DE102009006332B4

DE102009006332B4 - Leitungstreiber oder Verstärker mit frequenzabhängig variabler Schein-Impedanz

Info

Publication number: DE102009006332B4
Application number: DE200910006332
Authority: DE
Inventors: Patentinhaber gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-01-27
Filing date: 2009-01-27
Publication date: 2014-08-21
Anticipated expiration: 2029-01-28
Also published as: DE102009006332A1

Abstract

Leitungstreiber oder Verstärker mit künstlich erzeugter Schein-Ausgangsimpedanz, wobei die Erzeugung der Ausgangsimpedanz dadurch bewirkt wird, dass mindestens eine Rückführung des Treiberausgangssignals nach mindestens einem Widerstand, welcher mindestens einer Ausgangsverstärkerstufe nachgeschaltet ist, auf mindestens einen Eingang mindestens eines Summen- oder Differenz- oder Operationsverstärkers erfolgt, welcher direkt über diese Ausgangsverstärkerstufe verfügt oder mindestens eine solche indirekt über weitere Schaltungselemente ansteuert, wodurch sich eine von der tatsächlichen Ausgangsimpedanz der Ausgangsverstärkerstufe und des Widerstands unterschiedliche künstliche Schein-Ausgangsimpedanz des Leitungstreibers oder Verstärkers aus Sicht der Last oder Leitung ergibt, dadurch gekennzeichnet, dass in mindestens ein Rückführungssignal oder in die mit diesem gebildete Mitkopplungschleife mindestens ein Multiplizierer – dessen Bauvarianten multiplizierender Digital-/Analog-Wandler, Variable Gain Amplifier, Operational Transconductance Amplifier oder variabler Abschwächen eingeschlossen – eingefügt wird, der das rückgeführte Signal mit mindestens einem Faktorsignal, welches aus mindestens einem Treibereingangssignal oder mindestens einer, auch digitalen, Vorstufe dieses Treibereingangssignals hergeleitet wird, wobei diese Herleitung nicht lediglich linear aus dem Treibereingangssignal erfolgt, multipliziert, wodurch eine variable, frequenzabhängige, flankensteilheitsabhängige oder Blindwiderstandsanteile enthaltende Schein-Ausgangsimpedanz erzeugt werden kann.

Description

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Leitungstreiber oder Verstärker zu konstruieren, welcher eine frequenzabhängig variable und konfigurierbare Ausgangsimpedanz aufweist. Der Leitungstreiber oder Verstärker kann in DSL-Modems eingesetzt werden.
Bisherige DSL Modems verwenden Treiber mit fester Ausgangsimpedanz, die durchaus synthetisch dargestellt werden kann, siehe beispielsweise die Anwendungsinformation im Datenblatt Januar 2000 zum integrierten Verstärker THS6022 von Texas Instruments.
Nachteilig hierbei ist, dass stets die gleiche Ausgangsimpedanz bereitgestellt wird, auch wenn Teilnehmeranschlussleitungen mit höchst unterschiedlichen Wellenwiderständen vorliegen.
Es hat nicht an Versuchen gefehlt, das Problem mit einfachen Mitteln zu lösen, beispielsweise zeigt US 6 133 749 A einen Treiber mit über Vergleicher gesteuerten Vorspannungen der Ausgangstransistoren. Nachteilig hierbei ist, dass lediglich über den gesamten Frequenzbereich eine einheitlich lineare Ausgangsimpedanz erzeugt werden kann.
In US 4 707 620 A und US 5 457 407 A wird eine Ausgangsstufe aufgezeigt, die aus einer Vielzahl von Verstärkern bzw. Schaltelementen zusammengesetzt ist, die wahlweise aktiviert werden. Neben dem hohen Aufwand, der eine diskrete Realisierung verbietet, besteht weiterhin die geringe Flexibilität bei der Konfiguration als Nachteil.
Natürlich wäre es denkbar, verschiedene, auch frequenzselektive Elemente in einer ähnlichen Art und Weise zuzuschalten, ggf. sogar mittels Relais oder Mikromechanik. Ein Beispiel mit letzterer zeigt US 5 834 975 A auf. Leider steigt auch hier der Aufwand erheblich, sofern selbst nur geringe Konfigurationsmöglichkeiten vorliegen. Eine weitere Form eines solchen Ausgangstreibers findet sich in US 5 661 437 A (14). Die Anzahl der wirtschaftlich so realisierbaren Freiheitsgrade der erzeugten Impedanz ist naturgemäß gering.
Weiterhin wurde der Ansatz verfolgt, die Impedanz direkt über eine Analog-/Digital-Wandlung, Nachbildung dieser in einer digitalen Filterstruktur und nachfolgender Digital-/Analog-Wandlung nachzubilden, siehe EP 0 642 229 B1 . In der Praxis scheitert dieser Ansatz selbst bei relativ niederfrequenten Signalen an der viel zu hohen Latenzzeit der nötigen Komponenten der digitalen Signalverarbeitung, zwar lässt sich mittels Pipeline der Durchsatz steigern, nicht aber die Latenzzeit reduzieren.
Aufgabenstellung dieser Erfindung ist es, einen Leitungstreiber oder Verstärker zu konstruieren, der ohne die durch die digitale Signalverarbeitung bedingten Latenzzeiten und somit Einschränkungen der oberen Grenzfrequenz oder die Einschränkungen in der Flexibilität seitens bisheriger analoger Lösungen eine klassischen komplexe – d. h. aus Real und Blindanteil bestehende – und frequenzabhängige Impedanz des Leitungstreibers oder eines Anpassungsnetzwerks weitgehend simuliert, auf Reaktionen der Last nach Änderungen des eingespeisten Signals passend reagiert und andererseits völlig flexibel durch digital frei einstellbare Koeffizienten mit vielen Freiheitsgraden konfiguriert werden kann.
Das Problem wird erfindungsgemäß durch den in Patentanspruch 1 beschriebenen Leitungstreiber oder Verstärker gelöst, dessen Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird, das in Bild 1 schematisch dargestellt ist.
Ein digitales Eingangssignal IN – die Abtastwerte in modernen Kommunikationssystemen werden nach dem Stand der Technik üblicherweise mittels digitaler Signalverarbeitung erzeugt – wird über einen Ringbuffer zur zeitlichen Verzögerung, dessen Aufgabe später beschrieben wird, und über einen digitalen Multiplizierer DMPY1, der lediglich die Amplitude der Abtastwerte skaliert, zu dem Digital-/Analog-Wandler DAC1 geführt. Dieser stellt ein analoges Ausgangssignal bereit, welches nach R4 über den Operationsverstärker OPA1 und das resisitive Element R1, hier als gewöhnlicher Widerstand ausführt, auf den Ausgang OUT geführt wird. Die Verstärkung dieser Stufe wird zunächst durch den Spannungsteiler bestehend aus R2 und R3 bestimmt.
Der Ausgangswiderstand R1 hat jetzt eine kleineren Wert als der Wellenwiderstand der vom Ausgang OUT getriebenen Leitung, allerdings wird das Ausgangssignal hinter diesem über den analogen Multiplizierer MUL1 und den Widerstand R5 als Mitkopplung auf den Eingang des Operationsverstärkers zurückgeführt.
Hierdurch folgt der Ausgang des Operationsverstärkers teilweise auch Änderungen des Signals auf der Leitung, die beispielsweise durch Reflexionen verursacht werden, dadurch fließt bei derartigem externen Einfluss ein geringerer Strom durch R1, der Leitungstreiber hat scheinbar einen höheren Ausgangswiderstand, als durch R1 vorgegeben. Gleiches gilt für die Arbeit gegen eine Last selbst im Gleichstromfall.
Man kann sich die Wirkung dieser Mitkopplung leicht verdeutlichen, wenn man von einem Eingangssignal von Null Volt (Multiplikation in DMPY1 mit Null) sowie von einem Spannungsteiler R5 zu R4, der einen identischen Teilungsfaktor wie R2 zu R3 habe, ausgeht, und sich den analogen Multiplizierer MUL1 durch eine Verbindung ersetzt denkt bzw. diesem ein Faktorsignal FSIG von Eins vorgibt: In diesem Fall folgt der Ausgang des Operationsverstärkers vollständig dem Signal OUT, die Ausgangsimpedanz ist praktisch unendlich hoch. Es ist klar, dass in diesem Fall eine extreme Schwingneigung besteht.
Andererseits fällt die Ausgangsimpedanz der Schaltung auf R1 zurück – einen idealen Operationsverstärker angenommen –, sofern das analoge Faktorsignal an MUL1 Null beträgt, die Mitkopplung entfällt dann. In diesem Fall multipliziert der digitale Multiplizierer DMPY1 dann mit Eins.
Nach dem Stand der Technik wird für die Mitkopplung ein fester Wert eingestellt, die Idee der Erfindung ist es jetzt, diesen Wert variabel zu machen und aus dem Verhältnis des Momentanstroms zur Momentanspannung an einem simulierten Wunschabschluss zu ersetzen. Dazu wird der Multiplizierer über einen Digital-/Analog-Wandler DAC2 angesteuert, der mit dem Ergebnis der Berechnung, dem digitalen Faktorsignal FSIG, versorgt wird. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gemäß Unteranspruch kann die Kombination aus dem Multiplizierer MUL1 und dem Digital-/Analog-Wandler DAC2 durch einen multiplizierenden DIA Wandler MULDAC2 ersetzt werden, dessen Referenzspannung aus der Ausgangsspannung OUT abgeleitet wird, dies ist insbesondere für niedrige Frequenzen eine besonders wirtschaftliche Lösung.
Das Faktorsignal FSIG wird sodann gemäß Unteranspruch aus dem geforderten Momentanstrom I(t) und der Momentanspannung U(t) wie folgt nichtlinear errechnet:
Bedarfsweise kann hier noch ein Offset hinzugefügt werden. In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Momentanstrom I (t) mittels eines digitalen FIR Filters FIR1 aus dem Momentanspanungswert U (t) abgeleitet. Damit dieser Filter symmetrisch aufgebaut sein kann und somit auch zukünftige Signalwerte, welche gleichzeitig die Momentanspannungswerte sind, aus dem Eingangssignal ableiten kann, werden die Eingangswerte vor der Digital-/Analog-Wandlung durch DAC1 wie schon beschrieben mittels des Ringbuffers oder FIFO-Speichers DLY1 geeignet verzögert.
Da sich analoge Filter aus analogen Bauteilen geeignet über FIR- bzw. IIR-Filter nachbilden lassen, kann somit beispielsweise der Stromfluss durch einen Kondensator oder eine Induktivität mittels eines digitalen Filters simuliert werden. Während IIR-Filter hier die getreuere Nachbildung ermöglichen, hat der FIR-Filter den Vorteil der begrenzten Impulsantwort und somit begrenzten Intersymbolinterferenz bei nachrichtentechnischen Signalen.
Beispielsweise kann durch lediglich positive Koeffizienten k1 bis k7 eine Integration ausgeführt werden, dieses Verhalten simuliert einen Kondensator, während die Bildung von Differenzen im Filter einer Differenzierung und damit der Nachbildung einer Induktivität entspricht. Somit kann durch geeignete Wahl der Filterkoeffizienten ein nahezu beliebiges Kompensationsnetzwerk beispielsweise für Teilnehmeranschlussleitungen konstruiert werden, die leider keinen klar definierten weitgehend frequenzunabhängigen Wellenwiderstand aufweisen.
An dieser Stelle zeigt sich die besondere Leistungsfähigkeit der Erfindung: Die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe kann mit extrem hoher Geschwindigkeit und Flexibilität an die jeweiligen Bedürfnisse angepasst werden.
Bildlich gesprochen gibt der Treiber bei einer Teilnehmeranschlussleitung, welche beispielsweise bedingt durch ihre Leitungswegführung und die verwendeten Kabeltypen einen unerwünschten Kapazitätsbelag aufweist, während Signalübergangsphasen mit steilen Flanken Vollgas, um den Kapazitätsbelag mit einem großen Strom schnellstmöglich umzuladen. Hierzu wird die Ausgangsimpedanz des Treibers zur Bewirkung des hohen Stromflusses temporär abgesenkt. Um am Ende der Flanke Probleme durch Überschwinger und Reflexionen zu vermeiden, wird die Impedanz rechtzeitig wieder angehoben. Auf Lastreaktionen reagiert der Treiber erfindungsgemäß rein analog nahezu ohne Verzögerung.
Zwar wird für Blindwiderstände das reflektierte Signal oder ein von der Gegenstelle gesendetes Signal nicht mit in die Berechnung einbezogen, aufgrund des geringen Pegels dieses Signals ist es in erster Näherung für die Treibersteuerung auch nicht relevant. Gemäß Unteranspruch bestünde die Möglichkeit der Analog-/Digital-Wandlung dieser Signale und Einbeziehung in die Berechnung des Faktorsignals, ggf. um eine definierte Anzahl an Signalperioden verzögert.
Durch die besonders vorteilhafte Verzögerung des Sendesignals gemäß Unteranspruch erhält der Filter FIR1 Gelegenheit, rechtzeitig zu agieren, der weitere Verlauf des Signals und die notwendigen Maßnahmen zur Impedanzsteuerung werden so vorweggesehen.
Die notwendige Absenkung der Werte des Eingangssignals bei hohen Momentanausgangswiderständen des Leitungstreibers kann wirtschaftlich gemäß Unteranspruch auf der Ebene der digitalen Signalverarbeitung mittels dem Digital-Multiplizierer DMPY1 erfolgen.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung kann der Multiplizierer MUL1 durch ein Hochpassfilter HP1 gebrückt werden, um für hochfrequente Signale, welche die Arbeitsfrequenz des Multiplizierers MUL1 überschreiten, wieder zu einer festen Ausgangsimpedanz zurückzukehren. Da Teilnehmeranschlussleitungen, welche überhaupt für diese Signale (z. B. VDSL) geeignet sind, im allgemeinen kurz sind und einen besser definierten Wellenwiderstand haben, können so mit einem einheitlichen Leitungstreiber sowohl lange als auch kurze Leitungen bedient werden. Selbstverständlich kann hier ebenfalls ein Multiplizierer in Serie zum Hochpass geschaltet werden, um beispielsweise eine statische Vorgabe des Ausgangswiderstands für diesen Frequenzbereich zu tätigen, natürlich ist auch die Aufteilung in mehrere Frequenzbereiche denkbar.
Die Auswahl der Koeffizienten kann gemäß Unteranspruch durch einen geeigneten Optimierungsalgorithmus gesteuert werden, beispielsweise ähnlich wie bei adaptiven Filtern durch den LMS- oder RLS-Algorithmus. Auch ist es möglich, empfängerseitige Informationen wie das S/N-Verhältnis oder den Empfangspegel in die Berechnung der Filterkoeffizienten mit einfließen zu lassen, hierzu könnte ein evolutionärer Algorithmus verschiedene Profile testen und aus einer Kombination der besten Profile die nächste Generation bilden. Ebenfalls geeignet können andere Standard-Suchverfahren wie die Gradientensuche, Simulated Annealing oder simulierte neuronale Netze sein. Ein solcher Suchalgorithmus kann bei einem Mehrträgerverfahren auch die Einstellung zusätzlich in Hinblick auf eine möglichst geringe Intercarrier-Interferenz (ICI) optimieren, dies sich durch die nichtlineare Steuerung der momentanen Ausgangsimpedanz ergeben kann.
Die Berechnung des Faktorsignals ist nicht auf die Zeitebene beschränkt, gemäß Unteranspruch kann diese unter Verwendung des Faltungssatzes auch in der Frequenzebene erfolgen. Ebenso ist es gemäß Unteranspruch denkbar, die Berechnung des Faktorsignals mittels Division durch polynominale Operationen zu ersetzen.
Um eine Schwingneigung der Schaltung zu vermeiden, können gemäß Unteranspruch zusätzliche Filter, insbesondere Tiefpass-Filter im Rückführungspfad eingesetzt werden, welche eine Mitkopplung mit Verstärkung größer Eins bei annähernd gleicher Phase zu vermeiden helfen. Ein weiterer Weg ist ein Clipping des Faktorsignals FSIG.
Eine reale Implementierung der Erfindung an einer symmetrischen Teilnehmeranschlussleitung wird zudem ebenfalls symmetrisch ausgelegt sein, in diesem Fall können zwei Operationsverstärker OPA1 jeweils mit um 180 Grad phasenversetzten Signalen versorgt werden, gemäß Unteranspruch erfolgt die Rückführung bzw. Mitkopplung über Kreuz durch Einspeisung am negativen Eingang des jeweils anderen Verstärkers. An den dann ebenfalls doppelt ausgelegten Lastwiderständen R1 kann zudem bei Duplexbetrieb das Empfangssignal der Gegenstelle abgeleitet werden, bei TDD-Betrieb bietet sich für den reinen Empfangszeitraum eine Abschaltung des Filters FIR1 und die Vorgabe eines statischen Werts (z. B. über die Offset-Einstellung) für die Ausgangsimpedanz als Faktorsignal FSIG an MUL1 an.
Als Multiplizierer sind neben echten Vierquadranten-Multiplizierern auf Basis einer Gilbert-Zelle und den schon erwähnten multiplizierenden Digital-/Analog-Wandlern auch Verstärker mit spannungsgesteuerter variabler Verstärkung, Verstärker mit fester Verstärkung und vor- oder nachgeschaltetem Abschwächer sowie OTA (Operational Transconductance Amplifier) Spannungs-/Stromverstärker mit variablem Übersetzungsverhältnis denkbar.
Im Fall des Einsatzes eines multiplizierenden D/A-Wandlers ist für analog orientierte langsame Systeme auch die direkte Kopplung mit einem Analog/Digital-Wandler zur Berechnung des Quotienten möglich, denn der A/D Wandler dividiert inhärent die Eingangsspannung durch die Referenzspannung. Die Filter könnten in diesem Fall analog auch als Switched Capacitor (SC) Filter realisiert werden, ebenso die Verzögerung mittels SC-Elementen. Als A/D-Wandler bieten sich Sigma-Delta-Wandler an, der D/A-Wandler reduziert sich dann auf einen Polaritätsumschalter.
Der Einsatzbereich der Erfindung besteht primär in der Ansteuerung langer Teilnehmeranschlussleitungen mit schwierigen Impedanzverhältnissen, ebenso denkbar ist die Nutzung als Verstärker für komplexe Lasten wie z. B. Lautsprechersysteme.

Claims

Leitungstreiber oder Verstärker mit künstlich erzeugter Schein-Ausgangsimpedanz, wobei die Erzeugung der Ausgangsimpedanz dadurch bewirkt wird, dass mindestens eine Rückführung des Treiberausgangssignals nach mindestens einem Widerstand, welcher mindestens einer Ausgangsverstärkerstufe nachgeschaltet ist, auf mindestens einen Eingang mindestens eines Summen- oder Differenz- oder Operationsverstärkers erfolgt, welcher direkt über diese Ausgangsverstärkerstufe verfügt oder mindestens eine solche indirekt über weitere Schaltungselemente ansteuert, wodurch sich eine von der tatsächlichen Ausgangsimpedanz der Ausgangsverstärkerstufe und des Widerstands unterschiedliche künstliche Schein-Ausgangsimpedanz des Leitungstreibers oder Verstärkers aus Sicht der Last oder Leitung ergibt, dadurch gekennzeichnet, dass in mindestens ein Rückführungssignal oder in die mit diesem gebildete Mitkopplungschleife mindestens ein Multiplizierer – dessen Bauvarianten multiplizierender Digital-/Analog-Wandler, Variable Gain Amplifier, Operational Transconductance Amplifier oder variabler Abschwächen eingeschlossen – eingefügt wird, der das rückgeführte Signal mit mindestens einem Faktorsignal, welches aus mindestens einem Treibereingangssignal oder mindestens einer, auch digitalen, Vorstufe dieses Treibereingangssignals hergeleitet wird, wobei diese Herleitung nicht lediglich linear aus dem Treibereingangssignal erfolgt, multipliziert, wodurch eine variable, frequenzabhängige, flankensteilheitsabhängige oder Blindwiderstandsanteile enthaltende Schein-Ausgangsimpedanz erzeugt werden kann.
Leitungstreiber oder Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Faktorsignal aus mindestens einem analogen Filter oder Switched Capacitor Filter oder mindestens einer digitalen Finite Impulse Response oder Infinite Impulse Response Filterstruktur, und nach dieser mindestens einem nachfolgenden Digital-/Analog-Wandler, oder durch eine Kombination dieser Filter gebildet wird, wobei mindestens ein Filterausgangssignal oder Filterausgangswert nachfolgend durch mindestens ein nichtlineares Element oder eine nichtlineare Rechenoperation oder Division oder Kehrwertbildung bearbeitet wird, wobei zusätzlich eine Offsetspannung oder ein Offsetwert hinzugefügt werden kann und wobei zusätzlich eine Division oder Kehrwertbildung durch logarithmische Verstärker oder Rechenoperationen oder durch rückgekoppelte Multiplizieren nachgebildet werden kann.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens das Treibereingangssignal oder mindestens eine, auch digitale, Vorstufe mindestens dieses Treibereingangssignal über einen analogen oder digitalen Multiplizierer mit einem aus dem Faktorsignal oder einer analogen oder digitalen Vorstufe des Faktorsignals abgeleiteten Wert skaliert wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens das Treibereingangssignal oder dessen digitale Vorstufe vor der Weitergabe an den Summen- oder Differenzverstärker verzögert wird, vorzugsweise durch eine analoge Verzögerungsleitung oder einen analogen Switched Capacitor Filter oder einen digitalen Zwischenspeicher mit nachfolgender Digital-/Analog-Wandlung, und parallel dazu das Treibereingangssignal oder dessen digitale Vorstufe dem einstellbaren analogen Filter, vorzugsweise Switched Capacitor Filter, oder einem digitalen Filter, vorzugsweise einem Finite Impulse Response Filter, zur Erzeugung des Faktorsignals zugeführt wird, wodurch die Verwendung eines Filters mit zeitsymmetrischer Impulsantwort ermöglicht wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Erzeugung des Faktorsignals verwendete nichtlineare Funktion oder das nichtlineare Element aus mindestens dem Treibereingangssignal oder dessen verzögerter oder gefilterter Variante und mindestens einem weiteren Filterausgangssignal, wobei der Begriff Signal hier jeweils auch dessen digitale Repräsentation mit einschließt, eine geforderte Momentan-Schein-Ausgangsimpedanz errechnet und mindestens den Multiplizierer oder die Skalierung des Eingangssignals so anpasst, dass die so errechnete Momentan-Schein-Ausgangsimpedanz erzeugt wird, wodurch sich auch Blindwiderstandsanteile oder dynamische oder frequenzabhängige Schein-Ausgangsimpedanzen ganz oder teilweise darstellen lassen.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens das Rückführungssignal unter Verwendung mindestens eines Hochpass- oder Bandpass-Filters an dem Multiplizierer vorbeigeleitet oder auf verschiedene Multiplizierer aufgeteilt wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein weiteres analoges Filter in mindestens einem Rückführungspfad zum Einsatz kommt, um die Stabilität des Systems zu gewährleisten.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Rückführungssignal vor oder nach dem Multiplizierer per Analog-/Digital-Wandler digitalisiert und über Algorithmen zur Anpassung adaptiver digitaler Filter oder Least Mean Squares- oder Recursive Least Squares-Algorithmen zur Parametrisierung der digitalen Filterstruktur zur Erzeugung des Faktorsignals eingesetzt wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Faktorsignal aus mindestens einer in der Frequenzebene vorliegenden Vorstufe des Treibereingangssignals unter Verwendung mindestens einer Fouriertransformation oder mindestens einer Polyphasenfilterbank abgeleitet wird, wobei, sofern das Treibereingangssignal ebenfalls mittels einer Fouriertransformation oder einer Polyphasenfilterbank erzeugt wird, ein Phasenversatz auf der Frequenzebene zur Synthese einer Impedanz mit Blindwiderstandsanteilen durch komplexe Multiplikation der Eingangssignalwerte in der Frequenzebene mit komplexen Koeffizienten und nachfolgendem Transfer der Ergebnisse an die Fouriertransformation oder Polyphasenfilterbank zur Erzeugung des Faktorsignals bewirkt werden kann.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Parametrisierung der analogen oder digitalen Filter zur Erzeugung des Faktorsignals durch einen Optimierungsalgorithmus vorgenommen wird, welcher anhand vom Leitungsempfänger nach der Übertragung über die Leitung zurückgemeldete Informationen über die empfangene Signalleistung oder Signalqualität oder die Leistung oder Qualität einzelner Unterträger bei einem Mehrtonsignal die Parametrisierung so optimiert, dass ein möglichst hohes Signal-/Geräusch-Verhältnis oder ein möglichst hoher Datendurchsatz auf der Leitung erreicht wird, wobei als Optimierungsalgorithmus Gradientenverfahren, evolutionäre Algorithmen, Simulated Annealing oder Verfahren unter Verwendung neuronaler Netze geeignet sind.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber symmetrisch aufgebaut ist und die Rückführung zu den Eingangsstufen gekreuzt erfolgt.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand gleichzeitig als Leitungsabschluss für den Empfänger einer bidirektional betriebenen Leitung benutzt wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Multiplizierer ein analoger Vierquadranten-Multiplizierer vorzugsweise mit einer Gilbert-Zelle ist.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein parametrisierbarer Filter die Ableitung oder Integration des Eingangssignals zur Synthese von Blindanteilen in der Impedanz ausführt.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung des Faktorsignals auch quadratische, polynominale oder sonstige nichtlineare Funktionen des Eingangssignals oder einer Vorstufe desselbigen zu diesem hinzugefügt werden.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Faktorsignal in seinem Wertebereich begrenzt wird, um eine Schwingneigung des Leitungstreibers oder einzelner Verstärkerstufen zu vermeiden.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass in dem digitalen Filter zur Bildung des Faktorsignals mittels Analog-/Digitalwandler erfasste Momentan-Messwerte des Signals auf der zu treibenden Leitung verrechnet werden.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand durch geeignete Ansteuerung der Transistoren der Ausgangsstufe oder durch die Verwendung eines Operational Transconductance Amplifiers nachgebildet wird.
Leitungstreiber oder Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass eine zur Berechnung des Faktorsignals notwendige analoge Division durch die Bereitstellung des Dividenden als Eingangssignal und des Divisors als Referenzspannung für einen Analog-/Digital-Wandler oder Sigma Delta Wandler erfolgt, dessen Ausgang wiederum einem Digital-/Analog-Wandler oder Single Bit Konverter zugeführt wird, wobei dieser gleichzeitig die Funktion des Multiplizierers des Rückführungssignals übernehmen kann, wenn dieses wiederum als Referenzspannung für den Digital-/Analog-Wandler dient.