM low stage).
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der Controller 110 in einem konventionellen PWM-Modus 210 arbeiten, wie z. B. in Verbindung mit einer PWM-High-Stufe 211 und einer PWM-Low-Stufe 212. während der PWM-High-Stufe 211, kann die Last 180 mit der Eingangsspannungsversorgung über den Leistungsschalter 140 verbunden sein. Während der PWM-Low-Stufe 212 kann die Last 180 über den synchronen Schalter 150 mit Masse verbunden sein.
Der Controller 110 kann, nun bezugnehmend auf die 2 bis 4, wechselweise im PFM-Modus 200 betrieben werden. Für den PFM-Betrieb kann der Controller 110 in einer HIZ-Stufe 201, einer PFM-High-Stufe 202, und in einer PFM-Low-Stufe 203 betrieben werden. Während der HIZ-Stufe 201 (HIZ-Zeit T_HIZ in den 3 und 4) kann der Controller 110 ein HIZ-Signal an die Treiberschaltungen 120, 130 ausgeben, um beide Schalter 140, 150 zu öffnen und es fließt im Wesentlichen Null Strom durch die Ausgangsspule 160.
Während der PFM-High-Stufe 202 (PFM-Einschaltzeit T_on in den 3 und 4) kann der Controller 110 den High-Side-Schalter 140 aktivieren und den Low-Side-Schalter 150 deaktivieren. Während der Controller 110 die PFM-High-Stufen-Signale ausgibt, fließt Strom von der Eingangsenergieversorgung des Schaltreglers 100 zur Last 180 durch den Leistungsschalter 140, und der Ausgangsspulenstrom kann steigen. Strom fließt in positiver Richtung durch die Ausgangsspule 160 zur Last 180 und der maximale Spulenstrom I_peak kann am Ende der PFM-Einschaltzeit T_on erreicht werden.
Der Controller 110 kann auch eine PFM-Low-Stufe 203 annehmen (PFM-Ausschaltzeit T_off in den 3 und 4). In einem Ausführungsbeispiel deaktiviert der Controller 110 den Leistungsschalter 140 und aktiviert den synchronen Schalter 150 während der PFM-Ausschaltzeit T_off. Während der PFM-Low-Stufe 203 ist die Last 180 mit Masse verbunden durch den synchronen Schalter 140. Folglich kann der Ausgangsspulenstrom auf Null oder nahe Null abfallen durch den synchronen Schalter 150. Nach dem Ende der PFM-Ausschaltzeit T_off kann der Ausgangsstrom im Wesentlichen auf Null abgefallen sein und der Controller kann in die HIZ-Stufe 201 zurückkehren.
Die Dauer der PFM-Ausschaltzeit T_off kann gemäß einem beliebigen geeigneten Kriterium bestimmt werden, beispielsweise endet die PFM-Ausschaltzeit wenn der Spulenstrom ungefähr Null ist. In einem Ausführungsbeispiel dauert die PFM-Ausschaltzeit T_off solange bis ein gemessener Spulenausgangsstrom Null ist. In einem anderen Ausführungsbeispiel kann die PFM-Ausschaltzeit T_off auf einer Schätzung basieren, wann der Ausgangsspulenstrom Null ist. Wenn der Controller 110 für eine Ausschaltzeit T_off in der PFM-Low-Stufe 203 gewesen ist, kann der Controller 110 die PFM-Low-Stufe 203 verlassen und in die HIZ-Stufe 201 zurückkehren.
Die Ausgangsspannung V_out kann durch Steuerung der Dauer einer oder mehrerer der unterschiedlichen PFM-Stufen 201, 202, 203 angepasst werden. Beispielsweise kann durch Anpassen der Länge der HIZ-Zeit T_HIZ die Ausgangsspannung gesteuert werden. Der Controller 110 kann solange in der HIZ-Stufe 201 bleiben, bis einem ausgewählten Kriterium entsprochen wird, wie z. B. wenn die Ausgangsspannung nicht mehr im Wesentlichen gleich mit der Referenzspannung ist (d. h. ein Spannungsfehler nicht mehr im Wesentlichen Null ist (V_err > 0)), oder wenn die Ausgangsspannung einen anderen relevanten Schwellwert kreuzt. In einem Ausführungsbeispiel kann die Dauer der HIZ-Zeit T_HIZ erhöht werden, wodurch die Frequenz der PFM-High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203 gesenkt wird (wenn die Dauer der PFM-High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203 im Wesentlichen fix sind). Folglich sinkt der durchschnittliche Ausgangsspulenstrom I_avg und die durchschnittliche Ausgangsspannung. Umgekehrt, wenn die Dauer von T_HIZ gesenkt wird, steigt die Frequenz der ausgegebenen High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203, was einen höheren Ausgangsstrom und eine höhere Ausgangsspannung zur Folge hat.
Um in unterschiedlichen Modi zu arbeiten, wie z. B. CCM und DCM, kann der Controller 110 des vorliegenden Ausführungsbeispiels den Schaltmodus des Schaltreglers 100 steuern. In einem Ausführungsbeispiel steuert der Controller 110, ob der Schaltregler 100 in CCM oder DCM betrieben wird, z. B. durch Umschalten zwischen PFM-Modus und PWM-Modus. Der Controller 110 kann dazu ausgebildet sein, einen Betriebsmodus nach Maßgabe eines beliebigen geeigneten Kriteriums auszuwählen, wie z. B. den Wirkungsgrad zu optimieren oder zu verbessern und/oder einen ausreichenden Spannungs- und Strompegel aufrecht zu erhalten, um den Bedarf der Last 180 zu versorgen. Beispielsweise kann es, wenn der Strombedarf gering ist, effizienter sein, in DCM zu arbeiten und der Controller 110 kann im PFM-Modus arbeiten, um einen DCM-Betrieb zu bewirken. Umgekehrt kann es, wenn der Ausgangsstrombedarf verhältnismäßig hoch liegt, effizienter sein, in CCM zu arbeiten, als in DCM. Folglich, wenn der Ausgangsstrom verhältnismäßig hoch ist, kann der Controller 110 im PWM-Modus arbeiten, um einen CCM-Betrieb zu bewirken. Der Controller 110 kann den PWM-Modus verlassen nach Maßgabe eines beliebigen geeigneten Kriteriums, wie z. B. wenn der Ausgangsstrom unter den Ausgangsstromschwellwert (output current threshold) fällt.
Die Auswahl des Betriebsmodus kann gesteuert oder beeinflusst werden durch ein beliebiges relevantes Kriterium. Beispielsweise kann der Betriebsmodus gemäß einer Welligkeit in der Ausgangsspannung und/oder dem Ausgangsstrom ausgewählt werden. Die Welligkeit von Strom und/oder Spannung kann eine variierende Komponente eines, im allgemeinen, DC-Ausgangssignals sein. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann der Betriebsmodus des Schaltreglers 100 ausgewählt werden nach Maßgabe einer Kenngröße der Welligkeit (ripple) der Ausgangsspannung und/oder des Ausgangsstroms wie z. B. die Amplitude der Welligkeit der Spannung und/oder des Stroms. Beispielsweise kann der DCM-Betrieb dazu tendieren, die Welligkeit der Ausgangsspannung zu erhöhen, insbesondere wenn der Bedarf der Last steigt und/oder die Schaltfrequenz verhältnismäßig gering ist. Wenn die Welligkeit der Spannung einen ausgewählten Spannungswelligkeitsschwellwert (voltage ripple threshold) überschreitet, kann der Controller 110 den PFM-Betrieb beenden und in den PWM-Betrieb wechseln.
Der Betriebsmodus kann auch (oder stattdessen) gemäß einem anderen Kriterium ausgewählt werden wie z. B. gemäß einem maximalen PFM-Stromschwellwert (maximum PFM current threshold). Beispielsweise kann der Controller 110 im PFM-Modus arbeiten, wenn der Ausgangsstrom unter einen maximalen PFM-Stromschwellwert liegt. In einem Ausführungsbeispiel kann der Controller 110 in den PWM-Modus wechseln, entweder wenn der Ausgangsstrom einen Ausgangsstromschwellwert überschreitet oder die Welligkeit der Spannung einen gewissen Spannungswelligkeitsschwellwert überschreitet.
Der Controller 110 kann dazu ausgebildet sein, in den PWM zu schalten nach Maßgabe eines beliebig geeigneten Kriteriums. Beispielsweise kann der Controller 110 den Spannungsfehler (V_err, die Differenz zwischen der Soll-Ausgangsspannung des Reglers und der tatsächlichen Ausgangsspannung) überwachen, und in den PWM-Modus 210 wechseln, wenn der Spannungsfehler größer ist als ein maximaler PFM-Spannungsschwellwert (maximum PFM voltage threshold). Der Controller 110 kann auch die Dauer der HIZ-Stufe 201 beobachten und in den PWM-Modus wechseln, wenn eine HIZ-Zeit T_HIZ kürzer ist als ein minimaler HIZ-Schwellwert T_{HIZ_MIN}, wie z. B. ein Minimum-Schwellwert der so berechnet ist, dass die Welligkeit der Ausgangsspannung des Schaltreglers minimiert wird.
Ein Übergang vom PFM-Modus in den PWM-Modus kann, bezugnehmend auf 5, auftreten als Reaktion auf einen Anstieg des Laststrombedarfs I_demand und/oder einen Anstieg des Spannungsfehlers V_err. Mit steigendem Laststrombedarf I_demand der Last wird die HIZ-Zeit T_HIZ reduziert von einer ersten HIZ-Zeit T_{HIZ_1} auf eine zweite HIZ-Zeit T_{HIZ_2}, um den Ausgangsstrom zu erhöhen. Eine starke Erhöhung des Strombedarfs I_demand kann einen Strom zur Folge haben, der größer ist als der maximale PFM-Stromschwellwert I_{MAX_PFM}. Als Reaktion darauf kann der Controller 110 von einem PFM-Modus in den PWM-Modus wechseln.
Der Schaltregler kann daran gehindert sein, unter bestimmten Bedingungen eine ausreichende Spannung zur Verfügung zu stellen, was zur Folge hat, dass der Spannungsfehler V_error ansteigt. Der Controller 110 kann vom PFM-Modus 200 in den PWM-Modus 210 wechseln, nachdem der Spannungsfehler V_error einen Fehlerschwellwert V_{Error_Limit} überschreitet.
In einem Ausführungsbeispiel kann der Übergang zwischen dem PFM-Modus und dem PWM-Modus 210 den aktuellen Zustand des Controllers 110 ausnützen. Beispielsweise kann der Controller 110 direkt in die PWM-High-Stufe 211 wechseln, wenn der Controller 110 in der PFM-High-Stufe 202 ist, wenn der Controller 110 vom PFM-Modus 200 in den PWM-Modus 210 wechselt. Gleichsam kann, wenn der Controller 110 im PWM-Modus 210 arbeitet und der Strom unter den minimalen PWM-Stromschwellwert fällt, der Controller 110 von der PWM-Low-Stufe 212 in die PFM-Low-Stufe 203 wechseln.
Der Controller 110 kann in dem PFM-Modus gemäß einer beliebigen geeigneten Charakteristik bzw. gemäß beliebigen geeigneten Parametern arbeiten. Beispielsweise kann der Controller 100 in einem adaptiven PFM-Modus arbeiten, um die Dauer und/oder andere Charakteristika der HIZ-Stufe 201, der PFM-High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203 zu steuern. Der PFM-Betrieb kann durch andere relevante Parameter beeinflusst werden wie z. B. programmierbare Parameter, um die Welligkeit des Ausgangssignals und den Grenzwert des Spulenspitzenstroms eizustellen. Der Controller 100 kann die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit für den PFM-Betrieb anpassen, welcher die Welligkeit des Ausgangssignals unter der Randbedingung eines maximalen Spulenstroms optimiert, während die Betriebsfrequenz minimiert wird, um den Wirkungsgrad zu maximieren. Die Berechnungen der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit können dynamisch aktualisiert werden, um Änderungen in den Betriebsbedingungen nachzuvollziehen. Die Anpassungen der Ein- und Ausschaltzeiten können die Welligkeit des Ausgangssignals relativ konstant halten und den Spulenspitzenstrom hoch ohne die Randbedingung des maximalen Spulenspitzenstroms zu verletzen, bevor in den PWM-Betrieb gewechselt wird.
In einem Ausführungsbeispiel wird die Dauer von einer oder mehrerer Stufen 201, 202, 203 beeinflusst durch einen maximalen Stromwert und/oder eine Lösung mit konstanter Welligkeit basierend auf einer fixen kombinierten Dauer (fixed combined duration) der PFM-High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203. Die Zeitdauern der PFM-High-Stufe 202 und der PFM-Low-Stufe 203 können berechnet und periodisch oder kontinuierlich aktualisiert werden. Um die Spannung zu regeln kann die HIZ-Stufe 202 gesteuert werden, beispielsweise in Verbindung mit einem System mit geschlossener Feedback-Schleife. Die HIZ-Stufe 201 kann gesteuert werden, um eine minimale Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten, wie z. B. in Verbindung mit einem Komparator in einer Servo-Schleife.
Die PFM-Einschaltzeit T_on kann ausgewählt werden gemäß einem beliebigen geeigneten Kriterium. Die PFM-Einschaltzeit T_on kann auf einen konstanten Wert gesetzt werden oder dynamisch gesteuert wie z. B. periodisch angepasst oder im Wesentlichen kontinuierlich angepasst. In einem Ausführungsbeispiel kann die PFM-Einschaltzeit T_on ausgewählt werden, so dass, wenn der Controller 110 im PFM-Betrieb 200 ist, die Welligkeit der Spannung den Spannungswelligkeitsschwellwert nicht überschreitet und/oder der Spulenausgangsstrom den maximalen PFM-Strom nicht überschreitet. Die PFM-Einschaltzeit T_on kann auch gemäß einem beliebigen anderen geeigneten Kriterium angepasst werden wie z. B. das Reduzieren der PFM-Einschaltzeit T_on, wenn der Laststrom gering ist und/oder die Schaltfrequenz sich einem Audiobereich nähert wie beispielsweise jener Bereich unter ungefähr 20 kHz.
Die PFM-Einschaltzeit T_on kann ausgewählt werden gemäß einem konventionellen Kriterium wie z. B. in Verbindung mit einem fixen oder konstanten T_on-Schema (T_on = konstant), einem ”proportionalen” T_on-Schema, das mit einer konstanten gesamten PFM-Einschalt- und Ausschaltzeit (T_on + T_off = konstant) assoziiert ist und/oder einem Schema für ”konstante Welligkeit” (constant ripple) bzw. ”adaptive Einschaltzeit” (adaptive an time), welches auf den Eingangs- und Ausgangsspannungen basiert. In einem Ausführungsbeispiel passt der Controller die PFM-Einschaltzeit T_on dynamisch an nach Maßgabe einer gemischten Herangehensweise für konstante Welligkeit und Spitzenstrom (hybrid constant ripple and peak current approach), um über einen großen Bereich von Betriebsbedingungen zu arbeiten, während der Wirkungsgrad optimiert und die Ausgangswelligkeit minimiert wird. Beispielsweise kann der Controller 110 T_on steuern, um näherungsweise eine konstante Welligkeit bei niedriger Ausgangsspannung und näherungsweise eine konstante Welligkeit des Stroms oder einen Spitzenstrom zu bewirken bei hohen Spannungen. Insbesondere kann der Controller 110 bei Bedingungen maximaler Spannungswelligkeit (maximum voltage ripple conditions) und maximalen Stroms (maximum current conditions) betrieben werden.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird die PFM-Einschaltzeit T_on dynamisch neu berechnet gemäß einer oder mehrerer Variablen und/oder statischen Werten. Beispielsweise kann die Dauer der PFM-High-Stufe 202 nach Maßgabe verschiedener Werte wie z. B. die Eingangsspannung, die Sollausgangsspannung, die Induktivität der Spule 160, die Periodendauer des Haupttaktes für den Controller 110, den maximalen PFM-Stromschwellwert, und/oder die Kapazität des Kondensators 170. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die PFM-Einschaltzeit T_on berechnet werden teilweise basierend auf dem konstanten Spitzenstrom und in Verbindung mit einem Schema mit konstantem T_on. Beispielsweise kann die PFM-Einschaltzeit gemäß der folgenden Gleichung berechnet werden:
In obiger Gleichung für konstantes T_on ist V_in die Eingangsversorgungsspannung und V_out die Ausgangsspannung. Die Konstante k berücksichtigt einen maximalen akzeptablen Strom wie z. B. den maximalen PFM-Stromschwellwert, welcher die Stromwelligkeit (ripple current) beeinflusst, sowie den Wert der Ausgangsspule 160. Der konstante T_on-Wert kann daher gemäß der folgenden Gleichung bestimmt werden.
wobei imax der maximale Stromschwellwert ist. Durch Verwendung dieser Gleichung für konstantes T_on beeinflusst der maximale PFM-Stromschwellwert die Stromwelligkeit. Während ein konstanter T_on-Wert dazu tendiert, den Strom unter dem maximalen PFM-Stromschwellwert zu erhalten kann er bei geringen Ausgangsspannungen auch größere Spannungswelligkeiten zulassen.
Die PFM-Einschaltzeit T_on kann auch (oder auch alternativ) berechnet werden unter Verwendung eines Schemas mit ”proportionalem T_on”, beispielsweise gemäß dem Verhältnis der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung. Beispielsweise kann das proportionale T_on berechnet werden gemäß der folgenden Gleichung:
wobei die Konstante k einer Konstante entspricht, die mit der akzeptablen Spannungswelligkeit und der Stromschaltperiode des Controllers 110 zusammenhängt. Beispielsweise kann der proportionale Wert T_on berechnet werden wie in der folgenden Gleichung dargestellt:
wobei pfm_alpha ein Wert ist, der die akzeptable Spannungswelligkeit repräsentiert und pwm_cnt das Verhältnis von Schaltperiode T_SW und Taktperiode T_clk ist. Ein proportionaler T_on-Wert kann eine verbesserte Spannungswelligkeit bringen, jedoch die Fähigkeit des Systems, Strom handzuhaben, tendiert zu sinken mit sinkender Ausgangsspannung.
In einer weiteren Ausführungsform kann ein T_on für konstante Welligkeit (constant ripple T_ON) berechnet werden. Die Herangehensweise verwendet die Quadratwurzel einer Funktion der Eingangs- und Ausgangsspannungen wie in der folgenden Gleichung dargestellt:
Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann eine gemischte Methode (hybrid method) verwendet werden, um die PFM-Einschaltzeit T_on zu berechnen. Beispielsweise kann der Controller 110 mehrere Kandidaten für die Werte T_on berechnen und daraus einen auswählen. Zusätzlich kann der Controller 110 mehrere Werte für T_on kombinieren, um einen zusätzlichen Wert T_on zu erzeugen.
Beispielsweise kann der Controller 110 die berechneten Werte für ”proportionales T_on” und ”konstantes T_on” kombinieren. Diese Gleichung kann angenähert werden als Funktion von T_{on_constant} und T_{on_ proportional} wie in der folgenden Gleichung dargestellt ist:
Der kombinierte Wert ermöglicht eine Näherung für konstante Welligkeit bei geringen Ausgangsspannungen um einen maximalen Strom bzw. einen maximalen Spitzenstrom mit konstanter Welligkeit bei höheren Ausgangsspannungen.
Zusätzlich kann der Controller 110 die möglichen Werte T_on vergleichen und basierend auf einem Auswahlkriterium einen auswählen wie z. B. den kürzesten Wert T_on. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann der Controller 110 den kombinierten T_on-Wert mit dem konstanten T_on-Wert vergleichen und den kürzesten T_on-Wert auswählen, um sowohl die Welligkeit der Ausgangsspannung als auch die Welligkeit des Stroms zu steuern. Folglich kann dann der gemischte T_on-Wert ausgedrückt werden als: T_{on_Hybrid} ≈ min((0.66·T_{on_proportional} + 0.33·T_{on_constant}), T_{on_constant}).
Die Dauer der PFM-Low-Stufe 203 kann gemäß einem beliebigen geeigneten Kriterium ausgewählt werden. Beispielsweise kann die PFM-Ausschaltzeit T_off mit der Detektion enden, dass der Strom den Wert Null erreicht oder sich diesem annähert. Alternativ kann die PFM-Low-Stufe 203 ausgewählt werden gemäß einer Null-Strom-Schätzung statt einer Null-Strom-Detektion. Die Dauer der PFM-Low-Stufe 203 kann auch angepasst werden nach Maßgabe eines Offsets wie z. B. einer programmierbaren Verzögerung, die dazu ausgebildet ist, eine Verzögerung durch die Leistungsstufe zu kompensieren.
Die Berechnung der PFM-Ausschaltzeit T_off kann eine Funktion der PFM-Einschaltzeit T_on und der Eingang- und Ausgangsspannungen umfassen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die Beziehung zwischen der PFM-Einschaltzeit T_on und der PFM-Ausschaltzeit T_off sowie den Eingangs- und Ausgangsspannungen durch die folgende Gleichung beschrieben werden:
Die PFM-Ausschaltzeit T_off kann gemäß der ausgewählten PFM-Einschaltzeit T_on berechnet werden. In einem Ausführungsbeispiel wird ein Anpassungsparameter pfm_T_off_adjust hinzu addiert, um T_off zu verlängern oder zu verkürzen, woraus die folgende Gleichung resultiert:
Die PFM-Ausschaltzeit T_off kann so berechnet werden, dass die PFM-Ausschaltzeit T_off endet, wenn der Spulenausgangstrom geschätzt auf Null abfällt. Folglich kann in diesem Ausführungsbeispiel T_off zuerst berechnet werden und anschließend T_on unter Verwendung der Beziehung zwischen T_on, T_off, V_in und V_out. In einem Ausführungsbeispiel umfasst die Schätzung des Ausgangsstroms pfm_iload_est eine Funktion des Taktes T_clk, der Ausgangsinduktivität L, der Eingangsspannung V_in, der Ausgangsspannung V_out, T_on, T_off und den PFM-Ausgangsstrom pfm_current. Der geschätzte Spulenausgangsstrom kann unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
Der PFM-Strom (pfm_current) kann als Funktion der Frequenz des Takts Fclk_lo, wenn er niedrig ist, und der Frequenz der PFM Fpfm beschreiben werden, oder er kann beschrieben werden als Funktion von T_HIZ, T_on und T_off wie in der folgenden Gleichung gezeigt:
In einem Ausführungsbeispiel kann die Länge der PFM-Ausschaltzeit T_off ausgewählt werden darauf basierend, wenn der Strom durch die Ausgangsspule 160 mit dem Wert Null gemessen wird. Dies kann mit Hilfe einer Detektionsschaltung gemacht werden wie z. B. einem Komparator.
Eine Methode zur Berechnung der PFM-Einschaltzeit T_on und der PFM-Ausschaltzeit T_off umfasst, bezugnehmend auf 6, das Berechnen des proportionalen T_on (610) und des konstanten T_on (620). Das proportionale T_on und das konstante T_on können verwendet werden, um das T_on für konstante Welligkeit (constant ripple T_on, 630) zu berechnen. Das gemischte T_on (hybrid T_on) kann berechnet werden unter Verwendung des Constant-Ripple-T_on und des konstanten T_on (640). Das Hybrid-T_on kann dann verwendet werden, um die PFM-Ausschaltzeit T_off zu berechnen. Die Werte der PFM-Einschaltzeit T_on und der PFM-Ausschaltzeit T_off können dann ausgegeben werden (660) (670) und durch den Controller während des PFM-Modus 200 verwendet werden.
Das Hybrid-T_on (T_{on_Hybrid}) kann, bezugnehmend auf 7, berechnet werden durch Berechnen des proportionalen T_on (T_{on_proportional}), des konstanten T_on(T_{on_constant}), und des Constant-Ripple-T_on (T_{on_constant_ripple}). In diesem Ausführungsbeispiel wird das proportionale T_on berechnet durch Multiplikation von alpha mit dem Ausgangsstrom (pfm_current) (710) und anschließende Multiplikation mit dem Verhältnis der Ausgangsspannung (V_out) zu der Eingangsspannung (V_in) (711). Das konstante T_on wird berechnet durch Multiplikation des maximalen PFM-Stroms (Pfm_imax) mit dem Verhältnis der Ausgangsinduktivität (L) zu der Taktzeit (T_clk) (720), anschließend multipliziert mit eins plus dem Verhältnis der Ausgangsspannung V_out zu der Eingangsspannung V_in (721), dividiert durch die Eingangsspannung V_in (722). In diesem Ausführungsbeispiel ist das proportionale T_on skaliert mit 0,66 (712), während das konstante T_on skaliert ist mit 0,33 (723) und die resultierenden skalierten Werte werden addiert (730), wodurch man das Constant-Ripple-T_on (T_{on_constant_ripple}) erhält. Das Hybride-T_on (T_{on_hybrid}) wird dadurch berechnet, dass man das Minimum des Constant-Ripple-T_on und des konstanten T_on (740) nimmt. In diesem Ausführungsbeispiel wird die PFM-Ausschaltzeit T_off durch Subtraktion von eins von dem Verhältnis der Eingangsspannung V_in zu der Ausgangsspannung V_out (750), multiplizieren mit dem Hybrid-T_on (751) und addieren/subtrahieren der Anpassungsparameter (pfm_toff_adjust) (752).
In einem Ausführungsbeispiel kann die HIZ-Zeit T_HIZ eine Funktion der Ausgangsspannung, der PFM-Einschaltzeit T_on und der PFM-Ausschaltzeit T_off umfassen. Der Zusammenhang zwischen der PFM-Einschaltzeit T_on, der PFM-Ausschaltzeit T_off, der HIZ-Zeit T_HIZ und der Ausgangsspannung ist in der folgenden Gleichung dargestellt:
Die HIZ-Zeit T_HIZ kann erhöht werden, um die Ausgangsspannung V_out zu reduzieren, und gesenkt werden, um die Ausgangsspannung V_out zu erhöhen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die HIZ-Zeit verwendet werden, um die Ausgangsspannung V_out verhältnismäßig konstant unter Verwendung einer geschlossenen Regelschleife zu halten.
In einem anderen Ausführungsbeispiel kann die HIZ-Zeit T_HIZ durch eine Servo-Schleife festgelegt werden. In diesem Ausführungsbeispiel kann eine Schaltung dazu ausgebildet sein, eine Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten. In einem Ausführungsbeispiel umfasst die Servo-Schleife einen Komparator, der dazu ausgebildet ist, den Controller 110 in die HIZ-Stufe 201 zu versetzen, wenn durch die Ausgangsinduktivität 160 im Wesentlichen kein Strom mehr fließt. Der Controller 110 kann dann die HIZ-Stufe 201 verlassen, wenn ein Schwellwert erreicht wird. In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Schwellwert eine minimale Ausgangsspannung. In einem Ausführungsbeispiel kann der Schwellwert um einen programmierbaren Offsetwert versetzt sein, um die Gleichspannung zu optimieren. In einem Ausführungsbeispiel kann die programmierbare Spannung dazu ausgebildet sein, einen zusätzlichen Spielraum zu erlauben und/oder einen Abfall der Spannung zu verhindern, wenn der Ausgangsstrom steigt.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann der maximale PFM-Stromschwellwert (pfm_bound) der maximale Ausgangsstrom sein, welcher vom Schaltregler 100 aufrechterhalten werden kann, während der Controller 110 im PFM-Modus 210 arbeitet. Wenn der Ausgangsstrom diesen maximalen PFM-Stromschwellwert pfm_bound überschreitet, wechselt der Controller 110 von dem PFM-Modus 200 in den PWM-Modus 210. Der maximale PFM-Stromschwellwert pfm_bound kann berechnet werden in einer beliebigen geeigneten Weise wie z. B. durch Verwenden der Stromskala pfm_iload_scale, der Eingangsspannung V_in, der Ausgangsspannung V_out, des Takts T_clk, der Ausgangsinduktivität L und der PFM-Einschaltzeit T_on wie in der folgenden Gleichung gezeigt:
Verschiedene Signalformen, welche während des Betriebs von einem Ausführungsbeispiel des Controllers 110 im PFM-Modus 210 erzeugt werden, können, bezugnehmend auf 8, das effektive Ausgangssignal anzeigen, dass es ”high”, ”low” und nahe HIZ angesteuert wird, und schließlich nach HIZ (gestrichelte Linie) driftet. In einem Ausführungsbeispiel kann eine PFM_fasthiz-Signalform erzeugt werden. In einem Ausführungsbeispiel wird das PFM_fasthiz-Signal durch den Controller 110 verwendet, um eine Schaltung zu steuern, welche den Schaltregler 100 in Richtung eines Zustands mit Null Spulenstrom ansteuert, d. h. in die HIZ-Stufe. In einem Ausführungsbeispiel erzeugt der Controller 110 eine HIZ-Signalform, welche dazu ausgebildet sein kann, zu signalisieren, wenn der Schaltregler im HIZ-Modus ist. In einem anderen Ausführungsbeispiel erzeugt der Controller 110 ein SMOD-Signal. Das SMOD-Signal kann verwendet werden, um anzuzeigen, dass der Schaltregler 100 nicht im HIZ-Modus ist. In einem Ausführungsbeispiel kann das SMOD-Ausgangssignal dazu verwendet werden, die Leistungsstufe des Schaltreglers 100 zu aktivieren/deaktivieren.
Der Controller 110 kann dazu ausgebildet sein, in Verbindung mit Signalen zu arbeiten, welche keine Binärsignale sind, wie z. B. Multi-Bit- oder Multi-Pegel-Signale. Der Controller 110 kann zusätzliche Schaltkreiselemente und/oder Ersatzschaltkreiselemente aufweisen, in welchen Signale auftreten, die keine Binärsignale sind. Beispielsweise umfasst der Controller 110 in einem Ausführungsbeispiel weiter einen Drei-Pegel-Ausgangspuffertreiber (tri-level output buffer driver), der dazu ausgebildet ist, ein Drei-Pegel-Ausgangssignal (trilevel output signal) als Reaktion auf die Eingangssignale für einen Soll-Zustand zu erzeugen. Folglich kann der Drei-Pegel-Ausgangspuffertreiber ein High-Ausgangssignal für den PFM_HIGH-Zustand erzeugen, ein Low-Signal für den PFM_LOW-Zustand und ein Signal mit mittlerem Pegel für den HIZ-Zustand. Der Puffertreiber kann des Weiteren eine schnelle HIZ-Schaltung umfassen, um vorübergehend den Schaltregler 100 in den HIZ-Zustand zu bringen, wodurch die RC-Zeitkonstante verringert wird, welche benötigt wird, um von einem Hig- oder Low-Ausgangssignal auf HIZ zu wechseln.
Der Puffertreiber kann auf beliebige geeignete Weise implementiert werden, um die verschiedenen Eingangs- und Ausgangssignale bereitzustellen. In einem Ausführungsbeispiel kann, bezugnehmend auf 9, ein beispielhafter Puffertreiber 900 auf ein High-Ausgangssignal, ein Low-Ausgangssignal und auf ein fasthiz-Signal antworten und den Ausgang des Controllers 110 ansteuern, beispielsweise durch Erzeugen eines Drei-Pegel-Ausgangssignals, um die Schalter 140, 150 oder die Treiber 120, 130 anzusteuern. In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Drei-Pegel-Output-Puffer 900 einen Inverter 910, einen ersten Schalter 920, einen zweiten Schalter 930, einen zweiten Inverter 940, einen dritten Schalter 950, einen vierten Schalter 960, einen ersten widerstand 970 und einen zweiten Widerstand 980. Wenn das aktivierte Eingangssignal output_hi ist, schaltet der Puffertreiber den ersten Schalter 920 ein, wodurch das Ausgangssignal auf einen hohen Pegel gesteuert wird und worauf der Leistungsschalter 140 aktiviert wird. Wenn das output_low-Signal aktiviert wird, schaltet der Puffertreiber 900 den zweiten Schalter 930 ein, was das Ausgangssignal auf einen niedrigen Pegel steuert, wodurch der synchrone Schalter 150 aktiviert wird. Wenn das fasthiz-Signal aktiviert wird, bleiben der erste Schalter 920 und der zweite Schalter 930 aus. Ein Eingangs-Puffer des Puffertreibers 900 kann durch einen Widerstandsteiler, der einen ersten Widerstand 970 und den zweiten Widerstand 980 umfasst vorgespannt (biased) sein, so dass, wenn das fasthiz-Signal auf einem hohen Pegel ist, der Widerstandsteiler das Ausgangssignal auf einen mittleren Spannungspegel vorspannt. Die Widerstände 970, 980 können ausgewählt werden, um eine Soll-Ausgangsspannung für das HIZ-Signal festzulegen.
In der vorangegangenen Beschreibung wurde die Erfindung beschrieben unter Bezugnahme auf spezifische beispielhafte Ausführungsformen. Unterschiedliche Modifikationen und Veränderungen können jedoch vorgenommen werden, ohne vom Bereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die Beschreibung und die Abbildungen sind mehr veranschaulichend als einschränkend und es ist beabsichtigt, dass Modifikationen von der vorliegenden Erfindung umfasst sind. Entsprechend soll der Schutzbereich der Erfindung durch die Ansprüche und deren rechtliche Äquivalente bestimmt werden, als lediglich durch die beschriebenen Beispiele.
Beispielsweise können die genannten Verfahrensschritte in beliebigen Verfahrens- oder Prozessansprüchen in beliebiger Reihenfolge ausgeführt werden, und sind nicht beschränkt auf die spezifische in den Ansprüchen wiedergegebenen Reihenfolge, solange nichts Gegenteiliges angegeben ist. Zusätzlich können die Komponenten und/oder Elemente, die in beliebigen Vorrichtungsansprüchen genannten sind, zusammengebaut sein oder anderweitig im Betrieb in einer Vielzahl von Permutationen konfiguriert sein und sind entsprechend nicht auf die spezifische Konfiguration, die in den Ansprüchen genannt ist, beschränkt.
Vorteile, andere Vorzüge und Lösungen von Problemen wurden beschrieben unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsbeispiele. Beliebige Vorteile, Vorzüge, Problemlösungen und andere Elemente, welche einen bestimmten Vorteil, Vorzug oder Lösung in Erscheinung treten oder stärker hervortreten lassen sollen nicht als kritische, notwendige oder essenzielle Merkmale oder Komponenten beliebiger oder aller Ansprüche ausgelegt werden.
Soweit hier verwendet sollen die Begriffe ”umfassen”, ”haben”, ”aufweisen”, oder eine beliebige Variation derer, eine nicht exklusive Einbeziehung bedeuten, so dass ein Prozess, ein Verfahren, ein Artikel, eine Zusammensetzung oder eine Vorrichtung welche eine Liste von Elementen umfasst, nicht nur jene bezeichneten Elemente aufweist, sondern auch andere Elemente, die nicht explizit aufgelistet sind, oder einem solchen Prozess, einem solchen Verfahren, einem solchen Artikel, einer solchen Zusammensetzung oder einer solchen Vorrichtung inhärent sind. Andere Kombinationen und/oder Modifikationen der oben beschriebenen Strukturen, Anordnungen, Anwendungen, Proportionen, Elemente, Materialien oder Zusammensetzungen, welche in der Praxis für die vorliegende Erfindung verwendet werden, können, zusätzlich zu denen die nicht speziell aufgelistet wurden, variiert werden, oder anderweitig speziell adaptiert werden, an spezifische Umgebungen, Produktionsbedingungen, Designparameter, oder andere Betriebsbedingungen ohne von deren allgemeinen Prinzipien abzuweichen.

Claims

Ein Verfahren, das eine Spannung regelt und aufweist: Berechnen einer ersten PFM-Einschaltzeit; Berechnen einer zweiten PFM-Einschaltzeit; Auswählen von nur einer der beiden PFM-Einschaltzeiten gemäß einem Auswahlkriterium; Aktivieren und Deaktivieren von zumindest einem Schalter nach Maßgabe der ausgewählten PFM-Einschaltzeit.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Berechnen der ersten PFM-Einschaltzeit das Berechnen einer ”constant-ripple”-PFM-Einschaltzeit umfasst.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Berechnen der ersten PFM-Einschaltzeit das Berechnen einer konstanten PFM-Einschaltzeit umfasst.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: Berechnen einer PFM-Ausschaltzeit, was das Berechnen der PFM-Ausschaltzeit in Abhängigkeit von der PFM-Einschaltzeit umfasst.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 4, wobei das Berechnen der PFM-Ausschaltzeit das Anpassen der PFM-Ausschaltzeit nach Maßgabe eines programmierbaren Offsets umfasst.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: Berechnen einer PFM-Ausschaltzeit in Abhängigkeit einer Schätzung der Zeit, wann ein Ausgangsspulenstrom im wesentlichen Null sein wird.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: Berechnen einer HIZ-Zeit, wobei die HIZ-Zeit berechnet wird, um eine minimale Ausgangsspannung zu regeln.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: Berechnen einer HIZ-Zeit, wobei die HIZ-Zeit durch einen Komparator bestimmt wird, der dazu ausgebildet ist, zu detektieren, wann die Ausgangsspannung unter einen gewissen Schwellwert fällt.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Auswahlkriterium einen Minimalwert umfasst.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 1, das weiter aufweist: Übergehen von einem ersten Schaltmodus in einen zweiten Schaltmodus nach Maßgabe einer Ausgangsbedingung.
Ein Spannungsregelverfahren gemäß Anspruch 10, wobei der erste Schaltmodus einen Modus niedrigen Ausgangsstroms umfasst und der zweite Schaltmodus einen Modus hohen Ausgangsstroms umfasst.
Ein Spannungsregler, der aufweist: zumindest einen Schalter; eine mit dem Schalter gekoppelte Spule; und einen Controller, wobei der Controller ausgebildet ist zum: Berechnen einer ersten PFM-Einschaltzeit Berechnen einer zweiten PFM-Einschaltzeit; Auswählen von nur einer der beiden PFM-Einschaltzeiten gemäß einem Auswahlkriterium; Aktivieren und Deaktivieren von zumindest einem Schalter nach Maßgabe der ausgewählten PFM-Einschaltzeit.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, wobei die erste PFM-Einschaltzeit eine ”constant ripple”-Einschaltzeit umfasst.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, wobei die zweite PFM-Einschaltzeit eine konstante PFM-Einschaltzeit umfasst.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, wobei der Controller weiter dazu ausgebildet ist, eine PFM-Ausschaltzeit in Abhängigkeit von der PFM-Einschaltzeit zu berechnen.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, wobei der Controller weiter dazu ausgebildet ist, eine PFM-Ausschaltzeit in Abhängigkeit einer Schätzung der Zeit zu berechnen, wann ein Ausgangsspulenstrom im wesentlichen Null sein wird.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, der weiter einen Komparator aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine Ausgangsspannung zu messen und eine HIZ-Zeit festzulegen.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 12, wobei der Controller weiter dazu ausgebildet ist, ein Drei-Pegel-Signal zu erzeugen, wobei das Drei-Pegel-Signal steuert, wann zumindest ein Schalter aktiviert und deaktiviert wird.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 18, wobei der Controller weiter dazu ausgebildet ist, ein schnelles dreiwertiges HIZ-Ausgangssignal zu erzeugen, welches dazu ausgebildet ist, den Controller schnell in einen HIZ-Pegel überzuführen.
Ein Spannungsregler gemäß Anspruch 19, wobei die schnelle HZ-Schaltung aufweist: einen ersten Schalter, der an eine Eingangsspannung gekoppelt ist, einen ersten Widerstand, der an den ersten Schalter gekoppelt ist; einen zweiten Widerstand, der an den ersten Widerstand und den zweiten Schalter gekoppelt ist; einen Ausgang, der zwischen den ersten Widerstand und den zweiten Widerstand geschaltet ist; und einen zweiten Schalter, der an einen Abfluss gekoppelt ist, wobei der erste Schalter und der zweite Schalter dazu ausgebildet sind, im wesentlichen synchron einzuschalten, um eine Ausgangsspannung auf einen Zwischenspannungspegel zu steuern entsprechend dem dreiwertigen HIZ-Pegel.