DE102010044592B4

DE102010044592B4 - Schaltung und Verfahren zur Verstärkung eines über eine Antenne empfangenen Empfangssignals

Info

Publication number: DE102010044592B4
Application number: DE102010044592.4A
Authority: DE
Inventors: Dipl.-Ing. Sagebiel Michael; Dipl.-Ing. Gerlach Stephan
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2010-09-07
Filing date: 2010-09-07
Publication date: 2018-08-30
Anticipated expiration: 2030-09-08
Also published as: US20120056674A1; DE102010044592A1; US8451061B2

Abstract

Schaltung (1) zur Verstärkung eines über eine Antenne (90) empfangenen Empfangssignals (RF),
- mit einem Transistor (Q), der zur Verstärkung des Empfangssignals (RF) in einem Arbeitspunkt betreibbar ist,
- bei der der Transistor (Q) mit einer Kopplungsvorrichtung (60, 61, 62) zur Gegenkopplung verbindbar ist,
- mit einer Erfassungsvorrichtung (20), die mit dem Transistor (Q) verbindbar und zur Ausgabe einer gleichgerichteten Spannung (U_gl) durch Gleichrichtung des Ausgangssignals des Transistors (Q) eingerichtet ist,
- mit einer Referenzspannungsquelle (40) zur Ausgabe einer Referenzspannung (Uref),
- mit einer Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30"),
- bei der die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") mit dem Transistor (Q), mit der Erfassungsvorrichtung (20) und mit der Referenzspannungsquelle (40) zur Steuerung des Arbeitspunktes des Transistors (Q) verbunden ist, und
- bei der die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") eingerichtet ist,
die Referenzspannung (U_ref),
eine erste aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim1), die mit einer unteren Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist,
eine zweite aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim2), die mit einer oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, und
eine dritte aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_k), die mit einer Steilheit des Emitterstroms (I_E) zwischen der unteren und der oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist,
zu summieren und eine Steuerspannung (U_B) oder einen Steuerstrom (Is) einzustellen, deren Höhe von der Summe der Spannungen abhängig ist, wobei der Arbeitspunkt des Transistors (Q) auf der Steuerspannung (U_B) bzw. dem Steuerstrom (I_S) basiert.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zur Verstärkung eines über eine Antenne empfangenen Empfangssignals.
Aus der US 3 891 934 A ist ein Verstärker für ein Koaxialkabel mit einem Bipolartransistor bekannt. Der Ausgang des Transistors ist durch eine transformatorische Kopplung auf den Eingang des Transistors gekoppelt.
Aus der US 6 782 062 B1 ist ein Antennenverstärker mit einer Bias-Steuerung bekannt, die den Pegel des Bias-Signals in Abhängigkeit von der Stärke des Eingangssignals regelt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde eine Schaltung zur Verstärkung eines über eine Antenne empfangenen Empfangssignals möglichst zu verbessern.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 1 zur Verstärkung eines über eine Antenne empfangenen Empfangssignals gelöst. Das Empfangssignal ist beispielsweise ein analoges Rundfunksignal (UKW, TV) oder ein digitales Rundfunksignal (DAB, DRM, HD-Radio, DVBT). Der Ausgang der Schaltung ist vorzugsweise über eine Signalleitung - beispielsweise ein Koaxialkabel - mit einem Empfänger - beispielsweise eines Infotainmentsystems - verbunden.
Durch eine konkrete Ausführung der Erfindung - wie diese beispielsweise in den Figuren erläutert ist - wird der Vorteil erzielt, dass der Verstärker auch bei größeren Eingangsleistungen ohne automatische Verstärkungsregelung (AGC - engl. Automatic Gain Control) betrieben werden kann. Hierdurch entfällt der Stromverbrauch der automatischen Verstärkungsregelung. Zugleich werden die Vorteile einer geringen Rauschzahl für kleine Eingangsleistungen und eines hohen Intermodulationsabstands für große Eingangsleistungen erzielt. Aufgrund der häufig niedrigen Pegel der Eingangsleistung wird zudem der Vorteil erzielt, dass der mittlere Stromverbrauch des Transistors des Verstärkers gesenkt wird.
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde, ein möglichst verbessertes Verfahren zur Verstärkung eines über eine Antenne empfangenen Empfangssignals anzugeben.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 8 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in der Beschreibung enthalten.
Eine besonders bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist eine Schaltung gemäß Anspruch 7, bei der
Eingang und Ausgang des Verstärkers mit einer Kopplungsvorrichtung zur Kopplung eines Ausgangssignals des Verstärkers auf den Eingang des Verstärkers verbindbar sind. Die Kopplungsvorrichtung bewirkt dabei eine Gegenkopplung, die den Verstärker linearisiert. Die Kopplungsvorrichtung weist zur transformatorischen Kopplung beispielsweise einen Übertrager oder Leiterschleifen einer Platine auf. Auch ist es insbesondere für hohe Frequenzen vorteilhaft, die transformatorische Kopplung durch Leiterbahnen auf einem Halbleiterchip zu bilden.
Die Erfassungsvorrichtung weist beispielsweise einen Diodengleichrichter zur Gleichrichtung auf. Ebenfalls ist es möglich, dass die Erfassungsvorrichtung einen Schwellwertschalter aufweist, wobei die gleichgerichtete Spannung erst oberhalb eines Schwellwertes des Schwellwertschalters ausgegeben wird.
Die Referenzspannungsquelle weist beispielsweise eine so genannte Bandgap-Schaltung und einen Spannungsteiler zur Ausgabe der Referenzspannung auf.
Die im Folgenden beschriebenen Weiterbildungen beziehen sich sowohl auf die Schaltung als auch auf das Verfahren.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist der Transistor des Verstärkers in Basisschaltung verschaltet. Dabei ist der Emitter des Transistors mit dem Eingang des Verstärkers verbunden. Die Kopplungsvorrichtung ist an den Kollektor und an den Emitter des Transistors anschließbar.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist die Kopplungsvorrichtung zur transformatorischen Kopplung ausgebildet. Zur transformatorischen Kopplung sind zumindest zwei separate Leiterschleifen vorgesehen, wobei sich die durch die Leiterschleifen gebildeten Flächen überwiegend überdecken. Beispielsweise ist zur transformatorischen Kopplung ein Übertrager vorgesehen.
Alternativ zur transformatorischen Kopplung ist die Kopplungsvorrichtung zur resistiven Kopplung ausgebildet. Zur resistiven Kopplung ist beispielsweise ein Widerstand zwischen einem Ausgang (Kollektor) und einem Eingang (Basis/Emitter) eines das Empfangssignal invertierend verstärkenden Transistors vorgesehen.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Steuerspannung eine Basisspannung des Transistors in seinem Arbeitpunkt. Dabei ist die Steuerungsvorrichtung zur direkten Ausgabe der Basisspannung eingerichtet.
In einer anderen vorteilhaften Ausgestaltung ist der Steuerstrom ein Emitterstrom durch den Transistor, wobei die Steuerungsvorrichtung zur Ausgabe des Emitterstroms eingerichtet ist.
Gemäß einer anderen vorteilhaften Ausgestaltung sind sowohl die Referenzspannungsquelle als auch die Steuerungsvorrichtung temperaturkompensiert ausgebildet.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist die Steuerungsvorrichtung zur Einstellung der Basisspannung derart eingerichtet, dass ein Emitterstrom durch den Transistor entlang einer Kennlinie in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Spannung steuerbar ist. Vorzugsweise ist die Steuerungsvorrichtung eingerichtet, den Emitterstrom durch Einstellung der Basisspannung in einem Bereich der Kennlinie zu erhöhen, in dem die gleichgerichtete Spannung ansteigt.
Die zuvor beschriebenen Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind sowohl einzeln als auch in Kombination besonders vorteilhaft. Dabei können sämtliche Weiterbildungsvarianten untereinander kombiniert werden. Einige mögliche Kombinationen sind in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Figuren erläutert. Diese dort dargestellten Möglichkeiten von Kombinationen der Weiterbildungsvarianten sind jedoch nicht abschließend.
Im Folgenden wird die Erfindung durch Ausführungsbeispiele anhand zeichnerischer Darstellungen näher erläutert.
Dabei zeigen

1 einen schematischen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels,
2 ein schematisches Diagramm einer Rauschzahl und eines Intermodulationsabstands in Abhängigkeit von einem Emitterstrom,
3 ein schematisches Diagramm von S-Parametern in Abhängigkeit vom Emitterstrom,
4 eine schematisches Diagramm von Intermodulationsabständen in Abhängigkeit vom Emitterstrom,
5 eine schematische Kennlinie eines gesteuerten Emitterstroms in Abhängigkeit von einer Ausgangsleistung,
6 ein schematischer Schaltplan eines anderen Ausführungsbeispiels, und
7 ein schematischer Schaltplan eines weiteren Ausführungsbeispiels.

In 1 ist ein Antennenverstärker durch ein Blockschaltbild schematisch dargestellt. Die dargestellte Schaltung 1 ist zur Verstärkung eines Empfangssignals RF eingerichtet. Im Ausführungsbeispiel der 1 wird das Empfangssignal RF über eine Antenne 90 empfangen.
Die Schaltung 1 weist einen Verstärker 10 zur Verstärkung des Empfangssignals RF auf. Der Verstärker 10 weist einen Transistor Q mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor auf. Im Ausführungsbeispiel der 1 ist der Transistor Q ein npn-Bipolartransistor. Alternativ (nicht dargestellt) könnte auch ein pnp-Bipolartransistor oder ein Feldeffekttransistor verwendet werden. Im Ausführungsbeispiel der 1 ist der Transistor Q in Basisschaltung verschaltet. Zur Verschaltung in Basisschaltung ist der Emitter des Transistors Q mit einem Eingang a des Verstärkers 10 und der Kollektor des Transistors Q mit einem Ausgang b des Verstärkers 10 verbunden. Durch die Verschaltung in Basisschaltung wird eine hohe Verstärkung bei einer hohen Grenzfrequenz und eine hohe Linearität erzielt.
Der Transistor Q wird in einem Arbeitspunkt betrieben. Der Arbeitspunkt ist für bestmögliche Verstärkungseigenschaften einstellbar. Im Arbeitspunkt fließt ein konstanter Arbeitspunktstrom von einer stabilisierten Spannungsquelle U_Stab über eine Induktivität L_NW , über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q, über einen Widerstand R_A und eine weitere Induktivität L_A nach Masse. Die Induktivität L_NW dient zusammen mit der Kapazität C_NW in Synergie zur Anpassung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers 10 an die Leitung 100 . Das Netzwerk 80 bewirkt durch den Sperrkreis aus der weiteren Induktivität L_A und einer weiteren Kapazität C_A eine hohe Impedanz für das Empfangssignal RF und beeinflusst daher das Empfangssignal RF nur unerheblich. Ein Emitterstrom I_E des Transistors Q ist die Summe eines Basisstroms im Arbeitpunkt und des Arbeitspunktstroms über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q. Der Emitterstrom I_E ist im Ausführungsbeispiel der 1 durch eine Basisspannung U_B an der Basis des Transistors Q und durch den am Emitter des Transistors Q angeschlossenen Widerstand R_A einstellbar.
Der Transistor Q des Verstärkers 10 enthält Rauschquellen, die den Signal-Rausch-Abstand vom Eingang zum Ausgang verschlechtern. Ein Maß für diese Verschlechterung ist die Rauschzahl NF, die in der vorliegenden Schaltung so klein wie möglich gehalten werden soll. In 2 ist ein Diagramm dargestellt, in dem für einen Transistor Q eine Rauschzahl NF in dB (linksseitig) über den Emitterstrom I_E in mA dargestellt ist. Demzufolge liegt ein Rauschminimum bei etwa 10 mA und steigt bis 45 mA an. Für die Schaltung 1 der 1 ist im selben Diagramm der 2 ein Verlauf eines Intermodulationsabstands IM3 in dB (rechtsseitig) für eine Eingangsleistung P_in von -1 dBm ebenfalls über dem Emitterstrom I_E dargestellt. Der Intermodulationsabstand IM3 sinkt mit abnehmendem Emitterstrom I_E signifikant ab. Bei 10 mA ist der Intermodulationsabstand IM3 bereits auf einen Wert von lediglich 40 dB abgesunken. Hingegen wird für einen Emitterstrom I_E größer 40 mA ein Intermodulationsabstand IM3 von etwa 80 dB erzielt.
Die Schaltung 1 in 1 weist eine Kopplungsvorrichtung 60 auf, die an den Emitter (Eingang) des Transistors Q und an den Kollektor (Ausgang) des Transistors Q angeschlossen ist. Die Kopplungsvorrichtung 60 der 1 bewirkt eine Gegenkopplung durch eine transformatorische Kopplung M. Die Kopplungsvorrichtung 60 weist eine erste Induktivität auf, die an den Kollektor (Ausgang) des Transistors Q angeschlossen ist. Weiterhin weist die Kopplungsvorrichtung 60 eine zweite Induktivität auf, die an den Emitter (Eingang) des Transistors Q angeschlossen ist. Die erste Induktivität und die zweite Induktivität der Kopplungsvorrichtung 60 sind zur Ausbildung der transformatorischen Kopplung induktiv gekoppelt.
Im Ausführungsbeispiel der 1 ist der Eingang a des Verstärkers 10 über einen Bandpassfilter 70 mit der Antenne 90 verbunden, so dass das Empfangssignal RF von der Antenne 90 durch den Bandpassfilter 70 gefiltert wird und über die erste Induktivität der Kopplungsvorrichtung 60 an den Emitter des Transistors Q gelangt.
Im Ausführungsbeispiel der 1 weist die Kopplungsvorrichtung 60 eine vorzugsweise große Kapazität C_FB auf, die die zweite Induktivität der Kopplungsvorrichtung 60 gleichstrommäßig entkoppelt, so dass kein Gleichstrom über die zweite Induktivität der Kopplungsvorrichtung 60 fließen kann, wobei die Kapazität C_FB hingegen keinen Einfluss auf den Frequenzgang der Kopplungsvorrichtung 60 ausübt. Die Kapazität C_K entkoppelt die zweite Induktivität der Kopplungsvorrichtung 60 gleichstrommäßig.
Wird der Verstärker 10 durch die Kopplungsvorrichtung 60 gegengekoppelt, können S-Parameterverläufe des Verstärkers 10 in Abhängigkeit vom Emitterstrom I_E erzielt werden, wie diese in 3 in einem Diagramm dargestellt sind. Durch die transformatorische Kopplung M der Kopplungsvorrichtung 60 wird bewirkt, dass S-Parameter S11, S12, S21, S22 des Verstärkers 10 sich oberhalb von 10 mA Emitterstrom I_E mit steigendem Emitterstrom I_E nur geringfügig ändern. Die Verläufe der S-Parameter S11, S12, S21, S22 des Verstärkers 10 werden in diesem Ausführungsbeispiel der 1 zwischen den Punkten a und b des Verstärkers 10 ermittelt. Eine Veränderung des Emitterstroms I_E zwischen 10 mA und 45 mA verändert die durch die S-Parameter S11, S12, S21, S22 definierte Verstärkung des Verstärkers 10 nur geringfügig. Aufgrund der transformatorischen Kopplung M der Kopplungsvorrichtung 60 können besonders konstante Verläufe der S-Parameter S11, S12, S21, S22 des Verstärkers erzielt werden. Die Rauschzahl NF und Intermodulationsabstand IM3 des Verstärkers 10 hängen von dem Arbeitspunktstrom und somit vom Emitterstrom I_E ab, wobei die Rauschzahl NF und der Intermodulationsabstand IM3 des Verstärkers 10 nicht für einen einzigen Emitterstromwert gemeinsam optimiert werden können - wie beispielsweise in 2 dargestellt. Die Verstärkung des Verstärkers 10 ist hingegen in einem zulässigen Bereich des Emitterstroms I_E zwischen 10 mA und 45 mA weitgehend konstant.
Im Ausführungsbeispiel der 1 wird der Emitterstrom I_E durch die Basisspannung U_B eingestellt. Die Schaltung 1 weist zur Einstellung der Basisspannung U_B eine Erfassungsvorrichtung 20 , eine Referenzspannungsquelle 40 und eine Steuerungsvorrichtung 30 auf.
Die Erfassungsvorrichtung 20 ist an den Ausgang des Verstärkers 10 angeschlossen. Die Erfassungsvorrichtung 20 ist zur Ausgabe einer gleichgerichteten Spannung U_gl durch Gleichrichtung des Ausgangssignals des Verstärkers 10 eingerichtet. Hierzu weist die Erfassungsvorrichtung 20 der 1 einen Spannungsgleichrichter mit einem hochohmigen Eingang auf. Die gleichgerichtete Spannung U_gl ist dabei von der Ausgangsleistung P_out über eine Ausgangsspannung des Verstärkers 10 abhängig. Aufgrund der nur geringfügig variierenden S-Parameter S11, S12, S21, S22 des gegengekoppelten Verstärkers 10 (siehe 3) ist die Verstärkung gemäß Ausführungsbeispiel der 3 im Wesentlichen konstant. Die gleichgerichtete Spannung U_gl ist somit auch von einer Eingangsleistung P_in am Eingang des Verstärkers 10 abhängig, beispielsweise zur Eingangsleistung P_in proportional.
Die Steuerungsvorrichtung 30 ist an der Basis des Transistors Q des Verstärkers 10 , an der Erfassungsvorrichtung 20 und an der Referenzspannungsquelle 40 zur Steuerung des Arbeitspunktes des Transistors Q angeschlossen. Die Referenzspannungsquelle 40 ist zur Ausgabe einer Referenzspannung U_ref eingerichtet. Die Referenzspannungsquelle 40 weist beispielsweise eine so genannte Bandgag-Spannungsquelle auf. Zusätzlich kann die Referenzspannungsquelle 40 einen Spannungsteiler zur Einstellung der Referenzspannung U_ref aufweisen. Um eine Temperaturabhängigkeit der Basisspannung U_B zu minimieren, sind sowohl die Referenzspannungsquelle 40 als auch die Steuerungsvorrichtung 30 temperaturkompensiert ausgebildet.
Relevant für die Erfindung ist, dass mittels der Steuerungsvorrichtung 30 in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Spannung U_gl und der Referenzspannung U_ref die Basisspannung U_B am Transistors Q gesteuert wird, um die Verstärkungseigenschaften - insbesondere einen Intermodulationsabstand IM3 - zu verbessern. In 4 ist ein Diagramm mit dem Intermodulationsabstand IM3 von Intermodulationsverzerrungen dritter Ordnung in dB über der Eingangsleistung P_in in dBm für unterschiedliche Emitterströme I_E dargestellt. Im Ausführungsbeispiel der 4 liegt der Intermodulationsabstand IM3 bei kleiner Eingangsleistung P_in von -20 dBm bis -30 dBm bei etwa 80 dB. Mit zunehmender Eingangsleistung P_in nimmt der Intermodulationsabstand IM3 signifikant ab, so dass die Verzerrungen des Empfangssignals RF durch den Verstärker 10 deutlich zunehmen. Die Abnahme des Intermodulationsabstands IM3 ist dabei abhängig von dem Emitterstrom I_E im Arbeitspunkt des Transistors Q des Verstärkers 10. Mit zunehmendem Emitterstrom I_E - in 4 durch einen Pfeil gekennzeichnet - fällt der Intermodulationsabstand IM3 erst mit höheren Eingangsleistungen P_in ab.
In 4 ist als Beispiel ein stufenförmiger Verlauf eines Mindestwerts lim des Intermodulationsabstands IM3 schematisch dargestellt. Der Intermodulationsabstand IM3 soll dabei nicht unter den Grenzwertverlauf lim absinken. In 4 ist eine Steuerlinie St_Ireg gestrichelt dargestellt, entlang derer der Emitterstrom I_E mittels einer Kennlinie in Abhängigkeit von der Eingangsleistung P_in gesteuert wird. Durch die Steuerung mittels der Kennlinie wird der Emitterstrom I_E des Transistors Q des rückgekoppelten, rauscharmen Verstärkers 10 mit zunehmender Eingangsleistung P_in so heraufgesetzt, dass mittels der Kennliniensteuerung ein vorgegebener Intermodulationsabstand IM3 entlang der Steuerlinie St_Ireg eingehalten wird.
In überwiegend pegelschwachen Empfangssituation kann der Verstärker 10 mit einem geringeren, aber konstantem Emitterstrom I_E so betrieben werden, dass er in einem Arbeitspunkt für eine minimale Rauschzahl NF arbeitet. Ein Beispiel einer Kennlinie zur Steuerung des Emitterstroms I_E in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung P_out ist in 5 schematisch dargestellt.
Zur Steuerung mittels einer Kennlinie - wie diese beispielsweise in 5 dargestellt ist - sind die Erfassungsvorrichtung 20 und die Steuerungsvorrichtung 30 eingerichtet, durch Summation der Referenzspannung U_ref und zumindest einer aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleiteten Spannung U_k , U_lim1 , U_lim2 die Basisspannung U_B an der Basis des Transistors Q des Verstärkers 10 einzustellen. Die Steuerungsvorrichtung 30 ist vorzugsweise als so genanntes einstellbares Funktionsnetzwerk ausgebildet. Im Ausführungsbeispiel der 1 weist die Steuerungsvorrichtung 30 einen analogen Addierer 31 auf, der die Referenzspannung U_ref , eine erste aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleitete Spannung U_lim1 , eine zweite aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleitete Spannung U_lim2 , und eine dritte aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleitete Spannung U_k addiert und die Basisspannung U_B ausgibt.
Mittels der ersten abgeleiteten Spannung U_lim1 wird eine untere Begrenzung des Emitterstromes I_E erzeugt, der aufgrund der ersten abgeleiteten Spannung U_lim1 - wie in 5 dargestellt - beispielsweise 12 mA nicht unterschreitet und unterhalb von beispielsweise -5 dBm Ausgangsleistung P_out aufgrund der ersten abgeleiteten Spannung U_lim1 im Wesentlichen konstant ist. Beispielsweise ist die analoge Rechenschaltung 33 der Steuerungsschaltung 30 ausgebildet mittels eines ersten Schwellwertes, der -5 dBm Ausgangsleistung P_out zugeordnet ist, die Summe am Ausgang des Addierers 31 für kleinere Ausgangsleistungen P_out konstant zu halten.
Mittels der zweiten abgeleiteten Spannung U_lim2 wird eine obere Begrenzung des Emitterstromes I_E erzeugt, der aufgrund der zweiten abgeleiteten Spannung U_lim2 wie in 5 dargestellt ist, beispielsweise 33 mA nicht überschreitet und oberhalb von beispielsweise +9 dBm Ausgangsleistung P_out aufgrund der zweiten abgeleiteten Spannung U_lim2 im Wesentlichen konstant ist. Beispielsweise ist die analoge Rechenschaltung 33 der Steuerungsschaltung 30 ausgebildet, mittels eines zweiten Schwellwertes, der +9 dBm Ausgangsleistung P_out zugeordnet ist, die Summe am Ausgang des Addierers 31 für größere Ausgangsleistungen P_out konstant zu halten. Hierzu kann die zweite abgeleitete Spannung U_lim2 beispielsweise als negativer Wert in die Summation eingehen. Durch diese Strombegrenzung wird die Verlustleistung des Transistors Q insbesondere auf einen zulässigen Bereich begrenzt.
Mittels der dritten abgeleiteten Spannung U_k wird eine Steilheit des Emitterstromes I_E zwischen beispielsweise -5 dBm und +9 dBm Ausgangsleistung P_out erzeugt. Mittels der Steilheit ist die Steigung der Steuerkennlinie St_Ireg - vergleiche 4 - definiert. Beispielsweise ist die analoge Rechenschaltung 32 der Steuerungsschaltung 30 ausgebildet, die gleichgerichtete Spannung U_gl mit einem Faktor zu multiplizieren. Der Faktor ist mittels der Steuerspannung U_S3 am Steuereingang 35 der Steuerungsvorrichtung einstellbar. Der untere Schwellwert ist durch die Spannung U_S1 am Steuereingang 37 und die obere Schwelle ist durch die Spannung U_S2 am Steuereingang 36 der Steuerungsvorrichtung 30 einstellbar.
Im Ausführungsbeispiel der 1 sind der Verstärker 10 , die Erfassungsvorrichtung 20 , die Steuerungsvorrichtung 30 und die Referenzspannungsquelle 40 auf einem Halbleiterchip monolithisch integriert. Die Netzwerke 50 , 80 und die Kopplungsvorrichtung 60 sind als externe Bauelemente an Anschlüssen des Halbleiterchips angeschlossen. Bei hohen Frequenzen des Empfangssignals RF ist vorzugsweise auch die Kopplungsvorrichtung 60 und/oder die Antenne 90 auf dem Halbleiterchip 60 zusammen mit dem Verstärker 10 monolithisch integriert.
In 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung 1 zur Verstärkung eines über eine Antenne 90 empfangenen Empfangssignals RF dargestellt. Wiederum ist ein Eingang a des Verstärkers 11 über einen Bandpassfilter 70 mit der Antenne 90 verbindbar.
Ein Transistor Q ist als npn-Bipolartransistor in Emitterschaltung verschaltet und zur Verstärkung des Empfangssignals RF in einem Arbeitspunkt betreibbar. Der Transistor Q ist mit einer Kopplungsvorrichtung 61 zur Gegenkopplung verbunden. Die Kopplungsvorrichtung 61 ist eine resistive Gegenkopplung, die einen ersten Widerstand R_FB und einen zweiten Widerstand R_E aufweist. Zur Gegenkopplung verbindet der erste Widerstand R_FB einen Kollektor des Transistors Q mit einer Basis des Transistors Q. Mittels der Kapazität C_FB wird die Basis des Transistors Q von dem Kollektor des Transistors Q gleichstrommäßig entkoppelt. Der zweite Widerstand R_E ist an einen Emitter des Transistors Q angeschlossen und wirkt als Stromgegenkopplung. Der erste Widerstand R_FB und der zweite Widerstand R_E bestimmen die Gegenkopplung und damit die Verstärkung des Verstärkers 11 .
Im Ausführungsbeispiel der 6 ist eine Erfassungsvorrichtung 20 an den Ausgang b des Verstärkers 10 und nicht an den Kollektor des Transistors Q angeschlossen. Zwischen dem Ausgang b des Verstärkers 11 und dem Transistors Q ist ein Netzwerk 51 mit der Induktivität L_NW und der Kapazität C_NW zur Anpassung zwischengeschaltet.
Die Erfassungsvorrichtung 20 , eine Referenzspannungsquelle 40 und eine Steuerungsvorrichtung 30' sind miteinander verbunden, um eine Steuerspannung U_B am Ausgang der Steuerungsvorrichtung 30' bereitzustellen. Im Ausführungsbeispiel der 6 ist die Steuerspannung U_B die Basisspannung U_B des Transistors Q. Die Impedanz 39 am Ausgang der Steuerungsvorrichtung 30' ist für das Empfangssignal RF hochohmig ausgelegt. Beispielsweise ist die Impedanz 39 eine hochohmiger Widerstand oder eine Induktivität.
Mittels der Basisspannung U_B wird der Arbeitspunkt des Transistors Q gesteuert. Dabei ist die Steuerungsvorrichtung 30' eingerichtet, durch Summation der Referenzspannung U_ref und zumindest einer aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleiteten Spannung U_k , U_lim1 , U_lim2 die Basisspannung U_B als Steuerspannung U_B einzustellen, wobei die Basisspannung U_B und die Summe der Widerstände R_E und R_A den Arbeitspunkt des Transistors Q festlegen. Der Widerstand R_A des Netzwerks 81 ist dabei durch die parallel geschaltete Kapazität C_A wechselspannungsmäßig kurzgeschlossen.
In 7 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung 1 zur Verstärkung eines über eine Antenne 90 empfangenen Empfangssignals RF dargestellt. Ein Eingang a eines Verstärkers 12 ist mit der Antenne 90 und eine Ausgang b des Verstärkers 12 ist mit dem Koaxialkabel 100 verbunden. Der Verstärker 12 weist einen Transistor Q in Basisschaltung auf, der zur Verstärkung des Empfangssignals RF in einem Arbeitspunkt betreibbar ist. Der Arbeitspunkt des Transistors Q basiert auf dem Steuerstrom Is, der als Emitterstrom I_E durch den Transistor Q fließt. Eine Basis des Transistors Q ist mittels des Netzwerks 82 angeschlossen. Im Netzwerk 82 ist die Basis des Transistors Q an einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers aus den Widerständen R_B1 und R_B2 angeschlossen. Die an die Basis des Transistors Q angeschlossene Kapazität C_B bewirkt für Wechselspannungen einen Kurzschluss nach Masse.
Der Transistor Q ist entsprechend 1 mit einer Kopplungsvorrichtung 62 zur transformatorischen Gegenkopplung verbunden, indem ein Übertrager an einem Kollektor und an einem Emitter des Transistors Q angeschlossen ist.
Der Arbeitspunkt des Transistors Q ist durch die spannungsgesteuerte Stromquelle 38 einer Steuerungsvorrichtung 30" einstellbar, indem die spannungsgesteuerte Stromquelle 38 mittels des Steuerstroms I_S den Emitterstrom I_E in den Transistor Q einprägt.
Die Einstellung des Emitterstroms I_E erfolgt, indem mittels einer mit dem Kollektor des Transistors Q verbundenen Erfassungsvorrichtung 20 , eine gleichgerichtete Spannung U_gl durch Gleichrichtung des Ausgangssignals des Transistors Q erzeugt und ausgegeben wird. Mittels einer Referenzspannungsquelle 40 wird eine konstante Referenzspannung U_ref ausgegeben.
Zur Steuerung des Arbeitspunktes des Transistors Q ist die Steuerungsvorrichtung 30" mit dem Transistors Q, mit der Erfassungsvorrichtung 20 und mit der Referenzspannungsquelle 40 verbunden. Die Steuerungsvorrichtung 30" ist eingerichtet, durch Summation der Referenzspannung U_ref und zumindest einer aus der gleichgerichteten Spannung U_gl abgeleiteten Spannung U_k , U_lim1 , U_lim2 den Steuerstrom I_E einzustellen, wobei der Arbeitspunkt des Transistors Q auf dem Steuerstrom Is basiert. Der Steuerstrom I_S wird dabei im Ausführungsbeispiel der 7 durch die spannungsgesteuerte Stromquelle 38 aus der Ausgangsspannung U_CS des analogen Addierers 31 erzeugt.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausgestaltungsvarianten der 1 bis 7 beschränkt. Beispielsweise ist es möglich, eine andere Form der Steuerkennlinie zu erzeugen. Auch ist es möglich, dass beispielsweise ein anderer Transistor oder eine andere Verschaltung des Transistors des Verstärkers vorgesehen ist. Die Schaltung 1 der 1 kann ebenfalls mit einer automatischen Verstärkungsregelung (AGC) kombiniert werden, wenn große Eingangspegel auftreten können. Dabei wird der Vorteil erzielt, dass die Arbeitspunkteinstellung mittels der Steuerspannung oder des Steuerstroms selbst keine Verstärkungsregeleigenschaften aufweist und daher die zusätzliche automatische Verstärkungsregelung (AGC) nicht ungünstig beeinflusst. Die Funktionalität des Schaltkreises gemäß 1 kann besonders vorteilhaft für einen HF-Empfänger eines Infotainmentsystems eines Kraftfahrzeugs verwendet werden.
Bezugszeichenliste

1: Schaltung
10, 11, 12: Verstärker
20: Erfassungsvorrichtung, Gleichrichter
30, 30": Steuerungsvorrichtung
31: Addierer
32, 33: Analogrechner
34: Ausgang
35, 36, 37: Steuerungseingang
38: spannungsgesteuerte Stromquelle
39.: Impedanz
40: Referenzspannungsquelle
50, 51, 52, 80, 81, 82: Netzwerk
60, 61, 62: Kopplungsvorrichtung
70: Bandpassfilter
90: Antenne
100: Leitung
C_A, C_B, C_FB, C_NW, C_K: Kapazität
L_NW, L_A: Induktivität
M: transformatorische Kopplung
Q: Transistor
R_A, R_B1, R_B2, R_E, R_FB: Widerstand
U_CS, U_ref, U_lim1, U_lim2, U_k, U_gl, U_Stab, U_S1, U_S2, U_S3: Spannung
I_S, I_E: Strom
NF: Rauschzahl
RF: Empfangssignal
P_in: Eingangsleistung
P_out: Ausgangsleistung
S11, S12, S21, S22: S-Parameter

Claims

Schaltung (1) zur Verstärkung eines über eine Antenne (90) empfangenen Empfangssignals (RF), - mit einem Transistor (Q), der zur Verstärkung des Empfangssignals (RF) in einem Arbeitspunkt betreibbar ist, - bei der der Transistor (Q) mit einer Kopplungsvorrichtung (60, 61, 62) zur Gegenkopplung verbindbar ist, - mit einer Erfassungsvorrichtung (20), die mit dem Transistor (Q) verbindbar und zur Ausgabe einer gleichgerichteten Spannung (U_gl) durch Gleichrichtung des Ausgangssignals des Transistors (Q) eingerichtet ist, - mit einer Referenzspannungsquelle (40) zur Ausgabe einer Referenzspannung (Uref), - mit einer Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30"), - bei der die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") mit dem Transistor (Q), mit der Erfassungsvorrichtung (20) und mit der Referenzspannungsquelle (40) zur Steuerung des Arbeitspunktes des Transistors (Q) verbunden ist, und - bei der die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") eingerichtet ist, die Referenzspannung (U_ref), eine erste aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim1), die mit einer unteren Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, eine zweite aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim2), die mit einer oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, und eine dritte aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_k), die mit einer Steilheit des Emitterstroms (I_E) zwischen der unteren und der oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, zu summieren und eine Steuerspannung (U_B) oder einen Steuerstrom (Is) einzustellen, deren Höhe von der Summe der Spannungen abhängig ist, wobei der Arbeitspunkt des Transistors (Q) auf der Steuerspannung (U_B) bzw. dem Steuerstrom (I_S) basiert.
Schaltung (1) nach Anspruch 1, bei der die Kopplungsvorrichtung (60, 62) zur transformatorischen oder zur resistiven Kopplung ausgebildet ist.
Schaltung (1) nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Steuerspannung eine Basisspannung (U_B) des Transistors (Q) ist, wobei die Steuerungsvorrichtung (30, 30') zur Ausgabe der Basisspannung (U_B) eingerichtet ist.
Schaltung (1) nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Steuerstrom (I_S) ein Emitterstrom (I_E) durch den Transistor (Q) ist, wobei die Steuerungsvorrichtung (30, 30') zur Ausgabe des Emitterstroms (I_E) eingerichtet ist.
Schaltung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Referenzspannungsquelle (40) und die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") temperaturkompensiert ausgebildet sind.
Schaltung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Steuerungsvorrichtung (30, 30', 30") zur Einstellung der Steuerspannung (U_B) oder des Steuerstromes derart eingerichtet ist, dass ein Emitterstrom (I_E) durch den Transistor (Q) entlang einer Kennlinie in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Spannung (U_gl) steuerbar ist.
Schaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Transistor (Q) Bestandteil eines Verstärkers (10, 12) ist, dessen Eingang mit der Antenne (90) verbindbar ist, und wobei der Eingang und ein Ausgang des Verstärkers (10, 12) mit der Kopplungsvorrichtung (60) zur Gegenkopplung (M) eines Ausgangssignals des Verstärkers (10, 12) auf den Eingang des Verstärkers (10, 12) verbindbar ist.
Verfahren zur Steuerung eines gegengekoppelten Verstärkers (10, 11, 12), der zur Verstärkung eines über eine Antenne (90) empfangenen Empfangssignals (RF) eingerichtet ist, - bei dem ein Arbeitspunkt eines Transistors (Q) des Verstärkers (10, 11, 12) gesteuert wird, - bei dem zur Gegenkopplung ein Ausgangssignal des Transistors (Q) auf den Eingang des Transistors (Q) durch eine Rückkopplung (M, R_FB, R_E) gegengekoppelt wird, - bei dem durch Gleichrichtung des Ausgangssignals des Transistors (Q) eine gleichgerichteten Spannung (U_gl) erzeugt wird, - bei dem die Referenzspannung (U_ref), eine erste aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim1), die mit einer unteren Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, eine zweite aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_lim2), die mit einer oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, und eine dritte aus der gleichgerichteten Spannung (U_gl) abgeleiteten Spannung (U_k), die mit einer Steilheit des Emitterstroms (I_E) zwischen der unteren und der oberen Begrenzung des Emitterstroms (I_E) des Transistors (Q) verbunden ist, summiert werden, und - bei dem eine Steuerspannung (U_B) oder ein Steuerstrom (I_S) gebildet wird, deren Höhe von der Summe der Spannungen abhängig ist, und an den Transistor (Q) des Verstärkers (10, 11, 12) zur Einstellung des Arbeitspunktes ausgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem die Gegenkopplung transformatorisch oder resistiv erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem die Steuerspannung eine Basisspannung (U_B) des Transistors (Q) ist.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem der Steuerstrom (I_S) ein Emitterstrom (I_E) durch den Transistor (Q) ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem die Steuerspannung (U_B) bzw. der Steuerstromes derart eingestellt wird, dass ein Emitterstrom (I_E) durch den Transistor (Q) entlang einer Kennlinie in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Spannung (U_gl) steuerbar ist.