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Die
Erfindung betrifft eine Gleichrichterschaltung sowie ein Verfahren
zum Gleichrichten einer Wechselspannung, bei dem ein erstes Wechselspannungspotential
von einem ersten Wechselspannungsquellenanschluss über
einen ersten Transistor und ein zweites Wechselspannungspotential
von einem zweiten Wechselspannungsquellenanschluss über
einen zweiten Transistor wechselweise jeweils auf einen Gleichspannungsausgang
geschaltet werden und ein zwischen dem ersten und dem zweiten Wechselspannungspotential
liegendes mittleres Spannungspotential eines Wechselspannungsquellen-Mittenanschlusses
auf einen ersten Gleichspannungsausgang geschaltet wird.
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In
vielen elektrischen und elektronischen Geräten werden Gleichspannungen
benötigt. Hierzu muss in der Regel eine gegebene Wechselspannung gleichgerichtet
werden. Für die Gleichrichtung von Wechselspannungen sind
die verschiedensten Schaltungen bekannt. Die einfachste Form sind
sog. Einweggleichrichter, bei denen nur eine Halbschwingung der
Wechselspannung gleichgerichtet wird. Um die Effizienz zu erhöhen,
werden daher oft sog. Brückengleichrichter eingesetzt,
bei denen in einer Schaltung mit vier Dioden die Wechselspannung
in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt wird, wobei die Dioden
so geschaltet sind, dass sowohl die positive als auch die negative
Halbschwingung im Gleichstromkreis an einem Verbraucher ausschließlich
positiv anliegen. Dabei werden immer zwei Dioden gleichzeitig vom
Strom durchflossen.
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Ein
weiteres bekanntes Prinzip wird bei sog. Mittelpunktgleichrichtern
verwendet, bei denen ebenfalls beide Halbschwingungen der Wechselspannung gleichgerichtet
werden. Hierzu ist allerdings eine Wechselstromquelle, beispielsweise
ein Transformator, mit einer Mittelpunktanzapfung erforderlich.
Diese Mittelpunktanzapfung bildet gleichzeitig einen Pol der gleichgerichteten
Ausgangsspannung. Der Vorteil einer Mittelpunktgleichrichterschaltung
liegt darin, dass man mit nur zwei Dioden auskommt, von denen immer
nur eine vom Strom durchflossen wird, d. h. nur an dieser Verlustleistung
abfällt. Im sog. Siliziumgleichrichter werden hierfür
Siliziumdioden verwendet. Ein solcher Gleichrichteraufbau ist sehr
einfach, jedoch immer noch mit einer recht hohen Verlustleistung
verbunden. Daneben gibt es sog. Schottky-Gleichrichter, in denen
Schottky-Dioden verwendet werden. Auch dieser Aufbau ist einfach,
jedoch hat er bei hohen Spannungen und/oder hohen Strömen
keine Vorteile mehr gegenüber dem genannten Siliziumgleichrichter.
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Abgesehen
von den genannten ungesteuerten Gleichrichtern gibt es sog. gesteuerte
Gleichrichter, bei denen anstelle von einfachen Dioden Transistoren
eingesetzt werden, die so angesteuert werden, dass sie im richtigen
Zeitpunkt die Spannung durchschalten. Ein Beispiel ist eine MOSFET-Brückengleichrichterschaltung
mit vier MOSFETS (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
= Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor). In der Application
Note AN-1087 von International Rectifier (zu finden unter www.irf.com/technicalinfo/appnotes/AN-1087.pdf)
ist des Weiteren eine eingangs beschriebene Mittelpunktgleichrichterschaltung
mit zwei MOSFETS beschrieben. Die beiden MOSFETS werden dabei jedoch
mit einer relativ aufwändigen Steuerschaltung betrieben,
die zudem eine logische Versorgungsspannung benötigt, welche
mit einer zusätzlichen Wicklung oder einem speziell hierfür
vorgesehenen Abschnitt der Sekundärwicklung des Transformators
erzeugt werden kann, welcher auch die gleichzurichtende Wechselspannung
liefert.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Gleichrichterschaltung
und ein verbessertes Verfahren zum Gleichrichten einer Wechselspannung
anzugeben, wobei keine zusätzliche Versorgungsspannung
benötigt wird.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Gleichrichterschaltung gemäß Patentanspruch
1 und ein Verfahren gemäß Patentanspruch 14 gelöst.
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Die
erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung weist
einen ersten Wechselspannungsquellenanschluss zur Anzapfung eines
ersten Wechselspannungspotentials, einen zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
zur Anzapfung eines zweiten Wechselspannungspotentials und einen
Wechselspannungsquellen-Mittenanschluss zur Anzapfung eines zwischen
dem ersten und zweiten Wechselspannungspotentials liegenden mittleren
Spannungspotentials auf.
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Beispielsweise
kann es sich bei der Wechselspannungsquelle um einen üblichen
Transformator bzw. die Sekundärwicklung eines Transformators handeln,
welcher einen ersten Transformatoranschluss, einen zweiten Transformatoranschluss
und einen Transformatormittenanschluss aufweist, so dass das Potential
am Mittenanschluss genau zwischen dem ersten Wechselspannungspotential
und dem zweiten Wechselspannungspotential liegt. Das heißt,
am ersten Wechselspannungsquellenanschluss schwankt das Wechselspannungspotential gegenüber
dem Transformatormittenanschluss immer zwischen einem minimalen
Potentialwert (von beispielsweise –10 Volt) und einem maximalen
Potentialwert (von z. B. +10 Volt) und komplementär dazu
schwankt das Wechselspannungspotential am zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
zwischen dem maximalen Potentialwert und dem minimalen Potentialwert.
Am Wechselspannungsquellenmittenanschluss liegt dann ein Gleichspannungspotential
von genau dem Mittelwert zwischen dem maximalen und dem minimalen
Potentialwert vor (Bei den genannten Werten läge dann hier
ein Wert von 0 Volt an).
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Die
erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung weist
weiterhin einen ersten Gleichspannungsausgang auf, welcher direkt
mit dem Wechselspannungsmittenanschluss verbunden ist, um das dort vorliegende
Gleichspannungspotential als ein Spannungspotential für
den Gleichspannungsausgang zur Verfügung zu stellen. Weiterhin
weist die Gleichrichterschaltung einen zweiten Gleichspannungsausgang
auf, welcher über einen ersten Transistor mit dem ersten
Wechselspannungsquellenanschluss verbunden ist und welcher über
einen zweiten Transistor mit dem zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
verbunden ist. Dabei wird erfindungsgemäß der
erste Transistor so mit dem zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
gekoppelt, dass der erste Transistor durch das aktuell vorliegende
Wechselspannungspotential am zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
geschaltet wird. Entsprechend ist der zweite Transistor so mit dem
ersten Wechselspannungsquellenanschluss verbunden, dass der zweite
Transistor durch das aktuell vorliegende Wechselspannungspotential
am ersten Wechselspannungsquellenanschluss geschaltet wird. Diese
Kopplung des ersten Transistors mit dem zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
bzw. des zweiten Transistors mit dem ersten Wechselspannungsquellenanschluss
kann dabei jeweils direkt oder indirekt, d. h. über ein
oder mehrere Schaltungselemente, erfolgen. Wesentlich ist nur, dass
letztlich der jeweilige Transistor direkt durch das jeweilige Wechselspannungspotential
geschaltet wird, d. h. dass keine zusätzliche Versorgungsspannung
benötigt wird, sondern die Spannung oder der Strom, der
zur Schaltung eines Transistors an einem der Wechselspannungsquellenanschlüsse
benötigt wird, aus dem jeweils anderen, komplementären
Wechselspannungspotential, d. h. bei einer Wechselspannungsquelle
in Form eines üblichen Transformators durch die Spannung
der jeweils anderen Wicklungshälfte generiert wird.
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Die
jeweiligen Transistoren sind dabei so angeordnet und geschaltet,
dass sie in ihrer Gleichrichterwirkung den Dioden einer konventionellen
Mittelpunktsschaltung entsprechen. D. h. bei der Verwendung von
n-FETs sind diese beispielsweise so angeordnet, dass sie im durchgeschalteten
Zustand wie Dioden wirken, die so ausgerichtet sind, dass die Sperrrichtung
jeweils vom Wechselspannungsquellenanschluss, welcher durch den
Transistor geschaltet wird, weg bzw. die Durchlassrichtung zum betreffenden
Wechselspannungsquellenanschluss hin weist.
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Bei
dem eingangs genannten, erfindungsgemäß weitergebildeten
Verfahren zum Gleichrichten einer Wechselspannung wird also eine
Schaltspannung und/oder ein Schaltstrom zum Durchschalten des ersten
Transistors aus dem zweiten Wechselspannungspotential generiert
und eine Schaltspannung und/oder ein Schaltstrom zum Schalten des zweiten
Transistors aus dem ersten Wechselspannungspotential generiert.
Auf eine zusätzliche Versorgungsspannung oder eine aufwändige
Steuerungsschaltung, welche genau synchron die Transistoren ansteuert,
kann hierbei verzichtet werden. Stattdessen reichen einfache Schaltungen
zur Strombegrenzung, Spannungsbegrenzung und/oder Filterung aus,
die zudem auch rein passiv aufgebaut sein können.
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Weitere
besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung
ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen sowie
der nachfolgenden Beschreibung. Dabei kann das erfindungsgemäße
Verfahren zum Gleichrichten einer Wechselspannung auch entsprechend
den abhängigen Ansprüchen der Gleichrichterschaltung
weitergebildet sein.
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Zur
Umsetzung der Erfindung kann grundsätzlich in der Gleichrichterschaltung
eine Steuerstrecke des ersten Transistors (d. h. bei einem MOSFET
die Gate-Source-Strecke oder bei einem npn- oder pnp-Transistor
die Basis-Kollektor-Strecke) mit einer aus dem zweiten Wechselspannungspotential, d.
h. aus der am zweiten Wechselspannungsquellenanschluss vorliegenden
Spannung, betriebenen Spannungsquelle geschaltet sein. Dementsprechend ist
dann die Steuerstrecke des zweiten Transistors mit einer aus dem
ersten Wechselspannungspotential, d. h. der am zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
vorliegenden Spannung, betriebenen Spannungsquelle beschaltet. Ebenso
einfach kann aber auch ein Steuereingang (beispielsweise der Gate-Eingang
eines MOSFETS oder der Basis-Eingang eines npn- oder pnp-Transistors)
des ersten Transistors mit einer aus dem zweiten Wechselspannungspotential
betriebenen Stromquelle geschaltet sein und der Steuereingang des
zweiten Transistors mit einer aus dem ersten Wechselspannungspotential
betriebenen Stromquelle.
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Verschiedene
Varianten, um aus einer umliegenden Spannung eine Spannungsquelle
zu betreiben, welche die passenden Charakteristiken aufweist, so
dass die richtigen Schaltspannungen für den jeweiligen
Transistor an der Steuerstrecke anliegen, sind dem Fachmann hinreichend
bekannt. Ebenso sind dem Fachmann verschiedenste Varianten bekannt,
um mit Hilfe einer vorliegenden Wechselspannung eine Stromquelle
in definierter Weise zu betreiben. Ein Beispiel für eine
geeignete Konstantstromquelle findet sich u. a. in dem Buch „Halbleiter-Schaltungstechnik"
von U. Tietze und Ch. Schenk, Springer-Verlag, 7. Auflage, 1985,
Seite 95 ($5.5. FET als Konstantstromquelle). In diesem
Buch oder in ähnlichen Grundlagenbüchern finden
sich auch weitere Beispiele für geeignete Spannungs- und/oder
Stromquellen.
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In
der einfachsten Variante ist der Steuereingang des ersten Transistors
direkt über eine einfache Leiterstrecke mit dem zweiten
Wechselspannungsquellenanschluss verbunden und der Steuereingang des
zweiten Transistors ist entsprechend direkt mit dem ersten Wechselspannungsquellenanschluss verbunden.
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Je
nach Aufbau der Transistoren ist es vorteilhaft, den Strom, welcher über
die Steuerstrecke des jeweiligen Transistors geleitet wird, zu begrenzen.
Daher ist vorzugsweise der Steuereingang des ersten Transistors über
einen ersten Strombegrenzungswiderstand mit dem zweiten Wechselspannungsquellenanschluss
verbunden, und der Steuereingang des zweiten Transistors ist über
einen zweiten Strombegrenzungswiderstand mit dem ersten Wechselspannungsquellenanschluss
verbunden.
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Viele
Transistoren, beispielsweise n-MOSFET-Transistoren, besitzen eine
störende parasitäre Kapazität innerhalb
der Steuerstrecke, d. h. zwischen Gate und Source-Anschluss oder
Basis- und Kollektor-Anschluss. Diese parasitäre Kapazität
kann verursachen, dass der Transistor auch noch eine Zeit lang durchgeschaltet
bleibt, wenn eigentlich aufgrund des aktuellen Wechselspannungspotentials
kein Strom mehr fließen sollte. Dies könnte dazu
führen, dass die Wechselspannungsquelle kurzzeitig kurzgeschlossen
ist. Daher weist bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
die Gleichrichterschaltung einen ersten Entladestrompfad auf, um
eine in der Steuerstrecke des ersten Transistors gebildete Kapazität
z. B. über den Steuereingang des ersten Transistors zu
entladen. Ebenso weist die Gleichrichterschaltung einen zweiten
Entladestrompfad auf, um eine in der Steuerstrecke des zweiten Transistors
gebildete Kapazität z. B. über den Steuereingang
des zweiten Transistors zu entladen. Beispielsweise könnte
in der vorbeschriebenen einfachen Schaltung mit den Strombegrenzungswiderständen
parallel zum ersten Strombegrenzungswiderstand und parallel zum
zweiten Strombegrenzungswiderstand jeweils eine Diode geschaltet
sein, die jeweils in der Richtung vom Wechselspannungsquellenanschluss zum
Steuereingang des jeweiligen Transistors hin sperrt. Das heißt,
wenn die Wechselspannung an dem jeweils den Transistor schaltenden,
komplementären Wechselspannungsquellenanschluss abfällt und
der betreffende Transistor eigentlich geschlossen werden müsste,
fließt über diese Diode der Strom vom Steuereingang
des betreffenden Transistors ab.
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Um
einen Schutz der Transistoren vor einer zu hohen Spannung an der
Steuerstrecke, d. h. zwischen Gate- und Source-Anschluss bzw. Basis-
und Kollektor-Anschluss, zu erreichen, kann parallel zur Steuerstrecke
des ersten Transistors und/oder parallel zur Steuerstrecke des zweiten
Transistors jeweils eine spannungsbegrenzende Schaltung, vorzugsweise
eine spannungsbegrenzende Diode, beispielsweise eine Zenerdiode,
geschaltet sein, welche oberhalb einer Grenzspannung, die unter
der für den Transistor schädlichen Spannung liegt,
durchschaltet.
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Vorzugsweise
ist parallel zu einer Schaltstrecke des ersten Transistors, d. h.
beispielsweise zwischen Source- und Drain-Anschluss eines MOSFETS
bzw. Kollektor- und Emitter-Anschlusses eines npn- oder pnp-Transistors,
eine Schutzdiode geschaltet. Die Schutzdiode ist dabei so ausgerichtet, dass
die Sperrrichtung jeweils vom Wechselspannungsquellenan schluss,
welcher durch den Transistor geschaltet wird, weg bzw. die Durchlassrichtung zum
betreffenden Wechselspannungsquellenanschluss hin weist. Eine solche
Diode erlaubt den Stromfluss schon bei Spannungen unterhalb der Schaltschwelle
der Transistoren und begrenzt die Drain-Source-Spannung bei hohen
Strömen nochmals, was den Wirkungsgrad weiter verbessern kann.
Diese Schutzdiode kann auch jeweils mit dem Transistor in einen
Transistorbaustein integriert sein, wie dies bei vielen Transistoren,
insbesondere den bevorzugten n-MOSFETS, ohnehin meist der Fall ist.
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Wie
bereits erwähnt, können als Transistoren verschiedenste
Transistoren, insbesondere Feldeffekttransistoren (FETs) genutzt
werden. Denkbar wären z. B. geeignete npn- oder pnp-Transistoren. Vorzugsweise
werden aber MOSFETS und besonders bevorzugt n-MOSFETS (auch n-Channel-Enhancement-MOSFETS
oder n-Kanal-MOSFETS genannt) als Transistoren eingesetzt, da diese
bei der derzeitigen Technik den besten Wirkungsgrad innerhalb der
erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung aufweisen.
Dies liegt daran, dass z. B. p-MOSFETS (auch p-Channel-Enhancement-MOSFETS
oder p-Kanal-MOSFETS genannt) einen ca. vierfach höheren
Durchlasswiderstand als n-MOSFETS aufweisen. Herkömmliche
npn- oder pnp-Transistoren benötigen wiederum einen hohen
Basisstrom.
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Der
Wirkungsgrad der Schaltung kann im Übrigen auch dadurch
erhöht werden, dass mehrere Transistoren auf jeder Seite
parallel geschaltet werden. Dies führt zu einer Absenkung
des Durchlasswiderstands der aus den mehreren Transistoren bestehenden
Transistoranordnung.
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Die
Erfindung wird im Folgenden unter Hinweis auf die beigefügten
Figuren anhand von Ausführungsbeispielen noch einmal näher
erläutert. Es zeigen:
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1 ein
schematisches Schaltbild eines besonders einfachen Ausführungsbeispiels
einer Gleichrichterschaltung mit zwei n-MOSFETS,
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2 ein
schematisches Schaltbild eines besonders einfachen Ausführungsbeispiels
einer Gleichrichterschaltung mit zwei p-MOSFETS,
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3 ein
schematisches Schaltbild des Aufbaus nach 1 mit in
die n-MOSFETS integrierten Schutzdioden,
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4 eine
schematische Darstellung eines weitergebildeten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung
gemäß 1,
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5 eine
schematische Darstellung der parasitären Kapazität
innerhalb eines n-MOSFETs,
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6 eine
schematische Darstellung eines weitergebildeten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung
gemäß 4,
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7 ein
schematisches Schaltbild zweier parallel geschalteter n-MOSFETs
zur Verwendung in einem weiteren Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung,
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8 ein
schematisches Schaltbild einer Stromquelle zur Verwendung in einem
weiteren Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Gleichrichterschaltung,
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9 ein
schematisches Schaltbild eines besonders einfachen Ausführungsbeispiels
mit zwei npn-Transistoren,
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10 ein
schematisches Schaltbild eines besonders einfachen Ausführungsbeispiels
einer Gleichrichterschaltung mit zwei pnp-Transistoren.
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Das
Grundprinzip der erfindungsgemäßen Schaltung wird
zunächst an dem besonders einfachen Ausführungsbeispiel
einer Gleichrichterschaltung 1a gemäß 1 erläutert.
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Bei
sämtlichen Ausführungsbeispielen wird im Folgenden
der Einfachheit halber davon ausgegangen, dass es sich bei der Wechselstromquelle
um einen Transformator T handelt, welcher eine Sekundärwicklung
mit drei Abgriffen – einem ersten Wechselspannungsanschluss
A1, einem zweiten Wechselspannungsanschluss
A2 und einem Mittenanschluss A3 – aufweist.
Die Wechselspannungsquellenanschlüsse A1 und
A2 werden daher im Folgenden auch einfach
als Transformatoranschlüsse A1,
A2 bezeichnet.
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Bei
dem Transformator T gemäß 1 kann beispielsweise
am ersten Wechselspannungsanschluss A1 gegenüber
dem Mittenanschluss A3 ein Wechselspannungspotential
V1 zwischen +10 Volt und –10 Volt
(Peak-Peak-Spannung) anliegen. Ebenso liegt komplementär
am zweiten Wechselspannungsanschluss A2 gegenüber
dem Mittenanschluss A3 ein Wechselspannungspotential
V2 zwischen –10 Volt und +10 Volt
(Peak-Peak-Spannung) an, d. h. wenn am ersten Wechselspannungsanschluss
A1 die Spannung von +10 Volt anliegt, liegt
am zweiten Wechselspannungsanschluss A2 die
Spannung von –10 Volt an und umgekehrt. An dem Mittenanschluss A3 liegt bei obigen Beispielwerten ständig
ein Mittenspannungspotential Vm von 0 Volt
an.
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Der
Mittenanschluss A3 ist direkt mit einem ersten
Gleichspannungsausgang A4 verbunden, so dass
auch hier dieses Mittenspannungspotential Vm (von
beispielsweise 0 Volt) anliegt. Die beiden äußeren
Transformatoranschlüsse A1, A2 sind jeweils über einen ersten
n-MOSFET-Transistor NFT1 bzw. einen zweiten
n-MOSFET-Transistor NFT2 mit einem zweiten
Gleichspannungsausgang A5 verbunden.
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Zwischen
diesem zweiten Gleichspannungsausgang A5 und
dem ersten Gleichspannungsausgang A4 kann
der Verbraucher L angeschlossen werden, welcher hier durch eine
Last L schematisch dargestellt wird.
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Die
Steuereingänge, d. h. die sog. Gate-Anschlüsse
G, der n-MOSFETS NFT1, NFT2,
sind jeweils mit dem gegenüberliegenden Transformatoranschluss
A2, A1 verbunden.
Wie oben erläutert, sind die jeweiligen Transistoren NFT1, NFT2 so angeordnet,
dass sie im durchgeschalteten Zustand wie Dioden wirken, die so
ausgerichtet sind, dass die Sperrrichtung jeweils vom Wechselspannungsquellenanschluss,
welcher durch den Transistor geschaltet wird, weg bzw. die Durchlassrichtung
zum betreffenden Wechselspannungsquellenanschluss hin weist. D.
h. beide Transistoren NFT1, NFT2 sind
so ausgerichtet, dass ihr Drain-Anschluss D zum jeweiligen Transformatoranschluss
A1, A2 weist.
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Die
n-MOSFETS NFT1, NFT2 sind
dann jeweils wechselweise passend durchzuschalten, so dass am zweiten
Gleichspannungsausgang A5 als Spannungspotential
V0 der minimale Potentialwert der Wechselspannung,
hier 0 Volt bis –10 Volt, anliegt, d. h. die Transistoren
schalten immer das negative Potential des Transformators durch,
so dass hier eine Spitzenspannung von –10 Volt gegenüber
der Mittenanzapfung des Transformators anliegt.
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Bei
der erfindungsgemäßen einfachen Schaltung gemäß 1 ist
dies ohne großen Aufwand automatisch gegeben, da ja immer,
wenn am ersten Transformatoranschluss A1 das
Spannungspotential V1 ansteigt, automatisch
auch die Spannung über der Gate-Source-Strecke, d. h. der
Steuerstrecke, des zweiten MOSFET NFT2 ansteigt.
Ab einer durch den MOSFET NFT2 vorgegebenen
Schwellenspannung schaltet der MOSFET NFT2 durch.
Im zweiten Teil der Halbwelle der Wechselspannung des Transformators
T liegt dann der umgekehrte Fall vor. Durch die höhere
Spannung am zweiten Transformatoranschluss A2 wird
der erste n-MOSFET NFT1 mit einer entsprechend
hohen Gate-Source-Spannung beaufschlagt, welcher daraufhin durchschaltet.
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Diese
einfache Gleichrichterschaltung 1a zeigt bereits, dass
auch ohne zusätzliche Versorgungsspannungen und ohne großen
Schaltungsaufwand eine erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung realisiert
werden kann.
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2 zeigt
eine gleichartig aufgebaute Gleichrichterschaltung 1b,
wobei lediglich die n-MOSFETS NFT1, NFT2 durch p-MOSFETS PFT1, PFT2 ersetzt sind.
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Da
jedoch, wie bereits oben erläutert, n-MOSFETS wegen des
relativ geringen Durchlasswiderstands und damit des höchstmöglichen
Wirkungsgrades innerhalb der erfindungsgemäßen Schaltung
bevorzugt verwendet werden, wird im Folgenden, wenn nicht anders
erläutert, davon ausgegangen, dass es sich bei den Transistoren
um n-MOSFETS NFT1, NFT2 handelt.
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Die
derzeit gängigen n-MOSFETS werden meist mit einer integrierten
Schutzdiode DS hergestellt. Werden solche
n-MOSFETS in der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung 1a gemäß 1 eingesetzt,
so liegt die in dem Schaltbild gemäß 3 gezeigte
Gleichrichterschaltung 1c vor. Diese Schutzdioden DS haben mehrere Vorteile:
- – die
Begrenzung der „verkehrten" Drain-Source-Spannung
- – dass die komplette Gleichrichterschaltung auch schon
bei sehr kleinen Spannungen arbeitet
- – eine Reduktion der Verlustleistung bei hohen Strömen.
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Durch
die Schutzdioden DS würde die Gleichrichterschaltung 1c im
Prinzip auch funktionieren, ohne dass die n-MOSFET NFT1,
NFT2 überhaupt durchschalten, da
die Schutzdioden DS jeweils in der passenden
Richtung durchlässig sind. Die Funktionsweise wäre
dann die eines ungesteuerten Gleichrichters. Jedoch sind die Durchlasswiderstände
der Schutzdioden DS relativ hoch, so dass
der Gleichrichter dann sehr uneffektiv wäre. Durch die
erfindungsgemäße Beschaltung werden die Durchlasswiderstände
passend getaktet stark reduziert und die Effizienz wesentlich erhöht.
Z. B. ergäbe sich bei einem Durchlasswiderstand des Transistors
zwischen Drain-Anschluss und Source-Anschluss von 30 mΩ bei
einem Strom von 10 A nur eine Drain-Source-Spannung von 0,3 Volt,
was erheblich niedriger ist als der Spannungsabfall an einer Diode
von über 1 Volt.
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Solange
die Gleichrichterschaltung an Wechselspannungsquellen eingesetzt
wird, bei denen die maximale Spannung im Bereich der zulässigen
Schaltspannung (Gate-Source-Spannung) der MOSFETS liegt, können
die einfachen Schaltungsaufbauten gemäß den 1 bis 3 verwendet werden.
Sollen dagegen höhere Spannungen gleichgerichtet werden,
beispielsweise wenn ein Transformator eingesetzt wird, dessen maximale
Spannung V1 am ersten Wechselspannungsanschluss
A1 gegenüber der Spannung V2 am zweiten Wechselspannungsanschluss A2 (und umgekehrt) bei ca. 100 Volt liegt
und dessen Mittenpotentialspannung Vm bei
50 Volt liegt, so ist dafür zu sorgen, dass die an die
Steuerstrecke angelegte Spannung nicht den zulässigen Wert überschreitet.
Um die MOSFETS NFT1, NFT2 vor
zu hohen Spannungen zu schützen, kann, wie dies in der
Gleichrichterschaltung 1d in 4 dargestellt
ist, die Steuerstrecke GS mit einer Zener-Diode Z1, Z2 überbrückt
werden. Zusätzlich oder alternativ kann in die Leitung
vom Gate-Eingang G des MOSFETS zum gegenüberliegenden Transformatoranschluss
ein Vorwiderstand R1, R2 als
Strombegrenzungswiderstand eingesetzt werden.
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Üblicherweise
besitzen die MOSFETS eine störende parasitäre
Kapazität CGS zwischen dem Gate-Anschluss
G und dem Source-Anschluss S. Dies ist in 5 schematisch
dargestellt. Diese Kapazität CGS (bei
größeren n-MOSFET-Bausteinen sind 5 nF typisch)
kann verursachen, dass der MOSFET auch dann durchgeschaltet bleibt,
wenn schon längst kein Strom mehr zur Zener-Diode Z1, Z2 fließen würde.
Sofern es sich um die Gleichrichtung von 50 Hz Wechselspannung handelt,
spielt die Ladezeit dieses parasitären Kondensators CGS keine Rolle. Um bei höheren Frequenzen
oder auch bei kurzen Störspitzen (sog. Spikes) auf dem
Netz für eine sichere Entladung des Gate-Anschlusses G
zu sorgen und damit sicherzustellen, dass der jeweilige MOSFET auch
sicher sperrt, bevor die Schutzdiode im komplementären
Zweig leitend wird, und so ein Kurzschluss des Trafos vermieden
wird, ist eine spezielle Entladungsstrecke E1,
E2 vorteilhaft.
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Ein
Ausführungsbeispiel für eine entsprechende Gleichrichterschaltung 1e ist
in 6 dargestellt. Die Entladungsstrecke E1, E2 läuft
hier jeweils parallel zu dem jeweiligen strombegrenzenden Widerstand
R1, R2 und weist
jeweils eine Diode D1, D2 auf,
deren Sperrrichtung vom jeweiligen Transformatoranschluss A2, A1 zum Gate-Anschluss
G des betreffenden gegenüberliegenden n-MOSFETS NFT1, NFT2 gerichtet
ist. Um diese Diode D1, D2 vor
zu hohen Strömen zu schützen, kann ein weiterer
Widerstand R3, R4 vorgeschaltet
werden. Durch diese Entladungsstrecken E1,
E2 über die Dioden D1,
D2 und die Vorwiderstände R3, R4 kann jeweils
sichergestellt werden, dass die N-MOSFETS NFT1,
NFT2 schnell abschalten.
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In
dem in 6 dargestellten Ausführungsbeispiel können
bei einem maximalen Spannungspotential V1 bzw.
V2 von 80 Volt und einem minimalen Spannungspotential
von 0 Volt sowie einem Mittenspannungspotential VM von
40 Volt jeweils Zener-Dioden Z1, Z2 mit einer Durchbruchspannung von 10 Volt
verwendet werden. Die Widerstände R1,
R2 könnten jeweils einen Wert von
ca. 27 KΩ aufweisen. Bei dieser Konstellation können
beispielsweise MOSFET-Typen FDA75N28 oder IRFP4332 eingesetzt werden,
deren Durchbruchspannung bei 3 bis 5 Volt liegt und deren maximale
Spannung zwischen Gate und Source bei ca. 30 Volt liegt. Die Werte
für die Widerstände R3,
R4 können hierbei beispielsweise
bei 100 Ω liegen. Bei diesen Werten ist sichergestellt,
dass die N-MOSFETS NFT1, NFT2 über
die Entladungsstrecken E1, E2 innerhalb
von ca. 1,2 μs abschalten und selbst kurze Spikes auf dem
Netz nicht stören.
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Die
in 6 dargestellten Zener-Dioden Z1, Z2 mit den Vorwiderständen R1, R2 bilden jeweils
eine Spannungsbegrenzung, welche aus der an dem jeweiligen Transformatoranschluss
V1 bzw. V2 anliegenden
Spannung eine geeignete Schaltspannung für die Steuerstrecke
des jeweiligen gegenüberliegenden n-MOSFETS NFT1, NFT2 generiert.
Grundsätzlich könnten diese Spannungsbegrenzungen aber
auch anders gestaltet werden, z. B. über Varistoren oder
andere spannungsbegrenzende Schaltungen.
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Der
Wirkungsgrad der Gleichrichterschaltung kann weiter erhöht
werden, indem auf jeder Seite mehrere Transistoren parallel geschaltet
werden. Dadurch kann der Durchlasswiderstand noch einmal gesenkt
werden. 7 zeigt ein Beispiel einer aus zwei
Transistoren NFT1, NFT1'
bestehenden Transistoranordnung. Die komplette Transistoranordnung kann
z. B. jeweils ersatzweise für die einfachen Transistoren
NFT1, NFT2 in die
bisher gezeigten Gleichrichterschaltungen eingesetzt werden.
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Bei
einer solchen Parallelschaltung mehrerer Transistoren an jedem der
Wechselspannungsanschlüsse ist vorteilhafterweise auf geeignete
Leiterbahnführungen zu achten, so dass gleiche Weglängen
zu den einzelnen Transistoren NFT1, NFT1' führen. Anstatt nur zwei Transistoren
NFT1, NFT1' können
auch mehr als zwei Transistoren in gleicher Weise parallel geschaltet
werden.
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Weiterhin
ist es auch möglich, die Widerstände R1, R2 durch geeignete
strombegrenzende Schaltungen zu ersetzen. 8 zeigt
das Prinzip einer Stromquelle als strombegrenzende Schaltungen,
wie sie beispielsweise anstelle des Widerstands R1 in
die Schaltung gemäß 6 eingesetzt
werden könnte. Diese Stromquelle, welche grundsätzlich
aus dem Stand der Technik bekannt ist, funktioniert mit einem selbstleitenden
p-MOSFET PFT3, welcher sperrt, wenn seine
Gate-Source-Spannung negativ wird. Fließt ein Strom vom
Anschluss a zum Anschluss b, fällt an dem in Reihe geschalteten
Widerstand R5 eine Spannung ab. Wird der
Stromfluss größer, wird auch diese Spannung größer,
bis die Gate-Source-Spannung des MOSFETs PFT3 so
groß ist, dass der MOSFET PFT3 diesen
Stromfluss begrenzt. Da der Strom dadurch unabhängig von
der Spannung ist, kann die aus diesen beiden Elementen aufgebaute
Bauteilgruppe als eine durch die jeweils anliegende Spannung betriebene
Stromquelle gesehen werden. Alternativ können auch beliebige
andere Stromquellen eingesetzt werden, die dem Fachmann bekannt
sind und die dafür sorgen, dass unabhängig von
der Spannung des gegenüberliegenden Transformatoranschluss
A2, A1 nur eine
konstante Gate-Source-Spannung am Transistors NFT1,
NFT2 entsteht, sobald die richtige Polung
vorhanden ist
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Wie
bereits eingangs erläutert, können anstelle der
MOSFETS NFT1, NFT2 auch
entsprechende Gleichrichterschaltungen 1c, 1d mit üblichen npn-Transistoren
oder pnp-Transistoren aufgebaut werden.
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9 zeigt
ein Schaltbild für ein erstes Ausführungsbeispiel
einer solchen Gleichrichterschaltung 1c, in der zwei npn-Transistoren
NPT1, NPT2 verwendet
werden. Hier ist jeweils der Basis-Anschluss B der Transistoren
NPT1, NPT2 mit dem
gegenüberliegenden Transformatoranschluss gekoppelt. Die
beiden Transistoren NPT1, NPT2 sind
dabei so ausgerichtet, dass ihr Drain-Anschluss D zum jeweiligen
Transformatoranschluss A1, A2 weist.
Auch hier werden zur Strombegrenzung jeweils Widerstände
R1, R2 eingesetzt,
damit der Strom im jeweiligen npn-Transistor NPT1,
NPT2 entlang der Steuerstrecke, d. h. der
Strecke zwischen Basis-Anschluss B und Kollektor-Anschluss C, nicht
zu hoch wird.
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10 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel, welches analog zu der
Schaltung in 8 aufgebaut ist. Jedoch werden
in der dort dargestellten Gleichrichterschaltung 1d pnp-Transistoren
PNP1, PNP2 anstatt
der npn-Transistoren NPT1, NPT2 eingesetzt.
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Es
wird abschließend noch einmal darauf hingewiesen, dass
es sich bei den vorhergehend beschriebenen Gleichrichterschaltungen
um Ausführungsbeispiele handelt, welche von Experten des Fachgebiets
in verschiedenster Weise modifiziert werden können, ohne
den Bereich der Erfindung zu verlassen. Es wird der Vollständigkeit
halber auch darauf hingewiesen, dass die Verwendung der unbestimmten
Artikel „ein" bzw. „eine" nicht ausschließt, dass
die betreffenden Merkmale auch mehrfach vorhanden sein können.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - www.irf.com/technicalinfo/appnotes/AN-1087.pdf [0004]
- - Halbleiter-Schaltungstechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk,
Springer-Verlag, 7. Auflage, 1985, Seite 95 [0014]