DE102010017086B4

DE102010017086B4 - Schaltung zum Demodulieren eines phasenmodulierten Signals

Info

Publication number: DE102010017086B4
Application number: DE102010017086.0A
Authority: DE
Inventors: Markus Auer; Walter Kargl; Albert Missoni
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2009-05-26
Filing date: 2010-05-26
Publication date: 2017-03-16
Anticipated expiration: 2030-05-27
Also published as: FR2946210B1; US8422594B2; DE102010017086A1; US20100303173A1; FR2946210A1

Abstract

Demodulator zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals, umfassend: einen Phasenfrequenzdetektor (110), der dafür ausgelegt ist, eine Spannung auszugeben, die eine Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Datensignal (PMSIGNAL) und einem Referenztaktsignal (REFOSC) repräsentiert; einen mit dem Phasenfrequenzdetektor (110) gekoppelten ersten Phasenänderungsdetektor (120A), der dafür ausgelegt ist, während eines ersten Zeitraums die durch die Spannung repräsentierte Phasendifferenz zu messen; und einen mit dem Phasenfrequenzdetektor (110) gekoppelten zweiten Phasenänderungsdetektor (120B), der dafür ausgelegt ist, während eines zweiten Zeitraums die durch die Spannung repräsentierte Phasendifferenz zu messen.

Description

STAND DER TECHNIK
Phasenmodulation ist ein Verfahren zum Modulieren von drahtlosen Datensignalen zur Darstellung von Informationen als Variationen der Momentanphase einer Trägerwelle. Herkömmlicherweise war die Phasenmodulation nicht weit verbreitet verwendet, da sie komplexere Empfangshardware erfordert und da oft Mehrdeutigkeitsprobleme entstanden sind, wenn bestimmt wird, ob zum Beispiel das Signal seine Phase um +180° oder –180° geändert hat. Stattdessen verwenden existierende drahtlose Kommunikationssystem oft Amplitudenumtastung (ASK), ein anderes Modulationsverfahren, das digitale Daten als Variationen der Amplitude einer Trägerwelle darstellt. Im Allgemeinen beträgt die maximale Kommunikationsgeschwindigkeit in diesen Systemen ungefähr 848 Kilobit pro Sekunde und erfolgt typischerweise mit ASK mit einem Modulationsindex von 10%.
Zurzeit gibt es mehrere Untersuchungen zur Verbesserung der Kommunikationsgeschwindigkeit unter Verwendung von Phasenmodulation mit mehr als einem Bit Informationscodierung. Aufgrund von Bandbreitenbegrenzungen in existierenden Systemen ist es jedoch nicht möglich, die Frequenz von 848 Kilohertz, die ungefähr 1,2 Mikrosekunden pro Bit beträgt, zu vergrößern. Dementsprechend haben Phasenmodulation umfassende Untersuchungen versucht, mehr als ein Informationsbit während eines gegebenen Zeitraums zu modulieren. Bestimmte Techniken wie Phasenjittermodulation wurden versucht, um die durch Phasenmodulation bereitgestellten Vorteile zu nutzen. Herkömmliche Verfahren detektieren jedoch nicht mehrere Phasenwinkel und erfordern etwas Ausfallzeit für die Detektionsschaltung, um sich neu zu kalibrieren, bevor sie bereit ist, weitere Daten auf dem phasenmodulierten Signal zu empfangen.
Aus der Druckschrift US 2007/0035348 A1 ist eine Vorrichtung zur Reduzierung eine Phasenverschiebung eines Phasenregelkreises (PLL) bekannt. Die Vorrichtung umfasst einen ersten und einen zweiten Phasendetektor, die abwechselnd eingangsseitig mit einem Spannungs-kontrollierten Oszillator (VCO) verbunden sind. Ausgangsseitig sind die Phasendetektoren über einen Fehlanpassungsdetektor rückgekoppelt. Die beiden Phasendetektoren werden abwechselnd korrigiert, so dass immer einer der Phasendetektoren zur Phasenregelung zur Verfügung steht.
Angesichts des Obigen wird ein Demodulator zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals nach Anspruch 1 bereitgestellt. Ferner wird ein Verfahren zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals nach Anspruch 11 bereitgestellt. Darüber hinaus wird eine Demodulationsschaltung nach Anspruch 21 bereitgestellt. Weitere Merkmale, Aspekte und Verbesserungen werden aus der folgenden Beschreibung und den Ansprüchen ersichtlich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Blockdiagramm einer Demodulationsschaltung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
2 zeigt ein Schaltbild eines Phasenänderungsdetektors gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
3 zeigt ein Spannungsdiagramm des Betriebs eines Phasenänderungsdetektors in einer beispielhaften Ausführungsform.
4 zeigt ein Zustandssequenzdiagramm für ein Paar von Phasenänderungsdetektoren gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
5 zeigt ein Schaltbild eines Phasenänderungsdetektors gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform.
6 zeigt ein Blockdiagramm einer Demodulationsschaltung gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform.
7 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Anmeldung betrifft eine Demodulationsschaltung für ein phasenmoduliertes Datensignal. Genauer gesagt betrifft die Anwendung eine Demodulationsschaltung mit einem Paar von Phasenänderungsdetektoren, die jeweils dafür ausgelegt sind, die Phasendifferenz zwischen einem phasenmodulierten Datensignal und einem Referenzsignal in verschiedenen Zeiträumen zu messen.
1 zeigt ein Blockdiagramm der Demodulationsschaltung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform. Es wird angemerkt, dass die in der vorliegenden Anmeldung beschriebene Demodulationsschaltung mit jeder drahtlosen elektronischen Einrichtung verwendet werden kann, die phasenmodulierte Datensignale empfangen kann. Wie nachfolgend beschrieben, wird die Demodulationsschaltung 100 vorgesehen, um die Phasenänderung des modulierten Signals bei mehreren Phasenwinkeln zu messen, wodurch die Fähigkeit entsteht, Daten mit schnelleren Übertragungsraten zu übermitteln.
Wie gezeigt, umfasst die Demodulationsschaltung 100 einen Phasenfrequenzdetektor 110 und ein Paar von Phasenänderungsdetektoren 120A, 120B. Jeder Phasenänderungsdetektor 120A, 120B ist dafür ausgelegt, in zwei Zuständen zu arbeiten: einem Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand und einem Messungs-/Detektionszustand. Ferner umfasst der Phasenfrequenzdetektor 110 zwei Eingange 112A, 112B, die vorgesehen sind, um ein analoges Eingangssignal PM_signal und ein Referenztaktsignal Ref_osc zu empfangen. Es wird angemerkt, dass Phasenfrequenzdetektoren in der Technik bekannt sind, und deshalb werden die internen Schaltkreise des Phasenfrequenzdetektors 110 nicht beschrieben, um Aspekte der Anmeldung so nicht unnötigerweise zu verdecken. Es versteht sich jedoch, dass das analoge Eingangssignal PM_signal ein phasenmoduliertes Datensignal ist, das drahtlos von einer externen Quelle gesendet wird, und das Referenztaktsignal Ref_osc durch einen lokalen Oszillator, wie zum Beispiel einen LC-Oszillator, einen Ringoszillator oder dergleichen, erzeugt werden kann. Der Phasenfrequenzdetektor 110 umfasst ferner zwei Ausgänge 114A, 114B, die vorgesehen sind, um zwei Datensignale QA bzw. QB bereitzustellen. Wie nachfolgend besprochen wird, geben diese Datensignale QA und QB eine phasenmäßige Differenz zwischen dem analogen Eingangssignal PM_signal und dem Referenztaktsignal Ref_osc an.
Wie weiter gezeigt wird, werden die Datensignale QA und QB in beide Phasenanderungsdetektoren 120A, 120B eingegeben. Unter Verwendung dieser Datensignale QA und QB sind die Phasenänderungsdetektoren 120A, 120B dafur ausgelegt, die Phasenänderung des analogen Eingangssignals PM_signal zu messen, und ferner dafür ausgelegt, ein Binärsignal auszugeben, das verarbeitet werden kann, um die Basisbanddaten des modulierten analogen Eingangssignals PM_signal zu bestimmen. Insbesondere umfasst der Phasenänderungsdetektor 120A Ausgänge Comp1 und Comp2, und der Phasenanderungsdetektor 120B umfasst Ausgänge Comp3 und Comp4. Jeder der Ausgänge jedes Phasenänderungsdetektors 120A, 120B, wie zum Beispiel die Ausgänge Comp1 und Comp1, sind dafür ausgelegt, ein digitales Bit (d. h. eine ”0” oder ”1”) auszugeben. Diese Datenbit werden dann zu einer Verarbeitungskomponente der drahtlosen elektronischen Einrichtung gesendet. Zum Beispiel kann die Verarbeitungskomponente der Codec (Codierer-Decodierer) der drahtlosen Einrichtung sein, der das digitale Datensignal decodieren und dieses Signal entsprechend verarbeiten kann.
Zusätzlich werden wie in 1 gezeigt die Phasenänderungsdetektoren 120A, 120B durch die digitalen Steuersignale V_{controlswitch1} bzw. V_{controlswitch2} gesteuert Diese Steuersignale dienen als digitale Logik für die Phasenänderungsdetektoren 120A, 120B und werden so angelegt, dass die Detektoren in einer antizyklischen Sequenz arbeiten. Genauer gesagt kann ein (nicht gezeigter) digitaler Automat den jeweiligen Detektoren ein Steuersignal dergestalt zuführen, dass der Phasenänderungsdetektor 120A in einem ersten Zustand arbeitet, während der Phasenänderungsdetektor 120B gleichzeitig in einem zweiten Zustand arbeitet und umgekehrt. Wie nachfolgend ausführlich erläutert werden wird, kann der erste Zustand als ein Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand dienen, während der zweite Zustand der tatsächliche Messungs-/Detektionszustand sein kann.
Ferner speichert bei der beispielhaften Ausführungsform die drahtlose Einrichtung Daten, die die Bitrate und Bitzeit des Datensignals des Kommunikationssystems definieren. Es kann ein Startzustand ausgeführt werden, um die durch den digitalen Automaten bereitgestellte antizyklische Sequenz einzurichten. Zum Beispiel wird eine starke Phasenmodulation auf das analoge Eingangssignal angewandt, so dass sich der digitale Automat mit dem Timing der Datenbit synchronisiert. Effektiv definiert der digitale Automat die Betriebszustände der Phasenänderungsdetektoren 120A und 120B über Steuersignale V_{controlswitch1} und V_{controlswitch2} unter Verwendung dieser Synchronisationsinformationen.
2 zeigt ein Schaltbild des Phasenänderungsdetektors gemäß einer beispielhaften Ausführungsform. Es sollte klar sein, dass die Phasenänderungsdetektorschaltung 200 eine beispielhafte Ausführungsform für einen der oben mit Bezug auf 1 beschriebenen Phasenänderungsdetektoren 120A oder 120B veranschaulicht.
Der Phasenänderungsdetektor 200 umfasst zwei Eingänge, die vorgesehen sind, um Datensignale QA und QB zu empfangen, die wie oben beschrieben durch den Phasenfrequenzdetektor 110 ausgegeben werden. Wie gezeigt werden die Datensignale QA und QB der Stromladungspumpe 210 zugeführt, die durch den Quellenstrom I_CPDETECT angesteuert wird. Ferner ist der Ausgang der Stromladungspumpe 210 mit dem Messknoten V_control gekoppelt. Der Kondensator 212 ist zwischen dem Messknoten V_control und Masse positioniert, und der Schalter S₃ ist zwischen den Messknoten V_control und eine Pufferstufe geschaltet. Die Pufferstufe umfasst einen Operations-Transkonduktanzverstärker (”OTA”) 220, der durch den Quellenstrom I_OTA und die Referenzspannung V_REF angesteuert wird. Der OTA 220 ist vorgesehen, um die Spannung an dem Messknoten V_control während des Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustands anzusteuern. Es sollte ersichtlich sein, dass der OTA 220 vorgesehen ist, um einen Strom OTA_OUT auszugeben, der den Kondensator 212 lädt, wenn der Schalter S3 geschlossen ist. Wenn sich der Phasenänderungsdetektor 200 in dem Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand befindet, wird effektiv die Spannung an dem Knoten V_control ungefähr auf die Referenzspannung V_REF gesteuert. Als Alternative arbeitet, wenn der Schalter S3 offen ist, der Phasenänderungsdetektor 200 in der Messungs-/Detektionsphase. Es ist ersichtlich, dass der Schalter S3 durch das digitale Steuersignal gesteuert wird, das durch den digitalen Automaten angelegt wird (d. h. V_{controlswitch1} für den Detektor 120A und V_{controlswitch2} für den Detektor 120B).
Bei der beispielhaften Ausführungsform umfasst der Phasenänderungsdetektor 200 ferner Schalter S₁ und S₂, die an den jeweiligen Eingängen der Stromladungspumpe 210 positioniert sind. Die Schalter S₁ und S₂ können ferner durch den digitalen Automaten durch ein Steuersignal angesteuert werden. Wenn der Schalter S₃ geschlossen ist, wodurch effektiv der Phasenänderungsdetektor 200 in den Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand versetzt wird, legt der digitale Automat somit ein Steuersignal an, um die Schalter S₁ und S₂ zu öffnen. Als Ergebnis wird die Spannung an dem Messknoten V_control durch keinerlei potentiellen Ausgangsstrom der Stromladungspumpe 210 beeinflusst.
Bei einer alternativen Ausführungsform werden die Schalter S₁ und S₂ jedoch nicht benutzt, da der Ausgangsstrom der Stromladungspumpe 210 viel kleiner als der des Ausgangsstroms OTA_OUT ist. Sogar wenn der Phasenänderungsdetektor 200 nicht die Schalter S₁ und S₂ verwendet, wird dementsprechend die Spannung an dem Messknoten V_control dessen ungeachtet auf die Referenzspannung V_REF gesteuert, während er sich in dem Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand befindet, solange der Schalter S₃ geschlossen ist.
Der Phasenänderungsdetektor 200 umfasst ferner einen Operationsverstärker 230 und eine Stromquelle I_bias. Der Operationsverstärker 230 ist vorgesehen, um ein Spannungsfenster zu definieren, in dem Spannung an dem Messknoten V_control verglichen werden kann. Bei der beispielhaften Ausführungsform wird die Spannungsreferenz V_REF mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 230 gekoppelt, und eine durch Widerstände R definierte Rückkopplungsschleife wird mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 230 gekoppelt. Darüber hinaus wird ein Quellenstrom I_OPV dem Operationsverstärker 230 zugeführt. Ferner werden Kondensatoren C1 und C2 geladen, um die obere und untere Spannungsschwelle einzurichten, die das Spannungsfenster definieren.
Genauer gesagt definiert die Spannung an dem Knoten UP eine obere Spannungsschwelle, und die Spannung an dem Knoten DOWN definiert die untere Spannungsschwelle. Bei dieser Ausfuhrungsform wird die Fenstergröße (d. h. Spannung UP und Spannung DOWN) durch +/– R × I_bias definiert. Es sollte klar sein, dass der Schaltungsentwickler deshalb die Empfindlichkeit des Spannungsfensters auf der Basis des Widerstandswerts R und des Vorstromwerts I_bias definieren kann.
Bei einer alternativen Ausführungsform wird die an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 230 angelegte Spannung durch die Spannung an dem Ausgangsknoten des Transkonduktanzverstärkers 220 definiert. Bei einer weiteren beispielhaften Ausführungsform wird die an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 230 angelegte Spannung durch die Spannung an dem Messknoten V_control definiert. Jede dieser Ausführungsformen kann auf der Präferenz des Schaltungsentwicklers basieren, um Messempfindlichkeit und -genauigkeit der Phasendifferenz des analogen Eingangssignals PM_signal zu variieren. Bei einer weiteren Ausführungsform ist der Operationsverstärker 230 nicht vorgesehen, stattdessen wird das Spannungsfenster unter Verwendung eines Widerstande oder dergleichen umfassenden Spannungsteilers definiert.
Wie ferner gezeigt ist, wird die Spannung UP in den invertierenden Eingang des Komparators 240A und die Spannung DOWN in den nichtinvertierenden Eingang des Komparators 240B eingegeben. Ferner werden der nichtinvertierende Eingang des Komparators 240A und der invertierende Eingang des Komparators 240B beide mit dem Messknoten V_control gekoppelt. Wie später ausführlicher erläutert werden wird, gibt der Komparator 240 somit, wenn die Spannung an dem Messknoten V_control größer als die Spannung UP wird, ein hohes Signal aus, das durch eine digitale ”1” repräsentiert wird. Als Alternative gibt der Komparator 240B, wenn die Spannung an dem Messknoten V_control kleiner als die Spannung DOWN wird, ein hohes Signal aus, das durch eine digitale ”1” repräsentiert wird. Andernfalls geben beide Komparatoren 240A und 240B digitale ”0en” aus, wodurch angezeigt wird, dass die Spannung an dem Messknoten V_control in dem Spannungsfenster liegt.
3 zeigt ein Spannungsdiagramm, das den Betrieb des Phasenänderungsdetektors 200 in einer beispielhaften Ausführungsform veranschaulicht. Insbesondere zeigt 3 den Betrieb des Phasenänderungsdetektors 200, wenn der Schalter S₃ offen ist und der Detektor deshalb im Messungs-/Detektionszustand arbeitet. Genauer gesagt wird das Spannungsfenster durch die Spannung UP und die Spannung DOWN definiert und die Spannung an dem Messknoten V_control wird für einen Zeitraum t₀ bis t₇ mit diesen beiden Schwellenspannungen verglichen. Die y-Achse definiert deshalb die Spannung des Spannungsfensters und die Spannung an dem Messknoten V_control. Es versteht sich, dass die tatsächliche Spannung für diese Komponenten auf der Implementierung des Schaltungsentwicklers basiert.
Wie oben besprochen wird, wenn sich der Phasenänderungsdetektor 200 in dem Messungs-/Detektionszustand befindet, die Spannung an dem Messknoten V_control durch die Stromladungspumpe 210 angesteuert. Ferner geben die Eingangssignale QA und QB der Stromladungspumpe 210 eine Phasenverschiebung des phasenmodulierten analogen Eingangssignals an. Diese Eingangssignale werden ihrerseits zur Steuerung interner Schalter der Stromladungspumpe 210 verwendet, um Strom in und aus dem Kondensator 212 hinein- oder hinausfließen zu lassen. Genauer gesagt wird der durch die Eingangssignale QA und QB definierte Phasenwinkel ohne Signalverzerrung linear in eine Spannung umgewandelt, um den Strom des Kondensators 212 hinein- oder hinausfließen zu lassen. Effektiv wird die Spannung an dem Messknoten V_control entsprechend vergrößert oder verkleinert.
In jedem Zyklus ist die Zeit, während der der interne Schalter eingeschaltet ist, proportional zu der durch QA und QB angegebenen Phasendifferenz. Dementsprechend ist die abgelieferte Ladung auch von der Phasendifferenz abhängig. Es versteht sich, dass durch Eliminieren von Verzerrungen durch die Umsetzung von Phase in Spannung jeder Phasenänderungsdetektor in der Lage ist, variierende Grade der Phasendifferenz zwischen dem analogen Eingangssignal PM_signal und der Spannungsreferenz V_REF zu detektieren.
Wieder mit Bezug auf 3 bleibt der durch die Stromladungspumpe 210 hinein- oder herausfließen gelassene Strom konstant, wenn QA und QB dieselbe synchronisierte Sequenz aufweisen, und deshalb bleibt auch die Spannung an dem Messknoten V_control konstant. Effektiv bleibt die Spannung V_control in dem durch die Schwellenspannungen UP und DOWN definierten Spannungsfenster. Als Ergebnis gibt der Ausgang beider Komparatoren 240A und 240B eine digitale logische ”0” aus. Dies ist zwischen dem Zeitpunkt t₀ und t₄ von 3 gezeigt.
Sobald eine Phasendifferenz durch die Eingangssignale QA und QB angegeben wird, lässt die Stromladungspumpe 210 jedoch entsprechend den Strom zu dem Kondensator 212 hinein- oder herausfließen. Wie in 3 gezeigt, gibt der Ausgang Comp2 des Komparators 240B zwischen dem Zeitpunkt t₄ und t₅ eine digitale ”1” aus, wenn die Spannung V_control unter die untere Spannungsschwelle des Spannungsfensters fällt. Zwischen dem Zeitpunkt t₅ und t₆ gibt der Ausgang Comp1 des Komparators 240A ferner eine digitale ”1” aus, wenn die Spannung V_control die obere Spannungsschwelle des Spannungsfensters übersteigt. Wie oben erwähnt, werden diese digitalen Ausgaben dann zu der Codec-Komponente der drahtlosen Einrichtung übermittelt, die das digitale Datensignal decodiert und verarbeitet. Ferner versteht sich, dass die Breite des Ausgangssignals Comp1 des Komparators 240A breiter (d. h. zeitlich länger) als die des Ausgangssignal Comp2 des Komparators 240B ist. Dadurch wird exemplifiziert, dass die durch den Komparator 240A detektierte positive Phasenänderung in Grad ausgedrückt eine größere Phasenänderung als die durch den Komparator 240B detektierte aufweist.
Wie oben beschrieben, ist jeder Phasenänderungsdetektor dafür ausgelegt, in zwei Zuständen zu arbeiten: einem Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand und einem Messungs-/Detektionszustand. Darüber hinaus wird der konkrete Zustand durch die Steuersignale V_{controlswicht1} bzw. V_{controlswitch2} gesteuert. Ferner versteht sich, dass 3 ein Spannungsdiagramm darstellt, das als ein Beispiel entweder für den Phasenänderungsdetektor 120A oder den Phasenänderungsdetektor 120B dient.
4 zeigt ein Zustandssequenzdiagramm fur beide Phasenänderungsdetektoren 120A und 120B gemäß einer beispielhaften Ausführungsform. Insbesondere stellt das Zustandssequenzdiagramm eine phasenmodulierte Bitsequenz 00 01 10 00 dar. Wie gezeigt, wird das Referenztaktsignal Ref_osc durch eine durchgezogene Sinuswelle repräsentiert, und das analoge Eingangssignal PM_signal wird durch eine gestrichelte Sinuswelle repräsentiert. Ferner ist ein Phasenabweichungssignal dargestellt. das die Amplitude der Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal darstellt. Als letztes ist die Messspannung beider Spannungsphasenänderungsdetektoren 120A und 120B relativ zu der Referenzspannung V_REF dargestellt.
Im Betrieb, bei anfänglichem Bit 00 sollte klar sein, dass keine Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal besteht. Wenn keine Phasendifferenz besteht, ist die Messspannung V_control jedes Phasenänderungsdetektors ungefähr gleich der Referenzspannung V_REF, da die Stromladungspumpe 210 aus dem Kondensator 212 weder hinein- noch herausleitet. Als nächstes ist am Bit 01 eine Phasendifferenz von m1 Grad zwischen den beiden Signalen zu Anschauungszwecken dargestellt. Es wird angemerkt, dass sich in diesem Beispiel der erste Phasendetektor 120A im Spannungsinitialisierungs-/-kalibrationszustand befindet, während sich der zweite Phasenänderungsdetektor 120B in dem Messungs-/Detektionszustand befindet. Insbesondere gibt die digitale Logik der Demodulationsschaltung 100 das Steuersignal V_{controlswitch1} aus, um den jeweiligen Schalter S₃ des Phasenänderungsdetektors 120A (d. h. des Phasendetektors 1) zu schließen, während das Steuersignal V_{controlswitch2} den jeweiligen Schalter S₃ des Phasenanderungsdetektors 120B (d. h. des Phasendetektors 2) öffnet. Dementsprechend wird die Messspannung V_control des Phasenänderungsdetektors 120A auf die Referenzspannung V_REF initialisiert. Gleichzeitig wird die interne Messspannung V_control des Phasenänderungsdetektors 120B durch die Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal angesteuert. Diese Messspannung V_control wird wie oben mit Bezug auf 3 beschrieben mit dem Spannungsfenster des Phasenänderungsdetektors 120B verglichen.
Danach repräsentiert bei dieser beispielhaften Ausführungsform das dritte Bit der Sequenz, d. h. das Bit ”10”, eine Phasendifferenz von m2 Grad zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal. In dieser Stufe in dem Zyklus wechselt der erste Phasenänderungsdetektor 120A den Zustand mit dem zweiten Phasenänderungsdetektor 120B. Genauer gesagt gibt die digitale Logik der Demodulationsschaltung 100 das Steuersignal V_{controlswitch1} zum Öffnen des jeweiligen Schalters S3 des Phasenanderungsdetektors 120A aus, während das Steuersignal V_{controlswitch2} den jeweiligen Schalter S3 des Phasenänderungsdetektors 120B schließt. Dementsprechend wird die Messspannung V_control des Phasenänderungsdetektors 120B auf die Referenzspannung V_REF umkalibriert. Gleichzeitig wird der Phasenänderungsdetektor 120A in den Messungs-/Detektionszustand umgeschaltet und die interne Messspannung V_control wird durch die Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal angesteuert. Diese Messspannung V_control wird ähnlich wie oben mit Bezug auf 3 beschrieben mit dem Spannungsfenster des Phasenanderungsdetektors 120A verglichen.
Es wird angemerkt, dass die beispielhafte Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal Ref_osc und dem analogen Eingangssignal PM_signal für das Bit 10 größer als die des Bit 01 ist. Dementsprechend ist die Phasenabweichung m2 größer als die Phasenabweichung m1. Es sollte klar sein, dass die Amplitude der Phasenabweichung einen direkten Einfluss auf die Amplitude der Messspannung V_control beider Phasenänderungsdetektoren 120A und 120B hat. Aufgrund einer Variation der Amplitude der Phasenabweichung kann die Demodulationsschaltung 100 effektiv Phasenmodulation des analogen Eingangssignals bei mehreren Winkeln messen. Daruber hinaus versteht sich, dass durch Verwendung von zwei Phasendetektoren in der Demodulationsschaltung 100 die Datendemodulationsgeschwindigkeit signifikant schneller als herkömmliche Phasendemodulationsschaltungen sein kann, da es keinen Initialisierungs-/Kalibrationszustand gibt, in dem die Demodulationsschaltung 100 der vorliegenden Anmeldung das phasenmodulierte Datensignal nicht messen kann.
Obwohl das Obige in Verbindung mit einer beispielhaften Ausführungsform beschrieben wurde, versteht sich, dass der Ausdruck ”beispielhaft” lediglich als ein Beispiel gemeint ist, und nicht als Bestes oder Optimales. Dementsprechend soll die Anmeldung Alternativen, Modifikationen und Äquivalente abdecken, die in den Gedanken und Schutzumfang der Anmeldung fallen konnen.
Zum Beispiel zeigt 5 ein Schaltbild eines Phasenanderungsdetektors gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform. Im Allgemeinen umfasst der Phasenänderungsdetektor 500 viele derselben Komponenten wie die oben mit Bezug auf 2 beschriebenen, einschließlich einer Stromladungspumpe und Pufferstufe. Diese Merkmale wurden in 5 nicht dargestellt, um die Unterschiede zwischen den beiden Ausführungsformen des Phasenänderungsdetektors so nicht unnötigerweise zu verdecken. Stattdessen wird die Spannung an dem Messknoten V_control an die in 5 dargestellten Mehrphasen-Demodulationskomponenten angelegt.
Wie gezeigt, umfasst die Komparatorstufe des Phasenänderungsdetektors 500 einen Operationsverstärker 530, eine Stromquelle I_bias, Widerstände R und Kondensatoren C1, C2, C3 und C4. Darüber hinaus wird die Spannung V_control mit einem durch Komparatoren 540A und 540B definierten ersten Spannungsfenster sowie einem durch die Komparatoren 540C und 540D definierten zweiten Spannungsfenster verglichen. Die oberen und unteren Spannungen dieser Spannungsfenster werden durch die Widerstandswerte R und die Stromquelle I_bias definiert. Es versteht sich, dass durch Anwenden mehrerer Spannungsfenster im Vergleich zu der Messspannung V_control der Phasenänderungsdetektor 500 in der Lage ist, mehrere Phasendifferenzen des analogen Eingangssignals PM_signal zu demodulieren. Ahnlich wie bei dem Phasenänderungsdetektor 200 können die Ausgaben Comp1 bis Comp4 jeweils der Komparatoren 540A bis 540D zu der Verarbeitungskomponente der drahtlosen elektronischen Einrichtung gesendet werden. Wieder wird angemerkt, dass die Verarbeitungskomponente der Codec der drahtlosen Einrichtung sein kann, der das digitale Datensignal decodieren und dieses Signal entsprechend benutzen kann.
Ferner zeigt 6 ein Blockdiagramm der Demodulationsschaltung gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform. Bei dieser Ausführungsform werden bestimmte Komponenten der Demodulationsschaltung 600 von beiden des Paars von Phasenänderungsdetektoren verwendet, indem ein Steuersignal V_{controlswitch} gemultiplext wird. Spezifisch werden bestimmte Komponenten, wie zum Beispiel die Stromladungspumpe, die Pufferstufe und das Spannungsfenster, von beiden Phasenänderungsdetektoren benutzt. Es sollte wiederholt werden, dass 6 für beispielhafte Zwecke gezeigt wird. Dementsprechend werden auch alternative Varianten in Betracht gezogen, die beliebige einzelne oder mehrere dieser Komponenten kombinieren und die in den Schutzumfang der Anmeldung fallen.
Wie in 6 gezeigt, umfasst die Demodulationsschaltung 600 einen Phasenfrequenzdetektor 605 mit zwei Eingängen, die vorgesehen sind, um ein analoges Eingangssignal PM_signal und ein Referenztaktsignal Ref_osc zu empfangen. Darüber hinaus umfasst der Phasenfrequenzdetektor 605 ferner zwei Ausgänge, die vorgesehen sind, um zwei Datensignale QA bzw. QB auszugeben. Wie oben mit Bezug auf die obigen Figuren besprochen, geben diese Datensignale QA und QB eine phasenmäßige Differenz zwischen dem analogen Eingangssignal PM_signal und dem Referenztaktsignal Ref_osc an.
Wie ferner gezeigt ist, werden diese Datensignale QA und QB in eine einzige Stromladungspumpe 610 eingegeben, die durch den Quellenstrom I_CPDETECT angesteuert wird. Zwischen die Eingänge der Stromladungspumpe 610 und die Ausgänge des Phasenfrequenzdetektors können Schalter S₁ und S₂ gekoppelt werden. Ferner wird der Ausgang der Stromladungspumpe 610 mit den Kondensatoren 612A bzw. 612B gekoppelt. Wie gezeigt, kann der Schalter S₄ zwischen dem Ausgang der Stromladungspumpe 610 und den Kondensatoren 612A und 612B positioniert werden. Messknoten N₁ und N₂ werden zwischen den jeweiligen Stromladungspumpen und Kondensatoren vorgesehen, worin die Messspannungen V_control1 und V_control2 gemessen werden können. Bei dieser Ausführungsform dient das Signal V_{controlswitch} als multiplexendes Signal an dem Schalter S₄ dergestalt, dass, wenn sich S₄ in einer ersten Stellung befindet, der Ausgang der Stromladungspumpe 610 mit dem Messknoten N₁ gekoppelt wird. Wenn sich der Schalter S₄ in einer zweiten Stellung befindet, wird als Alternative der Ausgang der Stromladungspumpe 610 mit dem Messknoten N₂ gekoppelt.
Ferner kann jeder der jeweiligen Messknoten N₁ und N₂ über die Schalter S_3A bzw. S_3B mit der Pufferstufe gekoppelt werden. Die Pufferstufe umfasst einen Operations-Transkonduktanzverstarker 620, der durch den Quellenstrom I_OTA und die Referenzspannung V_REF angesteuert wird. Es versteht sich, dass im Betrieb ein Steuersignal V_conrolswitch an die jeweiligen Schalter S_3A und S_3B dergestalt angelegt wird, dass sie sich in einer antizyklischen Sequenz öffnen und schließen. Wenn S_3A geschlossen ist und sich der Schalter S₄ in einer zweiten Stellung befindet, wird als Ergebnis die Messspannung V_control1 an N₁ auf die Referenzspannung V_REF gesteuert, wodurch sie in einen Spannungsinitialisierungs-/kalibrationszustand versetzt wird. Gleichzeitig öffnet das Steuersignal V_conrolswitch den Schalter S_3B und versetzt den Schalter S₄ in die zweite Stellung, so dass die Messspannung V_control2 an N₂ durch die Stromausgabe durch die Stromladungspumpe 610, die durch jede Phasendifferenz zwischen dem analogen Eingangssignal PM_signal und dem Referenztaktsignal Ref_osc gesteuert wird, angesteuert wird. Es wird angemerkt, dass das Steuersignal V_{controlswitch} in 6 nicht gezeigt wurde, um so die Aspekte dieser Ausführungsform nicht unnotigerweise zu verdecken.
Ferner versteht sich, dass bei dieser Ausführungsform das Steuersignal V_{controlswitch} als ein multiplexendes Signal an dem Schalter S₅ dient. Wenn der Schalter S_3A durch das Steuersignal V_{controlswitch} offen ist, wird der Schalter S₅ somit in eine erste Stellung versetzt, so dass die Messspannung V_control1 an das Spannungsfenster angelegt wird. Als Alternative wird, wenn der Schalter S_3B offen ist, der Schalter S₅ in eine zweite Stellung versetzt, so dass die Messspannung V_control2 an das Spannungsfenster angelegt wird. Das Spannungsfenster umfasst Komparatoren 640A und 640B und arbeitet ansonsten ähnlich wie der oben mit Bezug auf 2 beschriebene. Deshalb wird die Spannung an den Messknoten V_control1 und V_control2 mit einem Spannungsfenster verglichen, das durch eine obere und untere Spannungsschwelle UP bzw. DOWN definiert wird. Darüber hinaus sollte klar sein, dass ein solcher Vergleich in einer antizyklischen Sequenz wie durch das Steuersignal V_{controlswitch} definiert durchgeführt wird.
7 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals gemaß einer beispielhaften Ausführungsform. Es wird angemerkt, dass das folgende Verfahren mit Bezug auf die in 1 und 2 dargestellten Schaltungen beschrieben wird. Natürlich soll das Verfahren auf keinerlei Weise auf diese spezifischen Schaltungen beschränkt werden. Stattdessen versteht sich, dass das Verfahren unter Implementierung beliebiger Alternativen, Modifikationen und Äquivalente ausgeführt werden kann, die in den Gedanken und Schutzumfang der Anmeldung fallen können.
Anfänglich empfängt im Schritt 710 der Phasenfrequenzdetektor 110 der Demodulationsschaltung 100 ein analoges Eingangssignal PM_signal und vergleicht es mit einem Referenztaktsignal Ref_osc. Als nächstes gibt im Schritt 720 der Phasenfrequenzdetektor 110 ein Paar von Signalen QA und QB aus, die jede Phasendifferenz zwischen dem analogen Eingangssignal PM_signal und dem Referenztaktsignal Ref_osc angeben. Die Signale QA und QB werden dann der Stromladungspumpe 210 eines ersten von zwei Phasenänderungsdetektoren 120A zugeführt, die den an den Kondensator 212 angelegten Strom auf der Basis des Betrags der durch die Signale QA und QB definierten Phasenabweichung hinein- oder herausleitet (Schritt 730). Gleichzeitig wird der zweite der beiden Phasenänderungsdetektoren 120B durch die Referenzspannung V_REF kalibriert.
Als nächstes misst im Schritt 740 der erste Phasenänderungsdetektor 120A die Spannung an dem Messknoten V_control des Kondensators 212 durch Vergleichen dieser Spannung über die Komparatoren 240A und 240B mit einem durch Spannungen UP und DOWN definierten Spannungsfenster. Im Schritt 750 geben die Komparatoren 240A und 240B jeweils auf der Basis des Vergleichs eine digitale Spannung aus. Wenn die Spannung an dem Messknoten V_control die Spannung UP überschreitet oder unter die Spannung DOWN fallt, gibt der Komparator 240A bzw. der Komparator 240B eine digitale ”1” aus. Andernfalls geben, wenn die Spannung an dem Messknoten V_control in dem Spannungsfenster liegt, beide Komparatoren 240A und 240B eine digitale ”0” aus. Diese digitalen Signale werden danach durch die Codec-Komponenten der drahtlosen Einrichtung, die die Demodulationsschaltung 100 benutzt, verarbeitet. Als letztes wird im Schritt 760 der Messprozess durch den zweiten der beiden Phasenänderungsdetektoren 120B wiederholt, während gleichzeitig der erste Phasenänderungsdetektor 120A durch die Referenzspannung V_REF kalibriert wird. Wie oben besprochen wird der Zustand des Paars von Phasenänderungsdetektoren 120A und 120B durch Steuersignale V_{controlswitch1} bzw. V_{controlswitch2} gesteuert.
In der vorausgehenden ausführlichen Beschreibung wurden zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein umfassendes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu gewährleisten. Für Durchschnittsfachleute sollte jedoch erkennbar sein, dass die erfindungsgemäße Demodulationsschaltung und das erfindungsgemäße Verfahren ohne diese spezifischen Einzelheiten ausgeübt werden können. In anderen Fällen wurden wohlbekannte Verfahren, Prozeduren, Komponenten und Schaltungen nicht ausführlich beschrieben, um so Aspekte der Anmeldung nicht unnötigerweise zu verdecken.

Claims

Demodulator zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals, umfassend: einen Phasenfrequenzdetektor (110), der dafür ausgelegt ist, eine Spannung auszugeben, die eine Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Datensignal (PMSIGNAL) und einem Referenztaktsignal (REF_OSC) repräsentiert; einen mit dem Phasenfrequenzdetektor (110) gekoppelten ersten Phasenänderungsdetektor (120A), der dafür ausgelegt ist, während eines ersten Zeitraums die durch die Spannung repräsentierte Phasendifferenz zu messen; und einen mit dem Phasenfrequenzdetektor (110) gekoppelten zweiten Phasenänderungsdetektor (120B), der dafür ausgelegt ist, während eines zweiten Zeitraums die durch die Spannung repräsentierte Phasendifferenz zu messen.
Demodulator nach Anspruch 1, wobei der erste Phasenänderungsdetektor (120A) während des zweiten Zeitraums kalibriert wird und wobei der zweite Phasenänderungsdetektor (120B) während des ersten Zeitraums kalibriert wird.
Demodulator nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend mindestens eine Stromladungspumpe (210), die dafür ausgelegt ist, jeweilige Messspannungen des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 200) auf der Basis der die Phasendifferenz repräsentierenden Spannung zu justieren oder anzupassen.
Demodulator nach Anspruch 3, wobei die jeweiligen Messspannungen jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 200) durch eine Referenzspannung kalibriert werden, bevor die mindestens eine Stromladungspumpe (210) die jeweiligen Messspannungen justiert oder anpasst.
Demodulator nach Anspruch 3 oder 4, wobei jeder des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 200) ferner Folgendes umfasst: einen Hoch-Schwellenkomparator (240A), der dafür ausgelegt ist, die jeweilige Messspannung mit einer hohen Schwellenspannung zu vergleichen; und einen Niedrig-Schwellenkomparator (240B), der dafür ausgelegt ist, die jeweilige Messspannung mit einer niedrigen Schwellenspannung zu vergleichen.
Demodulator nach Anspruch 5, wobei der Hoch- und der Niedrig-Schwellenkomparator (240A, 240B) jeweils dafür ausgelegt sind, ein digitales Signal zur Verarbeitung durch einen Codec einer drahtlosen Einrichtung auszugeben.
Demodulator nach Anspruch 3 oder 4, wobei jeder des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 500) ferner mehrere Komparatoren (540A, 540B, 540C, 540D) umfasst, die jeweils dafür ausgelegt sind, die jeweiligen Messspannungen jeweils mit mehreren verschiedenen Schwellenspannungen zu vergleichen.
Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, ferner umfassend einen mit dem ersten und dem zweiten Phasenänderungsdetektor (120A, 120B, 200) gekoppelten digitalen Automaten, der dafür ausgelegt ist, ein Steuersignal zu steuern, das die Zeitdauer für den ersten und den zweiten Zeitraum steuert.
Demodulator nach Anspruch 8, wobei der digitale Automat dafür ausgelegt ist, ein Steuersignal auf der Basis der Bitrate des phasenmodulierten Datensignals zu erzeugen.
Demodulator nach Anspruch 3 oder 4, ferner umfassend: einen Hoch-Schwellenkomparator (640A), der dafür ausgelegt ist, die jeweiligen Messspannungen jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 600) mit einer hohen Schwellenspannung zu vergleichen; einen Niedrig-Schwellenkomparator (640B), der dafür ausgelegt ist, die jeweiligen Messspannungen jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 600) mit einer niedrigen Schwellenspannung zu vergleichen; und einen justierbaren oder anpassbaren Schalter (S3A, S3B, S4, S5), der dafür ausgelegt ist, jeden des Hoch- und des Niedrig-Schwellenkomparators (640A, 640B) während des ersten Zeitraums mit dem ersten Phasenänderungsdetektor und während des zweiten Zeitraums mit dem zweiten Phasenänderungsdetektor zu koppeln.
Verfahren zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen einer Spannung, die eine Phasendifferenz zwischen einem phasenmodulierten Datensignal und einem Referenztaktsignal repräsentiert; Messen der durch die Spannung repräsentierten Phasendifferenz während eines ersten Zeitraums durch einen ersten Phasenänderungsdetektor (120A); und Messen der durch die Spannung repräsentierten Phasendifferenz während eines zweiten Zeitraums durch einen zweiten Phasenänderungsdetektor (120B).
Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend: Kalibrieren des ersten Phasenänderungsdetektors (120A) während des zweiten Zeitraums; und Kalibrieren des zweiten Phasenänderungsdetektors (120B) während des ersten Zeitraums.
Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, ferner umfassend Justieren oder Anpassen einer Messspannung durch eine Stromladungspumpe (210) auf Basis der Spannung.
Verfahren nach Anspruch 13, ferner umfassend: Vergleichen der Messspannung mit einer hohen Schwellenspannung; Vergleichen der Messspannung mit einer niedrigen Schwellenspannung; und Ausgeben eines digitalen Signals, das eine Phasenänderung des phasenmodulierten Datensignals angibt, wenn die Messspannung die hohe Schwellenspannung übersteigt oder unter die niedrige Schwellenspannung fällt.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, ferner umfassend Vergleichen der Messspannung mit mehreren verschiedenen Schwellenspannungen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, ferner umfassend Initialisieren der Messspannung auf eine Referenzspannung vor dem Justierungsschritt bzw. Anpassungsschritt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16, ferner umfassend Justieren oder Anpassen einer Messspannung durch eine Stromladungspumpe (210) jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120A, 120B, 200) auf Basis der Spannung, wobei jeder der Kalibrierschritte das Initialisieren der Messspannung auf eine Referenzspannung vor dem Justierschritt bzw. Anpassungsschritt umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 17, ferner umfassend Erzeugen eines Steuersignals durch einen digitalen Automaten, das die Zeitdauer für den ersten und den zweiten Zeitraum definiert.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei das Steuersignal auf der Bitrate des phasenmodulierten Datensignals basiert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 19, ferner umfassend Verarbeiten des digitalen Signals durch einen Codec einer drahtlosen Einrichtung.
Demodulationsschaltung zum Demodulieren eines phasenmodulierten Datensignals, umfassend: ein Phasenfrequenzdetektionsmittel (110) zum Ausgeben einer Spannung, die eine Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Datensignal und einem Referenztaktsignal repräsentiert; ein erstes Phasenänderungsdetektionsmittel (120A, 200) zum Messen der durch die Spannung repräsentierten Phasendifferenz während eines ersten Zeitraums; und ein zweites Phasenänderungsdetektionsmittel (120B, 200) zum Messen der durch die Spannung repräsentierten Phasendifferenz während eines zweiten Zeitraums.
Demodulationsschaltung nach Anspruch 21, ferner umfassend ein Kalibrationsmittel (220) zum Kalibrieren des ersten Phasenänderungsdetektors (120A, 200) während des zweiten Zeitraums und des zweiten Phasenänderungsdetektors (120B, 200) während des ersten Zeitraums.
Demodulationsschaltung nach Anspruch 21 oder 22, ferner umfassend ein Stromladungspumpenmittel (210) zum Justieren oder Anpassen jeweiliger Messspannungen jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektionsmittels (120A, 120B, 200) auf Basis der die Phasendifferenz repräsentierenden Spannung.
Demodulationsschaltung nach Anspruch 23, wobei jedes des ersten und des zweiten Phasenänderungsdetektionsmittels (120A, 120B, 200) ferner Folgendes umfasst: ein Hoch-Schwellenvergleichsmittel (240A) zum Vergleichen der jeweiligen Messspannung mit einer hohen Schwellenspannung; und ein Niedrig-Schwellenvergleichsmittel (240B) zum Vergleichen der jeweiligen Messspannung mit einer niedrigen Schwellenspannung, wobei ein digitales Signal, das eine Phasenänderung des phasenmodulierten Datensignals angibt, ausgegeben wird, wenn die Messspannung die hohe Schwellenspannung übersteigt oder unter die niedrige Schwellenspannung fällt.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Verfahren weiterhin umfasst: Kalibrieren eines zweiten Phasenänderungsdetektors (120B, 200) während des ersten Zeitraums; und Kalibrieren des ersten Phasenänderungsdetektors (120A, 200) während des zweiten Zeitraums.