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STAND DER TECHNIK
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Spannungsbegrenzungsschaltung
zum Begrenzen einer von einem Generator in einem Kraftfahrzeug bereitgestellten
Spannung.
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Kraftfahrzeuge
sind in der Regel mit einer Lichtmaschine (also einem Generator)
ausgestattet, welcher die mechanische Energie, die von einem Verbrennungsmotor
bereitgestellt wird, in elektrische Energie umwandelt. Diese elektrische
Energie wird typischerweise über ein 12 V- oder 24 V-Bordnetz
an elektrische Verbraucher im Kraftfahrzeug bereitgestellt.
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Die
Lichtmaschine dient dabei nicht nur dazu, Verbraucher im Kraftfahrzeug
mit Energie zu versorgen, sondern lädt auch die Fahrzeugbatterie
auf. In einem solchen Ladebetrieb bei eingeschaltetem Motor liegen
also zwei Arten von Lasten am Generator, zum einen die elektrischen
Verbraucher, wie z. B. elektronische Steuergeräte, und
zum anderen die zu ladende Fahrzeugbatterie. Wird in diesem Zustand die
Batterie vom Generator getrennt, dann tritt aufgrund der Wirkung
des Generators als Konstant-Stromquelle ein so genannter Load-Dump-Puls ein:
Durch das Wegfallen der Batterielast wird die Gesamtlast mit welcher
der Generator belastet wird wesentlich geringer. Daraufhin steigt
die vom Generator bereitgestellte Generatorspannung stark an, und
zwar innerhalb von wenigen Millisekunden auf bis zu 200 V.
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Es
sind Spannungsbegrenzungsschaltungen bekannt, in denen parallel
zu einem Spannungsgenerator (z. B. der Lichtmaschine), eine Reihenschaltung
vorgesehen ist, umfassend eine elektrische Sicherung und eine Zenerdiode,
welche mit ihrer Anode nach Masse geschaltet ist.
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Weiterhin
schlägt die Offenlegungsschrift
DE 103 49 629 A1 eine Spannungsbegrenzungs schaltung
vor, welche die vom Generator bereitgestellte und am Eingang eines
Steuergerätes auftretende Spannung bei einem Load-Dump-Puls
auf 60 V begrenzt. Diese Begrenzung auf 60 V wird durch die eingangsseitig
angeordnete Reihenschaltung eines Widerstands, einer Diode sowie
einer Zener-Diode bewirkt, wobei die Begrenzungsspannung im Wesentlichen
der Durchbruchspannung der Zener-Diode entspricht. Eine andere Auslegung
der Zener-Diode auf eine im Load-Dump-Fall sich einstellende Durchbruchspannung
von beispielsweise 40 V ist dabei nicht möglich, da dann
die Gefahr besteht, dass die Zener-Diode schon im erlaubten Batteriespannungsbereich
(bis 36 V) leitend wird.
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Die
Spannungsbegrenzung auf maximal 60 V bedeutet, dass gängige
Schaltungsmodule mit einer Spannungsfestigkeit, die geringer als
40 V ist, nicht eingesetzt werden können. Vielmehr müssen nachgeschaltete
Schaltungsmodule so ausgelegt werden, dass sie auch einer relativ
hohen Versorgungsspannung von 60 V standhalten, obwohl eine solch
hohe Versorgungsspannung im normalen Betrieb nicht auftritt. Dies
verursacht höhere Kosten im Hinblick auf den zusätzlichen
Bedarf an Bauelementen, Entwicklungskosten und Layoutfläche
des Steuergeräts.
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Weiterhin
sind Steuergeräte verbreitet, in denen sich einzelne Module
bei Eingangsspannungen größer 40 V automatisch
abschalten. Dies können beispielsweise Module geringerer
Wichtigkeit sein, also nicht sicherheitsrelevante Module, wie z.
B. ein Modul zur Steuerung der Abgasnachbehandlung. Dies bedeutet
jedoch, dass die Funktionalität des Steuergerätes
im Falle eines Load-Dumps eingeschränkt ist.
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Ferner
tritt bei einem Spannungsregler im Linearbetrieb der Nachteil auf,
dass bei einem hohen Eingangsstrom des Steuergeräts die
Verlustleistung des Längstransistors zu hoch wird, nämlich
400 W bei 20 A Aufnahmestrom und 20 V Spannungsabfall über
den Längstransistor, was über die Dauer des Load-Dumps
zu einer thermischen Zerstörung des Längstransistors
führen kann.
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VORTEILE DER ERFINDUNG
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Demgemäß vorgesehen
ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung zum Begrenzen einer von einem
Generator in einem Kraftfahrzeug bereitgestellten Spannung, welche über
einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss an die Spannungsbegrenzungsschaltung
anlegbar ist, wobei die Spannungsbegrenzungsschaltung eine begrenzte
Spannung über einen dritten Anschluss und einen vierten Anschluss
als Ausgangsspannung bereitstellt, mit
- – einem
Spannungsbegrenzungselement, welches zwischen dem ersten Anschluss
und dem zweiten Anschluss angeschlossen ist und einen leitenden
Zustand annimmt wenn die Spannung zwischen dem ersten Anschluss
und dem zweiten Anschluss eine Durchbruchspannung übersteigt,
- – einem Kondensator, welcher zwischen dem dritten Anschluss
und dem vierten Anschluss vorgesehen ist,
- – einem Transistor, welcher zwischen dem ersten Anschluss
und einem Knoten angeordnet ist,
- – einer Induktivität, welche zwischen dem
Knoten und dem dritten Anschluss angeordnet ist, und
- – eine Transistorsteuerschaltung mit zwei Eingängen,
welche mit dem dritten Anschluss bzw. mit dem vierten Anschluss
verbunden sind, sowie einem Ausgang, welcher mit einem Steueranschluss
des Transistors verbunden ist, wobei die Transistorsteuerschaltung
den Transistor ausschaltet, wenn die Ausgangsspannung über
die zwei Eingänge eine vorbestimmte Begrenzungsspannung überschreitet.
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Die
der Erfindung zugrunde liegende Idee ist es, die Ausgangsspannung
mit einer vorbestimmten Begrenzungsspannung (obere Grenzspannung)
zu vergleichen und einen Längstransistor auszuschalten,
wenn die Ausgangsspannung eine vorbestimmte obere Grenzspannung überschreitet.
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Ein
wesentlicher Vorteil der vorgeschlagenen Anordnung ist es, dass
somit möglich wird, die bereitgestellte Versorgungsspannung
mit einem einfach gestalteten getakteten Spannungswandler auf beispielsweise
40 V zu begrenzen. Somit können sämtliche Schaltungsmodule
eines nachgeschalteten Steuergeräts mit einer geringeren
Spannungsfestigkeit ausgelegt werden. Ferner wird es möglich,
bereits vorhandene Schaltungsteile, die für einen solchen
Spannungsbereich ausgelegt sind, zu verwenden.
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Der
zweite und der vierte Anschluss können an dasselbe Bezugspotential,
z. B. Massepotential angeschlossen sein.
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Es
ist vorteilhaft, wenn die Spannungsbegrenzungsschaltung eine Diode
aufweist, deren Anode mit dem vierten Anschluss verbunden ist und
deren Kathode mit dem Knoten verbunden ist. Eine solche Diode wirkt
als Freilaufdiode, so dass sie beim Abschalten des Transistors den
Strom durch die Induktivität übernimmt. Dies gewährleistet
die Funktionsfähigkeit der Schaltung auch ohne besondere
Dimensionierung der Induktivität und des Transistors.
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Es
ist ferner vorteilhaft, wenn die Spannungsbegrenzungsschaltung eine
Diode aufweist, deren Anode mit dem dritten Anschluss verbunden
ist und deren Kathode mit dem Knoten verbunden ist. Neben ihrer
Funktion als Freilaufdiode ermöglicht es eine solche Diode,
einen Transistor mit niedrigerer Durchbruchspannung zu verwenden.
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Das
Spannungsbegrenzungselement kann beispielsweise als Zeer-Diode ausgebildet
sein. Der Transistor kann als MOSFET-Transistor ausgebildet sein,
welcher als Längstransistor zwischen dem zweiten Anschluss
und dem Knoten angeordnet ist, wobei der Ausgang der Transistorsteuerschaltung mit
dem Gate des Transistors verbunden ist.
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Die
Induktivität kann beispielsweise als Stabkerndrossel ausgebildet
sein. Eine solche Stabkerndrossel kann, zusätzlich zu ihrer
Funktion im Rahmen der Spannungsbegrenzungsschaltung, zur Reduzierung
der leitungsgebundenen EMV-Abstrahlung ausgelegt werden, so dass
die Stabkerndrossel mit einer doppelten Funktionalität
versehen werden kann.
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Die
Transistorsteuerschaltung kann eine Komparatorschaltung aufweisen,
die die Ausgangsspannung mit einer oberen Grenzspannung vergleicht
und den Transistor ausschaltet, wenn die Ausgangsspannung die obere
Grenzspannung überschreitet. Auf diese Weise wird gewährleistet,
dass die Ausgangsspannung die obere Grenzspannung nicht überschreitet.
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Die
Transistorsteuerschaltung kann ferner eine Komparatorschaltung aufweisen,
die die Ausgangsspannung mit einer unteren Grenzspannung vergleicht
und den Transistor ausschaltet, wenn die Ausgangsspannung die untere
Grenzspannung unterschreitet. Wenn sich die obere Grenzspannung von
der unteren Grenzspannung unterscheidet, dann ist die Komparatorschaltung
hysteresebehaftet.
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ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren
der Zeichnungen angegebenen Ausführungsbeispiele näher
erläutert. Es zeigt dabei:
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1 ein
Schaltungsdiagramm, welches eine Spannungsbegrenzungsschaltung nach
einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
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2 ein
Schaltungsdiagramm, welches eine Spannungsbegrenzungsschaltung nach
einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
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3A einen
Graphen, der den Verlauf der Generatorspannung U_Batt für
den Fall eines Load-Dumps darstellt;
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3B einen
Graphen, der den Verlauf der Ausgangsspannung U_out und der Spannung
U_D1 darstellt;
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4A einen
vergrößerten Ausschnitt aus 3A;
und
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4B einen
vergrößerten Ausschnitt aus 3B.
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In
allen Figuren der Zeichnungen sind gleiche bzw. funktionsgleiche
Elemente – sofern nichts Anderes angegeben ist – mit
gleichen Bezugszeichen versehen worden.
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches eine Spannungsbegrenzungsschaltung 10 nach
einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Eingangsseitig
weist die Spannungsbegrenzungsschaltung 10 einen ersten
Anschluss 11 und einen zweiten Anschluss 12 auf
und ausgangsseitig weist die Spannungsbegrenzungsschaltung 10 einen
dritten Anschluss 13 und einen vierten Anschluss 14 auf.
Der zweite Anschluss 12 ist mit dem vierten Anschluss 14 verbunden
und beide sind an Masse angeschlossen bzw. liegen auf Massepotential.
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Der
Generator (Lichtmaschine) eines Fahrzeugs erzeugt eine Gleichspannung
U_batt, welche über einen Kabelbaum mit einer Induktivität
L1 und einem Widerstand R1 an beliebigen Orten im Fahrzeug zur Verfügung
gestellt werden kann. Ein Ende des Kabelbaums ist an den ersten
Anschluss 11 angeschlossen.
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Der
negative Pol des Generators ist mit dem zweiten Anschluss 12 verbunden. Über
den ersten Anschluss 11 und den zweiten Anschluss 12 kann
somit die vom Generator bereitgestellte Gleichspannung U_batt abgegriffen
werden. Hierbei ist zu beachten, dass der Widerstand des Kabelbaums
einen leichten Spannungsabfall verursachen kann, so dass die an
den Anschlüssen 11 und 12 zugeführte
Spannung nicht unbedingt identisch mit der Generatorspannung U_batt
ist.
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Am
ausgangsseitigen dritten Anschluss 13 vorgesehen wird eine
Ausgangsspannung U_out bereitgestellt. Diese Ausgangsspannung U_out
wird von der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 so geregelt,
dass sie auch im Falle eines Load-Dumps eine Maximalspannung von
40 V nicht überschreitet. Folglich ist es möglich,
Steuergeräte (oder andere Schaltungsmodule) zwischen dem
dritten Anschluss 13 und dem Masseanschluss 14 anzuschließen,
die auf eine Maximalspannung von lediglich 40 V ausgelegt sind.
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Im
Folgenden wird zunächst die Schaltungsanordnung der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 nach
der ersten Ausführungsform beschrieben. Eine Zener-Diode
D1 ist als Load-Dump-Diode zwischen den ersten Anschluss 11 und
den zweiten Anschluss 12 (Masse) geschaltet, wobei die
Kathode der Zener-Diode D1 mit dem ersten Anschluss 11 und
die Anode der Zener-Diode D1 mit dem zweiten Anschluss 12 verbunden
ist. Über die Zener-Diode D1 fällt die Spannung
U_D1 ab.
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Ein
Transistor T1 ist zwischen dem ersten Anschluss 11 und
einem Knoten 18 angeordnet. Der Transistor T1 ist ein MOSFET-Transistor,
dessen Drain mit dem ersten Anschluss 11 und dessen Source
mit dem Knoten 18 verbunden ist.
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Zwischen
dem Knoten 18 und dem dritten Anschluss 13 ist
eine Spule L2 angeordnet. Diese Spule L2 kann beispielsweise als
Stabkerndrossel ausgebildet sein, und zusätzlich dazu geeignet
sein, die leitungsgebundene EMV-Abstrahlung zu reduzieren.
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Weiterhin
ist eine Transistorsteuerschaltung 17 vorgesehen, die eine
Komparatorschaltung 15 und eine Treiberschaltung 16 aufweist.
Die Komparatorschaltung 15 weist zwei Eingänge
und einen Ausgang auf. Ein erster Eingang der Komparatorschaltung 15 ist
mit dem dritten Anschluss 13 verbunden und ein zweiter
Eingang der Komparatorschaltung 15 ist mit dem vierten
Anschluss 14 (Masse) verbunden. Der Ausgang der Komparatorschaltung 15 ist
mit einem Eingang der Treiberschaltung 16 verbunden, welche
ausgangsseitig an das Gate des Transistors T1 angeschlossen ist.
Weiterhin wird der Treiberschaltung 16 wie dargestellt
auch die Source-Gate-Spannung des Transistors T1 zugeführt.
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Zwischen
den Masseanschluss 14 und den Knoten 18 ist eine
Freilaufdiode D2 angeschlossen, wobei die Anode der Freilaufdiode
D2 mit dem Massenanschluss 14 und die Kathode der Freilaufdiode D2
mit dem Knoten 18 verbunden ist.
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Schließlich
ist zwischen dem dritten Anschluss 13 und dem vierten Anschluss 14 ein
Kondensator C1 vorgesehen. Dieser dient auch als Pufferkondensator
und weist eine große Kapazität auf. Zwischen die
ausgangsseitigen Anschlüsse 13 und 14 können
Lasten, wie z. B. ein Steuergerät angeschlossen werden.
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Die
Transistorsteuerschaltung 17 erfüllt folgende
Funktion: An den beiden Eingängen der Komparatorschaltung 15 liegen
die Potentiale der Anschlüsse 13 und 14 an.
Die Komparatorschaltung 15 vergleicht die Differenz zwischen
diesen beiden Potentialen, also die Spannung U_out mit einer Referenzspannung
beispielsweise von 36 V. Wenn die Spannung U_out die Referenzspannung
von 36 V übersteigt, dann gibt die Komparatorschaltung 15 ein entsprechendes
Steuersignal an die Treiberschaltung 16 aus. Die Treiberschaltung 16 schaltet
daraufhin den Transistor T1 aus, indem sie das Gate des Transistors
T1 entsprechend ansteuert.
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Die
Komparatorschaltung 15 ist hysteresebehaftet. Dies bedeutet,
dass die Treiberschaltung 16 den Transistor T1 ausgeschaltet
lässt, bis die Ausgangsspannung U_out unter eine zweite
Referenzspannung fällt, die beispielsweise 33 V betragen kann.
Die erste und die zweite Referenzspannung von 33 bzw. 36 V stellen
somit eine obere und eine untere Grenzspannung (U_min) dar.
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Im
Folgenden wird die Operationsweise der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 anhand
der 3A und 3B sowie 4A und 4B erläutert. 3A zeigt
einen Graphen, der den Verlauf der Generatorspannung U_Batt für
den Fall eines Load-Dumps darstellt. 3B zeigt
einen Graphen, der den entsprechenden Verlauf der Ausgangsspannung
U_out und der Spannung U_D1 über der Zener-Diode D1 darstellt. 4A zeigt
einen vergrößerten Ausschnitt aus 3A und 4B zeigt
einen vergrößerten Ausschnitt aus 3B.
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Vom
Generator wird im Normalbetrieb eine Generatorspannung von beispielsweise
etwa 24 V bereitgestellt. In diesem Zustand ist der Transistor T1 eingeschaltet.
Der interne Widerstand des Kabelbaums bewirkt einen leichten Spannungsabfall,
so dass die an den Anschlüssen 11 und 12 anliegende Generatorspannung
sowie die Ausgangsspannung U_out beispielsweise etwa 20 V betragen.
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Die
Fahrzeugbatterie wird bei laufendem Motor durch die vom Generator
bereitgestellte Generatorspannung U_Batt aufgeladen. Dabei kann
sie beispielsweise an die Anschlüsse 11 und 12 angeschlossen
sein. Wird die Batterie in diesem Zustand vom Generator getrennt,
zum Beispiel weil sich ein Anschluss der Batterie beispielsweise
durch Wackelkontakt gelöst hat, dann tritt wie oben beschrieben ein
Load-Dump-Puls auf: Durch das Wegfallen der Batterielast sinkt die
Gesamtlast mit welcher der Generator belastet wird. Daraufhin steigt
die vom Generator bereitgestellte Generatorspannung stark an, und
zwar innerhalb von wenigen Millisekunden auf bis zu 200 V. Dies
ist in 3A dargestellt.
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Gleichzeitig
mit dem Load-Dump-Puls steigt auch die Spannung U_D1, die über
der Zener-Diode D1 abfällt, also die Spannung über
die Anschlüsse 11 und 12, und, da der
Transistor T1 eingeschaltet ist, auch die Ausgangsspannung U_out. Übersteigt
die Ausgangsspannung U_out nun die obere Grenzspannung (U_max) von
36 V, dann wird dieses Übersteigen der oberen Grenzspannung
von der Komparatorschaltung 15 erfasst und die Komparatorschaltung 15 gibt
ein Signal an die Treiberschaltung 16 aus, welches die
Treiberschaltung 16 veranlasst, den Transistor T1 abzuschalten.
In diesem Zustand versucht die Induktivität L2 der Stabdrossel
den fließenden Strom aufrechtzuerhalten und lädt
den Kondensator C1 auf. Durch die Freilaufdiode D2 wird der Stromkreis
komplettiert. Mit anderen Worten, ein (mit der Zeit abnehmender)
Strom fließt durch die Drossel L2, über den (relativ
groß dimensionierten) Kondensator C1 und über
die Freilaufdiode D2 zurück zur Drossel L2.
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In
dieser Situation dient der Kondensator C1 als Energiespeicher und
eventuell an den Klemmen 13 und 12 angeschlossene
Lasten, wie z. B. ein Steuergerät, werden aus der im Kondensator
C1 gespeicherten elektrischen Energie gespeist. Somit sinkt die
Spannung U_out. Fällt nun die Spannung U_out unter die
untere Grenzspannung von 33 V, dann wird dieses Unterschreiten der
unteren Grenzspannung von der Komparatorschaltung 15 erfasst
und die Komparatorschaltung 15 gibt ein Signal an die Treiberschaltung 16 aus,
welches die Treiberschaltung 16 veranlasst, den Transistor
T1 wieder einzuschalten.
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Aufgrund
des eingeschalteten Transistors T1 beginnt die Ausgangsspannung
U_out nun wieder zu steigen und der oben beschriebene Vorgang wiederholt
sich. Das Ergebnis ist eine, wie in 3B dargestellt,
zunächst im Wesentlichen zwischen den Werten 34 V und 37
V zick-zack-förmig verlaufende Ausgangsspannung U_out.
Aufgrund der weiterhin ansteigenden Spannung U_batt werden dabei
die Abstände zwischen den Spannungsspitzen von U_out kürzer.
Ferner wird die Flanke, mit der die Ausgangsspannung U_out bei eingeschaltetem
Transistor T1 ansteigt mit zunehmender Eingangsspannung U_batt steiler,
so dass aufgrund der Signallaufzeiten in der Transistorsteuerschaltung 17 der
Transistor T1 erst abgeschaltet wird, wenn die Eingangsspannung U_batt
auf eine Spannung oberhalb der oberen Grenzspannung von 37 V angestiegen
ist. Allerdings steigt die Ausgangsspannung U_out auch bei einer Spannung
U_batt von maximal 200 V nicht oder nur unwesentlich über
40 V.
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3B zeigt
ferner die Spannung U_D1, die über die Zeer-Diode D1 abfällt.
U_D1 steigt zunächst mit der Ausgangsspannung U_out an.
In dem Moment, in dem die Treiberschal tung 16 den Transistor T1
abschaltet, versucht die Kabelbauminduktivität den Stromfluss
vom Generator zum Anschluss 11 aufrechtzuerhalten, so dass
die Spannung U_D1 rapide ansteigt. Die Zener-Diode D1 hat, je nach
Temperatur und Strom der Diode, eine Durchbruchsspannung von beispielsweise
etwa 44 V. Bei Erreichen dieser Durchbruchsspannung wird die Zener-Diode D1
niederohmig, so dass die Spannung U_D1 im Wesentlichen auf diese
Durchbruchspannung begrenzt wird. Wenn T1 von der Treiberschaltung 16 wieder leitend
geschaltet wird, dann steht dem Strom durch L1 auch wieder der Zweig
durch den Transistor T1 und die Drossel L2 zur Verfügung,
so dass in diesem Moment die Spannung U_D1 rapide abfällt.
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Zwar
beträgt der Nennwert der Durchbruchspannung der Zener-Diode
D1 etwa 44 V, allerdings ist diese Durchbruchspannung sehr stark
von ihrer Temperatur und ihrem Strom abhängig. Mit der
Zeit heizt sich die Zener-Diode D1 auf, so dass auch die Durchbruchspannung,
wie in 3B dargestellt, auf über
50 V ansteigt.
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Wie
aus 3B ersichtlich ist, liegt die Ausgangsspannung
U_out auch bei lang anhaltenden Load-Dump-Pulsen bei maximal etwa
40 V. Dies bedeutet, dass am Ausgang Lasten angeschlossen werden
können, die lediglich für eine Maximalspannung
von 40 V ausgelegt sind.
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2 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches eine Spannungsbegrenzungsschaltung 20 nach
einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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Wenn
bei der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 im Falle eines
Load-Dumps der Transistor T1 sperrt und die Diode D2 leitend wird,
dann wird das Potential des Knotens 18 auf Masse oder sogar
etwa –1 V heruntergezogen. Folglich ist die Source-Drain-Spannung
von T1 im Wesentlichen identisch mit U_D1 und kann hohe Werte von über
50 V annehmen. Der Transistor T1 müsste für dementsprechend
hohe Spannungen ausgelegt sein, um ein Durchbrechen des Transistors
T1 zu verhindern. Die Spannungsbegrenzungsschaltung 20 der
zweiten Ausführungsform ist dagegen so ausgelegt, dass auch
ein Transistor T1 mit einer geringeren Durchbruchspannung eingesetzt
werden kann.
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Die
Spannungsbegrenzungsschaltung 20 unterscheidet sich insofern
von der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 in 1,
dass anstelle der Freilaufdiode D2 eine Freilaufdiode D3 vorgesehen ist.
Die Anode der Freilaufdiode D3 ist mit dem dritten Anschluss 13 verbunden
und die Kathode der Freilaufdiode D3 ist mit dem Knoten 18 verbunden.
Die Freilaufdiode D3 ist also antiparallel zu der Drossel L1 geschaltet.
Andere Aspekte der Spannungsbegrenzungsschaltung 20 gleichen
der Spannungsbegrenzungsschaltung 10 und werden daher im
Folgenden nicht näher erläutert.
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Auch
die Diode D3 dient also als Freilaufdiode für den Strom,
der durch die Drossel L1 fließt, wenn der Transistor T1
abschaltet. Weiterhin bewirkt die Diode D3, dass der maximale Spannungsabfall über
den Transistor T1 (also die maximale Source-Drain-Spannung von T1)
nie größer werden kann als die Differenz zwischen
der Zener-Diodenspannung U_D1 und der Ausgangsspannung U_out, also U_D1 – U_out.
Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Knoten 18 nämlich
nicht wie in der ersten Ausführungsform auf Masse gezogen.
Folglich kann ein Transistor T1 mit einer geringeren Durchbruchspannung
eingesetzt werden, zum Beispiel ein 40 V-FET.
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Obwohl
die obige Ausführungsform vorstehend anhand von bevorzugten
Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist sie darauf
nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art
und Weise modifizierbar. Insbesondere sind verschiedene Merkmale der
oben beschriebenen Ausgestaltungen miteinander kombinierbar.
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So
wurde in den beiden oben beschriebenen Ausführungsbeispielen
jeweils eine Freilaufdiode verwendet. Es ist jedoch auch möglich,
bei entsprechender Dimensionierung der Drossel L2 und geeigneter
zulässiger Avalancheenergie des Transistors T1, auf die
Freilaufdiode zu verzichten. Die Freilaufdiode D2 bzw. D3 ist also
optional.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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