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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins
von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Funksignals
nach dem OFDM-Verfahren sowie ein entsprechendes Computerprogramm
und Computerprogrammprodukt. Insbesondere betrifft die Erfindung
ein Verfahren zur Erkennung des Vorhandenseins und zur Ermittlung
der zeitlichen Lage von DMRS-Symbolen in einem Mobilfunksignal nach
dem LTE-Standard.
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Eine
grundlegende Herausforderung bei der messtechnischen Erfassung und
Untersuchung von Funksignalen besteht in der Synchronisation des
Messgeräts auf das Zeitraster und Frequenzraster des zu
untersuchenden Funksignals. Um eine solche Synchronisation zu erzielen,
werden bisher die Funksignale des zu vermessenden Geräts
(DUT: Device Under Test) empfangen, abgetastet, demoduliert und
der Signalinhalt zumindest in Teilen ausgewertet. Enthalten die
Funksignale Folgen von Abtastwerten, deren Inhalt ebenso wie die
Lage der Folge in einem vorgegebenen Zeitraster der Funksignale
bekannt ist, so kann mittels Auswertung dieser Folge die zeitliche
Lage des Signals ermittelt werden. Die Kommunikation zwischen einem
Sender und einem Messgerät kann dann in die korrekte zeitliche
Lage korrigiert werden. Im Rahmen dieses Vorgehens ist zunächst
eine Demodulation mittels geschätzter Funksignalparameter
erforderlich, da die exakte zeitliche Lage des Signals nicht bekannt
ist. Demodulation und folgende inhaltliche Auswertung des zu untersuchenden Funksignals
mit geschätzten Parametern ist allerdings zeit- und rechenintensiv.
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In
den vergangenen Jahren hat es eine weltweite Entwicklung zur Nutzung
von OFDM-Verfahren (Orthogonal Frequency Division Multiplex) zur Übertragung
hoher Datenraten gegeben. Zahlreiche Funkstandards, beispielsweise
WiMAX, IEEE 802.11a, LTE oder DVB nutzen OFDM als
Form der Funkübertragung auf einer Mehrzahl orthogonaler
Unterträger. OFDM ist dabei besonders für frequenzselektive Übertragungskanäle,
große Zeitdispersion bei der Signalübertragung
und die Realsierung hoher Datenraten geeignet. Zugleich ist eine
Signalübertragung mittels OFDM aber auch empfindlich gegenüber
Trägerfrequenzversatz und Synchronisations-problemen. Für
den Fall von Trägerfrequenzversatz ist eine Wechselwirkung
zwischen Unterträgern und Verlust der Orthogonalität
zwischen Unterträgern die Folge, bei Synchronisationsproblemen
kann infolge der fehlerhaften Synchronisation eine Phasenverschiebung
im Symbolraum auftreten.
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In
der europäischen Patentanmeldung
EP 1 901 478 A2 wird eine
zeitliche Synchronisation für das OFDM-Funksignal einer
Teilnehmerendeinrichtung zu einer Basisstation im WiMAX-Standard
für ein drahtloses Kommunikationssystem beschrieben. Nach
dem Empfangen, Abtasten und einer Analog-Digital-Umsetzung des Funksignals
erfolgt eine Korrelation im Zeitbereich einer vorab bekannten Signalfolge
mit der Folge von Abtastwerten des empfangenen Funkignals. Die Korrelation
im Zeitbereich ermöglicht die Lage des empfangenen Funksignals
im Zeitbereich zu erfassen, da die Lage der vorab bekannten Signalfolge
innerhalb des Rahmenrasters des WiMAX-Signals bekannt ist. Mit diesem
Ergebnis ist eine zeitliche Kompensation des empfangenen Funksignals
möglich. Von Nachteil bei dem in Druckschrift
EP 1 901 478 A2 beschriebenen
Verfahren ist, dass ebenfalls eine Demodulation des empfangenen
Funksignals Voraussetzung für die Synchronisation ist.
Demodulation und Korrelation im Zeitbereich bedeuten jedoch einen
erheblichen Rechenaufwand.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren
zu schaffen, dass eine effiziente Synchronisation auf ein Funksignal
mit reduziertem Rechenaufwand und ohne Verwendung besonderer Signalisierungsinformation
oder inhaltliche Auswertung des Funksignals ermöglicht.
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Die
Aufgabe wird durch das erfindungsgemäße Verfahren
nach Anspruch 1 und das entsprechende Computerprogram bzw. Computerprogramprodukt
gelöst.
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Die
Struktur eines Funksignals im Zeitbereich umfasst zunächst
einzelne Rahmen. Ein Rahmen eines zu untersuchenden Funksignals
besteht aus einer Mehrzahl von Unterrahmen. Ein Unterrahmen wiederum umfasst
mindestens einen ersten Zeitschlitz und einen zweiten Zeitschlitz.
Innerhalb eines Zeitschlitzes werden sechs oder sieben OFDM-Symbole übertragen.
Die verschiedenen Unterrahmen innerhalb eines Rahmens können
dabei unterschiedlichen Kanälen eines Funksignals zugeordnet
sein. Dementsprechend kann innerhalb eines Rahmens des zu untersuchenden
Funksignals Unterrahmen eines ersten Typs, beispielsweise eines
Kontrollkanals und eines zweiten Typs, beispielsweise eines Kanals
zur Übertragung von gemischten Kontroll- und Nutzdaten
geben oder eines dritten Typs zur Übertragung von Nutzdaten
geben. Die Ermittlung der zeitlichen Lage von Signalteilen eines
Funksignals zur Synchronisation nach dem erfindungsgemäßen
Verfahren wird nachfolgend verkürzend als Synchronisation
bezeichnet. Die Synchronisation auf das Funksignal nach dem erfindungsgemäßen
Verfahren erfolgt ohne Demodulation und unter Ausnutzung von Eigenschaften einer
vorgegebenen Trägerallokation für einen Kanal
des Funksignals ohne inhaltliche Auswertung des Dateninhalts.
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Eine
derartige Funksignalstruktur ist beispielsweise für die
Verbindung einer mobilen Teilnehmerendeinrichtung zu einer Basisstation
für den Mobilfunkstandard LTE (Long Term Evolution; 3GPP,
Release 8) vorgeben. Es wird für dieses Funksignal von
der mobilen Teilnehmerendeinrichtung zu Basisstation auch von einem
Uplink-Signal gesprochen. Ein Uplink-Signal kann mehrere Kanäle
umfassen. So können in diesem Uplink-Signal ein Kontrollkanal
(PUCCH: Physical Uplink Control CHannel) und ein gemischter Kontroll-
und Nutzkanal (PUSCH: Physical Uplink Shared CHannel) enthalten
sein.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren nutzt zur Synchronisation
auf ein Funksignal die inhaltsunabhängige Erkennung des
Vorhandenseins von Referenzsymbolen in einem Kontroll- und Nutzkanal
eines Funksignals. Das zu analysierende Funksignal enthält
einen Kontroll- und Nutzkanal, der nicht zur Synchronisation entworfen
ist. In diesem Kontroll- und Nutzkanal werden an zeitlich festgelegten
Positionen Referenzsymbole übertragen. Diese Referenzsymbole
zeichnen sich durch die Verwendung vorgegebener Sequenztypen für
die Übertragung der Referenzsymbole aus. Es gibt im vorliegenden
Funksignal Referenzsymbole eines ersten Sequenztyps und Referenzsymbole
eines zweiten Sequenztyps. Das Verfahren zur Synchronisation weist
dabei erfindungsgemäß folgende Schritte auf:
In
einem ersten Schritt wird das Funksignal empfangen. Das Funksignal
wird anschließend abgetastet und eine Mehrzahl von Abtastwerten
des Funksignals erzeugt, deren zeitliche Reihenfolge durch einen
Zeitindex festgelegt ist. Im nächsten Schritt wird eine
Folge von Abtastwerten aus der Mehrzahl von Abtastwerten selektiert
diese Folge wird in den Frequenzbereich überführt.
Für die Folge von Abtastwerten wird anschließende ein
erster Beurteilungswert für einen vorgegebenen ersten Sequenztyp
der Referenzsymbole ermittelt. Dieser erste Beurteilungswert wird
dabei auf Basis einer rechtsseitigen und einer linksseitigen Nachbarträgerkorrelation
gebildet. Mit diesem ersten Beurteilungswert kann in vorteilhafter
Weise über das Vorhandensein eines Referenzsymbols in dem Kontroll-
und Nutzkanal des zu untersuchenden Funksignals entschieden werden. Insbesondere
eine inhaltliche Auswertung des zu untersuchenden Funksignals ist
hierzu nicht notwendig. Damit entfällt auch die Notwendigkeit
einer Demodulation des zu untersuchenden Signals mit zu schätzenden
Parametern. Eine besondere Auslegung des zu untersuchenden Funksignals
für die zeitliche Synchronisation entfällt bei
Verwendung des ersten Beurteilungswertes ebenfalls. Die Anwendung
des Verfahrens ermöglicht daher den Einsatz in vielseitigen
Messapplikationen, da auf die Verwendung besonderer Signalisierungskanäle
und -signale für die Funksignalanalyse verzichtet werden
kann.
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Die
Unteransprüche zeigen vorteilhafte Weiterbildungen des
erfindungsgemäßen Verfahrens.
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So
ist das Verfahren insbesondere für den Einsatz bei Referenzsymbolen
mit Zadoff-Chu-Sequenzen als einem ersten Sequenztyp geeignet. Der
erste Beurteilungswert kann in besonders vorteilhafter Weise aus der
Summe über die Beträge des Produktes der linksseitigen
Nachbarträgerkorrelation und der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation über
der selektierten Folge von Abtastwerten ermittelt werden. Mittels
dieser Auslegung des ersten Beurteilungwertes kann in vorteilhafter
und zuverlässiger Weise ein eindeutiges Ergebnis für die
Erkennung des Referenzsymboles erzielt werden.
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Besonders
bevorzugt ist eine weitere Ausprägung des Verfahrens, in
der ein weiterer Beurteilungswert ermittelt wird. Dies ist dann
besonders geeignet, wenn das Referenzsymbol, auf dessen Vorhandensein
erkannt wird, Sequenzen eines ersten Typs oder Sequenzen eines weiteren
zweiten Typs umfassen kann. Für diesen Fall wird zunächst
der erste Beurteilungswert für den ersten Sequenztyp des
Referenzsymbols ermittelt und wenn dieser erste Beurteilungswert
unter einem ersten Schwellenwert bleibt, wird ein zweiter Beurteilungswert
für einen vorgegebenen zweiten Sequenztyp des Referenzsymbols
ermittelt. Dieser zweite Beurteilungswert kann insbesondere auf
einer rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation basieren
und beispielsweise so ausgelegt sein, dass ein Referenzsymbol beruhend
auf einer QPSK-Sequenz (Quadrature Phase Shift Keying) erkannt wird.
In dieser Ausführung ist das erfindungsgemäße
Verfahren insbesondere vorteilhaft für die Erkennung von
Demodulations-referenzsymbolen im PUSCH-Kanal des Uplink-Mobilfunksignals
des Standards LTE geeignet, da hier entsprechend der Allokationsbreite
für das DMRS-Symbol (DeModulation Reference Symbol) Zadoff-Chu-Sequenzen
als erster Sequenztyp oder QPSK-Sequenzen als zweiter Sequenztyp verwendet
werden.
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In
einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen
Verfahrens wird ein mittels erstem oder zweitem Beurteilungswert
erkanntes Referenzsymbol einem oder mehreren Konsistenztests unterzogen
und als Referenzsymbol bestätigt, wenn es den oder die
Konsistenztests besteht. Ein solcher Konsistenztest kann beispielsweise
durch Bilden eines ersten Momentanwerts abgeleitet von dem erstem
Beurteilungswert oder einem zweitem Momentanwert abgeleitet von
dem zweitem Beurteilungswert und anschließender Prüfung,
ob ein dritter Schwellenwert durch ersten oder zweiten Momentanwert überschritten
ist, erfolgen. Das erkannte Referenzsymbol wird bestätigt,
wenn die Momentanwerte unterhalb des dritten Schwellenwerts bleiben.
Eine weitere vorteilhafte Ausführung des Verfahrens prüft
im Rahmen eines Konsistenztests, ob der erste Beurteilungswert im
Bereich einer reservierten Unterträgerallokation eines
Kontrollkanals des Funksignals einen Schwellenwert überschreitet,
falls ein erkanntes Referenzsymbol des ersten Sequenztyps vorliegt.
Für diesen Fall wird das erkannte Referenzsymbol als Referenzsymbol
des Kontroll- und Nutzkanals abgelehnt. Dieser Konsistenztest ermöglicht
die Unterscheidung von Referenzsymbolen des Kontroll- und Nutzkanals
von Datensymbolen eines Kontrollkanals, die denselben Sequenztyp
aufweisen. Damit wird durch diesen Konsistenztest die Wahrscheinlichkeit
von Fehlerkennungen verringert. Zusätzlich kann im Rahmen
der Konsistenztests für ein erkanntes Referenzsymbol des
ersten Sequenztyps ein erster Leistungswert für Unterträger
mit ungeradzahligem Unterträgerindex und ein zweiter Leistungskennwert
für Unterträger mit geradzahligem Unterträgerindex
ermittelt werden. Weichen erster und zweiter Leistungskennwert um
einen vorgegebenen Wert voneinander ab, so wird das erkannte Referenzsymbol
abgelehnt. Dieser Konsistenztest nutzt aus, dass ein Referenzsymbol
eines weiteren Typs für den betrachteten Kanal einen doppelten
Abstand der Unterträger aufweist und mittels dieser Eigenschaft
trotz Verwendung desselben Sequenztyps unterscheidbar ist. Mittels
dieser Konsistenztests wird ebenfalls die Wahrscheinlichkeit von
Fehlerkennungen reduziert.
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In
einer weiteren, besonders bevorzugten Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Verfahrens wird zur Ermittlung
eines möglichen Startindex für ein Referenzsymbol
ein Startindex eines OFMD-Symbols gewählt, wobei der Startindex
des OFDM-Symbols mittels folgender Verfahrensschritte bestimmt wird:
Die Folge der Abtastwerte wird zunächst in Bereiche einer
vorgegebenen zeitlichen Länge geteilt. Auf jedem Bereich
vorgegebener zeitlicher Länge wird anschließend
ein Leistungskennwert ermittelt. Im nächsten Schritt werden
die Bereiche vorgegebener zeitlicher Länge in einer Reihenfolge
mit abnehmenden Leistungskennwerten angeordnet. Anschließend
wird ein dritter Beurteilungswert umfassend einen Korrelationsanteil
und einen Leistungsanteil beginnend auf dem Bereich mit dem höchsten
Leistungskennwert ermittelt. Überschreitet der dritte Beurteilungswert
einen Schwellenwert, so wird für den untersuchten Zeitindex
auf den Beginn eines OFDM-Symbols erkannt.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren kann in vorteilhaft
dazu verwandt werden, über die erkannten Referenzsymbole
im ausgewerteten Kontroll-Nutzkanal des Mobilfunksignals auf ein
vorgegebenes Rahmenraster des untersuchten OFDM-Funksignals zu synchronisieren.
Dabei ist von besonderem Vorteil, dass eine Synchronisation des
Funksignals ohne inhaltliche Auswertung und damit ohne vorherige
Demodulation des Funksignals erfolgen kann.
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Alle
geschilderten Ausführungen des erfindungsgemäßen
Verfahrens können auch miteinander kombiniert werden. Eine
Realisierung kann sowohl in diskreter Form oder aber in Form eines
auf einem Computer oder Signalprozessor ausführbaren Programms
erfolgen.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren wird nachfolgend anhand
der Figuren im Detail erläutert. Es zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung zur Erläuterung der Rahmenstruktur
im Frequenzduplex (FDD) von LTE-Signalen;
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2 einen
Aufbau eines Unterrahmens für Zeitduplex (TDD) eines LTE-Signals;
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3 ein
Blockschaltbild zur Erläuterung der schrittweisen Synchronisation
auf das Rahmenraster;
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4 eine
vereinfachte Darstellung des erfindungsgemäßen
Vorgehens;
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5 eine
vereinfachte Darstellung des Ablaufs von Konsistenztests;
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6–9 Beispiele
für die Erkennung von DMRS-Symbolen unter Verwendung des
erfindungsgemäßen Verfahrens; und
-
10 Ergebnis
einer Allokationsmessung auf den Unterträgerblöcken
für ein 10 MHz-Signal.
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Bevor
auf die Ausführung des erfindungsgemäßen
Verfahrens im Detail eingegangen wird, soll zunächst zum
besseren Verständnis eine Rahmenstruktur eines Mobilfunksignals
am Beispiel eines LTE-Signals kurz erläutert werden. Ein
Senderahmen 2 eines Uplink-Signals 1 besteht aus
zehn zusammenhängenden Unterrahmen, von denen in der 1 ein
erster Unterrahmen 3 explizit dargestellt ist. Der Unterrahmen 3 seinerseits
besteht aus einem ersten Zeitschlitz 4 und einem zweiten
Zeitschlitz 5. Innerhalb dieser beiden Zeitschlitze 4, 5 ist
jeweils ein OFDM-Symbol besonders ausgezeichnet. Diese ausgezeichneten
Symbole 6, 7 gehören zur Gruppe der Referenzsymbole
und werden im Folgenden als DMRS-Symbole bezeichnet (DeModulation Reference
Symbol). Sie liegen jeweils an definierten Positionen innerhalb
der Zeitschlitze 4, 5. Damit kann nach einer Synchronisation
auf das Symbolraster bei Kenntnis der Lage der DMRS-Symbole 6, 7 innerhalb
der Zeitschlitze 4, 5 auf das Zeitschlitzraster
synchronisiert werden. Die einzelnen Abtastwerte des Signals sind durch
einen Index charakterisiert. Index 8 ist zugleich Startindex
eines OFDM-Symbols, des Zeitschlitzes 4, des Unterrahmens 3 und
des Rahmens 2.
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Die 2 zeigt
eine vereinfachte Darstellung einer Allokation von Unterträgern
eines Uplink-Zeitschlitz. Aus einer Vielzahl von möglichen
Unterträgern werden dem jeweiligen Zeitschlitz ein oder
mehrere sog. Unterträgerblöcke 11 zugewiesen,
wobei ein Unterträgerblock 11 zwölf benachbarte
Unterträger 12 aufweist. Auf jedem dieser Unterträger
wird zeitlich aufeinanderfolgend eine Folge von sieben Symbolen
innerhalb eines Uplink-Zeitschlitz übertragen. Abhängig
davon, wie viele dieser Unterträgerblöcke einem
PUSCH-Kanal zugeordnet sind, werden dabei für die DMRS-Symbole
unterschiedliche Sequenztypen verwendet. Als erster Sequenztyp werden
Zadoff-Chu-Sequenzen verwendet. Als zweiter Sequenztyp werden dagegen
QPSK-Sequenzen verwendet.
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Bevor
nun auf eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens und insbesondere die Ermittlung der Beurteilungswerte
im Detail eingegangen wird, soll zunächst die dreistufige
Synchronisation auf das Mobilfunksignal 1 im Uplink anhand
des Blockschaltbilds der 3 einmal kurz erläutert
werden. Zunächst findet eine Synchronisation in einem ersten
Untermodul 320 statt, welches auf das Symbolraster des
Uplink-Signals synchronisiert. Hierzu wird zunächst eine
Folge von Abtastwerten ri
101 selektiert
(Block 321) und anschließend (Block 322)
eine Frequenzkorrektur durchgeführt. Die korrigierten Empfangswerte
werden dann mittels einer schnellen Fouriertransformation (Fast
Fourier Transformation) in Block 331 in den Frequenzbereich
transformiert, wo eine Erkennung der möglichen Sequenzen
QPSK oder Zadoff-Chu durchgeführt werden. Die transformierten,
kompensierten Empfangswerte werden hierzu einer Ermittlungseinheit 332 und
einer DMRS-Auswahleinheit 333 zugeführt. FFT-Block 331,
Ermittlungseinheit 332 und DMRS-Auswahleinheit 333 bilden
dabei eine zweite Synchronisationsstufe, die in der Figur allgemein
mit Untermodul 330 bezeichnet wird. Hier wird nach der
erfolgten Synchronisation auf das Symbolraster in Untermodul 320 eine
Synchronisation auf das Unterrahmenraster durchgeführt.
Anschließend werden die korrigierten Werte einer Auswerteeinheit 340 und
letztlich einer Rahmensynchronisationseinheit 350 zugeführt.
Die Auswerteeinheit 330 bereitet die Daten für
weitere Module im Empfänger auf. Die vorliegende Erfindung
ist mit der inhaltsunabhängigen Ermittlung von Referenzsymbolen
in einem Kontroll- und Nutzkanal eines Mobilfunksignals 1 nach
dem OFDM-Verfahren innerhalb des Blocks 330 befasst.
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Das
Synchronisationsmodul 300 arbeitet auf Rahmenbasis Dies
ist gerechtfertigt, da immer ein vollständiger Unterrahmen 3 im
Frequenzduplex (Frequency Division Duplex) oder Zeitduplex (Time
Division Duplex) gesendet wird. Es wird jedoch auch eine Analyse
von Rahmen 2 mit zum Teil unbelegten Unterrahmen 3 mit
und ohne automatischer Detektion der Allokation unterstützt.
Die Analyse ist also diesbezüglich variabel, aber es muss
das Unterrahmenraster innerhalb eines Rahmens 2 eingehalten
werden. Es ergeben sich hierdurch Vorteile bei der Synchronisation
hinsichtlich Komplexität und Erkennung einer Unterrahmennummer. Eine
Synchronisation auf das zu analysierende Uplink-Funksignal 1 findet
getrennt für PUSCH- und PUCCH-Unterrahmen 3 der
PUSCH- und PUCCH-Kanäle statt. Es liegen zwar getrennte
Synchronisationsverfahren für die einzelnen Kanaltypen
des Mobilfunksignals 1 vor, jedoch kooperieren die Module
für die einzelnen Verfahren, um Rechenzeit zu sparen. Als
erstes wird versucht, auf PUSCH-Unterrahmen im Modul 300 zu
synchronisieren, wobei das PUSCH-Signal nicht für eine
Synchronisation entworfen worden ist. Dies erfordert daher die Ausnutzung
von Signaleigenschaften, um eine robuste Synchronisation zu ermöglichen.
Zusätzlich wurde auf Komplexitätseinsparung geachtet,
da insbesondere dieser Signalverarbeitungsblock 330 am aufwändigsten
ist.
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Das
eingesetzte Verfahren ist grundsätzlich dreistufig konzipiert.
Im ersten Schritt findet eine Synchronisation auf das OFDM-Symbolraster
statt. Dem schließt sich eine inhaltsunabhängige
Suche nach den DMRS 6, 7 an, was zu einer Synchronisation
im Zeitschlitzraster führt. Durch die Inhaltsunabhängigkeit
kann eine hohe Geschwindigkeitssteigerung erzielt werden. Im dritten
Schritt wird die Rahmensynchronisation unter Ausnutzung der DMRS-Inhalte
hergestellt.
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Die
für die Synchronisation auszunutzenden Signaleigenschaften
des PUSCH-Kanals des Mobilfunksignals 1 werden im Folgenden
knapp skizziert:
- 1. Jedem OFDM-Symbol ist ein
Schutzintervall (CP: Cyclic Prefix) bekannter Länge vorangestellt.
Dies wird für die Synchronisation auf das OFDM Symbolraster
ausgenutzt.
- 2. Die DMRS-Symbole Sk,l mit dem Unterträgerindex
k und dem Symbolindex l können aus QPSK-Symbolen bestehen,
falls ein Unterrahmen mit weniger als drei allozierten Unterrahmenblöcken
vorliegt; sonst beinhalten sie Zadoff-Chu-Sequenzen.
- 3. Es kann der Fall auftreten, dass bei entsprechender Konfiguration
des DMRS Generators, die DMRS 6, 7 mehrerer Zeitschlitze 4, 5 identische
Inhalte aufweisen. Deswegen werden die DMRS 6, 7 für
die weitere Verarbeitung in Nebenklassen (englisch Cosets) gruppiert,
um mehrfache Tests mit gleichen Hypothesen zu vermeiden.
- 4. Im Frequenzbereich liegt die Gruppierung von Unterträgern
zu Unterträgerblöcken vor. Dieses Unterträgerraster
kommt zur Bestimmung des ganzzahligen Frequenzversatzes zum Einsatz.
Da der Ansatz ebenso unabhängig bezüglich des
DMRS Inhalts ist, kann eine schnelle Bestimmung ohne Hypothesentests
erfolgen.
- 5. Pro Unterrahmen weisen beide Zeitschlitze die gleiche Anzahl
allozierter Unterträgerblöcke auf. Liegt kein
Frequenzsprungverfahren (englisch: Intra-Subframe Hopping) vor,
so ist auch deren Lage im Frequenzbereich identisch. Diese Eigenschaft
kann verwendet werden, um eine Synchronisation auf das Unterrahmenraster
herzustellen. Insbesondere kann hier bei der Autodetektion der Rechenaufwand
stark reduziert werden.
- 6. Wird ein Messreferenzsymbol SRS übertragen, so ist
dessen Position innerhalb eines Unterrahmens bekannt. Eine Erkennung
des SRS erfolgt auf Basis dessen doppelten Unterträgerabstands.
Diese Zusatzinformation hilft ebenso, eine Synchronisation auf dem
Unterrahmenraster herzustellen und eine fehlerhafte Gruppierung
von Zeitschlitzen 4, 5 zu Unterrahmen 3 zu
vermeiden.
- 7. Die Zeitschlitze 4, 5 eines einzelnen Unterrahmens 3 müssen
auch identische Modulationsverfahren aufweisen. Ist dies nicht der
Fall, so liegt eine fehlerhafte Gruppierung der Zeitschlitze vor.
Diese Signaleigenschaft wird allerdings erst nach der Detektion
des Modulationsverfahrens im weiteren Verlauf der Signalverarbeitung
verwendet und gegebenenfalls eine Resynchronisation durchgeführt.
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Bevor
durch Ermittlung eines ersten und evtl. zweiten Beurteilungswerts
auf ein DMRS-Symbol erkannt werden kann, müssen zunächst
Startindizes vom OFDM-Symbolen bekannt sein. Die Ermittlung dieser Startindizes
bildet den Ausgangspunkt für die nachfolgende Beschreibung
des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Im
Rahmen der vorliegenden Erfindung wird zur Ermittlung einer Synchronisation
auf das Unterrahmenraster des PUSCH-Kanals eines Mobilfunksignals 1 die
Eigenschaft unter 1. zur Gewinnung der Startindizes 8 der
OFDM-Symbole genutzt. Diese Startindizes von OFDM-Symbolen stellen
zugleich mögliche Startindizes 8 für
Zeitschlitze in der Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 dar.
In einem weiteren Schritt wird anhand der inhaltsunabhängigen
Identifizierung der DMRS-Symbole anhand Eigenschaft 2 eine
Identifizierung der Startindizes von Zeitschlitzen 4, 5 vorgenommen
und anhand von Konsistenztests bestätigt. Diese Konsistenztests
beruhen auf der Ausnutzung der weiteren Signaleigenschaften unter
4., 5. und 6.
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Grundsätzlicher
Ablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens und der
Algorithmus des Verfahrens werden nun erläutert. In den
folgenden Abschnitten werden die Verfahrensschritte und Untermodule
des Synchronisationsverfahrens näher spezifiziert.
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Das
Ablaufdiagramm nach 4 stellt den Ablauf des erfindungsgemäßen
Verfahrens am Beispiel eines OFDM-Signals des Mobilfunkstandards
LTE dar. In Schritt 401 wird zunächst ein Mobilfunksignal 1 empfangen.
Anschließend wird das Mobilfunksignal 1 in Schritt
S402 abgetastet und so eine Mehrzahl von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 erzeugt.
Aus dieser Mehrzahl von Abtastwerten wird eine Folge von Abtastwerten
in Schritt S403 selektiert und in Schritt S404 ein erster Synchronisationsschritt
im Zeitbereich ausgeführt.
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In
diesem ersten Synchronisationsschritt im Zeitbereich für
die Synchronisation auf das OFDM-Symbolraster werden ausschließlich
die Abtastwerte ri betrachtet, die sich
innerhalb der gefundenen Leistungsbereiche des Einlesespeichers
befinden. Für die entsprechenden Indizes i der Abtastwerte
wird fortlaufend ein dritter Beurteilungswert in Form einer normierten
Korrelationsmetrik Δ (CP) / i
berechnet. Sobald eine Schwellenwertüberschreitung
während der fortlaufenden Berechnung der Metrik Δ (CP) / i
als
drittem Beurteilungswert auftritt, wird der entsprechende Zeitindex ɩ ^
s für den gefundenen Start eines
OFDM-Symbols ausgegeben. Es gehen auch hier mehrere Schutzintervalle
CP in die Berechnung von Δ (CP) / i
ein.
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Es
wird nun der Ablauf der Berechnung der normierten Korrelationsmetrik Δ (CP) / i
und
der Entscheidung über das Vorliegen eines Startindex für
ein OFDM-Symbol geschildert. Als Schwellenwert, für dessen Überschreitung
ein Startindex eines OFMD-Symbols erkannt wird, ist eine Leistungsschwelle
TCP gesetzt. In einer bevorzugten Ausführungsform
des Verfahrens ist dieser Schwellenwert zur Bewertung der zu berechnenden normierten
Metrik zu 0,75 gesetzt.
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Es
wird als dritter Beurteilungswert die normierte rekursive Korrelationsmetrik
im Zeitbereich zur Erkennung eines Schutzintervalls (CP: Cyclic
Prefix) berechnet:
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Dabei
bedeutet Λ (CP) / i
den normierten Metrikwert, Ri den
Korrelationsanteil der normierten Korrelationsmetrik und Pi den Leistungsanteil zur Normierung der
Korrelationsmetrik. Der Index i ist der Zeitindex für die Abtastwerte
der zu untersuchenden Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals.
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Die
normierte Korrelationsmetrik
Λ (CP) / i
nutzt dabei die Eigenschaften
des Schutzintervalls zu Beginn eines OFDM-Signals aus. Die Berechnung
der normierten Korrelationsmetrik
Λ (CP) / i
erfolgt für
alle im Einlesespeicher gefundenen Leistungsbereiche der Abtastwerte
des zu analysierenden Funksignals
1. Zur Berechnung der
Metrik wird die in einem Einlesespeicher liegende Zeitsequenz von
Abtastwerten des Funksignals
1 in Signalabschnitte einer
vorgegebenen zeitlichen Länge L
MTR unterteilt.
Die minimale Länge der Signalabschnitte wird in einer geeigneten
Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens zur 2,75fachen Länge eines Zeitschlitzes
4,
5 gesetzt.
Unter Beachtung der Verlängerungsbedingung ist damit gewährleistet,
dass mindestens ein Unterrahmen
3 für die Berechnung
der Metrik herangezogen wird. Ist der letzte Signalabschnitt eines der
so definierten Leistungsbereiche kürzer als L
MTR/2,
so wird er an den vorhergehenden Signalabschnitt angefügt.
Für die so erzeugten Signalabschnitte Ω
m mit 1 ≤ m ≤ M wird ein
Leistungskennwert in Form der durchschnittlichen Leistung der darin
enthaltenen komplexen Basisbandabtastwerte r
i nach
berechnet. Die Signalabschnitte Ω
m werden dann in eine Reihenfolge nach absteigender
mittlerer Leistung P
m geordnet. Die so entstehenden
Indexbereiche werden im Folgenden mit
Ω (s) / m
bezeichnet.
Die Korrelationsmetrik
Λ (CP) / i
als dritter Beurteilungswert
wird auf Indexbereichen
Ω (s) / m
in Reihenfolge absteigender
mittlerer Leistung P
m berechnet.
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Der
dritte Beurteilungswert enthält einen Korrelationsanteil
Ri und einen Leistungsanteil Pi.
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Der
Korrelationsanteil R
i in (1) berechnet sich
zu
und der Leistungsanteil P
i zu
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Dabei
stellt die Transformationslänge NFFT der
schnellen Fouriertransformation (FFT), NCP die
Länge des Schutzintervalls CP, Δin den
zeitlichen Versatz eines OFDM-Symbols n innerhalb eines Unterrahmens 3 dar.
Die letzten beiden Parameter hängen also von der Länge
des verwendeten Schutzintervalls CP ab.
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Für
die OFDM-Symbolerzeugung existieren im Mobilfunkstandard LTE zwei
unterschiedliche Längen des Schutzintervalls CP. Für
beide Längen des Schutzintervalls CP wird die Metrik Λ (CP) / i
solange
berechnet, bis eine der Metriken den Schwellenwert TCP für
die Erkennung des Schutzintervalls überschreitet. Gegebenenfalls
wird dazu der nächste Wertebereich Ω (s) / m+1
herangezogen.
Kann kein normierter Metrikwert Λ (CP) / i
ermittelt werden,
der den Schwellenwert TCP überschreitet
und liegen keine weiteren zu analysierenden Signalabschnitte Ω (s) / m
vor,
so wird die Analyse abgebrochen. Das Verfahren der Auswertung der
Metrik besteht also grundsätzlich aus der Auswahl entsprechender
Signalbereiche und anschließender Tests auf diesen ausgewählten
Signalbereichen. Durch die Auswahl der Bereiche wird die Robustheit
des Verfahrens erhöht. Durch die Anordnung der Signalabschnitte
mit hoher mittlerer Leistung vor Signalabschnitten geringer mittlerer
Leistung werden zunächst bevorzugt Signalabschnitte mit
vielen zugewiesenen Unterträgerblöcken untersucht
und das Signal-zu-Rauschverhältnis der Schätzung
erhöht sich dementsprechend. Anschließend wird
geprüft, ob die berechnete normierte Korrelationsmetrik Λ (CP) / i
als
dritter Beurteilungswert den Schwellenwert TCP überschreitet. Die
gefundenen Indizes îs, für
die der Schwellenwert TCP überschritten
ist, stellen Startindizes für den Start eines OFDM-Symbols
in der Folge von Abtastwerten des Mobilfunksignals 1 dar.
Ebenso stellen die so bestimmten Indizes îs auch
mögliche Startindizes für ein Demodulationsreferenzsymbol
DMRS 6, 7 des PUSCH-Kanals dar.
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Ist
in Schritt S404 des Verfahrens eine erste Synchronisation im Zeitbereich
auf das Symbolraster erfolgt, so wird in Schritt S405 die Folge
der Abtastwerte des Mobilfunksignals 1 in den Frequenzbereich
transformiert.
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Da
ein zu analysierender Unterrahmen
3 vollständig
im Einlesespeicher vorliegen muss, kann der Symbolstartindex î
s auch als Hypothese für den jeweiligen
Zeitschlitzstartindex aufgefasst werden. Anschließend erfolgt
die Selektion der Abtastwerte r
i für
einen Kandidaten des zugehörigen Demodulationsreferenzsymbols
DMRS gemäß
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In
(5) steht îs für den Startindex
eines OFDM-Symbols, NCP bezeichnet die Länge
des Schutzintervalls CP, NFFT die Länge
der Fouriertransformation FFT und i den Laufindex für den
Abtastwert. Der Verzögerungswert Δin bezieht
sich auf die Position des DMRS innerhalb eines Zeitschlitzes und
demgemäß ist n dessen Positionsindex. Im Idealfall
wird somit das FFT-Fenster in der Mitte des Schutzintervalls CP
positioniert, um für gestörte Signale nach beiden
Seiten in etwa eine gleichmäßige Robustheit bezüglich
des Schätzfehlers zu haben. Dies ist besonders wichtig
bei Transformationslängen NFFT mit
kurzen Längen des Schutzintervalls CP NCP.
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Über
den berechneten Korrelationsanteil wird für den gefundenen
Zeitindex î
s der fraktionale Anteil
des Trägerfrequenzversatzes (CFO: Carrier Frequency Offset)
Δf ^
fract
bestimmt. Es gilt auch für
das Kanalmodell im Zeitbereich
mit der
Empfangssequenz im Zeitbereich r
i, dem Sendesymbol
mit Schutzintervall s'
i-1, den Koeffizienten
h
l der Kanalimpulsantwort, mit dem Kanalgedächtnis
L, dem Trägerfrequenzversatz Δf, der Abtastfrequenz
f
a und den Abtastwerten eines Rauschsignals
n
i. Für die Schätzung
des Trägerfrequenzversatzes wird der Korrelationsanteil
R
i (3) der normierten Metrik verwendet.
Um eine hohe Robustheit auch für kurze Längen
des Schutzintervalls CP zu erzielen, werden für die Berechnung
mehrere Schutzintervalle CP verwendet. Zusätzlich wurde
zudem ein Schutzintervall Δi
G vorgesehen.
Die allgemeine Formulierung des Korrelationsanteils ergibt sich zu
und unter
Berücksichtigung des Kanalmodells (6) erhält man
-
In
Beziehung (7) bzw. (8) stehen Δf für den Trägerfrequenzversatz,
fa für die Abtastrate, NFFT für die Länge der FFT, îs für den Startindex, Δin für den zeitlichen Abstand des
OFDM-Symbols n zu îs, NCP für die Länge des Schutzintervalls
CP, ΔiG für die Länge
des Schutzintervalls, L für das Kanalgedächtnis,
hl für die Kanalimpulsantwort,
s'ξ-1 ist die inverse diskrete
Fouriertransformierte (IDFT: Inverse Discrete Fourier Transformation)
des gesendeten Symbols mit Schutzintervall.
-
Für
eine korrekte Zeitschätzung und einen mittelwertfreien,
signalunabhängigen Rauschprozess ergibt sich für
den Erwartungswert der Doppelsumme in (8) ein rein reeller Zahlenwert.
Dementsprechend erhält man den Schätzwert für
den fraktionalen Trägerfrequenzversatz mittels
-
In
Beziehung (9) wird lediglich ein Schätzwert für
den fraktionalen Anteil Δf ^
fract
des
Trägerfrequenzversatzes angegeben, da die Phasenänderung über
die NFFT-Werte nur „Modulo 2π” gemessen
wird.
-
Das
neueingeführte Schutzintervall Δi
G ≠ 0
für die Berechnung hat sich insbesondere für Kanäle
mit hohem Kanalgedächtnis L als notwendig herausgestellt,
um die Fehlervarianz der Schätzung zu reduzieren. Anderenfalls
entstehen hohe Störeinflüsse auf das Korrelationsmaß für
die Abtastwerte am Rand des Schutzintervalls CP. Ebenso liegt eine
höhere Robustheit im Falle einer Zeitschätzung,
die nicht dem Abtastzeitpunkt entspricht, vor. Die Einstellung der
Abweichung des Abtastzeitpunktes mittels eines Parameters p ist
mit der Beziehung
möglich. In diesem
Zusammenhang stellt p den prozentualen Anteil des Schutzintervalls
CPs dar, welcher zur Bestimmung des fraktionalen Trägerfrequenzversatzes
Δf ^
fract
verwendet wird. In einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel wurde dieser Wert fest auf 80% eingestellt.
Damit gilt p = 0,8.
-
Mit
den beiden erzielten Schätzwerten für die Zeitsynchronisation î
s und die Frequenzsynchronisation
Δf ^
fract
wird innerhalb der Blöcke
321 und
322 des
PUSCH-Synchronisationsmoduls
300 abschließend
eine Kompensation im Zeitbereich gemäß
auf dem Intervall entsprechend
Beziehung (5) durchgeführt und dem folgenden Untermodul
13 zur
Synchronisation auf das Zeitschlitzraster zur Verfügung
gestellt. In (11) stellt r
' / i
die frequenzkompensierte Empfangssequenz
im Zeitbereich, r
' / i
die Empfangssequenz im Zeitbereich,
Δf ^
fract
den fraktionalen Trägerfrequenzversatz und φ den
Phasenwinkel und 1 den Symbolindex dar. Anschließend findet
der Übergang der Signalverarbeitung vom Zeitbereich in
den Frequenzbereich in Block
331 statt. Bisher ist die
Eigenschaft 1. des Standards des zu analysierenden Mobilfunksignal
1 verwendet
worden.
-
In
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens wird zur Berechnung der normierten Korrelationsmetrik Δ (CP) / i
ein
universelles Modul genutzt. Dieses Modul kommt ebenfalls bei der
automatischen Detektion der Länge des Schutzintervalls
CP und bei der Synchronisation auf Unterrahmen eines PUSCH-Kanals
zum Einsatz. Damit die Korrelationsmetrik Δ (CP) / i
nicht
in jedem der genannten Module neu berechnet werden muss, ist dieses
universelle Modul während der gesamten Zeit der Analyse
des Mobilfunksignals 1 gedächtnisbehaftet.
-
Zum
einen erfolgt hierüber die Speicherung des Status der fortlaufenden
Metrikberechnung. Da diese auch rekursiv durchgeführt werden
kann, können andere Module – neben dem Synchronisationsmodul
auf den PUSCH-Kanal 300 – auf den bereits berechneten
Ergebnissen aufbauen. Zum anderen wird das Modulgedächtnis
genutzt, um eine Liste mit schon gefundenen Schwellenwertüberschreitungen
der Korrelationsmetrik Δ (CP) / i
vorzuhalten. In dieser
Liste ist deren Position mit den zugehörigen Schätzwerten
für den fraktionalen Trägerfrequenzanteil gespeichert.
Muss die Suche nach Schwellenwertüberschreitungen in einem
weiteren Modul wieder vom Anfang des Einlesespeichers beginnen,
so werden – falls vorhanden – die Ausgabewerte
von der Liste zurückgegeben.
-
Die
Berechnung der Metrikanteile (3) und (4) kann rekursiv erfolgen,
was zu beträchtlichen Komplexitätseinsparungen
führt. Im Detail ergibt sich die Rekursionsvorschrift für
den Korrelationsanteil zu
und die
für den Leistungsanteil zu
-
-
In
(12) bzw. (13) steht Ri für den
Korrelationsanteil der Metrik für den Zeitindex i, Pi für den Leistungsanteil der Metrik
für den Zeitindex i, ri für
die Empfangssequenz im Zeitbereich, Δin für
den Abstand des Symbols n zum Startindex des Zeitschlitzes, NCP für die Länge des Schutzintervalls
CP und NFFT für die Länge
der FFT.
-
Im
universellen Metrikberechnungsmodul werden dementsprechend die letzten
Nominalwerte der Metrikanteile vorgehalten, um bei Bedarf mit der
Berechnung der Korrelationsmetrik fortzufahren. In einer besonders
bevorzugten Ausführung können für das
Verfahren ab einem bestimmten Zeitindex i darauffolgende Zeitinstanzen ΔiFFW als mögliche Positionen für
Schwellenwertüberschreitungen ausgeschlossen werden. Daher ist
im Universalmodul ein besonderer Modus (Fast-Forward-Modus FFW)
vorgesehen. Hierbei wird die Metrikberechnung für den Zeitindex
i + ΔiFFW mittels (3) und (4) neu
initialisiert. Die weiteren Berechnungen werden rekursiv über
(12) und (13) fortgeführt. Dieser Modus kann beispielsweise
zum Einsatz kommen, wenn das Ende eines Leistungsbereichs im Einlesespeicher
erreicht worden ist oder wenn ein Zeitschlitz 4, 5 gefunden worden
ist. Im letzten Fall können folgende Schwellenwertüberschreitungen
innerhalb einer Länge eines Zeitschlitzes als mögliche
Startindizes 8 eines Zeitschlitzes ausgeschlossen werden.
-
Die
Schätzung des fraktionalen Trägerfrequenzversatzes
ist bedingt durch die Einführung des Schutzintervalls ΔiG ≠ 0 robust. Der notwendige Korrelationsanteil
der Metrik mit reduzierter Mittelungslänge wird aus Aufwandsgründen
nicht rekursiv mitgeführt. Eine nicht-rekursive Berechnung
(8) findet erst dann statt, wenn eine Schwellenwertüberschreitung
der Metrik gefunden worden ist.
-
Kernbestandteil
des gesamten Verfahrens ist die inhaltsunabhängige Erkennung
der Demodulationsreferenzsymbole DMRS 6, 7 in
Schritten S406 bis S414 des erfindungsgemäßen
Verfahrens. Diese wird im Untermodul 330 der Zeitschlitzsynchronisation
im Frequenzbereich durchgeführt. Durch die Inhaltsunabhängigkeit
werden Hypothesentests, die auch den ganzzahligen Anteil des Trägerfrequenzversatzes
berücksichtigen müssten, vermieden. Dieser Ansatz
trägt entscheidend zur Aufwandsreduktion bei.
-
Die
ermittelten kompensierten Empfangswerte r ' / i
aus Formel (11) werden
in Schritt S405 auf dem Intervall (5) mittels der Transformation Rk,l = FFT{r ' / i
} (14) in den Frequenzbereich überführt.
Dabei ist Rk,l die Empfangssequenz im Frequenzbereich.
Das Empfangssignal kann allgemein noch einen normierten ganzzahligen
Frequenzversatz κ aufweisen und näherungsweise mit Rk+K,l = HkejΦk,lSk,l + Ñk+K,l
(15) modelliert
werden. Hk steht in diesem Zusammenhang
für die Koeffizienten der Impulsantwort des frequenzselektiven
Kanals und ϕk,l ist die Phasenfunktion
des Kanalmodells für Unterträger k und Symbol
1. Sk,l ist das Sendesymbol. Bedingt durch
den ganzzahligen Frequenzversatz erscheinen die Übertragungssymbole
Sk,l auf um κ versetzten Unterträgern.
Für die DMRS-Symbol-Erkennung bleibt der ganzzahlige Frequenzversatz
unbeachtet und wird erst anschließend im Auswertungsuntermodul 340 gemeinschaftlich
für alle DMRS-Symbole bestimmt.
-
Im
Folgenden soll sich die Allokation bezüglich des Unterträgerindex
k auf dem Intervall k ≤ k ≤ k
(16) befinden
und das Intervall k ≤ k ≤ k
(17) die
belegbaren Unterträger für eine Übertragung
des Mobilfunksignals 1 im Uplink darstellen.
-
Die
Erkennung der DMRS muss unabhängig von den Kanalkoeffizienten
H
k sein. Es wird deshalb vorausgesetzt,
dass sich der Kanal auf benachbarten Trägern nur wenig ändert.
Es gilt demnach
mit der Amplitudenschwankung ΔA
k und der Phasenschwankung Δφ
k. Die Phasenfunktion Φ
k,l des
Kanalmodells aus (15) wird in einem späteren Abschnitt
zu der Erwartungswertbetrachtung näher beschrieben.
-
Es
werden zweierlei Beurteilungswerte in Form von geeigneten Erkennungsmetriken
ausgewertet, um festzustellen ob die Übertragungssymbole
entweder Symbole einer Zadoff-Chu-Sequenzen oder Symbole einer QPSK-Sequenz
sind. Abschließend sei noch darauf hingewiesen, dass alle
folgenden Metrikberechnungen auf dem Trägerbereich K, der über k – κmax – 1 ≤ k ≤ k + κmax +
1 (19) definiert
ist, durchgeführt werden. Der vom Betrag höchstmögliche
ganzzahlige Trägerfrequenzversatz κmax ist einstellbar.
Durch die Vorgabe des Trägerbereichs werden keine unnötigen
Korrelationen auf unbelegten Unterträgern berechnet und
es wird der maximal mögliche Trägerfrequenzversatz
berücksichtigt. Ein jeweils weiterer Träger an
den Rändern erlaubt eine Flankendetektion bei der Leistungsmessung
im Auswertungsmodul 340.
-
In
Schritt S407 wird ein erster Beurteilungswert zur Erkennung für
eine Erkennung eines vorgegebenen ersten Sequenztyps der Referenzsymbole
ermittelt. Im vorliegenden Beispiel eines Mobilfunksignals im Uplink
des Standards LTE ist der erste Sequenztyp für das DMRS-Symbol
eine Zadoff-Chu-Sequenz (abgekürzt ZC-Sequenz). Der erste
Beurteilungswert in Schritt S407 wird auf Basis einer linksseitigen
und einer rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation bestimmt.
-
Besteht
die Allokation aus mehr als zwei Unterträgerblöcken
innerhalb eines PUSCH-Unterrahmens
3, so beinhalten die
zugehörigen Referenzsymbole DMRS auf den belegten Unterträgern
ZC-Sequenzen, die mit einer zusätzlichen zyklischen Verschiebung
im Zeitbereich α versehen sind. Die Referenzsequenz S
k,l ist in diesem Fall strukturell gemäß
aufgebaut. Hierbei ist S
(R) / n
die
zyklisch wiederholte ZC Sequenz S
(ZC) / n
. Die Länge der ZC-Sequenz
N
ZC ist, bezogen auf die Anzahl der allozierten
Unterträger
(k – k – 1), die nächst
kleinere Primzahl. Der Verschiebungswert α ist hier zeitschlitzspezifisch
und kann zur Erkennung der Nummer des Unterrahmens
3 genutzt
werden. In anderen Fällen des Standards kann dieser Wert
auch als je Rahmen
2 konstant betrachtet werden.
-
Der
Dateninhalt der ZC-Sequenz S
(ZC) / n
ist über die Beziehung
mit 0 ≤ n < N
ZC,
der Länge N
ZC der ZC-Sequenz und
einem ganzzahligen Wert q bestimmt. Falls zur Erzeugung der DMRS-Symbole
der Modus „Group Hopping” oder „Sequence
Hopping” aktiviert ist, so ist q zeitschlitzspezifisch
und kann für die Ermittlung der Nummer des Unterrahmens
3 verwendet
werden.
-
Die
Erkennungsmetrik für ZC-Sequenzen benutzt neben der rechtsseitigen
Nachbarträgerkorrelation ρ
(R) / k
ρ (R) / k
= Rk,lR * / k+1,l
(22)
die auf
dem laut Beziehung (19) maximal möglichen Unterträgerbereich
K
(R) = K|
k + κ
max + 1 ausgewertet wird und die linksseitige
Nachbarträgerkorrelation
ρ (L) / k
=
Rk,lR * / k-1,l
(23) die
ebenfalls auf dem maximal möglichen Trägerbereich
gemäß (19), d. h. K
(L) =
K|k – κ
max – 1
für ρ
(L) / k
, ausgewertet wird. Um den Einfluss der ZC-Symbole
auf den ersten Beurteilungswert zu eliminieren, müssen
die beiden Nachbarträgerkorrelationen kombiniert werden.
Die normierte Erkennungsmetrik für ein ZC-DMRS-Symbol wird über
mit der
Normierung
bestimmt.
Wird in Schritt S407 ein entsprechender Schwellenwert überschritten,
so ist die DMRS-Symbol-Erkennung erfolgreich. Der nominelle Wert
von 0,975 hat sich für unterschiedlich gestörte
zu analysierende Mobilfunksignale als geeignet herausgestellt. Das
gefundene OFDM-Symbol wird in Schritt S408 als erkanntes DMRS-Symbol
gekennzeichnet. Anschließend ist in Schritt S412 ein oder
mehrere Konsistenztests auszuführen, um sicherzustellen,
dass es sich bei dem erkannten OFDM-Symbol tatsächlich
um ein DMRS-Symbol handelt. Ergibt die Konsistenzprüfung
eine Fehlerkennung, so wird das OFDM-Symbol in Schritt S413 als DMRS-Symbol
des PUSCH-Kanals abgelehnt. Es kann sich in diesem Fall um ein Referenzsymbol
des Typs SRS oder um ein Symbol eines PUSCH-Unterrahmens handeln,
die ebenfalls ZC-Sequenzen beinhalten. Ist der Konsistenztest erfolgreich,
wo wird das gefundene DMRS-Symbol in Schritt S414 als DMRS-Symbol
des PUSCH-Kanals bestätigt.
-
Überschreitet
der in Schritt S406 ermittelte erste Beurteilungswert in Schritt
S407 den ersten Schwellenwert nicht, so liegt kein DMRS-Symbol vor,
das eine ZC-Sequenz beinhaltet. Es kann sich demnach aber um ein
DMRS-Symbol, das einen zweiten Sequenztyp umfasst, handeln. Im Fall
eines Mobilfunksignals des Standards LTE kann dieser zweite Sequenztyp
eine QPSK-Sequenz sein. so wird in Schritt S409 ein zweiter Beurteilungswert
für einen vorgegebenen weiten Sequenztyp der Referenzsymbole
ermittelt. Im Fall eines Demodulationsreferenzsymbols DMRS des PUSCH-Kanals
ist der zweite Sequenztyp eine QPSK-Sequenz. Liegen Allokationen
von weniger als drei Unterträgerblöcken innerhalb
eines PUSCH-Unterrahmens vor, so bestehen die zugehörigen
DMRS-Symbole aus QPSK-modulierten Symbolen S
k,l,
die mit einer zusätzlichen zyklischen Verschiebung α im
Zeitbereich versehen sind. Der Dateninhalt der Referenzsequenz kann
für diesen Fall über
mit
auf dem entsprechenden Trägerbereich
charakterisiert werden. Der Wert α ist in der aktuellen
Version des LTE-Standards zeitschlitzspezifisch und kann zur Erkennung
der Nummer des Unterrahmens genutzt werden. In Vorgängerversionen
des LTE-Standards kann dieser Wert auch als konstant für
jeden Rahmen
2 angenommen werden.
-
Der
zweite Beurteilungswert besteht aus einer normierten Erkennungsmetrik
für QPSK-Symbole basierend auf der rechtsseitigen Nachbarträgerkorrelation
ρ (R) / k
= Rk,lR * / k+1,l
(28) die auf
dem maximal möglichen Trägerbereich gemäß (19),
d. h. K
(R) = K|
k + κ
max + 1, ausgewertet wird. Um den Einfluss
der QPSK-Symbole zu eliminieren, wird die vierte Potenz des Korrelationsmaßes
gebildet. Die normierte Erkennungsmetrik für QPSK-DMRS-Symbole
wird über
mit der Normierung
bestimmt. Überschreitet
der in Schritt S409 ermittelte zweite Beurteilungswert in Schritt
S410 einen zweiten Schwellenwert, so ist die DMRS-Erkennung für
eine zweiten Sequenztyp des DMRS-Symbols erfolgreich. Der nominelle
Wert von 0,975 für einen zweiten Schwellenwert hat sich für
mit unterschiedlichen Störsignalen beaufschlagte Mobilfunksignale
1 als
geeignet erwiesen. Das erkannte DMRS-Symbol wird in Schritt S411
als erkanntes DMRS-Symbol des zweiten Sequenztyps gekennzeichnet
und im folgenden Schritt S412 wird dieses erkannte DMRS-Symbol einem
Konsistenztest unterzogen und wird gegebenenfalls als bestätigtes
erkanntes DMRS-Symbol gekennzeichnet. Infolge der Vorcodierung der
Datensymbole des PUSCH kann eine fälschliche Erkennung
von QPSK-modulierten Datensymbolen als DMRS-Symbole allerdings nicht
auftreten.
-
Um
die Eigenschaften der Erkennungsmetriken des ersten und des zweiten
Beurteilungswertes näher zu beleuchten, werden im Folgenden
die Erwartungswerte für die entsprechenden Erkennungsmetriken
erläutert.
-
Zunächst
wird hierzu die Phasenfunktion Φ
k,l des
Kanalmodells aus (15) mit
näher
spezifiziert. In diesem Zusammenhang stellen Δf
res den verbleibenden fraktionalen Trägerfrequenzversatz
(CFO) nach der ersten Kompensation, ζ den Abtastratenversatz
(SFO: Sampling Frequency Offset) und Φ
1 den
Gleichphasenfehler (CPE: Common Phase Error) dar. Eine Funktionsweise
der Metrik soll auch für diese auftretenden Störeinflüsse
auf die Signalphase belegt werden.
-
Betrachten
wir zunächst die Erkennungsmetrik des zweiten Beurteilungswertes
für QPSK-Symbole (29). Für den nicht normierten
Trägeranteil zur Gesamtmetrik erhält man nach
Einsetzen des Kanalmodells den Erwartungswert
-
Verwendet
man noch den Zusammenhang (18) für die Kanalkoeffizienten
H
k und H
* / k+1
, so ergibt sich
-
Es
liegt eine Unabhängigkeit von Trägerfrequenzversatz
CFO und Gleichphasenfehler CPE vor, da Unterträger ein
und desselben OFDM-Symbols verwendet werden. Für den benötigten
Erwartungswert eines QPSK-DMRS ergibt sich mit (20) der datenunabhängige
Wert
sodass sich der Erwartungswert
(33) für ein Unterträgerpaar mit QPSK-Übertragungssymbolen
mit
angeben lässt. Für
die zugrunde gelegten kleinen Kanalschwankungen ΔA
k und Δφ
k für
Nachbarträger sowie den üblicherweise zu erwartenden
Werte für den Abtastratenverssatz SFO spiegelt die Einzelkorrelation
näherungsweise die Kanalamplitude wieder und trägt
den vierfachen Phasenwert des Verschiebungsparameters α.
Die Einzelkorrelation (33) ergibt sich im Erwartungswert zu Null,
falls auf einem der benachbarten Träger kein QPSK-Symbol übertragen
wird. Es liegt also ein eindeutiges Erkennungskriterium vor. Mit
diesem Ergebnis lässt sich zeigen, dass sich der Erwartungswert
für die normierte Erkennungsmetrik (29) zu ‚1’ ergibt,
wenn ein QPSK-DMRS-Symbol getestet wird. Hingegen ergibt sich wie
gewünscht der Wert ‚0’, falls keine QPSK-Modulation
auf den Unterträgern vorliegt. Es sei noch darauf hingewiesen,
dass Unterträgerpaare mit einer hohen Empfangsleistung
einen höheren Einfluss auf die Erkennungsmetrik haben.
Diese Eigenschaft der erfindungsgemäßen Metrik
ermöglicht eine robuste und verlässliche Detektion
der QPSK-DMRS-Symbole.
-
Nun
betrachten wir die Erkennungsmetrik für ZC-Sequenzen (24).
Es ergibt sich hier für den nicht normierten Anteil der
Gesamtmetrik, unter Beachtung des zuvor beschriebenen Kanalmodells,
der Erwartungswert E{ρ (L) / k
ρ (R) / K
}
= E{Rk,lR * / k-1,l
R * / k+1,l
} = H 2 / k
H * / k-1
H * / k+1
E{S 2 / k,l
S * / k-1,l
S * / k+1,l
) (36)
-
Es
zeigt sich hier, dass sich durch die Korrelation über drei
benachbarte Unterträger zudem noch der Einfluss des Abtastratenversatzes
SFO aus dem Korrelationsmaß eliminieren lässt.
Wiederum lässt sich mit (18) der Erwartungswert mit
angeben. Es zeigt sich, dass
der Erwartungswert von dem Leistungsprodukt der Kanalkoeffizienten
zweier benachbarter Unterträger abhängt. Betrachtet
man den Erwartungswert des entsprechenden Produkts über
drei Unterträger, die mit einer ZC-Sequenz (20) belegt
sind, so erhält man für den Erwartungswert
-
Das
gilt auch für die Berechnungen über die Unstetigkeitsstellen
der Sequenz, an denen die zyklische Wiederholung über die
Modulo-Operation in (20) stattfindet, was wiederum durch die Eigenschaft
für die Primzahl
N
ZC und den ganzzahligen Wert q gefolgert
werden kann. Für den Erwartungswert (36) der Korrelation über
drei Unterträger, die mit einer ZC Sequenz belegt sind,
erhält man folglich
-
Die
Amplitude des Einzelkorrelationswerts ist bestimmt durch die Kanalleistung
und dessen Phase hängt von den ZC-Parametern ab. Falls
auf einem der benachbarten Träger kein ZC-Symbol übertragen
wird, so ergibt sich die Einzelkorrelation (37) zu Null. Es liegt
also auch hier ein eindeutiges Erkennungskriterium vor. Mit diesem
Ergebnis lässt sich zeigen, dass sich der Erwartungswert
für die normierte Erkennungsmetrik (24) zu ‚1’ ergibt,
wenn ein ZC-DMRS-Symbol getestet wird. Hingegen ergibt sich wie
gewünscht der Wert ‚0’, falls keine Sequenz
mit ZC-Eigenschaften auf den Trägern vorliegt. Es sei noch
darauf hingewiesen, dass Dreiergruppen von Unterträgern
mit einer hohen Empfangsleistung einen höheren Einfluss
auf die Erkennungsmetrik haben. Dies ermöglicht einen verlässliche
und robuste Detektion der ZC-DMRS-Symbole.
-
Anhand
von 5 wird im Folgenden der Ablauf der Konsistenzprüfungen
für erkannte DMRS-Symbole des PUSCH-Kanals erläutert.
Die möglichen DMRS-Symbole werden zunächst anhand
eines ersten Beurteilungwertes auf ZC-Sequenzen getestet, da die
meist verwendeten Allokationsbreiten diesen Sequenztyp für
DMRS-Symbole erfordern. Ist der Vergleich mit dem ersten Schwellenwert
erfolgreich, so wird das OFDM-Symbol als erkanntes DMRS-Symbol vorgemerkt.
Andernfalls erfolgt der Test auf ein QPSK-DMRS-Symbol anhand des
zweiten Beurteilungswertes und einer Überschreitung eines
zweiten Schwellenwertes. Damit wird das untersuchte OFDM-Symbol
als DMRS-Symbol erkannt oder endgültig verworfen.
-
Wurde
nach der erläuterten Auswertung der Erkennungsmetriken
des ersten und des zweiten Beurteilungswertes ein DMRS-Symbol in
Schritt S501 erkannt, so muss er noch einer Konsistenzprüfung
(vergleiche Schritt S412 in 4) unterzogen
werden, um Fehlerkennungen zu vermeiden. Für die Ausführung
der Konsistenztests wird zunächst in Schritt S502 zwischen
einem DMRS-Symbol eines ersten Sequenztyps Zadoff-Chu oder eines
zweiten Sequenztyps QPSK unterschieden. Wird das OFDM-Symbol als
eine Zadoff-Chu-Sequenz enthaltend erkannt, so ermittelt zunächst
der erste Konsistenztest in Schritt S508 einen normierten Momentanwert
(42) abgeleitet von der Erkennungsmetrik. In Schritt S509 wird anhand
eines Schwellenwerts geprüft, ob eine ungültige
Metriküberschreitung des ersten Beurteilungswertes vorliegt.
-
Vor
allem für geringe Allokationsbreiten können Spitzenwerte
bedingt durch Störungen auftreten, die zu einer Schwellenwertüberschreitung
der Erkennungsmetrik und damit zur Fehlerkennung eines DMRS-Symbols
führen. Für die Behandlung dieses Problems (sog. „Metric
Overshoot”) werden die instantanen Metrikwerte (41) und
(42) normiert. Es wird zusätzlich vorausgesetzt, dass die
Metriküberschreitung zumindest für die Anzahl
von N
recogUnterträgern etwa gleichmäßig
stattfindet. Demnach leisten die beiden Tests
beziehungsweise
für die jeweiligen
Sequenz-Typen der Referenzsymbole DMRS über dem gesamten
Trägerbereich eine Detektion von solchen ungültigen
Schwellenwertüberschreitungen der Erkennungsmetriken. Für
eine verlässliche DMRS-Erkennung hat sich in der Praxis
der nominelle Wert von 6 Unterträgern für N
recog als geeignet erwiesen.
-
Weist
das erkannte mögliche DMRS-Symbol in Schritt S502 QPSK-Sequenzen
auf, so wird in Schritt S503 einen zweiter normierter Momentanwert
abgeleitet von dem zweiten Beurteilungswert ermittelt und in Schritt
S504 geprüft, ob eine Schwellenwertüberschreitung
(41) vorliegt. Ist dieser Schwellenwert überschritten,
so wird das erkannte mögliche DMRS-Symbol als DMRS-Symbol
in Schritt S507 abgelehnt. Andernfalls wird das mögliche
erkannte DMRS-Symbol als erkanntes DMRS-Symbol in Schritt S506 bestätigt.
-
Zusätzlich
muss besonderes Augenmerk auf das Auswertungsergebnis der ZC-Erkennungsmetrik
gelegt werden, da auch andere OFDM-Symbole, die ZC-Sequenzen beinhalten,
erkannt werden. Einerseits können dies im Falle eines Mobilfunksignals 1 des
Standards LTE Messreferenzsymbole SRS (SRS: Sounding Reference Symbol)
oder Symbole des PUCCH-Kanals sein, da diese ebenfalls auf ZC-Trägersequenzen
aufmoduliert sind. Um ein SRS-Symbol zu erkennen, wird die Eigenschaft
der Trägerbelegung mit dem doppelten Unterträgerabstand
(siehe Eigenschaft 6) ausgenutzt. Hierzu wird in Schritt S511 in
einem weiteren Konsistenztest die mittlere Leistung über
die Unterträger des OFDM-Symbols mit geradzahligem Index
gebildet und mit der mittleren Leistung über die Unterträger
mit ungeradzahligem Index verglichen. Differiert diese um mehr als
30 dB, so wird das Symbol als SRS-Symbol in Schritt S514 erkannt.
Andernfalls wird das erkannte DMRS-Symbol in Schritt S507 als DMRS-Symbol
bestätigt. Der Ausschluss eines PUCCH-OFDM-Symbols findet
ebenso über die Allokationseigenschaften statt. Wird für
ein mögliches erkanntes DMRS-Symbol in Schritt S512 die
Metriküberschreitung im Bereich der dem PUCCH-Kanal zugewiesenen
PUCCH Unterträgerblöcke ermittelt, so wird es
in Schritt S513 als PUCCH-Symbol identifiziert. Sonst kann das Symbol
als erkanntes und bestätigtes DMRS-Symbol in Schritt S507
gekennzeichnet werden.
-
Wurde
nach den drei Konsistenztests das Symbol als DMRS-Symbol des PUSCH-Kanals
erkannt, so wird es auf die DMRS-Symbol-Liste gesetzt. In einer
besonders ausgezeichneten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens wird dieses Testergebnis ebenso zu Untermodul 320,
das eine Synchronisation auf das Symbolraster herstellt, zurückgeführt.
Ist noch kein DMRS-Symbol gefunden worden, so wird die nächste Überschreitung
der Zeitbereichsmetrik Δ (CP) / i
gesucht und der Erkennungsprozess
wie beschrieben erneut durchgeführt. Wurde jedoch bereits
ein DMRS-Symbol erkannt, so liegt eine Synchronisation auf dem Zeitschlitzraster
des untersuchten Mobilfunksignals 1 vor. In einer bevorzugten
Ausprägung des erfindungsgemäßen Verfahrens
wird mittels dieser rückgekoppelten Information das Symbolsynchronisationsmodul 320 veranlasst,
den nächsten Schätzwert im Abstand einer Zeitschlitzdistanz
auszugeben. Hiermit ist in vorteilhafter Weise eine Einsparung an
Rechenzeit verbunden.
-
Im
Folgenden werden die Metrikverläufe für ein Beispielszenario
dargestellt. Es handelt sich hierbei jeweils um den Bandbreitenmodus
10 MHz mit 600 belegbaren Unterträgern. Das Signal-zu-Rauschverhältnis beträgt
40 dB und es wird der Kanal mit den Koeffizienten im Zeitbereich
h0 = 0,8 sowie h = 0,6 untersucht. Der ISI
Kanal weist im Frequenzbereich eine Tiefpasscharakteristik auf.
Der Trägerfrequezversatz CFO beträgt Δf =
17 MHz und der Abtastratenversatz SFO ζ = 10–6.
-
Zunächst
betrachten wir die Erkennungsmetrik für QPSK Symbole. Hierzu
wird der normierte, komplexwertige Metrikverlauf mit
definiert.
Wir betrachten einen Unterrahmen
3 mit 2 allozierten Unterträgerblöcken.
Wird ein DMRS-Symbol gefunden und mit der QPSK-Erkennungsmetrik
untersucht, so ergeben sich die in
6 dargestellten
Verläufe. Im oberen Teilbild sieht man den Betragsverlauf,
der den entsprechenden Ausschnitt des Tiefpasskanals über
24 Unterträger widerspiegelt. Die laufende Summe über
den Betragsverlauf ist im mittleren Teilbild dargestellt. Man sieht
hier, dass der maximale Metrikwert von 1 praktisch erreicht wird,
was zur Identifikation als QPSK-DMRS-Symbol führt. Im unteren
Teilbild sieht man im allozierten Trägerbereich die konstante
Phase der Metrik. Auf den unbelegten Trägern liegen zufällige
Phasenwerte vor.
-
Wertet
man hingegen die QPSK-Erkennungsmetrik für ein Datensymbol
des PUSCH mit zwei im gleichen Trägerbereich allozierten
Unterträgerblöcken aus, so ergeben sich die in 7 dargestellten
Ergebnisse. Der Betrag des normierten Metrikverlaufs im oberen Teilbild
spiegelt nun nicht mehr den Kanalverlauf wider und weist wie der
dazugehörige Phasenverlauf im unteren Teilbild, einen Zufallscharakter
auf. Wie im mittleren Teilbild zu sehen ist, tritt zwar ein hoher
Wert der Erkennungsmetrik auf, die Schranke von 0,975 wird allerdings nicht überschritten.
Demnach wird dieses Symbol korrekterweise als DMRS-Symbol verworfen.
-
Für
acht allozierte Unterträgerblöcke wird für
das gleiche Szenario die ZC-Erkennungsmetrik evaluiert. In
9 wird
der Metrikverlauf
für ein DMRS-Symbol,
auf das zuvor synchronisiert worden ist, ausgewertet. Es ergeben
sich qualitativ dieselben Verläufe, die man auch schon
für die QPSK-Erkennungsmetrik beobachten konnte. Es liegt
also wieder die Tiefpasscharakteristik des Kanals im Betrag sowie
Phasenkonstanz im Bereich der mit der ZC-Referenzsequenz belegten
Unterträger vor. Über diesem Trägerbereich
steigt die laufende Summe über die normierte Betragsmetrik
auch monoton an und erreicht nahezu den Maximalwert. Eine Erkennung
des DMRS hat korrekterweise stattgefunden.
-
Findet
der Unterblock zur Symbolsynchronisation ein OFDM-Datensymbol, so
ergeben sich die in 8 dargestellten Verhältnisse.
Auch hier erkennt man den Zufallscharakter von Betrag und Phase
der Metrik zumindest im allozierten Bereich. Die laufende Summe über
den Betrag der normierten Erkennungsmetrik ergibt einen Nominalwert
weit unter der Erkennungsschwelle. Man erkennt, dass bei mehr allozierten
Unterträgern Störeinflüsse stärker
ausgemittelt werden und dadurch weniger Einfluss auf den skalaren
Wert der Erkennungsmetrik haben.
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Nachdem
in Untermodul 330 die Synchronisation auf das Zeitschlitzraster
hergestellt worden ist, werden durch die Evaluierungseinheit 340 die
vorliegende Allokation sowie der ganzzahlige Trägerfrequenzversatz Δfint bestimmt. Diese Auswertungen basieren
auf Leistungsmessungen, die über Empfangswerte aller gefundenen
DMRS-Symbole durchgeführt werden. Die Menge L(DMRS) enthält
die entsprechenden Symbole.
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Zunächst
wird der ganzzahlige Trägerfrequenzversatz Δf
int bestimmt, der über den normierten
Wert κ in Gleichung (15) bestimmt ist. Für die
zugehörigen Leistungsmessung wird die Menge der Unterträger
K
i definiert, die von jedem allozierbaren
Unterträgerblock im gesamten zu Verfügung stehenden
Frequenzband den niedrigsten Unterträgerindex k enthält.
Für die Schätzung des Frequenzversatzes κ wird
ein Leistungsmaß
für
alle möglichen Hypothesen κ ~
bestimmt. Der Schätzwert
für den Frequenzversatz ergibt sich entsprechend über
die Beziehung
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Es
werden über (45) und (46) die Leistungssprünge
an den Rändern der Allokation detektiert und daraus der
ganzzahlige Frequenzversatz abgeleitet. Durch die Verwendung aller
DMRS-Symbole, die im Einlesespeicher gefunden werden, ergibt sich
ein ausgesprochen robuster Schätzwert. Ebenso sei bemerkt,
dass keine Schwellwerte für diese Schätzung des
ganzzahligen Trägerfrequenzversatzes gesetzt werden müssen.
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Unter
Einbeziehung des Schätzwertes für den Trägerfrequenzversatz
CFO wird die im Einlesespeicher enthaltende Allokation ermittelt.
Hierzu wird eine Leistungsmessung je Unterträgerblock
11 durchgeführt. Der
zugehörige belegbare Trägerbereich wird für
den Unterträgerblock mit dem Index n
PRB wird
mit
bezeichnet. Das auszuwertende
Leistungsmaß ist über
für das jeweilige
DMRS-Symbol mit I ∊ L
(DMRS) gegeben.
Liegt dies über einem Schwellenwert so wird der Unterträgerblock
als belegt erkannt. Zur Schwellenadaption wird zudem eine Leistungsmessung
auf zwölf unbelegten Unterträgern K
(unalloc) durchgeführt.
Für diese Menge werden sechs Unterträger oberhalb
und sechs Unterträger unterhalb des Frequenzbandes für
die Uplink-Verbindung ausgewählt. Idealerweise wird hier
mittels
lediglich
die Leistung des Rauschens akkumuliert. die maximal in einem Unterträgerblock übertragene
Leistung ergibt sich über
und die minimale Leistung
ergibt sich über
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Basierend
auf diesen beiden Unterträgerleistungsgrenzen wird die
Schwelle P
(PRB) / T
bestimmt. Um eine Fehldetektion bei idealen Signalen
zu vermeiden, muss davor noch die Bedingung
mit dem einstellbaren Maximalwert
des Signal-zu-Rauschverhältnisses
SNR dB / max
überprüft
werden. Ist diese Bedingung erfüllt, so liegt die trägerbezogene
Rauschleistung über dem minimal zu erwartenden Wert und
die Schwelle wird mittels
adaptiert. Der Einstellwert
f
r ist kleiner eins und bewirkt eine lineare
Verschiebung der Schwelle zwischen Maximal- und Minimalwert im logarithmischen
Bereich. Als Parametrierung wurde f
r = 2/3
gewählt. Ist die Bedingung (51) nicht erfüllt,
so kann von einem idealen Signal ohne Rauschstörung ausgegangen
werden und der Schwellenwert wird mit
P (PRB) / T
=
fiP (PRB) / max
(53) eingestellt.
Unter Beachtung der maximalen Dynamik eines Uplink-Signals wurde
der Parameter f
i mit 0,025 voreingestellt.
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Mit
der vorgestellten Leistungsmessung werden zeitschlitzweise die allozierten
Unterträgerblöcke bestimmt. Dieser Messung muss
sich noch eine Konsistenzüberprüfung anschließen.
Im Falle eines hohen I-Q-Versatzes bewirkt die damit verbunden starke
Störung der Metrik um den DC-Unterträger unter
Umständen eine Fehldetektion des betrachteten OFDM-Symbols
als DMRS-Symbol. Sollte also ein DMRS-Symbol erkannt worden sein,
aber durch Leistungsmessung keine Allokation innerhalb dessen vorliegen,
so ist das DMRS-Symbol von der erzeugten Liste der erkannten DMRS-Symbole
zu entfernen.
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Für
ein 10 MHz-Signal ist das Ergebnis der entsprechenden Allokationsbestimmung
in 10 dargestellt. Es wurden für die 50
belegbaren Unterträgerblöcke des Uplink-Signals
jeweils 2 belegte je Zeitschlitz 4, 5 gefunden.
Entsprechend der fest eingestellten Länge des Einlesespeichers
von zwei Rahmen 2 wurden 39 von 40 möglichen DMRS-Symbolen 6, 7 vom
Typ QPSK gefunden. Da der letzte Zeitschlitz 4, 5 nicht
vollständig im Einlesespeicher enthalten ist, wurde das
letzte DMRS-Symbol verworfen. Es kann demnach nicht zu einem vollständigen
Unterrahmen 3 gehören.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - EP 1901478
A2 [0004, 0004]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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