DE102010006574A1

DE102010006574A1 - Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals nach dem OFDM-Verfahren sowie entsprechendes Computerprogramm und Computerprogrammprodukt

Info

Publication number: DE102010006574A1
Application number: DE102010006574A
Authority: DE
Inventors: Christian Dr. Kuhn
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2009-06-29
Filing date: 2010-02-02
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2030-02-03
Also published as: DE102010006574B4

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein ausführbares Programm zur Erkennung des Vorhandenseins von Referenzsymbolen (6, 7) in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals (1) nach dem OFDM-Verfahren. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins und zur Ermittlung der zeitlichen Lage von DMRS-Symbolen (6, 7) in einem PUSCH-Kanal eines Mobilfunksignals (1) nach dem LTE-Standard. Das Verfahren ermittelt einen ersten Beurteilungswert basierend auf einer rechtsseitigen und einer linksseitigen Nachbarträgerkorrelation, um ein Referenzsymbol (6, 7) eines ersten Sequenztyps zu erkennen. Das erkannte Referenzsymbol ermöglicht in vorteilhafter Weise eine zeitliche Synchronisation auf das untersuchte Funksignal (1).

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals nach dem OFDM-Verfahren sowie ein entsprechendes Computerprogramm und Computerprogrammprodukt. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins und zur Ermittlung der zeitlichen Lage von DMRS-Symbolen in einem Mobilfunksignal nach dem LTE-Standard.
Eine grundlegende Herausforderung bei der messtechnischen Erfassung und Untersuchung von Funksignalen besteht in der Synchronisation des Messgeräts auf das Zeitraster und Frequenzraster des zu untersuchenden Funksignals. Um eine solche Synchronisation zu erzielen, werden bisher die Funksignale des zu vermessenden Geräts (DUT: Device Under Test) empfangen, abgetastet, demoduliert und der Signalinhalt zumindest in Teilen ausgewertet. Enthalten die Funksignale Folgen von Abtastwerten, deren Inhalt ebenso wie die Lage der Folge in einem vorgegebenen Zeitraster der Funksignale bekannt ist, so kann mittels Auswertung dieser Folge die zeitliche Lage des Signals ermittelt werden. Die Kommunikation zwischen einem Sender und einem Messgerät kann dann in die korrekte zeitliche Lage korrigiert werden. Im Rahmen dieses Vorgehens ist zunächst eine Demodulation mittels geschätzter Funksignalparameter erforderlich, da die exakte zeitliche Lage des Signals nicht bekannt ist. Demodulation und folgende inhaltliche Auswertung des zu untersuchenden Funksignals mit geschätzten Parametern ist allerdings zeit- und rechenintensiv.
In den vergangenen Jahren hat es eine weltweite Entwicklung zur Nutzung von OFDM-Verfahren (Orthogonal Frequency Division Multiplex) zur Übertragung hoher Datenraten gegeben. Zahlreiche Funkstandards, beispielsweise WiMAX, IEEE 802.11a, LTE oder DVB nutzen OFDM als Form der Funkübertragung auf einer Mehrzahl orthogonaler Unterträger. OFDM ist dabei besonders für frequenzselektive Übertragungskanäle, große Zeitdispersion bei der Signalübertragung und die Realsierung hoher Datenraten geeignet. Zugleich ist eine Signalübertragung mittels OFDM aber auch empfindlich gegenüber Trägerfrequenzversatz und Synchronisations-problemen. Für den Fall von Trägerfrequenzversatz ist eine Wechselwirkung zwischen Unterträgern und Verlust der Orthogonalität zwischen Unterträgern die Folge, bei Synchronisationsproblemen kann infolge der fehlerhaften Synchronisation eine Phasenverschiebung im Symbolraum auftreten.
In der europäischen Patentanmeldung EP 1 901 478 A2 wird eine zeitliche Synchronisation für das OFDM-Funksignal einer Teilnehmerendeinrichtung zu einer Basisstation im WiMAX-Standard für ein drahtloses Kommunikationssystem beschrieben. Nach dem Empfangen, Abtasten und einer Analog-Digital-Umsetzung des Funksignals erfolgt eine Korrelation im Zeitbereich einer vorab bekannten Signalfolge mit der Folge von Abtastwerten des empfangenen Funkignals. Die Korrelation im Zeitbereich ermöglicht die Lage des empfangenen Funksignals im Zeitbereich zu erfassen, da die Lage der vorab bekannten Signalfolge innerhalb des Rahmenrasters des WiMAX-Signals bekannt ist. Mit diesem Ergebnis ist eine zeitliche Kompensation des empfangenen Funksignals möglich. Von Nachteil bei dem in Druckschrift EP 1 901 478 A2 beschriebenen Verfahren ist, dass ebenfalls eine Demodulation des empfangenen Funksignals Voraussetzung für die Synchronisation ist. Demodulation und Korrelation im Zeitbereich bedeuten jedoch einen erheblichen Rechenaufwand.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zu schaffen, dass eine effiziente Synchronisation auf ein Funksignal mit reduziertem Rechenaufwand und ohne Verwendung besonderer Signalisierungsinformation oder inhaltliche Auswertung des Funksignals ermöglicht.
Die Aufgabe wird durch das erfindungsgemäße Verfahren nach Anspruch 1 und das entsprechende Computerprogram bzw. Computerprogramprodukt gelöst.
Die Struktur eines Funksignals im Zeitbereich umfasst zunächst einzelne Rahmen. Ein Rahmen eines zu untersuchenden Funksignals besteht aus einer Mehrzahl von Unterrahmen. Ein Unterrahmen wiederum umfasst mindestens einen ersten Zeitschlitz und einen zweiten Zeitschlitz. Innerhalb eines Zeitschlitzes werden sechs oder sieben OFDM-Symbole übertragen. Die verschiedenen Unterrahmen innerhalb eines Rahmens können dabei unterschiedlichen Kanälen eines Funksignals zugeordnet sein. Dementsprechend kann innerhalb eines Rahmens des zu untersuchenden Funksignals Unterrahmen eines ersten Typs, beispielsweise eines Kontrollkanals und eines zweiten Typs, beispielsweise eines Kanals zur Übertragung von gemischten Kontroll- und Nutzdaten geben oder eines dritten Typs zur Übertragung von Nutzdaten geben. Die Ermittlung der zeitlichen Lage von Signalteilen eines Funksignals zur Synchronisation nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird nachfolgend verkürzend als Synchronisation bezeichnet. Die Synchronisation auf das Funksignal nach dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt ohne Demodulation und unter Ausnutzung von Eigenschaften einer vorgegebenen Trägerallokation für einen Kanal des Funksignals ohne inhaltliche Auswertung des Dateninhalts.
Eine derartige Funksignalstruktur ist beispielsweise für die Verbindung einer mobilen Teilnehmerendeinrichtung zu einer Basisstation für den Mobilfunkstandard LTE (Long Term Evolution; 3GPP, Release 8) vorgeben. Es wird für dieses Funksignal von der mobilen Teilnehmerendeinrichtung zu Basisstation auch von einem Uplink-Signal gesprochen. Ein Uplink-Signal kann mehrere Kanäle umfassen. So können in diesem Uplink-Signal ein Kontrollkanal (PUCCH: Physical Uplink Control CHannel) und ein gemischter Kontroll- und Nutzkanal (PUSCH: Physical Uplink Shared CHannel) enthalten sein.
Das erfindungsgemäße Verfahren nutzt zur Synchronisation auf ein Funksignal die inhaltsunabhängige Erkennung des Vorhandenseins von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals. Das zu analysierende Funksignal enthält einen Kontroll- und Nutzkanal, der nicht zur Synchronisation entworfen ist. In diesem Kontroll- und Nutzkanal werden an zeitlich festgelegten Positionen Referenzsymbole übertragen. Diese Referenzsymbole zeichnen sich durch die Verwendung vorgegebener Sequenztypen für die Übertragung der Referenzsymbole aus. Es gibt im vorliegenden Funksignal Referenzsymbole eines ersten Sequenztyps und Referenzsymbole eines zweiten Sequenztyps. Das Verfahren zur Synchronisation weist dabei erfindungsgemäß folgende Schritte auf:
In einem ersten Schritt wird das Funksignal empfangen. Das Funksignal wird anschließend abgetastet und eine Mehrzahl von Abtastwerten des Funksignals erzeugt, deren zeitliche Reihenfolge durch einen Zeitindex festgelegt ist. Im nächsten Schritt wird eine Folge von Abtastwerten aus der Mehrzahl von Abtastwerten selektiert diese Folge wird in den Frequenzbereich überführt. Für die Folge von Abtastwerten wird anschließende ein erster Beurteilungswert für einen vorgegebenen ersten Sequenztyp der Referenzsymbole ermittelt. Dieser erste Beurteilungswert wird dabei auf Basis einer rechtsseitigen und einer linksseitigen Nachbarträgerkorrelation gebildet. Mit diesem ersten Beurteilungswert kann in vorteilhafter Weise über das Vorhandensein eines Referenzsymbols in dem Kontroll- und Nutzkanal des zu untersuchenden Funksignals entschieden werden. Insbesondere eine inhaltliche Auswertung des zu untersuchenden Funksignals ist hierzu nicht notwendig. Damit entfällt auch die Notwendigkeit einer Demodulation des zu untersuchenden Signals mit zu schätzenden Parametern. Eine besondere Auslegung des zu untersuchenden Funksignals für die zeitliche Synchronisation entfällt bei Verwendung des ersten Beurteilungswertes ebenfalls. Die Anwendung des Verfahrens ermöglicht daher den Einsatz in vielseitigen Messapplikationen, da auf die Verwendung besonderer Signalisierungskanäle und -signale für die Funksignalanalyse verzichtet werden kann.
Die Unteransprüche zeigen vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens.
So ist das Verfahren insbesondere für den Einsatz bei Referenzsymbolen mit Zadoff-Chu-Sequenzen als einem ersten Sequenztyp geeignet. Der erste Beurteilungswert kann in besonders vorteilhafter Weise aus der Summe über die Beträge des Produktes der linksseitigen Nachbarträgerkorrelation und der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation über der selektierten Folge von Abtastwerten ermittelt werden. Mittels dieser Auslegung des ersten Beurteilungwertes kann in vorteilhafter und zuverlässiger Weise ein eindeutiges Ergebnis für die Erkennung des Referenzsymboles erzielt werden.
Besonders bevorzugt ist eine weitere Ausprägung des Verfahrens, in der ein weiterer Beurteilungswert ermittelt wird. Dies ist dann besonders geeignet, wenn das Referenzsymbol, auf dessen Vorhandensein erkannt wird, Sequenzen eines ersten Typs oder Sequenzen eines weiteren zweiten Typs umfassen kann. Für diesen Fall wird zunächst der erste Beurteilungswert für den ersten Sequenztyp des Referenzsymbols ermittelt und wenn dieser erste Beurteilungswert unter einem ersten Schwellenwert bleibt, wird ein zweiter Beurteilungswert für einen vorgegebenen zweiten Sequenztyp des Referenzsymbols ermittelt. Dieser zweite Beurteilungswert kann insbesondere auf einer rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation basieren und beispielsweise so ausgelegt sein, dass ein Referenzsymbol beruhend auf einer QPSK-Sequenz (Quadrature Phase Shift Keying) erkannt wird. In dieser Ausführung ist das erfindungsgemäße Verfahren insbesondere vorteilhaft für die Erkennung von Demodulations-referenzsymbolen im PUSCH-Kanal des Uplink-Mobilfunksignals des Standards LTE geeignet, da hier entsprechend der Allokationsbreite für das DMRS-Symbol (DeModulation Reference Symbol) Zadoff-Chu-Sequenzen als erster Sequenztyp oder QPSK-Sequenzen als zweiter Sequenztyp verwendet werden.
In einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein mittels erstem oder zweitem Beurteilungswert erkanntes Referenzsymbol einem oder mehreren Konsistenztests unterzogen und als Referenzsymbol bestätigt, wenn es den oder die Konsistenztests besteht. Ein solcher Konsistenztest kann beispielsweise durch Bilden eines ersten Momentanwerts abgeleitet von dem erstem Beurteilungswert oder einem zweitem Momentanwert abgeleitet von dem zweitem Beurteilungswert und anschließender Prüfung, ob ein dritter Schwellenwert durch ersten oder zweiten Momentanwert überschritten ist, erfolgen. Das erkannte Referenzsymbol wird bestätigt, wenn die Momentanwerte unterhalb des dritten Schwellenwerts bleiben. Eine weitere vorteilhafte Ausführung des Verfahrens prüft im Rahmen eines Konsistenztests, ob der erste Beurteilungswert im Bereich einer reservierten Unterträgerallokation eines Kontrollkanals des Funksignals einen Schwellenwert überschreitet, falls ein erkanntes Referenzsymbol des ersten Sequenztyps vorliegt. Für diesen Fall wird das erkannte Referenzsymbol als Referenzsymbol des Kontroll- und Nutzkanals abgelehnt. Dieser Konsistenztest ermöglicht die Unterscheidung von Referenzsymbolen des Kontroll- und Nutzkanals von Datensymbolen eines Kontrollkanals, die denselben Sequenztyp aufweisen. Damit wird durch diesen Konsistenztest die Wahrscheinlichkeit von Fehlerkennungen verringert. Zusätzlich kann im Rahmen der Konsistenztests für ein erkanntes Referenzsymbol des ersten Sequenztyps ein erster Leistungswert für Unterträger mit ungeradzahligem Unterträgerindex und ein zweiter Leistungskennwert für Unterträger mit geradzahligem Unterträgerindex ermittelt werden. Weichen erster und zweiter Leistungskennwert um einen vorgegebenen Wert voneinander ab, so wird das erkannte Referenzsymbol abgelehnt. Dieser Konsistenztest nutzt aus, dass ein Referenzsymbol eines weiteren Typs für den betrachteten Kanal einen doppelten Abstand der Unterträger aufweist und mittels dieser Eigenschaft trotz Verwendung desselben Sequenztyps unterscheidbar ist. Mittels dieser Konsistenztests wird ebenfalls die Wahrscheinlichkeit von Fehlerkennungen reduziert.
In einer weiteren, besonders bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird zur Ermittlung eines möglichen Startindex für ein Referenzsymbol ein Startindex eines OFMD-Symbols gewählt, wobei der Startindex des OFDM-Symbols mittels folgender Verfahrensschritte bestimmt wird: Die Folge der Abtastwerte wird zunächst in Bereiche einer vorgegebenen zeitlichen Länge geteilt. Auf jedem Bereich vorgegebener zeitlicher Länge wird anschließend ein Leistungskennwert ermittelt. Im nächsten Schritt werden die Bereiche vorgegebener zeitlicher Länge in einer Reihenfolge mit abnehmenden Leistungskennwerten angeordnet. Anschließend wird ein dritter Beurteilungswert umfassend einen Korrelationsanteil und einen Leistungsanteil beginnend auf dem Bereich mit dem höchsten Leistungskennwert ermittelt. Überschreitet der dritte Beurteilungswert einen Schwellenwert, so wird für den untersuchten Zeitindex auf den Beginn eines OFDM-Symbols erkannt.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann in vorteilhaft dazu verwandt werden, über die erkannten Referenzsymbole im ausgewerteten Kontroll-Nutzkanal des Mobilfunksignals auf ein vorgegebenes Rahmenraster des untersuchten OFDM-Funksignals zu synchronisieren. Dabei ist von besonderem Vorteil, dass eine Synchronisation des Funksignals ohne inhaltliche Auswertung und damit ohne vorherige Demodulation des Funksignals erfolgen kann.
Alle geschilderten Ausführungen des erfindungsgemäßen Verfahrens können auch miteinander kombiniert werden. Eine Realisierung kann sowohl in diskreter Form oder aber in Form eines auf einem Computer oder Signalprozessor ausführbaren Programms erfolgen.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird nachfolgend anhand der Figuren im Detail erläutert. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Rahmenstruktur im Frequenzduplex (FDD) von LTE-Signalen;
2 einen Aufbau eines Unterrahmens für Zeitduplex (TDD) eines LTE-Signals;
3 ein Blockschaltbild zur Erläuterung der schrittweisen Synchronisation auf das Rahmenraster;
4 eine vereinfachte Darstellung des erfindungsgemäßen Vorgehens;
5 eine vereinfachte Darstellung des Ablaufs von Konsistenztests;
6–9 Beispiele für die Erkennung von DMRS-Symbolen unter Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens; und
10 Ergebnis einer Allokationsmessung auf den Unterträgerblöcken für ein 10 MHz-Signal.
Bevor auf die Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens im Detail eingegangen wird, soll zunächst zum besseren Verständnis eine Rahmenstruktur eines Mobilfunksignals am Beispiel eines LTE-Signals kurz erläutert werden. Ein Senderahmen 2 eines Uplink-Signals 1 besteht aus zehn zusammenhängenden Unterrahmen, von denen in der 1 ein erster Unterrahmen 3 explizit dargestellt ist. Der Unterrahmen 3 seinerseits besteht aus einem ersten Zeitschlitz 4 und einem zweiten Zeitschlitz 5. Innerhalb dieser beiden Zeitschlitze 4, 5 ist jeweils ein OFDM-Symbol besonders ausgezeichnet. Diese ausgezeichneten Symbole 6, 7 gehören zur Gruppe der Referenzsymbole und werden im Folgenden als DMRS-Symbole bezeichnet (DeModulation Reference Symbol). Sie liegen jeweils an definierten Positionen innerhalb der Zeitschlitze 4, 5. Damit kann nach einer Synchronisation auf das Symbolraster bei Kenntnis der Lage der DMRS-Symbole 6, 7 innerhalb der Zeitschlitze 4, 5 auf das Zeitschlitzraster synchronisiert werden. Die einzelnen Abtastwerte des Signals sind durch einen Index charakterisiert. Index 8 ist zugleich Startindex eines OFDM-Symbols, des Zeitschlitzes 4, des Unterrahmens 3 und des Rahmens 2.
Die 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung einer Allokation von Unterträgern eines Uplink-Zeitschlitz. Aus einer Vielzahl von möglichen Unterträgern werden dem jeweiligen Zeitschlitz ein oder mehrere sog. Unterträgerblöcke 11 zugewiesen, wobei ein Unterträgerblock 11 zwölf benachbarte Unterträger 12 aufweist. Auf jedem dieser Unterträger wird zeitlich aufeinanderfolgend eine Folge von sieben Symbolen innerhalb eines Uplink-Zeitschlitz übertragen. Abhängig davon, wie viele dieser Unterträgerblöcke einem PUSCH-Kanal zugeordnet sind, werden dabei für die DMRS-Symbole unterschiedliche Sequenztypen verwendet. Als erster Sequenztyp werden Zadoff-Chu-Sequenzen verwendet. Als zweiter Sequenztyp werden dagegen QPSK-Sequenzen verwendet.
Bevor nun auf eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens und insbesondere die Ermittlung der Beurteilungswerte im Detail eingegangen wird, soll zunächst die dreistufige Synchronisation auf das Mobilfunksignal 1 im Uplink anhand des Blockschaltbilds der 3 einmal kurz erläutert werden. Zunächst findet eine Synchronisation in einem ersten Untermodul 320 statt, welches auf das Symbolraster des Uplink-Signals synchronisiert. Hierzu wird zunächst eine Folge von Abtastwerten r_i 101 selektiert (Block 321) und anschließend (Block 322) eine Frequenzkorrektur durchgeführt. Die korrigierten Empfangswerte werden dann mittels einer schnellen Fouriertransformation (Fast Fourier Transformation) in Block 331 in den Frequenzbereich transformiert, wo eine Erkennung der möglichen Sequenzen QPSK oder Zadoff-Chu durchgeführt werden. Die transformierten, kompensierten Empfangswerte werden hierzu einer Ermittlungseinheit 332 und einer DMRS-Auswahleinheit 333 zugeführt. FFT-Block 331, Ermittlungseinheit 332 und DMRS-Auswahleinheit 333 bilden dabei eine zweite Synchronisationsstufe, die in der Figur allgemein mit Untermodul 330 bezeichnet wird. Hier wird nach der erfolgten Synchronisation auf das Symbolraster in Untermodul 320 eine Synchronisation auf das Unterrahmenraster durchgeführt. Anschließend werden die korrigierten Werte einer Auswerteeinheit 340 und letztlich einer Rahmensynchronisationseinheit 350 zugeführt. Die Auswerteeinheit 330 bereitet die Daten für weitere Module im Empfänger auf. Die vorliegende Erfindung ist mit der inhaltsunabhängigen Ermittlung von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Mobilfunksignals 1 nach dem OFDM-Verfahren innerhalb des Blocks 330 befasst.
Das Synchronisationsmodul 300 arbeitet auf Rahmenbasis Dies ist gerechtfertigt, da immer ein vollständiger Unterrahmen 3 im Frequenzduplex (Frequency Division Duplex) oder Zeitduplex (Time Division Duplex) gesendet wird. Es wird jedoch auch eine Analyse von Rahmen 2 mit zum Teil unbelegten Unterrahmen 3 mit und ohne automatischer Detektion der Allokation unterstützt. Die Analyse ist also diesbezüglich variabel, aber es muss das Unterrahmenraster innerhalb eines Rahmens 2 eingehalten werden. Es ergeben sich hierdurch Vorteile bei der Synchronisation hinsichtlich Komplexität und Erkennung einer Unterrahmennummer. Eine Synchronisation auf das zu analysierende Uplink-Funksignal 1 findet getrennt für PUSCH- und PUCCH-Unterrahmen 3 der PUSCH- und PUCCH-Kanäle statt. Es liegen zwar getrennte Synchronisationsverfahren für die einzelnen Kanaltypen des Mobilfunksignals 1 vor, jedoch kooperieren die Module für die einzelnen Verfahren, um Rechenzeit zu sparen. Als erstes wird versucht, auf PUSCH-Unterrahmen im Modul 300 zu synchronisieren, wobei das PUSCH-Signal nicht für eine Synchronisation entworfen worden ist. Dies erfordert daher die Ausnutzung von Signaleigenschaften, um eine robuste Synchronisation zu ermöglichen. Zusätzlich wurde auf Komplexitätseinsparung geachtet, da insbesondere dieser Signalverarbeitungsblock 330 am aufwändigsten ist.
Das eingesetzte Verfahren ist grundsätzlich dreistufig konzipiert. Im ersten Schritt findet eine Synchronisation auf das OFDM-Symbolraster statt. Dem schließt sich eine inhaltsunabhängige Suche nach den DMRS 6, 7 an, was zu einer Synchronisation im Zeitschlitzraster führt. Durch die Inhaltsunabhängigkeit kann eine hohe Geschwindigkeitssteigerung erzielt werden. Im dritten Schritt wird die Rahmensynchronisation unter Ausnutzung der DMRS-Inhalte hergestellt.
Die für die Synchronisation auszunutzenden Signaleigenschaften des PUSCH-Kanals des Mobilfunksignals 1 werden im Folgenden knapp skizziert:

1. Jedem OFDM-Symbol ist ein Schutzintervall (CP: Cyclic Prefix) bekannter Länge vorangestellt. Dies wird für die Synchronisation auf das OFDM Symbolraster ausgenutzt.
2. Die DMRS-Symbole S_k,l mit dem Unterträgerindex k und dem Symbolindex l können aus QPSK-Symbolen bestehen, falls ein Unterrahmen mit weniger als drei allozierten Unterrahmenblöcken vorliegt; sonst beinhalten sie Zadoff-Chu-Sequenzen.
3. Es kann der Fall auftreten, dass bei entsprechender Konfiguration des DMRS Generators, die DMRS 6, 7 mehrerer Zeitschlitze 4, 5 identische Inhalte aufweisen. Deswegen werden die DMRS 6, 7 für die weitere Verarbeitung in Nebenklassen (englisch Cosets) gruppiert, um mehrfache Tests mit gleichen Hypothesen zu vermeiden.
4. Im Frequenzbereich liegt die Gruppierung von Unterträgern zu Unterträgerblöcken vor. Dieses Unterträgerraster kommt zur Bestimmung des ganzzahligen Frequenzversatzes zum Einsatz. Da der Ansatz ebenso unabhängig bezüglich des DMRS Inhalts ist, kann eine schnelle Bestimmung ohne Hypothesentests erfolgen.
5. Pro Unterrahmen weisen beide Zeitschlitze die gleiche Anzahl allozierter Unterträgerblöcke auf. Liegt kein Frequenzsprungverfahren (englisch: Intra-Subframe Hopping) vor, so ist auch deren Lage im Frequenzbereich identisch. Diese Eigenschaft kann verwendet werden, um eine Synchronisation auf das Unterrahmenraster herzustellen. Insbesondere kann hier bei der Autodetektion der Rechenaufwand stark reduziert werden.
6. Wird ein Messreferenzsymbol SRS übertragen, so ist dessen Position innerhalb eines Unterrahmens bekannt. Eine Erkennung des SRS erfolgt auf Basis dessen doppelten Unterträgerabstands. Diese Zusatzinformation hilft ebenso, eine Synchronisation auf dem Unterrahmenraster herzustellen und eine fehlerhafte Gruppierung von Zeitschlitzen 4, 5 zu Unterrahmen 3 zu vermeiden.
7. Die Zeitschlitze 4, 5 eines einzelnen Unterrahmens 3 müssen auch identische Modulationsverfahren aufweisen. Ist dies nicht der Fall, so liegt eine fehlerhafte Gruppierung der Zeitschlitze vor. Diese Signaleigenschaft wird allerdings erst nach der Detektion des Modulationsverfahrens im weiteren Verlauf der Signalverarbeitung verwendet und gegebenenfalls eine Resynchronisation durchgeführt.

Bevor durch Ermittlung eines ersten und evtl. zweiten Beurteilungswerts auf ein DMRS-Symbol erkannt werden kann, müssen zunächst Startindizes vom OFDM-Symbolen bekannt sein. Die Ermittlung dieser Startindizes bildet den Ausgangspunkt für die nachfolgende Beschreibung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird zur Ermittlung einer Synchronisation auf das Unterrahmenraster des PUSCH-Kanals eines Mobilfunksignals 1 die Eigenschaft unter 1. zur Gewinnung der Startindizes 8 der OFDM-Symbole genutzt. Diese Startindizes von OFDM-Symbolen stellen zugleich mögliche Startindizes 8 für Zeitschlitze in der Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 dar. In einem weiteren Schritt wird anhand der inhaltsunabhängigen Identifizierung der DMRS-Symbole anhand Eigenschaft 2 eine Identifizierung der Startindizes von Zeitschlitzen 4, 5 vorgenommen und anhand von Konsistenztests bestätigt. Diese Konsistenztests beruhen auf der Ausnutzung der weiteren Signaleigenschaften unter 4., 5. und 6.
Grundsätzlicher Ablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens und der Algorithmus des Verfahrens werden nun erläutert. In den folgenden Abschnitten werden die Verfahrensschritte und Untermodule des Synchronisationsverfahrens näher spezifiziert.
Das Ablaufdiagramm nach 4 stellt den Ablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens am Beispiel eines OFDM-Signals des Mobilfunkstandards LTE dar. In Schritt 401 wird zunächst ein Mobilfunksignal 1 empfangen. Anschließend wird das Mobilfunksignal 1 in Schritt S402 abgetastet und so eine Mehrzahl von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 erzeugt. Aus dieser Mehrzahl von Abtastwerten wird eine Folge von Abtastwerten in Schritt S403 selektiert und in Schritt S404 ein erster Synchronisationsschritt im Zeitbereich ausgeführt.
In diesem ersten Synchronisationsschritt im Zeitbereich für die Synchronisation auf das OFDM-Symbolraster werden ausschließlich die Abtastwerte r_i betrachtet, die sich innerhalb der gefundenen Leistungsbereiche des Einlesespeichers befinden. Für die entsprechenden Indizes i der Abtastwerte wird fortlaufend ein dritter Beurteilungswert in Form einer normierten Korrelationsmetrik Δ (CP) / i berechnet. Sobald eine Schwellenwertüberschreitung während der fortlaufenden Berechnung der Metrik Δ (CP) / i als drittem Beurteilungswert auftritt, wird der entsprechende Zeitindex ɩ ^ _s für den gefundenen Start eines OFDM-Symbols ausgegeben. Es gehen auch hier mehrere Schutzintervalle CP in die Berechnung von Δ (CP) / i ein.
Es wird nun der Ablauf der Berechnung der normierten Korrelationsmetrik Δ (CP) / i und der Entscheidung über das Vorliegen eines Startindex für ein OFDM-Symbol geschildert. Als Schwellenwert, für dessen Überschreitung ein Startindex eines OFMD-Symbols erkannt wird, ist eine Leistungsschwelle T_CP gesetzt. In einer bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens ist dieser Schwellenwert zur Bewertung der zu berechnenden normierten Metrik zu 0,75 gesetzt.
Es wird als dritter Beurteilungswert die normierte rekursive Korrelationsmetrik im Zeitbereich zur Erkennung eines Schutzintervalls (CP: Cyclic Prefix) berechnet:
Dabei bedeutet Λ (CP) / i den normierten Metrikwert, R_i den Korrelationsanteil der normierten Korrelationsmetrik und P_i den Leistungsanteil zur Normierung der Korrelationsmetrik. Der Index i ist der Zeitindex für die Abtastwerte der zu untersuchenden Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals.
Die normierte Korrelationsmetrik Λ (CP) / i nutzt dabei die Eigenschaften des Schutzintervalls zu Beginn eines OFDM-Signals aus. Die Berechnung der normierten Korrelationsmetrik Λ (CP) / i erfolgt für alle im Einlesespeicher gefundenen Leistungsbereiche der Abtastwerte des zu analysierenden Funksignals 1. Zur Berechnung der Metrik wird die in einem Einlesespeicher liegende Zeitsequenz von Abtastwerten des Funksignals 1 in Signalabschnitte einer vorgegebenen zeitlichen Länge L_MTR unterteilt. Die minimale Länge der Signalabschnitte wird in einer geeigneten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zur 2,75fachen Länge eines Zeitschlitzes 4, 5 gesetzt. Unter Beachtung der Verlängerungsbedingung ist damit gewährleistet, dass mindestens ein Unterrahmen 3 für die Berechnung der Metrik herangezogen wird. Ist der letzte Signalabschnitt eines der so definierten Leistungsbereiche kürzer als L_MTR/2, so wird er an den vorhergehenden Signalabschnitt angefügt. Für die so erzeugten Signalabschnitte Ω_m mit 1 ≤ m ≤ M wird ein Leistungskennwert in Form der durchschnittlichen Leistung der darin enthaltenen komplexen Basisbandabtastwerte r_i nach
berechnet. Die Signalabschnitte Ω_m werden dann in eine Reihenfolge nach absteigender mittlerer Leistung P_m geordnet. Die so entstehenden Indexbereiche werden im Folgenden mit Ω (s) / m bezeichnet. Die Korrelationsmetrik Λ (CP) / i als dritter Beurteilungswert wird auf Indexbereichen Ω (s) / m in Reihenfolge absteigender mittlerer Leistung P_m berechnet.
Der dritte Beurteilungswert enthält einen Korrelationsanteil R_i und einen Leistungsanteil P_i.
Der Korrelationsanteil R_i in (1) berechnet sich zu
und der Leistungsanteil P_i zu
Dabei stellt die Transformationslänge N_FFT der schnellen Fouriertransformation (FFT), N_CP die Länge des Schutzintervalls CP, Δi_n den zeitlichen Versatz eines OFDM-Symbols n innerhalb eines Unterrahmens 3 dar. Die letzten beiden Parameter hängen also von der Länge des verwendeten Schutzintervalls CP ab.
Für die OFDM-Symbolerzeugung existieren im Mobilfunkstandard LTE zwei unterschiedliche Längen des Schutzintervalls CP. Für beide Längen des Schutzintervalls CP wird die Metrik Λ (CP) / i solange berechnet, bis eine der Metriken den Schwellenwert T_CP für die Erkennung des Schutzintervalls überschreitet. Gegebenenfalls wird dazu der nächste Wertebereich Ω (s) / m+1 herangezogen. Kann kein normierter Metrikwert Λ (CP) / i ermittelt werden, der den Schwellenwert T_CP überschreitet und liegen keine weiteren zu analysierenden Signalabschnitte Ω (s) / m vor, so wird die Analyse abgebrochen. Das Verfahren der Auswertung der Metrik besteht also grundsätzlich aus der Auswahl entsprechender Signalbereiche und anschließender Tests auf diesen ausgewählten Signalbereichen. Durch die Auswahl der Bereiche wird die Robustheit des Verfahrens erhöht. Durch die Anordnung der Signalabschnitte mit hoher mittlerer Leistung vor Signalabschnitten geringer mittlerer Leistung werden zunächst bevorzugt Signalabschnitte mit vielen zugewiesenen Unterträgerblöcken untersucht und das Signal-zu-Rauschverhältnis der Schätzung erhöht sich dementsprechend. Anschließend wird geprüft, ob die berechnete normierte Korrelationsmetrik Λ (CP) / i als dritter Beurteilungswert den Schwellenwert T_CP überschreitet. Die gefundenen Indizes î_s, für die der Schwellenwert T_CP überschritten ist, stellen Startindizes für den Start eines OFDM-Symbols in der Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 dar. Ebenso stellen die so bestimmten Indizes î_s auch mögliche Startindizes für ein Demodulationsreferenzsymbol DMRS 6, 7 des PUSCH-Kanals dar.
Ist in Schritt S404 des Verfahrens eine erste Synchronisation im Zeitbereich auf das Symbolraster erfolgt, so wird in Schritt S405 die Folge der Abtastwerte des Mobilfunksignals 1 in den Frequenzbereich transformiert.
Da ein zu analysierender Unterrahmen 3 vollständig im Einlesespeicher vorliegen muss, kann der Symbolstartindex î_s auch als Hypothese für den jeweiligen Zeitschlitzstartindex aufgefasst werden. Anschließend erfolgt die Selektion der Abtastwerte r_i für einen Kandidaten des zugehörigen Demodulationsreferenzsymbols DMRS gemäß
In (5) steht î_s für den Startindex eines OFDM-Symbols, N_CP bezeichnet die Länge des Schutzintervalls CP, N_FFT die Länge der Fouriertransformation FFT und i den Laufindex für den Abtastwert. Der Verzögerungswert Δi_n bezieht sich auf die Position des DMRS innerhalb eines Zeitschlitzes und demgemäß ist n dessen Positionsindex. Im Idealfall wird somit das FFT-Fenster in der Mitte des Schutzintervalls CP positioniert, um für gestörte Signale nach beiden Seiten in etwa eine gleichmäßige Robustheit bezüglich des Schätzfehlers zu haben. Dies ist besonders wichtig bei Transformationslängen N_FFT mit kurzen Längen des Schutzintervalls CP N_CP.
Über den berechneten Korrelationsanteil wird für den gefundenen Zeitindex î_s der fraktionale Anteil des Trägerfrequenzversatzes (CFO: Carrier Frequency Offset) Δf ^ _fract bestimmt. Es gilt auch für das Kanalmodell im Zeitbereich
mit der Empfangssequenz im Zeitbereich r_i, dem Sendesymbol mit Schutzintervall s'_i-1, den Koeffizienten h_l der Kanalimpulsantwort, mit dem Kanalgedächtnis L, dem Trägerfrequenzversatz Δf, der Abtastfrequenz f_a und den Abtastwerten eines Rauschsignals n_i. Für die Schätzung des Trägerfrequenzversatzes wird der Korrelationsanteil R_i (3) der normierten Metrik verwendet. Um eine hohe Robustheit auch für kurze Längen des Schutzintervalls CP zu erzielen, werden für die Berechnung mehrere Schutzintervalle CP verwendet. Zusätzlich wurde zudem ein Schutzintervall Δi_G vorgesehen. Die allgemeine Formulierung des Korrelationsanteils ergibt sich zu
und unter Berücksichtigung des Kanalmodells (6) erhält man
In Beziehung (7) bzw. (8) stehen Δf für den Trägerfrequenzversatz, f_a für die Abtastrate, N_FFT für die Länge der FFT, î_s für den Startindex, Δi_n für den zeitlichen Abstand des OFDM-Symbols n zu î_s, N_CP für die Länge des Schutzintervalls CP, Δi_G für die Länge des Schutzintervalls, L für das Kanalgedächtnis, h_l für die Kanalimpulsantwort, s'_ξ-1 ist die inverse diskrete Fouriertransformierte (IDFT: Inverse Discrete Fourier Transformation) des gesendeten Symbols mit Schutzintervall.
Für eine korrekte Zeitschätzung und einen mittelwertfreien, signalunabhängigen Rauschprozess ergibt sich für den Erwartungswert der Doppelsumme in (8) ein rein reeller Zahlenwert. Dementsprechend erhält man den Schätzwert für den fraktionalen Trägerfrequenzversatz mittels
In Beziehung (9) wird lediglich ein Schätzwert für den fraktionalen Anteil Δf ^ _fract des Trägerfrequenzversatzes angegeben, da die Phasenänderung über die N_FFT-Werte nur „Modulo 2π” gemessen wird.
Das neueingeführte Schutzintervall Δi_G ≠ 0 für die Berechnung hat sich insbesondere für Kanäle mit hohem Kanalgedächtnis L als notwendig herausgestellt, um die Fehlervarianz der Schätzung zu reduzieren. Anderenfalls entstehen hohe Störeinflüsse auf das Korrelationsmaß für die Abtastwerte am Rand des Schutzintervalls CP. Ebenso liegt eine höhere Robustheit im Falle einer Zeitschätzung, die nicht dem Abtastzeitpunkt entspricht, vor. Die Einstellung der Abweichung des Abtastzeitpunktes mittels eines Parameters p ist mit der Beziehung
möglich. In diesem Zusammenhang stellt p den prozentualen Anteil des Schutzintervalls CPs dar, welcher zur Bestimmung des fraktionalen Trägerfrequenzversatzes Δf ^ _fract verwendet wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wurde dieser Wert fest auf 80% eingestellt. Damit gilt p = 0,8.
Mit den beiden erzielten Schätzwerten für die Zeitsynchronisation î_s und die Frequenzsynchronisation Δf ^ _fract wird innerhalb der Blöcke 321 und 322 des PUSCH-Synchronisationsmoduls 300 abschließend eine Kompensation im Zeitbereich gemäß
auf dem Intervall entsprechend Beziehung (5) durchgeführt und dem folgenden Untermodul 13 zur Synchronisation auf das Zeitschlitzraster zur Verfügung gestellt. In (11) stellt r ' / i die frequenzkompensierte Empfangssequenz im Zeitbereich, r ' / i die Empfangssequenz im Zeitbereich, Δf ^ _fract den fraktionalen Trägerfrequenzversatz und φ den Phasenwinkel und 1 den Symbolindex dar. Anschließend findet der Übergang der Signalverarbeitung vom Zeitbereich in den Frequenzbereich in Block 331 statt. Bisher ist die Eigenschaft 1. des Standards des zu analysierenden Mobilfunksignal 1 verwendet worden.
In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird zur Berechnung der normierten Korrelationsmetrik Δ (CP) / i ein universelles Modul genutzt. Dieses Modul kommt ebenfalls bei der automatischen Detektion der Länge des Schutzintervalls CP und bei der Synchronisation auf Unterrahmen eines PUSCH-Kanals zum Einsatz. Damit die Korrelationsmetrik Δ (CP) / i nicht in jedem der genannten Module neu berechnet werden muss, ist dieses universelle Modul während der gesamten Zeit der Analyse des Mobilfunksignals 1 gedächtnisbehaftet.
Zum einen erfolgt hierüber die Speicherung des Status der fortlaufenden Metrikberechnung. Da diese auch rekursiv durchgeführt werden kann, können andere Module – neben dem Synchronisationsmodul auf den PUSCH-Kanal 300 – auf den bereits berechneten Ergebnissen aufbauen. Zum anderen wird das Modulgedächtnis genutzt, um eine Liste mit schon gefundenen Schwellenwertüberschreitungen der Korrelationsmetrik Δ (CP) / i vorzuhalten. In dieser Liste ist deren Position mit den zugehörigen Schätzwerten für den fraktionalen Trägerfrequenzanteil gespeichert. Muss die Suche nach Schwellenwertüberschreitungen in einem weiteren Modul wieder vom Anfang des Einlesespeichers beginnen, so werden – falls vorhanden – die Ausgabewerte von der Liste zurückgegeben.
Die Berechnung der Metrikanteile (3) und (4) kann rekursiv erfolgen, was zu beträchtlichen Komplexitätseinsparungen führt. Im Detail ergibt sich die Rekursionsvorschrift für den Korrelationsanteil zu
und die für den Leistungsanteil zu
In (12) bzw. (13) steht R_i für den Korrelationsanteil der Metrik für den Zeitindex i, P_i für den Leistungsanteil der Metrik für den Zeitindex i, r_i für die Empfangssequenz im Zeitbereich, Δi_n für den Abstand des Symbols n zum Startindex des Zeitschlitzes, N_CP für die Länge des Schutzintervalls CP und N_FFT für die Länge der FFT.
Im universellen Metrikberechnungsmodul werden dementsprechend die letzten Nominalwerte der Metrikanteile vorgehalten, um bei Bedarf mit der Berechnung der Korrelationsmetrik fortzufahren. In einer besonders bevorzugten Ausführung können für das Verfahren ab einem bestimmten Zeitindex i darauffolgende Zeitinstanzen Δi_FFW als mögliche Positionen für Schwellenwertüberschreitungen ausgeschlossen werden. Daher ist im Universalmodul ein besonderer Modus (Fast-Forward-Modus FFW) vorgesehen. Hierbei wird die Metrikberechnung für den Zeitindex i + Δi_FFW mittels (3) und (4) neu initialisiert. Die weiteren Berechnungen werden rekursiv über (12) und (13) fortgeführt. Dieser Modus kann beispielsweise zum Einsatz kommen, wenn das Ende eines Leistungsbereichs im Einlesespeicher erreicht worden ist oder wenn ein Zeitschlitz 4, 5 gefunden worden ist. Im letzten Fall können folgende Schwellenwertüberschreitungen innerhalb einer Länge eines Zeitschlitzes als mögliche Startindizes 8 eines Zeitschlitzes ausgeschlossen werden.
Die Schätzung des fraktionalen Trägerfrequenzversatzes ist bedingt durch die Einführung des Schutzintervalls Δi_G ≠ 0 robust. Der notwendige Korrelationsanteil der Metrik mit reduzierter Mittelungslänge wird aus Aufwandsgründen nicht rekursiv mitgeführt. Eine nicht-rekursive Berechnung (8) findet erst dann statt, wenn eine Schwellenwertüberschreitung der Metrik gefunden worden ist.
Kernbestandteil des gesamten Verfahrens ist die inhaltsunabhängige Erkennung der Demodulationsreferenzsymbole DMRS 6, 7 in Schritten S406 bis S414 des erfindungsgemäßen Verfahrens. Diese wird im Untermodul 330 der Zeitschlitzsynchronisation im Frequenzbereich durchgeführt. Durch die Inhaltsunabhängigkeit werden Hypothesentests, die auch den ganzzahligen Anteil des Trägerfrequenzversatzes berücksichtigen müssten, vermieden. Dieser Ansatz trägt entscheidend zur Aufwandsreduktion bei.
Die ermittelten kompensierten Empfangswerte r ' / i aus Formel (11) werden in Schritt S405 auf dem Intervall (5) mittels der Transformation R_k,l = FFT{r ' / i } (14) in den Frequenzbereich überführt. Dabei ist R_k,l die Empfangssequenz im Frequenzbereich. Das Empfangssignal kann allgemein noch einen normierten ganzzahligen Frequenzversatz κ aufweisen und näherungsweise mit R_k+K,l = H_ke^jΦk,lS_k,l + Ñ_k+K,l (15) modelliert werden. H_k steht in diesem Zusammenhang für die Koeffizienten der Impulsantwort des frequenzselektiven Kanals und ϕ_k,l ist die Phasenfunktion des Kanalmodells für Unterträger k und Symbol 1. S_k,l ist das Sendesymbol. Bedingt durch den ganzzahligen Frequenzversatz erscheinen die Übertragungssymbole S_k,l auf um κ versetzten Unterträgern. Für die DMRS-Symbol-Erkennung bleibt der ganzzahlige Frequenzversatz unbeachtet und wird erst anschließend im Auswertungsuntermodul 340 gemeinschaftlich für alle DMRS-Symbole bestimmt.
Im Folgenden soll sich die Allokation bezüglich des Unterträgerindex k auf dem Intervall k ≤ k ≤ k (16) befinden und das Intervall k ≤ k ≤ k (17) die belegbaren Unterträger für eine Übertragung des Mobilfunksignals 1 im Uplink darstellen.
Die Erkennung der DMRS muss unabhängig von den Kanalkoeffizienten H_k sein. Es wird deshalb vorausgesetzt, dass sich der Kanal auf benachbarten Trägern nur wenig ändert. Es gilt demnach
mit der Amplitudenschwankung ΔA_k und der Phasenschwankung Δφ_k. Die Phasenfunktion Φ_k,l des Kanalmodells aus (15) wird in einem späteren Abschnitt zu der Erwartungswertbetrachtung näher beschrieben.
Es werden zweierlei Beurteilungswerte in Form von geeigneten Erkennungsmetriken ausgewertet, um festzustellen ob die Übertragungssymbole entweder Symbole einer Zadoff-Chu-Sequenzen oder Symbole einer QPSK-Sequenz sind. Abschließend sei noch darauf hingewiesen, dass alle folgenden Metrikberechnungen auf dem Trägerbereich K, der über k – κ_max – 1 ≤ k ≤ k + κ_max + 1 (19) definiert ist, durchgeführt werden. Der vom Betrag höchstmögliche ganzzahlige Trägerfrequenzversatz κ_max ist einstellbar. Durch die Vorgabe des Trägerbereichs werden keine unnötigen Korrelationen auf unbelegten Unterträgern berechnet und es wird der maximal mögliche Trägerfrequenzversatz berücksichtigt. Ein jeweils weiterer Träger an den Rändern erlaubt eine Flankendetektion bei der Leistungsmessung im Auswertungsmodul 340.
In Schritt S407 wird ein erster Beurteilungswert zur Erkennung für eine Erkennung eines vorgegebenen ersten Sequenztyps der Referenzsymbole ermittelt. Im vorliegenden Beispiel eines Mobilfunksignals im Uplink des Standards LTE ist der erste Sequenztyp für das DMRS-Symbol eine Zadoff-Chu-Sequenz (abgekürzt ZC-Sequenz). Der erste Beurteilungswert in Schritt S407 wird auf Basis einer linksseitigen und einer rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation bestimmt.
Besteht die Allokation aus mehr als zwei Unterträgerblöcken innerhalb eines PUSCH-Unterrahmens 3, so beinhalten die zugehörigen Referenzsymbole DMRS auf den belegten Unterträgern ZC-Sequenzen, die mit einer zusätzlichen zyklischen Verschiebung im Zeitbereich α versehen sind. Die Referenzsequenz S_k,l ist in diesem Fall strukturell gemäß
aufgebaut. Hierbei ist S (R) / n die zyklisch wiederholte ZC Sequenz S (ZC) / n . Die Länge der ZC-Sequenz N_ZC ist, bezogen auf die Anzahl der allozierten Unterträger (k – k – 1), die nächst kleinere Primzahl. Der Verschiebungswert α ist hier zeitschlitzspezifisch und kann zur Erkennung der Nummer des Unterrahmens 3 genutzt werden. In anderen Fällen des Standards kann dieser Wert auch als je Rahmen 2 konstant betrachtet werden.
Der Dateninhalt der ZC-Sequenz S (ZC) / n ist über die Beziehung
mit 0 ≤ n < N_ZC, der Länge N_ZC der ZC-Sequenz und einem ganzzahligen Wert q bestimmt. Falls zur Erzeugung der DMRS-Symbole der Modus „Group Hopping” oder „Sequence Hopping” aktiviert ist, so ist q zeitschlitzspezifisch und kann für die Ermittlung der Nummer des Unterrahmens 3 verwendet werden.
Die Erkennungsmetrik für ZC-Sequenzen benutzt neben der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation ρ (R) / k ρ (R) / k = R_k,lR * / k+1,l (22) die auf dem laut Beziehung (19) maximal möglichen Unterträgerbereich K^(R) = K| k + κ_max + 1 ausgewertet wird und die linksseitige Nachbarträgerkorrelation ρ (L) / k = R_k,lR * / k-1,l (23) die ebenfalls auf dem maximal möglichen Trägerbereich gemäß (19), d. h. K^(L) = K|k – κ_max – 1 für ρ (L) / k , ausgewertet wird. Um den Einfluss der ZC-Symbole auf den ersten Beurteilungswert zu eliminieren, müssen die beiden Nachbarträgerkorrelationen kombiniert werden. Die normierte Erkennungsmetrik für ein ZC-DMRS-Symbol wird über
mit der Normierung
bestimmt. Wird in Schritt S407 ein entsprechender Schwellenwert überschritten, so ist die DMRS-Symbol-Erkennung erfolgreich. Der nominelle Wert von 0,975 hat sich für unterschiedlich gestörte zu analysierende Mobilfunksignale als geeignet herausgestellt. Das gefundene OFDM-Symbol wird in Schritt S408 als erkanntes DMRS-Symbol gekennzeichnet. Anschließend ist in Schritt S412 ein oder mehrere Konsistenztests auszuführen, um sicherzustellen, dass es sich bei dem erkannten OFDM-Symbol tatsächlich um ein DMRS-Symbol handelt. Ergibt die Konsistenzprüfung eine Fehlerkennung, so wird das OFDM-Symbol in Schritt S413 als DMRS-Symbol des PUSCH-Kanals abgelehnt. Es kann sich in diesem Fall um ein Referenzsymbol des Typs SRS oder um ein Symbol eines PUSCH-Unterrahmens handeln, die ebenfalls ZC-Sequenzen beinhalten. Ist der Konsistenztest erfolgreich, wo wird das gefundene DMRS-Symbol in Schritt S414 als DMRS-Symbol des PUSCH-Kanals bestätigt.
Überschreitet der in Schritt S406 ermittelte erste Beurteilungswert in Schritt S407 den ersten Schwellenwert nicht, so liegt kein DMRS-Symbol vor, das eine ZC-Sequenz beinhaltet. Es kann sich demnach aber um ein DMRS-Symbol, das einen zweiten Sequenztyp umfasst, handeln. Im Fall eines Mobilfunksignals des Standards LTE kann dieser zweite Sequenztyp eine QPSK-Sequenz sein. so wird in Schritt S409 ein zweiter Beurteilungswert für einen vorgegebenen weiten Sequenztyp der Referenzsymbole ermittelt. Im Fall eines Demodulationsreferenzsymbols DMRS des PUSCH-Kanals ist der zweite Sequenztyp eine QPSK-Sequenz. Liegen Allokationen von weniger als drei Unterträgerblöcken innerhalb eines PUSCH-Unterrahmens vor, so bestehen die zugehörigen DMRS-Symbole aus QPSK-modulierten Symbolen S_k,l, die mit einer zusätzlichen zyklischen Verschiebung α im Zeitbereich versehen sind. Der Dateninhalt der Referenzsequenz kann für diesen Fall über
mit
auf dem entsprechenden Trägerbereich charakterisiert werden. Der Wert α ist in der aktuellen Version des LTE-Standards zeitschlitzspezifisch und kann zur Erkennung der Nummer des Unterrahmens genutzt werden. In Vorgängerversionen des LTE-Standards kann dieser Wert auch als konstant für jeden Rahmen 2 angenommen werden.
Der zweite Beurteilungswert besteht aus einer normierten Erkennungsmetrik für QPSK-Symbole basierend auf der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation ρ (R) / k = R_k,lR * / k+1,l (28) die auf dem maximal möglichen Trägerbereich gemäß (19), d. h. K^(R) = K| k + κ_max + 1, ausgewertet wird. Um den Einfluss der QPSK-Symbole zu eliminieren, wird die vierte Potenz des Korrelationsmaßes gebildet. Die normierte Erkennungsmetrik für QPSK-DMRS-Symbole wird über
mit der Normierung
bestimmt. Überschreitet der in Schritt S409 ermittelte zweite Beurteilungswert in Schritt S410 einen zweiten Schwellenwert, so ist die DMRS-Erkennung für eine zweiten Sequenztyp des DMRS-Symbols erfolgreich. Der nominelle Wert von 0,975 für einen zweiten Schwellenwert hat sich für mit unterschiedlichen Störsignalen beaufschlagte Mobilfunksignale 1 als geeignet erwiesen. Das erkannte DMRS-Symbol wird in Schritt S411 als erkanntes DMRS-Symbol des zweiten Sequenztyps gekennzeichnet und im folgenden Schritt S412 wird dieses erkannte DMRS-Symbol einem Konsistenztest unterzogen und wird gegebenenfalls als bestätigtes erkanntes DMRS-Symbol gekennzeichnet. Infolge der Vorcodierung der Datensymbole des PUSCH kann eine fälschliche Erkennung von QPSK-modulierten Datensymbolen als DMRS-Symbole allerdings nicht auftreten.
Um die Eigenschaften der Erkennungsmetriken des ersten und des zweiten Beurteilungswertes näher zu beleuchten, werden im Folgenden die Erwartungswerte für die entsprechenden Erkennungsmetriken erläutert.
Zunächst wird hierzu die Phasenfunktion Φ_k,l des Kanalmodells aus (15) mit
näher spezifiziert. In diesem Zusammenhang stellen Δf_res den verbleibenden fraktionalen Trägerfrequenzversatz (CFO) nach der ersten Kompensation, ζ den Abtastratenversatz (SFO: Sampling Frequency Offset) und Φ₁ den Gleichphasenfehler (CPE: Common Phase Error) dar. Eine Funktionsweise der Metrik soll auch für diese auftretenden Störeinflüsse auf die Signalphase belegt werden.
Betrachten wir zunächst die Erkennungsmetrik des zweiten Beurteilungswertes für QPSK-Symbole (29). Für den nicht normierten Trägeranteil zur Gesamtmetrik erhält man nach Einsetzen des Kanalmodells den Erwartungswert
Verwendet man noch den Zusammenhang (18) für die Kanalkoeffizienten H_k und H * / k+1 , so ergibt sich
Es liegt eine Unabhängigkeit von Trägerfrequenzversatz CFO und Gleichphasenfehler CPE vor, da Unterträger ein und desselben OFDM-Symbols verwendet werden. Für den benötigten Erwartungswert eines QPSK-DMRS ergibt sich mit (20) der datenunabhängige Wert
sodass sich der Erwartungswert (33) für ein Unterträgerpaar mit QPSK-Übertragungssymbolen mit
angeben lässt. Für die zugrunde gelegten kleinen Kanalschwankungen ΔA_k und Δφ_k für Nachbarträger sowie den üblicherweise zu erwartenden Werte für den Abtastratenverssatz SFO spiegelt die Einzelkorrelation näherungsweise die Kanalamplitude wieder und trägt den vierfachen Phasenwert des Verschiebungsparameters α. Die Einzelkorrelation (33) ergibt sich im Erwartungswert zu Null, falls auf einem der benachbarten Träger kein QPSK-Symbol übertragen wird. Es liegt also ein eindeutiges Erkennungskriterium vor. Mit diesem Ergebnis lässt sich zeigen, dass sich der Erwartungswert für die normierte Erkennungsmetrik (29) zu ‚1’ ergibt, wenn ein QPSK-DMRS-Symbol getestet wird. Hingegen ergibt sich wie gewünscht der Wert ‚0’, falls keine QPSK-Modulation auf den Unterträgern vorliegt. Es sei noch darauf hingewiesen, dass Unterträgerpaare mit einer hohen Empfangsleistung einen höheren Einfluss auf die Erkennungsmetrik haben. Diese Eigenschaft der erfindungsgemäßen Metrik ermöglicht eine robuste und verlässliche Detektion der QPSK-DMRS-Symbole.
Nun betrachten wir die Erkennungsmetrik für ZC-Sequenzen (24). Es ergibt sich hier für den nicht normierten Anteil der Gesamtmetrik, unter Beachtung des zuvor beschriebenen Kanalmodells, der Erwartungswert E{ρ (L) / k ρ (R) / K } = E{R_k,lR * / k-1,l R * / k+1,l } = H 2 / k H * / k-1 H * / k+1 E{S 2 / k,l S * / k-1,l S * / k+1,l ) (36)
Es zeigt sich hier, dass sich durch die Korrelation über drei benachbarte Unterträger zudem noch der Einfluss des Abtastratenversatzes SFO aus dem Korrelationsmaß eliminieren lässt. Wiederum lässt sich mit (18) der Erwartungswert mit
angeben. Es zeigt sich, dass der Erwartungswert von dem Leistungsprodukt der Kanalkoeffizienten zweier benachbarter Unterträger abhängt. Betrachtet man den Erwartungswert des entsprechenden Produkts über drei Unterträger, die mit einer ZC-Sequenz (20) belegt sind, so erhält man für den Erwartungswert
Das gilt auch für die Berechnungen über die Unstetigkeitsstellen der Sequenz, an denen die zyklische Wiederholung über die Modulo-Operation in (20) stattfindet, was wiederum durch die Eigenschaft
für die Primzahl N_ZC und den ganzzahligen Wert q gefolgert werden kann. Für den Erwartungswert (36) der Korrelation über drei Unterträger, die mit einer ZC Sequenz belegt sind, erhält man folglich
Die Amplitude des Einzelkorrelationswerts ist bestimmt durch die Kanalleistung und dessen Phase hängt von den ZC-Parametern ab. Falls auf einem der benachbarten Träger kein ZC-Symbol übertragen wird, so ergibt sich die Einzelkorrelation (37) zu Null. Es liegt also auch hier ein eindeutiges Erkennungskriterium vor. Mit diesem Ergebnis lässt sich zeigen, dass sich der Erwartungswert für die normierte Erkennungsmetrik (24) zu ‚1’ ergibt, wenn ein ZC-DMRS-Symbol getestet wird. Hingegen ergibt sich wie gewünscht der Wert ‚0’, falls keine Sequenz mit ZC-Eigenschaften auf den Trägern vorliegt. Es sei noch darauf hingewiesen, dass Dreiergruppen von Unterträgern mit einer hohen Empfangsleistung einen höheren Einfluss auf die Erkennungsmetrik haben. Dies ermöglicht einen verlässliche und robuste Detektion der ZC-DMRS-Symbole.
Anhand von 5 wird im Folgenden der Ablauf der Konsistenzprüfungen für erkannte DMRS-Symbole des PUSCH-Kanals erläutert. Die möglichen DMRS-Symbole werden zunächst anhand eines ersten Beurteilungwertes auf ZC-Sequenzen getestet, da die meist verwendeten Allokationsbreiten diesen Sequenztyp für DMRS-Symbole erfordern. Ist der Vergleich mit dem ersten Schwellenwert erfolgreich, so wird das OFDM-Symbol als erkanntes DMRS-Symbol vorgemerkt. Andernfalls erfolgt der Test auf ein QPSK-DMRS-Symbol anhand des zweiten Beurteilungswertes und einer Überschreitung eines zweiten Schwellenwertes. Damit wird das untersuchte OFDM-Symbol als DMRS-Symbol erkannt oder endgültig verworfen.
Wurde nach der erläuterten Auswertung der Erkennungsmetriken des ersten und des zweiten Beurteilungswertes ein DMRS-Symbol in Schritt S501 erkannt, so muss er noch einer Konsistenzprüfung (vergleiche Schritt S412 in 4) unterzogen werden, um Fehlerkennungen zu vermeiden. Für die Ausführung der Konsistenztests wird zunächst in Schritt S502 zwischen einem DMRS-Symbol eines ersten Sequenztyps Zadoff-Chu oder eines zweiten Sequenztyps QPSK unterschieden. Wird das OFDM-Symbol als eine Zadoff-Chu-Sequenz enthaltend erkannt, so ermittelt zunächst der erste Konsistenztest in Schritt S508 einen normierten Momentanwert (42) abgeleitet von der Erkennungsmetrik. In Schritt S509 wird anhand eines Schwellenwerts geprüft, ob eine ungültige Metriküberschreitung des ersten Beurteilungswertes vorliegt.
Vor allem für geringe Allokationsbreiten können Spitzenwerte bedingt durch Störungen auftreten, die zu einer Schwellenwertüberschreitung der Erkennungsmetrik und damit zur Fehlerkennung eines DMRS-Symbols führen. Für die Behandlung dieses Problems (sog. „Metric Overshoot”) werden die instantanen Metrikwerte (41) und (42) normiert. Es wird zusätzlich vorausgesetzt, dass die Metriküberschreitung zumindest für die Anzahl von N_recogUnterträgern etwa gleichmäßig stattfindet. Demnach leisten die beiden Tests
beziehungsweise
für die jeweiligen Sequenz-Typen der Referenzsymbole DMRS über dem gesamten Trägerbereich eine Detektion von solchen ungültigen Schwellenwertüberschreitungen der Erkennungsmetriken. Für eine verlässliche DMRS-Erkennung hat sich in der Praxis der nominelle Wert von 6 Unterträgern für N_recog als geeignet erwiesen.
Weist das erkannte mögliche DMRS-Symbol in Schritt S502 QPSK-Sequenzen auf, so wird in Schritt S503 einen zweiter normierter Momentanwert abgeleitet von dem zweiten Beurteilungswert ermittelt und in Schritt S504 geprüft, ob eine Schwellenwertüberschreitung (41) vorliegt. Ist dieser Schwellenwert überschritten, so wird das erkannte mögliche DMRS-Symbol als DMRS-Symbol in Schritt S507 abgelehnt. Andernfalls wird das mögliche erkannte DMRS-Symbol als erkanntes DMRS-Symbol in Schritt S506 bestätigt.
Zusätzlich muss besonderes Augenmerk auf das Auswertungsergebnis der ZC-Erkennungsmetrik gelegt werden, da auch andere OFDM-Symbole, die ZC-Sequenzen beinhalten, erkannt werden. Einerseits können dies im Falle eines Mobilfunksignals 1 des Standards LTE Messreferenzsymbole SRS (SRS: Sounding Reference Symbol) oder Symbole des PUCCH-Kanals sein, da diese ebenfalls auf ZC-Trägersequenzen aufmoduliert sind. Um ein SRS-Symbol zu erkennen, wird die Eigenschaft der Trägerbelegung mit dem doppelten Unterträgerabstand (siehe Eigenschaft 6) ausgenutzt. Hierzu wird in Schritt S511 in einem weiteren Konsistenztest die mittlere Leistung über die Unterträger des OFDM-Symbols mit geradzahligem Index gebildet und mit der mittleren Leistung über die Unterträger mit ungeradzahligem Index verglichen. Differiert diese um mehr als 30 dB, so wird das Symbol als SRS-Symbol in Schritt S514 erkannt. Andernfalls wird das erkannte DMRS-Symbol in Schritt S507 als DMRS-Symbol bestätigt. Der Ausschluss eines PUCCH-OFDM-Symbols findet ebenso über die Allokationseigenschaften statt. Wird für ein mögliches erkanntes DMRS-Symbol in Schritt S512 die Metriküberschreitung im Bereich der dem PUCCH-Kanal zugewiesenen PUCCH Unterträgerblöcke ermittelt, so wird es in Schritt S513 als PUCCH-Symbol identifiziert. Sonst kann das Symbol als erkanntes und bestätigtes DMRS-Symbol in Schritt S507 gekennzeichnet werden.
Wurde nach den drei Konsistenztests das Symbol als DMRS-Symbol des PUSCH-Kanals erkannt, so wird es auf die DMRS-Symbol-Liste gesetzt. In einer besonders ausgezeichneten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird dieses Testergebnis ebenso zu Untermodul 320, das eine Synchronisation auf das Symbolraster herstellt, zurückgeführt. Ist noch kein DMRS-Symbol gefunden worden, so wird die nächste Überschreitung der Zeitbereichsmetrik Δ (CP) / i gesucht und der Erkennungsprozess wie beschrieben erneut durchgeführt. Wurde jedoch bereits ein DMRS-Symbol erkannt, so liegt eine Synchronisation auf dem Zeitschlitzraster des untersuchten Mobilfunksignals 1 vor. In einer bevorzugten Ausprägung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird mittels dieser rückgekoppelten Information das Symbolsynchronisationsmodul 320 veranlasst, den nächsten Schätzwert im Abstand einer Zeitschlitzdistanz auszugeben. Hiermit ist in vorteilhafter Weise eine Einsparung an Rechenzeit verbunden.
Im Folgenden werden die Metrikverläufe für ein Beispielszenario dargestellt. Es handelt sich hierbei jeweils um den Bandbreitenmodus 10 MHz mit 600 belegbaren Unterträgern. Das Signal-zu-Rauschverhältnis beträgt 40 dB und es wird der Kanal mit den Koeffizienten im Zeitbereich h₀ = 0,8 sowie h = 0,6 untersucht. Der ISI Kanal weist im Frequenzbereich eine Tiefpasscharakteristik auf. Der Trägerfrequezversatz CFO beträgt Δf = 17 MHz und der Abtastratenversatz SFO ζ = 10^–6.
Zunächst betrachten wir die Erkennungsmetrik für QPSK Symbole. Hierzu wird der normierte, komplexwertige Metrikverlauf mit
definiert. Wir betrachten einen Unterrahmen 3 mit 2 allozierten Unterträgerblöcken. Wird ein DMRS-Symbol gefunden und mit der QPSK-Erkennungsmetrik untersucht, so ergeben sich die in 6 dargestellten Verläufe. Im oberen Teilbild sieht man den Betragsverlauf, der den entsprechenden Ausschnitt des Tiefpasskanals über 24 Unterträger widerspiegelt. Die laufende Summe über den Betragsverlauf ist im mittleren Teilbild dargestellt. Man sieht hier, dass der maximale Metrikwert von 1 praktisch erreicht wird, was zur Identifikation als QPSK-DMRS-Symbol führt. Im unteren Teilbild sieht man im allozierten Trägerbereich die konstante Phase der Metrik. Auf den unbelegten Trägern liegen zufällige Phasenwerte vor.
Wertet man hingegen die QPSK-Erkennungsmetrik für ein Datensymbol des PUSCH mit zwei im gleichen Trägerbereich allozierten Unterträgerblöcken aus, so ergeben sich die in 7 dargestellten Ergebnisse. Der Betrag des normierten Metrikverlaufs im oberen Teilbild spiegelt nun nicht mehr den Kanalverlauf wider und weist wie der dazugehörige Phasenverlauf im unteren Teilbild, einen Zufallscharakter auf. Wie im mittleren Teilbild zu sehen ist, tritt zwar ein hoher Wert der Erkennungsmetrik auf, die Schranke von 0,975 wird allerdings nicht überschritten. Demnach wird dieses Symbol korrekterweise als DMRS-Symbol verworfen.
Für acht allozierte Unterträgerblöcke wird für das gleiche Szenario die ZC-Erkennungsmetrik evaluiert. In 9 wird der Metrikverlauf
für ein DMRS-Symbol, auf das zuvor synchronisiert worden ist, ausgewertet. Es ergeben sich qualitativ dieselben Verläufe, die man auch schon für die QPSK-Erkennungsmetrik beobachten konnte. Es liegt also wieder die Tiefpasscharakteristik des Kanals im Betrag sowie Phasenkonstanz im Bereich der mit der ZC-Referenzsequenz belegten Unterträger vor. Über diesem Trägerbereich steigt die laufende Summe über die normierte Betragsmetrik auch monoton an und erreicht nahezu den Maximalwert. Eine Erkennung des DMRS hat korrekterweise stattgefunden.
Findet der Unterblock zur Symbolsynchronisation ein OFDM-Datensymbol, so ergeben sich die in 8 dargestellten Verhältnisse. Auch hier erkennt man den Zufallscharakter von Betrag und Phase der Metrik zumindest im allozierten Bereich. Die laufende Summe über den Betrag der normierten Erkennungsmetrik ergibt einen Nominalwert weit unter der Erkennungsschwelle. Man erkennt, dass bei mehr allozierten Unterträgern Störeinflüsse stärker ausgemittelt werden und dadurch weniger Einfluss auf den skalaren Wert der Erkennungsmetrik haben.
Nachdem in Untermodul 330 die Synchronisation auf das Zeitschlitzraster hergestellt worden ist, werden durch die Evaluierungseinheit 340 die vorliegende Allokation sowie der ganzzahlige Trägerfrequenzversatz Δf_int bestimmt. Diese Auswertungen basieren auf Leistungsmessungen, die über Empfangswerte aller gefundenen DMRS-Symbole durchgeführt werden. Die Menge L^(DMRS) enthält die entsprechenden Symbole.
Zunächst wird der ganzzahlige Trägerfrequenzversatz Δf_int bestimmt, der über den normierten Wert κ in Gleichung (15) bestimmt ist. Für die zugehörigen Leistungsmessung wird die Menge der Unterträger K_i definiert, die von jedem allozierbaren Unterträgerblock im gesamten zu Verfügung stehenden Frequenzband den niedrigsten Unterträgerindex k enthält. Für die Schätzung des Frequenzversatzes κ wird ein Leistungsmaß

für alle möglichen Hypothesen κ ~ bestimmt. Der Schätzwert für den Frequenzversatz ergibt sich entsprechend über die Beziehung
Es werden über (45) und (46) die Leistungssprünge an den Rändern der Allokation detektiert und daraus der ganzzahlige Frequenzversatz abgeleitet. Durch die Verwendung aller DMRS-Symbole, die im Einlesespeicher gefunden werden, ergibt sich ein ausgesprochen robuster Schätzwert. Ebenso sei bemerkt, dass keine Schwellwerte für diese Schätzung des ganzzahligen Trägerfrequenzversatzes gesetzt werden müssen.
Unter Einbeziehung des Schätzwertes für den Trägerfrequenzversatz CFO wird die im Einlesespeicher enthaltende Allokation ermittelt. Hierzu wird eine Leistungsmessung je Unterträgerblock 11 durchgeführt. Der zugehörige belegbare Trägerbereich wird für den Unterträgerblock mit dem Index n_PRB wird mit
bezeichnet. Das auszuwertende Leistungsmaß ist über
für das jeweilige DMRS-Symbol mit I ∊ L^(DMRS) gegeben. Liegt dies über einem Schwellenwert so wird der Unterträgerblock als belegt erkannt. Zur Schwellenadaption wird zudem eine Leistungsmessung auf zwölf unbelegten Unterträgern K^(unalloc) durchgeführt. Für diese Menge werden sechs Unterträger oberhalb und sechs Unterträger unterhalb des Frequenzbandes für die Uplink-Verbindung ausgewählt. Idealerweise wird hier mittels
lediglich die Leistung des Rauschens akkumuliert. die maximal in einem Unterträgerblock übertragene Leistung ergibt sich über
und die minimale Leistung ergibt sich über
Basierend auf diesen beiden Unterträgerleistungsgrenzen wird die Schwelle P (PRB) / T bestimmt. Um eine Fehldetektion bei idealen Signalen zu vermeiden, muss davor noch die Bedingung
mit dem einstellbaren Maximalwert des Signal-zu-Rauschverhältnisses SNR dB / max überprüft werden. Ist diese Bedingung erfüllt, so liegt die trägerbezogene Rauschleistung über dem minimal zu erwartenden Wert und die Schwelle wird mittels
adaptiert. Der Einstellwert f_r ist kleiner eins und bewirkt eine lineare Verschiebung der Schwelle zwischen Maximal- und Minimalwert im logarithmischen Bereich. Als Parametrierung wurde f_r = 2/3 gewählt. Ist die Bedingung (51) nicht erfüllt, so kann von einem idealen Signal ohne Rauschstörung ausgegangen werden und der Schwellenwert wird mit P (PRB) / T = f_iP (PRB) / max (53) eingestellt. Unter Beachtung der maximalen Dynamik eines Uplink-Signals wurde der Parameter f_i mit 0,025 voreingestellt.
Mit der vorgestellten Leistungsmessung werden zeitschlitzweise die allozierten Unterträgerblöcke bestimmt. Dieser Messung muss sich noch eine Konsistenzüberprüfung anschließen. Im Falle eines hohen I-Q-Versatzes bewirkt die damit verbunden starke Störung der Metrik um den DC-Unterträger unter Umständen eine Fehldetektion des betrachteten OFDM-Symbols als DMRS-Symbol. Sollte also ein DMRS-Symbol erkannt worden sein, aber durch Leistungsmessung keine Allokation innerhalb dessen vorliegen, so ist das DMRS-Symbol von der erzeugten Liste der erkannten DMRS-Symbole zu entfernen.
Für ein 10 MHz-Signal ist das Ergebnis der entsprechenden Allokationsbestimmung in 10 dargestellt. Es wurden für die 50 belegbaren Unterträgerblöcke des Uplink-Signals jeweils 2 belegte je Zeitschlitz 4, 5 gefunden. Entsprechend der fest eingestellten Länge des Einlesespeichers von zwei Rahmen 2 wurden 39 von 40 möglichen DMRS-Symbolen 6, 7 vom Typ QPSK gefunden. Da der letzte Zeitschlitz 4, 5 nicht vollständig im Einlesespeicher enthalten ist, wurde das letzte DMRS-Symbol verworfen. Es kann demnach nicht zu einem vollständigen Unterrahmen 3 gehören.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- EP 1901478 A2 [0004, 0004]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

- IEEE 802.11a [0003]

Claims

Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins von Referenzsymbolen (6, 7) in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals (1) nach dem OFDM-Verfahren mit folgenden Verfahrensschritten: – Empfangen des Funksignals (1) – Erzeugen einer Mehrzahl von Abtastwerten des Funksignals – Selektieren einer Folge von Abtastwerten – Überführen der Folge von Abtastwerten in den Frequenzbereich – Ermitteln eines ersten Beurteilungswerts für einen vorgegebenen ersten Sequenztyp der Referenzsymbole, wobei der erste Beurteilungswert auf Basis einer rechtsseitigen und einer linksseitigen Nachbarträgerkorrelation bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Sequenztyp eine Zadoff-Chu-Sequenz ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Beurteilungswert aus der Summe über die Beträge des Produktes der linksseitigen Nachbarträgerkorrelation und der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation über der selektierten Folge von Abtastwerten ermittelt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zunächst der erste Beurteilungswert für einen ersten Sequenztyp ermittelt wird, und wenn der der erste Beurteilungswert einen ersten Schwellenwert unterschreitet, ein zweiter Beurteilungswert für einen vorgegebenen zweiten Sequenztyp der Referenzsymbole ermittelt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein erkanntes Referenzsymbol (6, 7) einem oder mehreren Konsistenztests unterworfen wird, und ein erkanntes Referenzsymbol (6, 7) als bestätigtes Referenzsymbol angenommen wird, wenn es den oder die Konsistenztests besteht.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn bei einem Konsistenztest ein erster oder zweiter Momentanwert einen dritten Schwellenwert unterschreitet, das identifizierte Referenzsymbol (6, 7) bestätigt wird, wobei erster Momentanwert von erstem Beurteilungswert und zweiter Momentanwert von zweitem Beurteilungswert für das erkannte Referenzsymbol (6, 7) abgeleitet werden.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn bei einem Konsistenztest eines erkannten Referenzsymbols (6, 7) des ersten Sequenztyps der erste Beurteilungswert im Bereich einer reservierten Unterträgerallokation eines Kontrollkanals des Funksignals (1) einen Schwellenwert überschreitet, das erkannte Referenzsymbol (6, 7) als Referenzsymbol des Kontroll- und Nutzkanals abgelehnt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn bei einem Konsistenztest für ein erkanntes Referenzsymbol (6, 7) des ersten Sequenztyps ein erster Leistungswert für Unterträger mit ungeradzahligem Unterträgerindex von einem zweiten Leistungswert für Unterträger mit geradzahligem Unterträgerindex um einen vorgegebenen Wert abweicht, das erkannte Referenzsymbol abgelehnt wird, wobei die betrachteten Unterträgerindizes dem erkannten Referenzsymbol (6, 7) zugewiesen sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung eines möglichen Startindex für ein Referenzsymbol (6, 7) ein Startindex eines OFDM-Symbols gewählt wird, und der mögliche Startindex eines OFDM-Symbols in einem Verfahren mit folgenden Schritten bestimmt wird: – Teilen der Folge von Abtastwerten in Bereiche mit einer vorgegebenen zeitlichen Länge, und – Ermitteln eines Leistungskennwerts für jeden Bereich vorgegebener Länge und – Anordnen der Bereiche in einer Reihenfolge mit abnehmenden Leistungskennwerten, und – Ermitteln eines dritten Beurteilungswertes umfassend einen Korrelationsanteil und einen Leistungsanteil, beginnend mit Startindizes auf dem Bereich mit höchstem Leistungskennwert, und – Erkennen des Startindex eines OFDM-Symbols bei Überschreiten eines Schwellenwerts durch den dritten Beurteilungswert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass in einem weiteren Schritt die erkannten Referenzsymbole (6, 7) ein einem Kontroll-Nutzkanal in einem Funksignal (1) nach dem OFDM-Verfahren zur Synchronisation auf ein vorgegebenes Rahmenraster des Funksignals genutzt werden.
Computerprogramm mit Programmcode-Mitteln, um alle Verfahrensschritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.
Computerprogramm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Datenträger gespeicherten Programmcode-Mitteln, um alle Verfahrensschritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.