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Die
Erfindung betrifft einen kapazitiven Sensor mit wenigstens einer
Referenzimpedanz und wenigstens einem Meßkondensator, mit wenigstens
einer elektrischen Wechselsignalquelle, mit einem Stromführungsnetzwerk
sowie mit einer Auswerteeinheit, wobei die Referenzimpedanz und
der Meßkondensator über das
Stromführungsnetzwerk
derart mit der Wechselsignalquelle und der Auswerteeinheit in Verbindung
stehen, daß die
Lade- und Entladeströme
der Referenzimpedanz und des Meßkondensators
von der Auswerteeinheit auswertbar sind.
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Kapazitive
Sensoren der zuvor beschriebenen Art sind beispielsweise aus der
USA-Patentschriften 5,650,730 und
5,793,217 bekannt
und werden zur Ermittlung der Kapazität des Meßkondensators bzw. der Änderung
der Kapazität
des Meßkondensators
verwendet. Diese Sensoren weisen ein spezielles Stromführungsnetzwerk
auf, nämlich
ein solches aus seriell verschalteten Dioden, die einen Diodenring
bilden.
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In
dem kapazitiven Sensor selbst ist oft nur eine Elektrode des Meßkondensators
ausgebildet und die andere Elektrode des Meßkondensators wird durch die
Umgebung des kapazitiven Sensors gebildet. Der Meßkondensator
ist also im Regelfall kein Kondensator im Sinne eines vollständigen elektrotechnischen
Bauelements, sondern eine mit einer Kapazität ausgestattete Anordnung,
deren aktive Elektrode dem kapazitiven Sensor zugeordnet ist, wobei
sich ein elektrisches Streufeld von der aktiven Elektrode in die
Umgebung erstreckt.
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Im
Stand der Technik wird als Referenzimpedanz meist ein Referenzkondensator
eingesetzt. Wenn im folgenden konkret von einer Referenzkapazität die Rede
ist, dann haben die Ausführungen gleichwohl
in der Regel auch allgemeiner Gültigkeit für eine Referenzimpedanz;
die Kapazität
des Referenzkondensators entspricht dann dem Wert der Referenzimpedanz,
unabhängig
davon, wie die Referenzimpedanz bauteilmäßig realisiert ist. Der Lade- und
Entladestrom eines Referenzkondensators entspricht dann dem Lade-
und Entladestrom einer Referenzimpedanz, wobei die Referenzimpedanz
die ihr zuge führte
Energie anderweitig umsetzen kann als nur in dem elektrischen Feld
eines Kondensators.
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Die
Kapazität
des beschriebenen Sensors kann sich einerseits dann ändern, wenn
die Geometrie der Anordnung und damit das Streufeld der aktiven
Elektrode verändert
wird, andererseits kann sich die Kapazität des Sensors – ohne eine Änderung
der Erstreckung des Streufeldes – auch ändern bei einer Veränderung
der dielektrischen Eigenschaften des Raumes, in dem sich das elektrische
Feld erstreckt. Aufgrund dieser allgemeinen Eigenschaften werden kapazitive
Sensoren häufig
als Näherungsschalter und
als Füllstandsdetektoren
eingesetzt.
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Bei
kapazitiven Sensoren der eingangs beschriebenen Art ist die Wechselsignalquelle üblicherweise
als Schwingkreis ausgebildet, wie beispielsweise als ein harmonischer
Schwingkreis in Form eines LRC-Netzwerkes, der so geschaltet ist,
daß er eine
Dauerschwingung ausführt.
Während
des zunehmenden Signalpegels innerhalb der positiven Halbschwingung
des Wechselsignals wird der Meßkondensator über einen
Strom aufgeladen, der über einen
ersten Pfad des Diodenrings fließt und die – häufig als Referenzkondensator
ausgebildete – Referenzimpedanz
wird während
dessen mit einem Strom aufgeladen, der über einen zweiten Pfad des
Diodenrings fließt.
Die über
den jeweils einen Pfad fließende Ladestrom
wird über
den jeweils anderen Pfad als Entladestrom abgeleitet.
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Die
Funktionsweise des beschriebenen kapazitiven Sensors beruht folglich
darauf, daß der
Ladestrom der Referenzimpedanz, die insbesondere als Referenzkondensator
ausgestaltet sein kann, bzw. der Ladestrom des Meßkondensators
jeweils über
einen anderen Pfad des Sensors bzw. des Stromführungsnetzwerks fließt als der
Entladestrom des Referenzkondensators bzw. des Meßkondensators.
Sind die Kapazitäten
des Referenzkondensators und des Meßkondensators gleich groß, so ist
der über
den ersten Pfad bzw. den zweiten Pfad hineinfließende Strom im Mittel gleich
dem aus dem ersten Pfad bzw. aus dem zweiten Pfad des als Diodenring ausgebildeten
Stromführungsnetzwerks
hinausfließende
Strom. Sind die Kapazitäten
des Referenzkondensators und des Meßkondensators hingegen unterschiedlich
groß,
ergibt sich im zeitlichen Mittel in jedem Pfad des als Diodenring
ausgebildeten Stromfüh rungsnetzwerks
ein resultierender Strom. Durch Auswertung der Differenzströme der in
dem ersten und zweiten Pfad des Stromführungsnetzwerks fließenden Lade-
und Entladeströme
ist ersichtlich, in welchem Verhältnis
die Kapazität
des Meßkondensators
zu der Kapazität
des Referenzkondensators steht.
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Bei
den aus den
USA-Patentschriften 5,650,730 und
5,793,217 bekannten
gattungsgemäßen kapazitiven
Sensoren werden die über
den Referenzkondensator und den Meßkondensator fließenden Ströme in der
Auswerteeinheit über
zwei Strom-Spannungswandler einem Summierer zugeführt, der
die Spannungen mit unterschiedlichen Vorzeichen verarbeitet, so
daß ein
Differenzsignal resultiert. Dieses Differenzsignal wird letztlich – nach möglichen
weiteren schaltungstechnischen Zwischenschritten – mit einem
Referenz- oder Schwellsignal verglichen, wobei das Referenzsignal
eine Schwelle definiert, deren Erreichen ein bestimmtes Ereignis anzeigt,
wie z. B. eine hinreichende Annäherung
eines Objekts an den kapazitiven Sensor oder das Vorhandensein/Nichtvorhandensein
eines bestimmten Füllstandes.
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Nachteilig
an dem beschriebenen kapazitiven Sensor ist, daß die Auswertung der Stromsignale in
der Auswerteeinheit vergleichsweise aufwendig ist, insbesondere
die Vorgabe eines Referenzwertes, mit dem die Differenz der stromspannungsgewandelten
Ströme
verglichen wird, schaltungstechnisch aufwendig und teuer ist sowie
außerdem
anfällig
für Frequenz-
und Amplitudenschwankungen des Wechselsignals ist. Des weiteren
hat sich herausgestellt, daß die
bekannten Sensoren bei der im Stand der Technik angegebenen Arbeitsfrequenz
von 2 MHz nicht geeignet sind, als Füllstandssensoren eingesetzt
zu werden, da sie dann nicht in der Lage sind, zu unterscheiden,
ob ein Medium einen größeren Volumenbereich
um den Sensor ausfüllt
oder ob lediglich eine geringe Anhaftung dieses Mediums an dem Sensor verblieben
ist, nachdem das Medium den zu überwachenden
Bereich des kapazitiven Sensors verlassen hat, der Füllstand
also unter die Position des kapazitiven Sensors abgesunken ist.
Ferner sind die beschriebenen kapazitiven Sensoren für einen
Intervallbetrieb nicht tauglich, da bei abgeschalteter Anregung
des Stromführungsnetzwerks
mit dem Wechselsignal der Wechselsignalquelle der Differenzstrom als
auszuwertendes Signal ebenfalls sofort zusammenbricht und für eine weitere
Auswertung nicht mehr nutzbar ist.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, die aufgezeigten Nachteile bei
den bekannten kapazitiven Sensoren der hier in Rede stehenden Art – zumindest
teilweise – zu
vermeiden.
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Der
erfindungsgemäße kapazitive
Sensor, bei dem die zuvor hergeleitete und aufgezeigte Aufgabe gelöst ist,
ist zunächst
und im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, die Referenzimpedanz
abstimmbar ist und das zusätzlich
oder alternativ zu den Lade- und Entladeströmen auch ein die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz
und des Meßkondensators
charakterisierendes Auswertesignal bereitgestellt wird, daß direkt
von der Auswerteeinheit auswertbar ist.
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Durch
diese einfache Maßnahme
kann der Wert der Referenzimpedanz – und damit auch die Kapazität einer
als Referenzkondensator ausgestalteten Referenzimpedanz – in jedem
gewünschten Beeinflussungszustand
des kapazitiven Sensors auf die mit dem Beeinflussungszustand verbundene
Impedanz bzw. Kapazität
des Meßkondensators
abgeglichen werden. Durch die Abgleichmöglichkeit im Bereich des eigentlichen
kapazitiven Sensors kann auf eine Abgleichmöglichkeit bzw. Möglichkeit
der Nullpunkteinstellung innerhalb der Auswerteeinheit verzichtet
werden, so daß die
Auswerteeinheit schaltungstechnisch wesentlich einfacher und kostengünstiger
herzustellen ist.
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In
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen,
daß das
Stromführungsnetzwerk
wenigstens eine erste Schaltungseinheit mit einem hochohmigen Eingang,
mit einem niederohmigen Ausgang und mit zwei Betriebsspannungsanschlüssen sowie
eine zweite Schaltungseinheit mit einem hochohmigen Eingang, mit
einem niederohmigen Ausgang und mit zwei Betriebsspannungsanschlüssen umfaßt, wobei
die erste Schaltungseinheit und die zweite Schaltungseinheit über jeweils
einen Betriebsspannungsanschluß an
einer gemeinsamen Verbindungsstelle miteinander verbunden sind und
einen Spannungsteiler einer im wesentlichen konstanten Betriebsspannung
bilden. Dabei ist ferner vorgesehen, daß der Eingang der ersten Schaltungseinheit
und der Eingang der zweiten Schaltungseinheit mit dem Wechselsignal
der Wechselsignalquelle beaufschlagbar ist, wobei der Ausgang der
ersten Schaltungseinheit mit der ersten Elektrode der abstimmbaren
Referenz impedanz verbunden ist und die zweite Elektrode der Referenzimpedanz
mit einem Bezugspotential verbunden ist und der Ausgang der zweiten
Schaltungseinheit mit der ersten Elektrode des Meßkondensators
verbunden ist, wobei das die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz
und des Meßkondensators
charakterisierende Auswertesignal an der Verbindungsstelle – insbesondere
von der Auswerteeinheit – abgreifbar ist.
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Durch
den hochohmigen Eingang der ersten Schaltungseinheit und den hochohmigen
Eingang der zweiten Schaltungseinheit ist zunächst deutlich weniger Leistung
von der Wechselsignalquelle erforderlich, um das Stromführungsnetzwerk
in geeigneter Weise anzusteuern, als dies beispielsweise bei dem
aus dem Stand der Technik bekannten, aus einem Diodenring bestehenden
Stromführungsnetzwerk
der Fall ist, denn der Diodenring zeichnet sich insgesamt durch
eine ausgeprägte
Niederohmigkeit aus. Trotzdem sind die mit dem Ausgang der ersten Schaltungseinheit
verbundene Referenzimpedanz und der mit dem Ausgang der zweiten
Schaltungseinheit verbundene Meßkondensator
gut ansteuerbar, da sowohl der Ausgang der ersten Schaltungseinheit als
auch der Ausgang der zweiten Schaltungseinheit niederohmig ausgelegt
sind.
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Die
an dem Ausgang der ersten Schaltungseinheit angeschlossene Referenzimpedanz
und der an dem Ausgang der zweiten Schaltungseinheit angeschlossene
Meßkondensator
beeinflussen insgesamt die Impedanz der ersten Schaltungseinheit
und die Impedanz der zweiten Schaltungseinheit, so daß die über der
ersten Schaltungseinheit und der zweiten Schaltungseinheit abfallende
Betriebsspannung in dem Verhältnis über der
ersten Schaltungseinheit und der zweiten Schaltungseinheit abfällt, indem
sich die Impedanzen der ersten Schaltungseinheiten und der zweiten
Schaltungseinheit zueinander verhalten. Wenn die erste Schaltungseinheit
und die zweite Schaltungseinheit identisch aufgebaut sind, hängt das
Verhältnis
der über
der ersten Schaltungseinheit und der über der zweiten Schaltungseinheit
abfallenden Spannungen im wesentlichen nur noch von den Impedanzen
ab, die an dem Ausgang der ersten Schaltungseinheit und an dem Ausgang
der zweiten Schaltungseinheit angeschlossen sind. Ist der Wert der
an dem Ausgang der ersten Schaltungseinheit angeschlossenen Referenzimpedanz
gleich dem Wert der Impedanz des an dem Ausgang der zweiten Schaltungseinheit
angeschlossenen Meßkondensators,
teilt sich die Betriebsspannung zu gleichen Teilen über der
ersten Schaltungs einheit und der zweiten Schaltungseinheit auf,
so daß das
an der Verbindungsstelle der ersten Schaltungseinheit und der zweiten
Schaltungseinheit anliegende und abgreifbare Auswertesignal im wesentlichen
der halben Betriebsspannung entspricht. Bei voneinander abweichenden
Werten der Referenzimpedanz einerseits und der Impedanz des Meßkondensators
andererseits, stellen sich an der Verbindungsstelle der ersten Schaltungseinheit
und der zweiten Schaltungseinheit Spannungen ein, die von der halben
Betriebsspannung abweichen. Dadurch, daß die Referenzimpedanz abgleichbar
ist, kann der aus der ersten Schaltungseinheit und der zweiten Schaltungseinheit
gebildete Spannungsteiler immer so eingestellt werden, daß das Auswertesignal
der halben Betriebsspannung entspricht. Dies bringt den Vorteil
mit sich, daß die
erste Schaltungseinheit und die zweite Schaltungseinheit immer symmetrisch
betrieben werden können,
so daß vergleichbare
Verhältnisse
bei der ersten Schaltungseinheit und der zweiten Schaltungseinheit
vorliegen.
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Bei
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen,
daß die
Wechselsignalquelle an- und abschaltbar ist und/oder die Verbindung
zwischen der Wechselsignalquelle und dem Stromführungsnetzwerk unterbrechbar
und wiederherstellbar ist. Dies wird z. B. durch einen Schalter, insbesondere
durch einen Halbleiter-Multiplexer umgesetzt. Durch diese Maßnahme ist
es möglich,
den kapazitiven Sensor so auszugestalten, daß das Stromführungsnetzwerk
nur zeitweise – insbesondere
periodisch – mit
dem Wechselsignal der Wechselsignalquelle beaufschlagt ist.
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Durch
den unterbrochenen Betrieb der Wechselsignalquelle bzw. des Stromführungsnetzwerkes
und der Auswerteeinheit sind kapazitive Sensoren mit einer sehr
geringen Leistungsaufnahme realisierbar. Die Wechselsignalquelle
kann beispielsweise einfach dadurch an- und abgeschaltet werden, indem
die Wechselsignalquelle durch einen – elektronischen – Schalter
von ihrer Betriebsspannungsversorgung getrennt wird. Andere Wechselsignalquellen verfügen über einen
extra hierzu vorgesehenen Steuereingang, der ebenfalls entsprechend
genutzt werden kann.
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Problematisch
beim An- und Abschalten der Versorgungsspannung der Wechselsignalquelle
ist möglicherweise
eine mit dem Schaltvorgang einhergehende Anschwingzeit, die die
Wechselsignalquelle benötigt,
um das gewünschte Ausgangssignal
bereitzustellen. Diese Problematik kann umgangen werden, indem die
Verbindung zwischen der Wechselsignalquelle und dem Stromführungsnetzwerk
unterbrechbar und wiederherstellbar ausgelegt ist, beispielsweise
durch einen Schalter. Auch hier ist die Leistungsaufnahme des kapazitiven
Sensors gegenüber
einem solchen Sensor ohne Unterbrechung der Wechselsignalleitung
reduziert, da die Schaltungsteile, die von der Wechselsignalquelle
gespeist werden – Stromführungsnetzwerk
und gegebenenfalls Auswerteeinheit – zu den Zeiten fehlender Wechselsignale
eine deutlich reduzierte Leistungsaufnahme gegenüber dem angesteuerten Zustand
haben.
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Bei
einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß ein Halteglied
an der Verbindungsstelle zwischen der ersten Schaltungseinheit und
der zweiten Schaltungseinheit angeordnet ist, wobei das Halteglied
insbesondere so ausgelegt ist, daß es das Auswertesignal an
der Verbindungsstelle vorhält,
wobei das Halteglied vorzugsweise als Haltekondensator realisiert
ist.
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Dadurch
ist es möglich,
alle von der Auswerteeinheit durchzuführenden und auf dem Auswertesignal
fußenden
Funktionen weiterhin durchzuführen, auch
wenn das Stromführungsnetzwerk
nicht mit einem Wechselsignal aus der Wechselsignalquelle beaufschlagt
ist. Dieser Ausgestaltung kommt dann besondere Bedeutung zu, wenn
die erste Schaltungseinheit und die zweite Schaltungseinheit als
komplementäre
Emitterfolgerschaltungen oder komplementäre Sourcefolgerschaltungen
ausgebildet sind, wobei die Emitterfolgerschaltungen dann insbesondere ohne
Vorspannung bzw. die komplementäre
Sourcefolgerschaltungen insbesondere ohne Ruhestrom betrieben werden.
In diesem Fall wird das Stromführungsnetzwerk
bei Ausbleiben einer Ansteuerung durch die Wechselsignalquelle hochohmig,
insbesondere zwischen den Betriebsspannungsanschlüssen der
ersten Schaltungseinheit und der zweiten Schaltungseinheit, so daß das Halteglied
insbesondere auch als Haltekondensator realisierbar ist, da eine
Entladung des Haltekondensators über
die sehr hochohmige erste Schaltungseinheit bzw. zweite Schaltungseinheit
nur sehr langsam erfolgt.
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Die
erfindungsgemäße Ausgestaltung
des kapazitiven Sensors ist auch aus folgendem Grund sehr vorteilhaft.
Es ist unmittelbar ersichtlich, daß die Höhe der in den Pfaden des Stromführungsnetzwerks
fließenden
Ströme
nicht nur abhängig
ist von der Größe der Referenzimpedanz
bzw. der Kapazität des
Referenzkondensators und des Meßkondensators,
sondern die Höhe
der Ströme
auch unmittelbar abhängig
ist von der Frequenz und der Amplitude des Wechselsignals, mit dem
der kapazitive Sensor beaufschlagt wird. Dies ist begründet in
der Frequenzabhängigkeit
der Recktanz und der Amplitudenabhängigkeit des Stromes durch
eine Recktanz von der an der Recktanz anliegenden Spannung.
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Wenn
das von der Wechselsignalquelle erzeugte Wechselsignal einer Frequenzänderung
oder einer Amplitudenänderung
unterliegt, wirkt sich dies auf die Höhe der Ströme aus, die über die
Strompfade des aus dem Stand der Technik bekannten Stromführungsnetzwerks
mit der Auswerteeinheit ausgetauscht werden. Infolgedessen ist auch
das Differenzsignal, das im Stand der Technik in der Auswerteeinheit
aus beiden Strömen
gebildet wird, abhängig von
einer Änderung
des Wechselsignals in der Frequenz und/oder in der Amplitude. Da
die Vergleichs- bzw. Schwellspannung innerhalb der Auswerteeinheit
sich jedoch nicht zwangsläufig
in entsprechender Weise verändern
muß – dies tatsächlich sogar
vollkommen unwahrscheinlich ist, weil es keine Verknüpfung mit
der Wechselsignalquelle gibt – ist
die Zuverlässigkeit
des Ergebnisses, das der aus dem Stand der Technik bekannte kapazitive
Sensor liefert, abhängig
von einem beständigen
Wechselsignal, wobei sich "beständig" auf die Konstanz
des Wechselsignals in der Frequenz und in der Amplitude bezieht.
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Bei
dem erfindungsgemäßen kapazitiven Sensor
ist eine solche Abhängigkeit
des Meßergebnisses
von dem von der Wechselsignalquelle erzeugten Wechselsignal nicht
mehr vorhanden. Da die Einstellung des Schwellwertes direkt am Meßkondensator
erfolgt und ein in der Frequenz und in der Amplitude veränderliches
Wechselsignal sowohl auf die Referenzimpedanz bzw. den Referenzkondensator als
auch auf den Meßkondensator
wirkt, wird ein durch die Abstimmung der Referenzimpedanz bzw. des
Referenzkondensators definierter Beeinflussungszustand nach wie
vor erkannt, im wesentlichen unabhängig von der Frequenz- und
Amplitudenbeständigkeit
des Wechselsignals.
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Nach
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Referenzimpedanz über einen Schalter
schaltbar, und zwar derart, daß nur
definierte Teile der über
den Ausgang der ersten Schaltungseinheit fließenden Ströme für die Auf- bzw. Entladung der
geschalteten Referenzimpedanz zur Verfügung stehen. Durch diese Maßnahme ist
der Wert der geschalteten Referenzimpedanz bzw. die Kapazität de geschalteten
Referenzkondensators steuerbar von Null – Schalter ist dauerhaft geöffnet – bis zu
dem Nennwert der Referenzimpedanz bzw. der Nennkapazität des Referenzkondensators – Schalter
ist dauerhaft geschlossen. Die Referenzimpedanz bzw. der Referenzkondensator
kann insbesondere dadurch geschaltet werden, daß die Verbindung der zweiten Elektrode
der Referenzimpedanz bzw. des Referenzkondensators mit dem Bezugspotential
geschaltet wird oder die Verbindung der ersten Elektrode der Referenzimpedanz
bzw. des Referenzkondensators mit dem Ausgang der ersten Schaltungseinheit
geschaltet wird.
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Die
Einstellung der Impedanz- bzw. Kapazitäts-Zwischenwerte wird in einem
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
genauer dadurch erreicht, daß der
Schalter über
ein pulsweitenmoduliertes Signal betätigbar ist und betätigt wird.
Es ist besonders vorteilhaft, wenn das pulsweitenmodulierte Signal
zur Schaltung des Schalters eine Frequenz oberhalb der Frequenz
des Wechselsignals der Wechselsignalquelle aufweist, da dann aus
jedem Bereich der Schwingung korrespondierende Ströme zur Ladung des
geschalteten Referenzkondensators bzw. des geschalteten Teils des
Referenzkondensators beitragen. Bei hohen oder sehr hohen Meßfrequenzen – beispielsweise
bei Wechselsignalfrequenzen im Bereich von 150 MHz – ist es
jedoch vorteilhafter, wenn das pulsweitenmodulierte Signal zur Schaltung
des Schalters eine Frequenz unterhalb der Frequenz des Wechselsignals
der Wechselsignalquelle aufweist, da dies geringere Anforderungen
an die Abtastung stellt und im Mittel gleichermaßen jeder Bereich der Schwingung
wirksam ist.
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Alternativ
zu der Umsetzung des abstimmbaren Referenzkondensators mit Hilfe
eines Schalters wird in einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des
kapazitiven Sensors als Referenzkondensator eine Kapazitätsdiode
eingesetzt, die auch als Varicaps bzw. Varaktoren bezeichnet werden,
die aber in der Regel eine hohe Steuerspannung benötigen, beispielsweise
Steuerspannungen von einigen zehn Volt, die in üblichen digitalen Schaltungen
nicht zur Verfügung
stehen und daher erst erzeugt werden müssen. Demgegenüber ist
die zuvor dargestellte Lösung
des abstimmbaren Referenzkondensators mit einem durch ein pulsweitmoduliertes
Signal betätigten
Schalter auch deshalb vorteilhaft, weil zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten
Signals zur Betätigung
des Schalters direkt das Ausgangssignal eines Mikrocontroller-Ports
verwendet werden kann, ohne daß das
Signal einer Verstärkung
bedürfte.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Wechselsignalquelle über einen
Koppelkondensator wechselstrommäßig mit
dem Eingang der ersten Schaltungseinheit und über einen weiteren Koppelkondensator
mit dem Eingang der zweiten Schaltungseinheit verbunden.
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Im
Rahmen der Erfindung hat sich herausgestellt, daß beim Einsatz des erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors eine Unterscheidung zwischen einer lediglich geringfügigen Anhaftung
eines Mediums an dem Sensor und der Umgebung des Sensors mit einem
großen
Volumen des Mediums – Anwendungsfall
Füllstandsmessung – um so
besser möglich
ist, je höher
die Frequenz des von dem Meßkondensator
emittierten elektrischen Wechselfeldes ist. Dies mag mit der Frequenzabhängigkeit
der dielektrischen Polarisation zu tun haben und mit der Abnahme
des Beitrages der Orientierungspolarisation zu der Dielektrizität eines
Mediums bei sehr hohen Frequenzen. Dazu sind jedoch Frequenzen des
Wechselsignals notwendig, die weit über der Arbeitsfrequenz von
2 MHz der elektrischen Wechselsignalquelle liegen, die bei den bekannten
Sensoren üblich sind,
von denen die Erfindung ausgeht.
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Nach
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehre der Erfindung
ist die Frequenz der Wechselsignalquelle und damit die Frequenz
der von der Wechselsignalquelle erzeugten Wechselsignale – in einem
gewünschten
Bereich – vorgebbar.
Dies ist deshalb vorteilhaft, weil der kapazitive Sensor durch die
Wahl und die Vorgabe einer geeigneten Frequenz des Wechselsignals
optimal an die physikalischen Eigenschaften des zu erkennenden Mediums – insbesondere
bei Füllstandsmessungen – anpaßbar ist. Besonders
vorteilhaft ist diese Eigenschaft umsetzbar, wenn die Wechselsignalquelle
als gesteuerter Oszillator, wie z. B. als spannungs-, strom- oder
widerstandsgesteuerter Oszillator ausgeführt ist oder auch als digitaler
Oszillator.
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Bei
einer nochmals bevorzugten Ausgestaltung der zweiten Lehre der Erfindung
erzeugt die Wechselsignalquelle Wechselsignale mit einer Frequenz
von mehr als 10 MHz, wobei insbesondere Frequenzen von mehr als
100 MHz eingesetzt werden, vorzugsweise eine Frequenz von im wesentlichen
150 MHz. Vorteilhaft sind auch Frequenzen innerhalb von ISM-Bändern nutzbar,
die für
industrielle, wissenschaftliche und medizinische (Industrial, Scientific,
and Medical) Anwendungen freigegeben sind. Hierbei kommt insbesondere
der Frequenzbereich von 433,05 MHz bis 434,79 MHz in Frage, da es
sich hier um Frequenzen handelt, die schaltungstechnisch noch gut
beherrschbar sind und Frequenzen dieser Größenordnung besonders geeignet
sind, da sich bei diesen Frequenzen des Wechselsignals und des emittierten
elektrischen Wechselfeldes das geschilderte Problem im Zusammenhang
mit der Anhaftung des Mediums an dem kapazitiven Sensor nicht stellt.
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Bei
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des kapazitiven Sensors
ist, wie bereits mehrfach angedeutet, die Referenzimpedanz als Referenzkondensator
ausgebildet, wobei der Referenzkondensator insbesondere aus einem
ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator und einem zweiten,
abstimmbaren Referenzkondensator besteht, wobei es besonders vorteilhaft
ist, den ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator und den zweiten,
abstimmbaren Referenzkondensator parallel zu schalten. Bei dieser
Anordnung ist die Kapazität
des gesamten Referenzkondensators steuerbar von einer Minimal-Kapazität, die der
nominalen Kapazität
des nicht abstimmbaren Referenzkondensators entspricht – Schalter
ist dauerhaft geöffnet – bis zu
einer Maximal-Kapazität, die sich
aus der Summe der Nennkapazität
des ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensators und der Nennkapazität des zweiten,
abstimmbaren Referenzkondensators ergibt. Durch geeignetes Hinzu-
und Hinwegschalten des zweiten, abstimmbaren Referenzkondensators läßt sich
jeder Kapazitätswert
zwischen diesen beiden Werten einstellen.
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Bei
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehre der Erfindung
ist vorgesehen, daß die Referenzimpedanz
durch wenigstens ein Halbleiterbauelement realisiert ist, wobei
das Halbleiterbauelement insbesondere durch ein von einer Steuereinrichtung
erzeugtes pulsweitenmoduliertes Signal angesteuert ist, wobei das
pulsweitenmodulierte Signal insbesondere über einen Tiefpaß gefiltert
ist. Wenn davon die Rede ist, daß die Referenzimpedanz durch wenigstens
ein Halbleiterbauelement realisiert ist, dann umfaßt dies
selbstverständlich
auch eine ein Halbleiterbauelement umfassende Schaltung, wobei das
Halbleiterbauelement dann maßgeblich
zur Realisierung der wirksamen Impedanz beiträgt; dies ist insbesondere dann
der Fall, wenn über
das Halbleiterbauelement der entsprechende Lade- und Entladestrom
aus dem Stromführungsnetzwerk
fließt.
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Ein
besonderer Vorteil bei der Verwendung eines Halbleiterbauelements
ist die -jedenfalls grundsätzlich
erzielbare – Hochfrequenztauglichkeit
und die damit verbundene präzise,
hochfrequente Ansteuerbarkeit zur Realisierung einer Referenzimpedanz.
An sich bekannte digitale Potentiometer weisen üblicherweise nur eine Bandbreite
von wenigen 100 kHz bei einem Widerstand im Bereich von einigen
10 kΩ bis
zu einigen 100 kΩ auf.
Damit sind die bekannten digitalen Potentiometer für die hier
interessierende Anwendung nicht geeignet, da die Referenzimpedanz
bei vielen erfindungsgemäßen Schaltungsvarianten
insbesondere kleiner als 100Ω sein sollte.
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Es
hat sich als vorteilhaft herausgestellt, wenn als Halbleiterbauelement
ein Transistor, insbesondere ein Bipolartransistor in Emitterfolgerschaltung
oder ein Junction Field Effect Transistor (JFET) verwendet wird.
Ebenfalls vorteilhaft ist die Verwendung eines Photowiderstandes
oder eines Optokopplers. Vorzugsweise wird eine Steuerelektrode
des Halbleiterbauelements über
das – insbesondere
tiefpaßgefilterte – pulsweitenmodulierte
Signal angesteuert.
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Wenn
von "einer Steuerelektrode" des Halbleiterbauelements
die Rede ist, dann ist damit im Fall des Bipolartransistors in Emitterfolgerschaltung
die Basiselektrode des Transistors gemeint und im Falle eines JFET
die Gate-Elektrode.
Im Falle des Photowiderstandes ist die Steuerelektrode keine Elektrode im
gegenständlichen,
schaltungsmäßig anschließbaren Sinne,
sondern der mittels geeigneter elektromagnetischer Strahlung beeinflußbare Bereich
des Photowiderstandes, und im Fall des Optokopplers besteht die
Steuerelektrode aus den Anschlüssen
des Photosenders.
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Bei
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung erfaßt die Steuereinrichtung
den über
das Halbleiterbauelement fließenden
Strom, ermittelt aus dem erfaßten
Strom die Impedanz des Halbleiterbauelements und regelt den Wert
der Referenzimpedanz – also
des Halbleiterbauelements – durch
geeignete Ansteuerung des Halbleiterbauelements auf einen vorgegebenen
Im pedanzwert. Durch diese Maßnahme
ist insgesamt eine Regelschleife realisiert.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung stimmt eine
Steuereinrichtung die Referenzimpedanz so ab, daß der Wert der Referenzimpedanz
dem Wert der Impedanz des Meßkondensators
im Wesentlichen folgt, insbesondere indem die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz
und des Meßkondensators
ausgeglichen sind, bzw. indem der Spannungswert des Auswertesignals
im wesentlichen der halben Betriebsspannung des Spannungsteilers
entspricht. Dies hat zur Folge, daß das Stromführungsnetzwerk
im Mittel immer im Gleichgewicht ist – also symmetrisch betrieben
wird –,
sogar dann, wenn die Wechselsignalquelle frequenzveränderlich
betrieben wird ("Wobbel-Generator", Sweeping).
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Bei
eine weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors ist der Meßkondensator
mit dem Stromführungsnetzwerk über eine
elektrische Leitung verbunden, so daß die elektrische Leitung und
der Meßkondensator einen
Resonator bilden, wobei die elektrische Leitung insbesondere eine
Koaxialleitung ist und/oder wobei der Resonator insbesondere ein λ/4-Resonator
ist. Durch diese Maßnahme,
insbesondere durch die Verwendung einer Koaxialleitung, lassen sich
auf einfache Weise Resonanzfrequenzen bis in den Megahertz- und
Gigahertz-Bereich hinein erzielen, wobei in diesem Frequenzbereich
die Unterscheidung zwischen einer lediglich geringfügigen Anhaftung
eines Mediums an dem Sensor und der Umgebung des Sensors mit einem
großen
Volumen des Mediums – wie
oben beschrieben – besonders
gut möglich
ist.
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Die
Resonanzfrequenz der Anordnung aus elektrischer Leitung – Koaxialleitung – und Meßkondensator
hängt u.
a. von der Länge
der elektrischen Leitung ab, wobei die Resonanzfrequenz um so höher ist,
je kürzer
die elektrische Leitung ist. Zur Beeinflussung der Resonanzfrequenz
des Resonators ist in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung
in der elektrischen Leitung eine Spule vorgesehen, wobei durch die
Induktivität
der Spule die Resonanzfrequenz des Resonators insbesondere reduziert
wird; die Induktivität
der Spule "verlängert" gleichsam auf elektrischem
Wege die elektrische Leitung. Dadurch ist die Resonanzfrequenz des
Resonators insbesondere auch auf Fre quenzen im Bereich von 150 MHz einstellbar,
so daß Medium-Anhaftungen
von größeren Mediumvolumina
unterscheidbar sind.
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Bei
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehren der Erfindung
sind/ist die Auswerteeinheit und/oder die Steuereinrichtung so eingerichtet,
daß die
Impedanz des Meßkondensators
durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und des im Resonanzfall
fließenden
Stromes ausgewertet werden kann. Es ist hier bewußt von Impedanz die
Rede, da ein realer Meßkondensator
nicht nur kapazitive Eigenschaften hat, sondern insgesamt als Impedanz
in Erscheinung tritt. Durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators
und des im Resonanzfall fließenden
Stromes kann nicht nur die Impedanz des Meßkondensators, sondern auch
die Impedanz des Resonators ausgewertet werden, wenn der Meßkondensator
und eine geeignet ausgebildete elektrische Leitung insgesamt einen
Resonator bilden.
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In
einer weiteren Ausgestaltung ist/sind die Auswerteeinheit und/oder
die Steuereinrichtung so ausgestaltet, daß die Impedanz des Meßkondensators
bestimmt wird, indem der Resonator bei einer beliebigen aber im
wesentlichen fest gewählten
Frequenz betrieben wird und der im beeinflußten Zustand des Meßkondensators
erfaßte
Strom verglichen wird mit dem im unbeeinflußten Zustand der Meßkondensators
erfaßten
Strom. Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird die Höhe des erfaßten Stromes
und/oder die Höhe
der berechneten Stromdifferenz als Schaltkriterium verwendet, z.
B. bei einem als Näherungsschalter
ausgestalteten kapazitiven Sensor.
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Eine
vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors zeichnet
sich dadurch aus, daß die
Wechselsignalquelle und/oder die Auswerteeinheit und/oder die Steuereinrichtung so
ausgestaltet sind/ist, daß die
Resonanzfrequenz des Resonators ermittelt werden kann, und die gemessene
Resonanzfrequenz des Resonators verglichen wird mit der vorgegebenen
oder ermittelten Resonanzfrequenz des Resonators im unbeeinflußten Zustand
des kapazitiven Sensors, wobei insbesondere die Differenz der Resonanzfrequenzen
des Resonators ausgewertet werden kann. Dieses Ausführungsbeispiel
trägt dem
Umstand Rechnung, daß sich
die Resonanzfrequenz des Resonators mit sich ändernder externer Beeinflussung
des Resonators bzw. des Meßkondensators ändert. Wird
beispielsweise eine gewisse Differenz der Resonanz frequenz erreicht,
kann ein Schaltvorgang bei einem als Näherungsschalter ausgebildeten
kapazitiven Sensor ausgelöst
werden.
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Im
einzelnen gibt es nun verschiedene Möglichkeiten, den erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensor auszugestalten und weiterzubilden. Dazu wird verwiesen auf
die dem Patentanspruch 1 nachgeordneten Patentansprüche und
auf die Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele in Verbindung
mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors mit einem abstimmbaren Referenzkondensator in schematischer
Darstellung,
-
2 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors mit einer ersten Schaltungseinheit und einer zweiten Schaltungseinheit,
-
3 ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel des
erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors mit unterbrechbarer Verbindung zwischen Wechselsignalquelle
und Stromführungsnetzwerk,
-
4 ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel des
erfindungsgemäßen kapazitiven
Sensors mit Emitterfolgerschaltungen als erste und zweite Schaltungseinheit,
-
5 ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel des
abstimmbaren Referenzkondensators des kapazitiven Sensors nach 2,
-
6a, 6b weitere
Ausführungsbeispiele
abstimmbarer Referenzkondensatoren für erfindungsgemäße kapazitive
Sensoren,
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7 Die
Realisierung der Referenzimpedanz mit einem Transistor als Halbleiterbauelement,
-
8 Die
Realisierung der Referenzimpedanz mit einer Photodiode bzw. einem
Optokoppler als Halbleiterbauelement,
-
9 Die
Realisierung der Referenzimpedanz mit einer Doppeldiode als Halbleiterbauelement,
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10 ein
Ausführungsbeispiel
zur Ausgestaltung des Meßkondensators
mit einer elektrischen Leitung zu einem Resonator und
-
11 ein
Ausführungsbeispiel
mit einem Resonator gemäß 10 mit
einem zusätzlichen Referenzresonator.
-
1 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel eines
kapazitiven Sensors 1 mit einer Referenzimpedanz 2 und
einem Meßkondensator 3,
mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle 4,
mit einem Stromführungsnetzwerk 5 sowie
mit einer Auswerteeinheit 6. Die Referenzimpedanz 2 und
der Meßkondensator 3 stehen über das
Stromführungsnetzwerk 5 derart
mit der Wechselsignalquelle 4 und der Auswerteeinheit 6 in
Verbindung, daß die
Lade- und Entladeströme
der Referenzimpedanz 2 und des Meßkondensators 3 und/oder
ein die Lade- und Entladeströme
der Referenzimpedanz 2 und des Meßkondensators 3 charakterisierendes
Auswertesignal von der Auswerteeinheit 6 auswertbar sind/ist,
wobei die Referenzimpedanz 2 abstimmbar ist. Durch die
Abstimmbarkeit der Referenzimpedanz 2 kann der Wert der
Referenzimpedanz in jedem gewünschten
Beeinflussungszustand des kapazitiven Sensors auf die von dem Beeinflussungszustand
abhängige
Impedanz bzw. Kapazität
des Meßkondensators
abgeglichen werden. Durch die Abgleichmöglichkeit im Bereich des eigentlichen
kapazitiven Sensors kann auf eine Abgleichmöglichkeit bzw. Möglichkeit
der Nullpunkteinstellung innerhalb der Auswerteeinheit verzichtet
werden, was die Schaltung enorm vereinfacht.
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In
den 1 bis 3 und 10 bis 11 ist
der Meßkondensator 3 stets
mit dem für
einen Kondensator – im
Sinne eines elektrischen Bauteils – üblichen Schaltzeichen dargestellt.
Tatsächlich wird
die zweite Elektrode des Meßkondensators 3 bei den
für einen
kapazitiven Sensor üblichen
Anwendungen durch die Umgebung des kapazitiven Sensors gebildet,
und die Kapazität
bildet sich zwischen der ersten Elektrode des Meßkondensators 3 und
der Umgebung dieser aktiven Elektrode des Meßkondensators 3 aus.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel
nach 2 weist das Stromführungsnetzwerk 5 eine
erste Schaltungseinheit 7 mit einem hochohmigen Eingang 8, mit
einem niederohmigen Ausgang 9 und mit zwei Betriebsspannungsanschlüssen 10a, 10b sowie
eine zweite Schaltungseinheit 11 mit einem hochohmigen Eingang 12,
mit einem niederohmigen Ausgang 13 und mit zwei Betriebsspannungsanschlüssen 14a, 14b auf.
Die erste Schaltungseinheit 7 und die zweite Schaltungseinheit 11 sind
in einer Verbindungsstelle 15 über jeweils einen Betriebsspannungsanschluß 10b, 14a miteinander
verbunden und bilden einen Spannungsteiler einer im wesentlichen
konstanten Betriebsspannung UB. Der Eingang 8 der
ersten Schaltungseinheit 7 und der Eingang 12 der
zweiten Schaltungseinheit 11 werden mit dem Wechselsignal der
Wechselsignalquelle 4 beaufschlagt, wobei der Ausgang 9 der
ersten Schaltungseinheit 7 mit der ersten Elektrode 16a der
abstimmbaren Referenzimpedanz 2 verbunden ist und die zweite
Elektrode 16b der Referenzimpedanz 2 mit einem
Bezugspotential verbunden ist. Der Ausgang 13 der zweiten
Schaltungseinheit 11 ist mit der ersten Elektrode 17a des Meßkondensators 3 verbunden.
Daß die
Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz 2 und
des Meßkondensators 3 charakterisierende
Auswertesignal ist dann an der Verbindungsstelle 15 von
der Auswerteeinheit 6 abgreifbar. Durch die hochohmigen Eingänge 8, 12 der
ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 wird
die Wechselsignalquelle 4 praktisch nicht belastet.
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Aufgrund
der bereits oben detailliert erläuterten
Wirkung des als Spannungsteiler ausgestalteten Stromführungsnetzwerkes 5,
die sich aus den Lade- und Entladeströmen der Referenzimpedanz 2 und des
Meßkondensators 3 ergeben.
Weisen die Referenzimpedanz 2 und der Meßkondensator 3 gleiche Impedanzwerte
auf, ergeben sich – gleicher
Aufbau der ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 vorausgesetzt,
was vorliegend der Fall ist – gleiche
Lade- und Entladeströme
und damit gleiche Impedanzen der ersten Schaltungseinheit 7 und
der zweiten Schaltungseinheit 11, woraus ein Auswertesignal
in Höhe
der halben Betriebsspannung resultiert. Bei unterschiedlichen Werten
der Referenzimpedanz 2 und des Meßkondensators 3 resultieren
in der ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 unterschiedlich
große Lade-
und Entladeströme,
weshalb der Spannungsteiler in diesem Fall unsymmetrisch ist und
das Auswertesignal von der halben Betriebsspannung abweicht.
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Durch
Auswertung des Auswertesignals ist also feststellbar, ob der Meßkondensator 3 im
Verhältnis
zur Referenzimpedanz 2 eine bestimmte Impedanz erreicht
hat oder nicht. Die Kapazität
des Meßkondensators 3 variiert
dabei üblicherweise durch
Annäherung
eines Gegenstandes an die aktive Elektrode des Meßkondensators 3 oder
durch die stoffliche Veränderung
der Umgebung der aktiven Elektrode des Meßkondensators 3 mittels
eines zu detektierenden Mediums (Füllstandsmessung).
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Die
in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer kapazitiver
Sensoren 1 zeichnen sich dadurch aus, daß der Referenzkondensator 2 abstimmbar
ist, seine Impedanz also eingestellt werden kann. Dadurch, daß der Referenzkondensator 2 abstimmbar
ist, ist der aus dem Stand der Technik bekannte Nullpunktabgieich – Vorgabe
eines Schwellwertes – aus
der Auswerteeinheit 6 in den eigentlichen Sensorbereich
verlagert worden. Abgesehen davon, daß die Auswerteeinheit 6 nunmehr
schaltungstechnisch wesentlich einfacher ausgestaltet ist und daher
auch wesentlich günstiger zu
fertigen ist, weisen die dargestellten Ausführungsbeispiele auch erhebliche
Vorteile hinsichtlich der Abhängigkeit
des Meßergebnisses
von der Beständigkeit
und Güte
des Wechselsignals auf, das von der Wechselsignalquelle 4 in
das Stromführungsnetzwerk 5 eingespeist
wird. Der Vorteil ist darin begründet,
daß die
Referenzimpedanz 2 in dem gewünschten Beeinflussungszustand
des Meßkondensators 3 auf
die Kapazität
des Meßkondensators 3 abgestimmt
wird. Dadurch ergibt sich im zu detektierenden Beeinflussungszustand
des Meßkondensators 3 ein
symmetrischer, ausgeglichener Spannungsteiler, und zwar unabhängig davon,
ob das von der elektrischen Wechselsignalquelle 4 erzeugte
Wechselsignal in der Frequenz und in der Amplitude veränderlich ist.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel
gemäß 3 ist
die Verbindung zwischen der Wechselsignalquelle 4 und dem
Stromführungsnetzwerk 5 unterbrechbar und
wiederherstellbar ausgestaltet, nämlich durch einen Halbleiter-Multiplexer 18.
Insgesamt ist der dargestellte kapazitive Sensor 1 so ausgestaltet,
daß das
Stromführungsnetzwerk 5 nur
zeitweise mit dem Wechselsignal der Wechselsignalquelle 4 beaufschlagt
ist, so daß die
Leistungsaufnahme des in 3 dargestellten kapazitiven
Sensors 1 geringer ist gegenüber einem durchgehend betriebenen
kapazitiven Sensor. In diesem Zusammenhang hat es sich als sinnvoll
herausgestellt, ein Halteglied an der Verbindungsstelle 15 zwischen
der ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 anzuordnen,
wobei das Halteglied so ausgelegt ist, daß es das Auswertesignal an
der Verbindungsstelle 15 vorhält. Dies ist in 4 dargestellt,
wobei das Halteglied hier als Haltekondensator 19 realisiert
ist.
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In 4 ist
ferner zu erkennen, daß die
erste Schaltungseinheit 7 und die zweite Schaltungseinheit 11 als
komplementäre
Emitterfolgerschaltungen ohne Vorspannung ausgeführt sind, wodurch die Eingänge 8, 12 der
ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 hochohmig
und die Ausgänge 9, 13 der
ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 niederohmig
sind. Dadurch, daß auf
eine Vorspannung der Emitterfolgerschaltungen verzichtet worden
ist, sind die Emitterfolgerschaltungen hochohmig, sobald die Eingänge 8, 12 nicht
mehr angesteuert werden. Das bedeutet aber, daß die auf dem Haltekondensator 19 befindliche
Ladung über
die erste Schaltungseinheit 7 und die zweite Schaltungseinheit 11 nicht
abfließen kann,
so daß das
Auswertesignal über
einen langen Zeitraum erhalten bleibt, vorausgesetzt, daß die Verbindungsstelle 15 auch
nur hochohmig belastet wird. Durch diese Maßnahme liegt ein Auswertesignal auch
dann vor, wenn die Eingänge 8, 12 der
ersten Schaltungseinheit 7 und der zweiten Schaltungseinheit 11 nicht
angesteuert werden.
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In
den Ausführungsbeispielen
gemäß den 5 und 6 ist die Referenzimpedanz 2 jeweils
als Referenzkondensator dargestellt. Bei dem Ausführungsbeispiel
gemäß der 5 wird
die Abstimmbarkeit des Referenzkondensators 2 dadurch erreicht, daß der Referenzkondensator 2 über einen
Schalter 20 schaltbar ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel
wird dabei durch den Schalter 20 die zweite Elektrode 16b des
Referenzkondensators 2 mit dem Bezugspotential 21 verbunden
oder von dem Bezugspotential 21 getrennt. Dadurch wird
gewährleistet,
daß der
Referenzkondensator 2 nur zu den Zeiten geladen werden
kann, in denen der Schalter 20 eine Verbindung mit dem
Bezugspotential 21 hergestellt hat. Wenn der Schalter 20 zu
den Zeiten, zu denen der Referenzkondensator 2 aufgrund
der an dem Ausgang 9 der ersten Schaltungseinheit 7 anliegenden
Spannung theoretisch ladbar bzw. entladbar wäre, nur zeitweilig geschlossen
ist, wird der Referenzkondensator 2 auch nur teil weise
aufgeladen, so daß ein
solcher Referenzkondensator 2 vorgetäuscht wird, der eine geringere
Kapazität
hat als die tatsächliche
Nennkapazität
des Referenzkondensators 2. Mit der in 5 angegebenen
Schaltung lassen sich somit Kapazitäten des Referenzkondensators 2 einstellen,
die zwischen der Kapazität
Null und der Nennkapazität
des Referenzkondensators 2 liegen.
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In
den 6a, 6b ist jeweils ein weiteres
Ausführungsbeispiel
eines abstimmbaren Referenzkondensators 2 dargestellt. 6a zeigt,
daß der
Referenzkondensator 2 aus einem ersten, nicht abstimmbaren
Referenzkondensator 22a und einem zweiten, abstimmbaren
Referenzkondensator 22b besteht, wobei der erste, nicht
abstimmbare Referenzkondensator 22a und der zweite, abstimmbare Referenzkondensator 22b parallel
geschaltet sind. Die Kapazität
dieser Anordnung kann demnach eingestellt werden zwischen der Nennkapazität des ersten,
nicht abstimmbaren Referenzkondensators 22a und der Summe
der Nennkapazitäten
des ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensators 22a und des
zweiten, abstimmbaren Referenzkondensators 22b. 6b zeigt
die Realisierung des abstimmbaren Referenzkondensators 22b durch
einen Schalter 20, der zwischen dem zweiten, abstimmbaren
Referenzkondensator 22b und dem Bezugspotential 21 angeordnet
ist.
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Im
Rahmen der Erfindung hat sich herausgestellt, daß aus dem Stand der Technik
bekannte kapazitive Sensoren mit einer Arbeitsfrequenz im Bereich
von etwa 2 MHz praktisch nicht dazu geeignet sind, eine zuverlässige Füllstandsmessung
zu realisieren. Dies hängt
damit zusammen, daß bei
derartigen Frequenzen häufig
meßtechnisch
nicht unterscheidbar ist, ob der kapazitive Sensor mit einem großen Volumen
des zu detektierenden Mediums umgeben ist oder ob der Sensor nur
von einer geringmengigen Anhaftung beeinflußt ist, die an dem Sensor verblieben
ist, nachdem sich der Füllstand
unter die Position des kapazitiven Sensors abgesenkt hat. Wie sich
erfindungsgemäß herausgestellt
hat, sind die beiden geschilderten Situationen dann unterscheidbar,
wenn mit deutlich höheren
Frequenzen des Wechselsignals gearbeitet wird.
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In
den dargestellten Ausführungsbeispielen ist
die Wechselsignalquelle 4 so ausgestaltet, daß die Frequenz
der Wechselsignale – in
einem gewünschten
Bereich – vorgebbar
ist. In den dargestellten Ausführungsbeispielen
ist die Wechselsignalquelle 4 als spannungsgesteuerter
Oszillator ausgeführt.
Durch die Variabilität
der Frequenz der Wechselsignale läßt sich der dargestellte kapazitive
Sensor 1 ohne weiters an die physikalischen Eigenschaften
verschiedener Medien anpassen, was insbesondere zum Zwecke der Füllstandsmessung
und in Verbindung mit den beschriebenen Problemen mit an dem Sensor 1 verbleibenden
Rest-Anhaftungen vorteilhaft ist.
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Bei
den dargestellten Ausführungsbeispielen ist
die Wechselsignalquelle 4 so eingestellt, daß sie Wechselsignale
mit einer Frequenz von 434 MHz erzeugt. Dabei handelt es sich um
eine Frequenz innerhalb eines freigegebenen ISM-Bandes (Industrial, Scientific and Medical-Band).
Neben dem Vorteil, daß Frequenzen
innerhalb eines solchen ISM-Bandes lizenzfrei genutzt werden dürfen, liegt
ein weiterer Vorteil der gewählten
Frequenz darin, daß die Frequenz
so hoch ist, daß die
eben geschilderte "Restanhaftungs-Problematik" bei den meisten
meßtechnisch
zu erfassenden Medien nicht mehr auftritt. Bei anderen, hier nicht
dargestellten Ausführungsbeispielen
wird eine Wechselsignalfrequenz im Bereich von 150 MHz verwendet,
bei der Restanhaftungen von vollvolumigen Sensorumgebungen sehr
gut unterscheidbar sind.
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In
den 7, 8 und 9 sind drei
Ausführungsbeispiele
dargestellt, in denen die Referenzimpedanz 2 durch jeweils
eine ein Halbleiterbauelement 24 enthaltende Schaltung
realisiert ist. Aus Gründen
der Übersichtlichkeit
ist die Restschaltung nicht dargestellt, die aber jeweils so ausgeführt ist, wie
dies z. B. in den 1 bis 4 dargestellt
ist.
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In
den Ausführungsbeispielen
gemäß den 7 und 8 wird
das Halbleiterbauelement 24 durch ein von einer Steuereinrichtung 25 erzeugtes pulsweitenmoduliertes
Signal angesteuert, wobei das pulsweitenmodulierte Signal bevor
es das Halbleiterbauelement 24 direkt oder indirekt erreicht durch
einen Tiefpaß 26 gefiltert
ist. Der Tiefpaß 26 bewirkt,
daß das
pulsweitenmodulierte Signal geglättet
wird, wobei vorliegend am Ausgang des Tiefpasses 26 – ein pulsweitenmoduliertes
Signal mit unveränderlichem
Tastverhältnis
vorausgesetzt – ein
im wesentlichen konstantes Signal zur Ansteuerung des Halbleiterbauelements 24 vorliegt,
dessen Höhe
lediglich von dem Tastverhältnis
des pulsweitenmodulierten Signals abhängt.
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In 7 ist
das Halbleiterbauelement 24 ein bipolarer npn-Transistor,
und in 8 ist das Halbleiterbauelement 24 ein
Photowiderstand bzw., wenn die dargestellte LED und der Fotowiderstand
in Baueinheit vorliegen, ein Optokoppler. In beiden Fällen werden
die Steuerelektroden des Halbleiterbauelements 24 über das
pulsweitenmodulierte Signal der Steuereinrichtung 25 angesteuert,
indirekt über
den Tiefpaß 26.
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Das
Halbleiterbauelement 24 ist in den Ausführungsbeispielen gemäß den 7 und 8 jeweils über eine
Spule mit einer Betriebsspannung U'B verbunden,
so daß insgesamt
der Arbeitspunkt und damit die Impedanz des Halbleiterbauelements 24 in dem
Strompfad zwischen dem Ausgang 9 der ersten Schaltungseinheit 7 und
Masse einstellbar ist. Die Spule blockt hochfrequente, von dem Ausgang 9 der ersten
Schaltungseinheit stammende Signale in Richtung auf die Versorgungsspannung
U'B ab,
so daß die
Lade- und Entladeströme über das
Halbleiterbauelement 24 fließen. Mit U'B ist angedeutet,
daß es
sich nicht unbedingt um die Betriebsspannung des Stromführungsnetzwerks
UB handeln muß, gleichwohl ist dies möglich.
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In
den Ausführungsbeispielen
gemäß den 7 und 8 erfaßt die Steuereinrichtung 25 den über das
Halbleiterbauelement 24 fließenden Strom und mit Hilfe
des erfaßten
Stromes die Impedanz des Halbleiterbauelements 24 aus.
Dadurch ist es der Steuereinrichtung 25 möglich, die
Impedanz des Halbleiterbauelements 24 durch geeignete Ansteuerung
des Halbleiterbauelements 24 auf einen vorgegebenen Impedanzwert
zu regeln. Die Erfassung des über
das Halbleiterbauelement 24 fließenden Stroms erfolgt durch
den Strommeßwiderstand 27,
an dem eine entsprechende Spannung abfällt. Das Spannungssignal wird
in den dargestellten Ausführungsbeispielen,
bevor es von der Steuereinrichtung 25 erfaßt wird, über einen
weiteren Tiefpaß gefiltert.
Durch die Rückführung der über den
Strommeßwiderstand 27 abfallenden
Spannung wird also ein Regelkreis realisiert.
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In
den in den 7 bis 9 dargestellten Ausführungsbeispielen
stellt die Steuereinrichtung 25 bzw. bestimmen die Auswerteeinheit 7 und
die Steuereinrichtung 25 den Wert der Referenzimpedanz 2 – im wesentlichen
realisiert durch das Halbleiterbauelement 24 – ein, indem
der Wert der Referenzimpedanz 2 dem Wert der Impedanz des
Meßkondensators
nachgeführt
wird. In den dargestellten Ausführungsbeispielen
ist dies umgesetzt, indem die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz 2 so
geregelt werden, daß sie
den Lade- und Entladströmen
des Meßkondensators 3 entsprechen,
was gleichbedeutend damit ist, daß das an der Verbindungsstelle 15 anliegende
Ausgangssignal dem Wert der halben Betriebsspannung UB entspricht.
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Zur
Erfassung der Lade- und Entladeströme bzw. zur Erfassung der damit
korrespondierenden Spannung des Auswertesignals an der Verbindungsstelle 15,
steht die Steuereinrichtung 25 mit der Auswerteeinheit 6 in
Verbindung, was in den 7 bis 9 nicht
ausdrücklich
dargestellt ist. Bei dem Ausführungsbeispiel
gemäß 9,
ist als Halbleiterbauelement 24 eine Doppeldiode eingesetzt.
Die Steuereinrichtung 25 erhält einerseits das Auswertesignal aus
dem Stromführungsnetzwerk 5 und
andererseits die halbe Betriebsspannung aus einem weiteren angedeuteten
Spannungsteiler. Die Steuereinrichtung 25 besteht im Wesentlichen
aus einem Differenzverstärker,
dessen Ausgangssignal – und
damit der Strom durch die Doppeldiode – sich so lange ändert, bis
die Eingangsdifferenzspannung zu Null wird, was hier gleichbedeutend
mit gleichen Lade- und Entladeströmen der Meßkapazität 3 und der Referenzimpedanz 2 ist,
worüber
sich ohne weiteres auf die Größe der Impedanz
der Meßkapazität 3 schließen läßt.
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Die
beiden Dioden der Doppeldiode in 9 sind wechselstrommäßig über die
beiden Kondensatoren 30a, die hier eine Kapazität von 100
pF aufweisen, parallel und gegen Masse geschaltet. Für niederfrequente
Signale sind die beiden Dioden in Serie geschaltet, wobei der über die
beiden Dioden des Halbleiterbauelements 24 fließende Gleichstrom über den
Strommeßwiderstand 27 gegen
Masse abfließt
und die am Strommeßwiderstand
abfallende Spannung am Anschluß 31 abgreifbar
ist; der Kondensator 30b glättet das den Stromfluß durch
die Doppeldiode und damit den Arbeitspunkt der Doppeldiode kennzeichnende
Signal. Das am Anschluß 31 anliegende
Signal kann dann von der Auswerteeinheit 6 oder der Steuereinrichtung 25 weiterverwendet werden,
was im einzelnen nicht dargestellt ist.
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Daß die Auswerteeinheit 6 und
die Steuereinrichtung 25 insgesamt separat dargestellt
sind, dient hier nur dem Zweck der Übersichtlichkeit. Tatsächlich lassen
sich die Auswerteeinheit 6 und die Steuereinrichtung 25 in
einer schal tungstechnischen Einheit realisieren, wie z. B. mit einem
Mikrocontroller, was zur Folge hat, daß die Auswerteeinheit 6 und die
Steuereinrichtung 25 automatisch "miteinander verbunden" sind.
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In 10 ist
in Teilen ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines kapazitiven Sensors dargestellt, bei dem nämlich der Meßkondensator 3 mit
dem Stromführungsnetzwerk – hier nur
angedeutet über den
zweiten Ausgang 13 des Stromführungsnetzwerks – über eine
elektrische Leitung 28 verbunden ist und zwar so, daß die elektrische
Leitung 28 und der Meßkondensator 3 einen
Resonator bilden, der bei geeigneter Anregung elektrisch schwingt.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel
ist die elektrische Leitung 28 eine Koaxialleitung, wobei
der so entstehende Resonator ein λ/4-Resonator
ist, auch als λ/4-Leitung bekannt.
So lassen sich auf einfache Weise Resonanzfrequenzen bis in den
Gigahertz-Bereich hinein erzielen.
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Da
die Resonanzfrequenz des Resonators unter anderem von der Länge der
elektrischen Leitung 28, also von der Länge der Koaxialleitung abhängt, die
Koaxialleitung aus konstruktiven Gründen aber nicht beliebige Abmessungen
aufweisen kann, ist die Resonanzfrequenz des Resonators auf elektrischem
Wege angepaßt.
In 10 ist eine Spule 29 in der elektrischen
Leitung 28 vorgesehen, wobei durch die Induktivität der Spule 29 die
Resonanzfrequenz des Resonators reduziert wird. In dem in 10 dargestellten
Ausführungsbeispiel
beträgt
die Resonanzfrequenz des Resonators in etwa 150 MHz, eine Frequenz,
bei der sich nur geringfügige Anhaftungen
an dem Sensor von großvolumigen Umgebungen
des Sensors mit Medium gut unterscheiden lassen.
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Bei
den in den 7 und 8 zumindest teilweise
dargestellten Ausführungsbeispielen
eines kapazitiven Sensors sind die Auswerteeinheit 6 und die
Steuereinrichtung 25 so ausgestaltet, daß die Impedanz
des Meßkondensators 3 durch
Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und des im Resonanzfall
fließenden
Stromes bestimmt werden kann, wozu die Anregungsfrequenz der elektrischen Wechselsignalquelle 4 ständig einen
relevanten Frequenzbereich durchfahrt ("Frequenz-Wobbeln", Sweeping).
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In 11 ist
wiederum nur der Teil eines Ausführungsbeispiels
eines kapazitiven Sensors dargestellt, der auf dem Ausführungsbeispiel
gemäß 10 aufbaut.
Hier ist ein Referenzresonator 32 parallel zu dem Resonator
geschaltet, wobei der Referenzresonator 32 von außen im wesentlichen
nicht elektrisch beeinflußbar
ist, insbesondere nicht durch das Medium, das den Resonator bzw.
die Meßkapazität 5 des
Resonators beeinflußt.
Zusätzlich
ist vorgesehen, daß die
Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 von der Resonanzfrequenz
des Resonators abweicht. Diese Verstimmung beider Resonatoren ist
beabsichtigt, um die Resonatoren insbesondere anhand ihrer Beiträge zu einem
gemeinsamen Frequenzgang voneinander unterscheiden zu können.
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Die
Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 ist vorzugsweise
so gewählt,
daß sie
außerhalb
des durch verschiedene Beeinflussungszustände der Meßkapazität 3 abdeckbaren Bereichs
von Resonanzfrequenzen des Resonators liegt. Dadurch wird sicher
vermieden, daß die
Resonanzfrequenz des Resonators mit der Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 verwechselbar
ist. Wenn vorzugsweise der Referenzresonator 32 im wesentlichen gleiche
Bauelemente aufweist wie der Resonator, insbesondere eine im wesentlichen
gleiche elektrische Leitung, dann stellt der Referenzresonator 32 gleichsam
ein paralleles Modell des Resonators dar, an dem Veränderungen
beobachtbar sind, die nicht durch eine externe Beeinflussung des
kapazitiven Sensors hervorgerufen worden sein können.
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Insgesamt
ist ein kapazitiver Sensor mit Resonator und Referenzresonator 32 anstelle
nur einer Meßkapazität so eingerichtet,
daß die
Wechselsignalquelle 4 und/oder die Auswerteeinheit 6 und/oder die
Steuereinrichtung 25 so ausgestaltet sind/ist, daß der Resonator
und der Referenzresonator 32 in einem geeigneten Frequenzbereich
angeregt werden können
("Wobbeln"), der Amplitudengang
des Differenzstroms und/oder der Differenzspannung der Lade- und Entladeströme erfaßt werden
kann, nämlich durch
Auswertung des Amplitudengangs des Auswertesignals, die Resonanzfrequenz
des Referenzresonators 32 ermittelt werden kann und der
Wert der erfaßten
Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 mit einem vorgegebenen
Wert der Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 verglichen
werden kann und aus einer Abweichung beider Werte auf den vorhandenen
Eigenschaftsdrift des Referenzresonators 32 und des Resonators
geschlossen werden kann. Unter Eigen schaftsdrift ist beispielsweise die
Veränderung
von Bauteileigenschaften gemeint, die sich unter Temperatureinfluß ändern – Temperaturdrift –, gleichwohl
sind beispielsweise auch alterungsbedingte Veränderungen von dem zuvor dargestellten
Sensor erkennbar. Die Kenntnis über
den Eigenschaftsdrift des Referenzresonators 32 kann auf den
von extern beeinflußbaren
Resonator übertragen werden,
so daß Eigenschaftsdrifts
bei der Auswertung erfaßter
Meßdaten
berücksichtigbar
sind und z. B. zur Temperaturkompensation herangezogen werden.