DE102007022262A1

DE102007022262A1 - Kommunikationssystem und Verfahren zum Auswählen dessen Codeworts

Info

Publication number: DE102007022262A1
Application number: DE102007022262A
Authority: DE
Inventors: Chung-Lien Jhongli Ho; Ta-Sung Lee
Original assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Current assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Priority date: 2006-09-18
Filing date: 2007-05-09
Publication date: 2008-03-27
Also published as: TW200816730A; US20080069054A1; US7764745B2

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem mit einer Vielzahl von Sendeantennen und einer Vielzahl von Empfangsantennen sowie ein Verfahren zur Codewortauswahl in diesem Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem. Um eine optimale Leistung bei möglichst geringer Berechnungskomplexität sowie eine anpassbare Übertragungsstrategie für die Datenübertragung zu ermöglichen, sieht das erfindungsgemäße Kommunikationssystem einen Sender, der Codewortkandidaten bereitstellt, und einen Empfänger, der Codewortkandidaten empfängt und Bitfehlerraten bestimmt, wobei jeweils eine der Bitraten zu einem der Codewortkandidaten entsprechend einer Decodierungsstrategie korrespondiert, vor, wobei der Empfänger einen Codewortkandidaten mit minimaler Bitfehlerrate findet und ein Auswahlsignal an den Sender sendet, und der Sender ein Codewort für die Datenübertragung entsprechend zu dem Auswahlsignal bestimmt. Das Verfahren umfasst die Schritte: Bereitstellen von Codewortkandidaten durch einen Sender, Empfangen der Vielzahl von Codewortkandidaten durch einen Empfänger zur Bestimmung von Bitfehlerraten, wobei jeweils eine der Bitraten zu einem der Codewortkandidaten entsprechend einer Decodierungsstrategie korrespondiert, Finden eines Codewortkandidaten mit minimaler Bitfehlerrate undstimmen eines Codeworts für die Datenübertragung entsprechend des Auswahlsignals.

Description

Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO) oder so genanntes Vielfach-Eingangs-Vielfach-Ausgangs-Kommunikationssystem und ein Codewortauswahlverfahren von Raum-Zeit-Codeworten.
Beschreibung des Stands der Technik
Wegen der Notwendigkeit für höhere Datenübertragungsraten bei Kommunikationssystemen wird sehr stark nach Technologien zur Verbesserung der Datenübertragungsrate und Verbindungsqualität geforscht, wie beispielsweise effiziente Codierung, Modulation und Signalverarbeitung. Aufgrund dessen werden Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssysteme mit einem Array oder einer sogenannten Matrix von Antennen (d.h. vielfache Antennen) sowohl beim Sender als auch beim Empfänger weithin benutzt, um eine signifikante Erhöhung der Datenrate und Verbindungsqualität ohne Bandbreitenerhöhung zu erreichen, so dass sie folglich dazu geeignet sind, anspruchsvollen Dienstanforderungen bei der nächsten Generation der kabellosen Übertragung zu erreichen. Kernstück von MIMO-Systemen ist die Raum-Zeit-Codierung oder sogenannte Space-Time-Codierung (STC). Die zwei Hauptfunktionen der STC sind das räumliche Multiplexing oder sogenannte Spatial Multiplexing (SM) und die Sendediversität oder sogenannte Transmit Diversity (TD). Durch Übertragung redundanter Kopien des Signals über unterschiedliche Sendeantennen, TD, wie beispielsweise Raum-Zeit-Block-Code oder sogenannter Space-Time-Block-Code (STBC) oder Raum-Zeit-Trellis-Code oder sogenannter Space-Time-Trellis-Code (STTC), kann eine exzellente Verbindungsqualität erreicht werden. Durch Übertragung der unterschiedlichen Daten eines Signals über unterschiedliche Sendeantennen, SM, wie beispielsweise geschichtetem Raum-Zeit-Code oder sogenanntem Layered Space-Time-Code (LSTC) oder Bell Labs geschichteten Raum-Zeit-Techniken oder sogenannten Bell Labs Layered Space-Time-Techniken (BLAST) kann eine hohe spektrale Effizienz erreicht werden.
1 zeigt ein konventionelles System, das STBC anwendet, wobei zwei Symbole über Raum- und Zeitbereich übertragen werden. 2 zeigt eine andere STC-Technik, welche mit Q = 2 Alamouti's Codes kombiniert wird. Diese Technik wird als doppelte Raum-Zeit-Sende-Diversität oder sogenannte Double Space-Time-Transmit-Diversity (DSTTD) bezeichnet. Das ST-Codewort für die DSTTD lautet
wobei die Coderate R = 2 und die Diversitätsverstärkung 2 ist. Auch wenn die DSTTD ein einfaches Codierungsverfahren ist, dass zum gleichzeitigen Verbessern der Diversitätsverstärkung und der räumlichen Multiplexingverstärkung geeignet ist, ist das zugehörige Decodierungsverfahren jedoch komplexer als das der STBC. Darüberhinaus ist die Codewortstruktur unflexibel, was zu einer schlechten Leistung führt.
TD kann die Signalverbindungsqualität verbessern, aber die spektrale Effizienz ist schlecht. Alternativ stellt SM eine hohe Datenübertragungsrate bereit, bietet aber schlechten Schutz gegen Signalauslöschung. Folglich ist ein Kompromiss zwischen TD und SM nötig, um die optimale Leistung zu erzielen.
Es wird gezeigt, dass die Empfängeroperationen einfach sein sollten, um ein effizientes Decodieren und eine verringerte Empfängerentwurfskomplexität bereitzustellen. Als Antwort auf STC auf der Senderseite ist der Empfänger vorzugsweise dazu geeignet, dass codierte Signal zu Decodieren und Interferenzlöschung oder sogenannte Interference Cancellation und Signaldetektion für das empfangene Signal durchzuführen.
Auch wenn die ML-Detektion die beste Leistung zu Verfügung stellt, ist Ihre Berechnungskomplexität größer als die anderer Verfahren. Eine geeignete Lösung zwischen Leistung und Berechnungskomplexität ist die geordnete aufeinander folgende Interferenzlöschung oder sogenannte Ordered-Successive-Interference-Cancellation-(OSIC)-Detektion, welche die Interferenzlöschung und Signaldetektion für empfangene Signale durch Sortieren und Verwenden einer aus einer vorhergehenden Iteration resultierenden Operation durchführt. Wenn z. B. die Signale des mobilen Benutzers 1 und mobilen Benutzers 2 beide beim Empfänger empfangen werden, wird zuerst das Signal des mobilen Benutzers 1 detektiert und darin enthaltenen Interferenzen gelöscht, um die Signale des mobilen Benutzers 2 auf Basis der OSIC-Detektion zu erhalten. Die Berechnungskomplexität der OSIC-Detektion ist geringer als die der ML, erzielt aber die gleiche Leistung.
Bei einem zeitlich variierenden kabellosen Kanal benötigten sowohl der Sender als auch der Empfänger eine anpassbare Übertragungsstrategie für die Datenübertragung, um Signalausfälle in einem Versuch der Verbesserung der besten Dienstqualität handzuhaben. Folglich sind anpassbare Übertragungsstrategien für die Datenübertragung in MIMO-Systemen erwünscht.
Kurze Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung stellt ein Verfahren zur Auswahl eines Codeworts in einem Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem bereit. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Ein Sender stellt Codewortkandidaten bereit; ein Empfänger empfängt die Codewortkandidaten und berechnet entsprechend einer Decodierungsstrategie den Bitfehlerratenwert oder sogenannten Bit Error Rate Wert (BER) für jeden Codewortkandidaten; der Empfänger wählt einen Codewortkandidaten, der einen minimalen BER-Wert hat, und sendet ein Auswahlsignal an den Sender. Und ein Sender bestimmt ein Codewort für die Datenübertragung entsprechend des ausgewählten Signals.
Die Erfindung betrifft ebenso ein Kommunikationssystem mit einer Vielzahl von Sendeantennen und einer Vielzahl von Empfängerantennen. Das Kommunikationssystem umfasst zumindest einen Sender und einen Empfänger. Der Sender stellt Codewortkandidaten bereit. Der Empfänger empfängt die Codewortkandidaten und bestimmt Bitfehlerraten, wobei jeweils eine zu einem Codewortkandidaten entsprechend einer Decodierungsstrategie korrespondiert. Der Empfänger findet einen Codewortkandidaten mit der minimalen Bitfehlerrate und sendet ein Auswahlsignal an den Sender, und der Sender bestimmt ein Codewort für die Datenübertragung entsprechend des Auswahlsignals.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung kann besser durch Lesen der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und Beispiele mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen verstanden werden. Diese zeigen:
1 eine schematische Illustration eines herkömmlichen Systems, das einen Raum-Zeit-Block-Code anwendet;
2 eine schematische Illustration eines anderen herkömmlichen Systems, das einen anderen Raum-Zeit-Block-Code anwendet;
3 eine Ausführung eines erfindungsgemäßen Kommunikationssystems;
4 ein Flussdiagramm eines Codewortauswahlverfahrens entsprechend eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
5 bzw. 6 jeweils ein Betriebsflussdiagramme auf der Sender- bzw.
Empfängerseite entsprechend des in 4 gezeigten Codewortauswahlverfahrens;
7 ist eine schematische Illustration eines Ausführungsbeispiels einer Optimum-Filter-Kanal-Matrix- oder sogenannten Matched-Filter Channel-Matrix-(MFCM)-Struktur entsprechend der Erfindung;
8a bis 8e schematische Illustrationen von fünf möglichen G-STBC-Codewörtern für die 10 Senderantennen eines Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Eine beispielhafte Ausführung eines MIMO-Kommunikationssystems und eines Verfahrens zu dessen Codewortauswahl, welches die zwei Konzepte von SM- und TD-Techniken gleichzeitig mit einer beliebigen Anzahl von Antennen beim Sender kombiniert, um sowohl die hohe Verbindungsqualität als auch die hohe spektrale Effizienz oder sogenannte Spectrum Efficiency (SE) zu erreichen, wird bereitgestellt. Andererseits wird ein gruppenweise rekursionsbasierter OSIC-Detektor durch Integration der orthogonalen Strukturen von orthogonalen Raum-Zeit-Block-Codierungen (O-STBCs) entwickelt, um die Berechnungslast des Empfängers weiter zu reduzieren. Darüberhinaus werden die flexiblen G-STBCs gebildet und eine optimale Codewortstruktur, welche die minimale Bitfehlerrate (BER) für die Datenübertragung erreicht, wird mit begrenzter Rückkoppelinformation ausgewählt.
Die folgende Beschreibung zeigt die beste Ausführungsart der Erfindung. Die Beschreibung dient zum Zweck der Erläuterung der grundlegenden Prinzipien der Erfindung und sollte nicht in limitierender Weise verstanden werden. Der Umfang der Erfindung wird am besten mit Bezug auf die begleitenden Ansprüche bestimmt.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Kommunikationssystems. Das Kommunikationssystem 300 umfasst mindestens einen Sender 310 und einen Empfänger 320. Es ist zu berücksichtigen, dass das erfindungsgemäße Kommunikationssystem eine Übertragungsarchitektur ist, die einen Empfänger und einen Sender in einem MIMO-System hat. Der Sender 310 umfasst ein Demultiplexingmodul 312, einen Modulator 314, einen gruppenweisen Raum-Zeit-Block-Code- oder sogenannten Group-Space-Time-Block-Code-(G-STBC) Encoder 316, eine Steuerung oder sogenannten Controller 318 und N Sendeantennen T1~TN. Die Sendeantennen T1~TN werden in Q Antennengruppen aufgeteilt, wobei jede Antennengruppe aus zwei bis vier Antennen besteht. Der Empfänger 320 umfasste einen Raum-Zeit-Code-Optimalfilter oder sogenannten Space-Time-Code-Matched-Filter (MF) 322, einen gruppenweisen OSIC-Detektor 324, einen Multiplexer 326 und M Empfängerantennen R1~RN, wobei M ≥ Q.
Zuerst erzeugt das Demultiplexingmodul 312 auf der Senderseite vielfache Datenunterströme auf Basis der Eingangsdatenquellen. Die Datenunterströme werden durch den Modulator 314 zu den Datensymbolen moduliert und durch Ausführung einer Raum-Zeit-Codierung entsprechend einer durch den Gruppen-Raum-Zeit-Block-Code-(G-STBC)-Encoder 316 ausgewählten Codewortstruktur unterzogen. Zuletzt werden diese codierten Daten über Sendeantennen T1~TN zum Empfänger 328 gesendet. In diesem Ausführungsbeispiel repräsentiert eine Codewortstruktur die Anzahl der verwendeten Antennen und die Zeit zur Übertragung des Datensymbols.
Folglich empfängt der Empfänger 320 auf der Empfängerseite die vom Sender übertragenen Signale und decodiert die Signale mittels des Raum-Zeit-Optimalfilters oder sogenannten Space-Time-Matched-Filters 322. Der Raum-Zeit-Optimalfilter 322 ist eine Optimalfilter-Kanalmatrix oder sogenannte Matched-Filter-Canal-Matrix (MFCM), in welcher der Raum-Zeit-Code-Optimalfilter 322 die Raumdimension des empfangenen Signals auf Basis der MFCM reduzieren kann, um eine weitere Decodierung durch den gruppenweisen OSIC-Detektor 324 durchzuführen. Die Decodierungsoperationen und -format der MFCM werden nachfolgend detailliert beschrieben. Als nächstes empfangt der gruppenweise OSIC-Detektor 324 die Signale nach der Bearbeitung durch den Raum-Zeit-Code-Optimalfilter 322, und führt Interferenzlöschung und Signaldetektion auf Basis eines OSIC-Detektionsschematas aus. Im Allgemeinen ist das Verfahren der Signaldetektion auf die auf der Senderseite verwendete Modulationsmethode bezogen. Der Empfänger wendet beispielsweise BPSK-Signaldetektion oder QPSK-Signaldetektion an, wenn die BPSK-Modulation oder die QPSK-Modulation auf der Senderseite angewendet wird. Mit anderen Worten, die Detektion hängt von dem verwendeten Modulationsverfahren ab. Die Decodierung der BPSK-Modulation bezieht sich auf die Detektion von realwertigen Symbolen und die Decodierung der QPSK-Modulation bezieht sich auf die Detektion von komplexwertigen Symbolen. Folglich werden beide Detektionen, die der realwertigen und der komplexwertigen Symbole, nachfolgend im Detail diskutiert.
Falls die Detektion für realwertige Symbole ist, kann beispielsweise eine antennengruppenweise OSIC-Detektionsstrategie direkt ausgeführt werden, so dass alle Symbole einer Antennengruppe zur gleichen Zeit bei jeder OSIC-Iteration detektiert werden können. Falls die Detektion für komplexwertige Symbole ist, müssen zusätzlich zur antennengruppenweisen OSIC-Detektionsstrategie andere Detektionsstrategien, wie eine zweistufige Detektion oder rekursionsbasierte Detektionsstrategie, zur Signaldetektion verwendet werden. Der Grund hierfür ist, das nur eine Hälfte der Symbole (z. B. L_q realwertige Symbole) von einem Einheitsblock mit 2L_q realwertigen Symbole bei jeder OSIC-Iteration gleichzeitig detektiert werden können, falls die Detektion für komplexwertige Symbole ist. Tatsächlich sind diese detektieren Symbole entweder ein Realteil (Re) oder ein Imaginärteil (Im) der mit einer Antennengruppe verknüpften komplexwertigen Symbole. Für die antennengruppenweise Detektion der komplexwertigen Symbole werden alle die Realteile (Re) der mit einer Antennengruppe verknüpften Symbole anteilsmäßig mit dem Imaginärteil (Im) der mit der gleichen Antennengruppe verknüpften Symbole verteilt, um eine Matrixstruktur zu erhalten, welche der Matrixstruktur mit den realwertigen Symbole gleicht, so dass die vorher beschriebene gruppenweise OSIC-Detektionsstrategie zur Detektion der komplexwertigen Symbole angewendet werden kann.
Der erste Schritt der zweistufigen Detektionsstrategie detektiert die Antennengruppe, welche eine hohe Verbindungsfähigkeit haben, beispielsweise N_q = 4 oder N_q = 3. Der zweite Schritt der zweistufigen Detektionsstrategie detektiert die Antennengruppen, welche ein niedrigeres Verbindungsvermögen haben, so dass folglich die Berechnungskomplexität reduziert werden kann. Eine rekursiv basierte Implementation wird bei der zweistufigen Detektionsstrategie angewendet, welche die Operationsergebnisse von der vorhergehenden Iteration verwendet, um die Detektionssymbole der nächsten Stufe zu bestimmen, wodurch folglich die Berechnungskomplexität verringert wird. Mit der vorher diskutierten Decodierungsstrategie kann die Berechnungskomplexität und Entwurfskomplexität des Empfängers vereinfacht werden.
Zusätzlich berechnet oder prüft bei diesem Ausführungsbeispiel der gruppenweise OSIC-Detektor 324 eine Tabelle, um Bitfehlerraten (BER), wobei jede zu einer der Antennengruppen gehört, auf Basis von gegebenen Umgebungsparametern zu bestimmen. Nachdem alle Bitfehlerraten gefunden wurden, bestimmt der gruppenweise OSIC-Detektor 324 eine erste Antennengruppe entsprechend der minimalen Bitfehlerrate aus den Bitfehlerraten, und sendet ein Auswahlsignal 328 an den Sender 310, wobei das Auswahlsignal 328 Informationen über die Antennengruppe (d. h. die erste Antennengruppe) mit der minimalen Bitfehlerrate hat.
Auf Basis des vorbeschriebenen gruppenweise OSIC-Detektionsschemas mit geringer Berechnungskomplexität kann eine gruppenweise Raum-Zeit-Codierung ohne Begrenzung der Gesamtanzahl von Antennen entwickelt werden. Wenn unter den Randbedingungen der gesamten Übertragungsleistung und der Bitratenübertragungsbegrenzung verwendet, wird ein Raum-Zeit-Codewort-Auswahlkriterium entsprechend des Leistungserfordernisses der minimalen BER bereit gestellt, so dass folglich ein optimales Codewort für die Datenübertragung ordnungsgemäß ausgewählt wird.
Es sollte angemerkt werden, dass die in der Erfindung verwendete optimale Raum-Zeit-Codewort-Struktur von der Rückkoppelinformation des Empfängers abhängt. Folglich kann der Sender anfangs Pilotsymbole an den Empfänger übertragen, wobei jedes von diesen für ein spezielles Codewortformat steht. Der Empfänger empfängt die Pilotsymbole, berechnet zu den Pilotsymbolen zugehörige Bitfehlerraten und lokalisiert ein Codewort entsprechend der minimalen Bitfehlerrate unter den Bitfehlerraten. Der Sender und der Empfänger verwenden dann die der minimalen BER zugehörige Codewortstruktur für die eigentliche Datenübertragung. Da einige Codewortstrukturen für die Datenübertragung auf der Senderseite ausgewählt werden können, kann ebenso vorgesehen werden, dass durch Senden eines Wiederauswahlsignals vom Sender vom Empfänger verlangt wird, eine andere Codewortstruktur entsprechend einer kleineren BER zur Datenübertragung auszuwählen, wenn die Übertragungsleistung gering ist oder die Umgebung Änderungen benötigt. Folglich wird eine geeignete anpassbare Strategie für die Datenübertragung bereitgestellt.
4 ist ein Flussdiagramm eines Codewortauswahlverfahrens entsprechend eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Sendeantennen werden in Q Antennengruppen aufgeteilt, um mögliche Raum-Zeit-Codewort-Kandidaten entsprechend der Gesamtanzahl N von Sendeantennen durch den Sender 310 bereitzustellen (Schritt S410). In diesem Ausführungsbeispiel kann jede Antennengruppe nur zwei, drei oder vier Antennen enthalten, um die orthogonalen Erfordernisse aufgrund der Verwendung der O-STBC-Codierung zu erfüllen. Die Codewort-Kandidaten können zueinander unterschiedliche Antennenkonfigurationen entsprechend der Gesamtanzahl N der Sendeantennen repräsentieren. Beispielsweise kann, wenn die Gesamtanzahl N der Sendeantennen 10 ist, eine durch einen spezifischen Codewort-Kandidaten repräsentiert Antennenkonfiguration fünf Gruppen aufweisen, wobei jede zwei Antennen der N Sendeantennen repräsentiert und durch Σ1 = (2, 2, 2, 2, 2) dargestellt wird. In gleicher Weise können andere durch einen anderen Codewort-Kandidaten für das gleiche N repräsentierte Antennenkonfigurationen als drei, drei und vier Antennen angeordnet und durch Σ2 = (3, 3, 4) dargestellt werden. Falls es Antennen T1~T10 gibt, werden Antennen T1 und T2 als Antennengruppe gruppiert, und Antennen T3 und T4 werden ebenso als Antennengruppe gruppiert, um Daten entsprechend des Codewort-Kandidaten der Antennenkonfiguration Σ1 zu übertragen. Alternativ werden Antennen T1, T2 und T3 als eine Antennengruppe gruppiert, um Daten zur gleichen Zeit entsprechend eines Codewort-Kandidaten der Antennenkonfiguration Σ2 zu senden. Ebenso werden Q Antennengruppentypen zum Empfänger 320 gesendet. Der Empfänger 320 empfängt diese Codewort- Kandidaten (Antennengruppentypen) (Schritt S420), und bestimmt durch Berechnen oder Suchen einer Tabelle alle Bitfehlerraten, wobei jede zu einem der Raum-Zeit-Codewort-Kandidaten gehört (Schritt S430). Eine detaillierte Beschreibung der Schritte zum Berechnen oder Suchen in einer Tabelle wird nachfolgend bereitgestellt. Der Empfänger 320 bestimmt einen ersten Codewort-Kandidaten entsprechend der minimalen BER, und sendet ein Auswahlsignal mit dem ersten Codewort-Kandidaten an den Sender 310 zurück (Schritt S440). Daraufhin bestimmt der Sender 310 eine optimale Codewortstruktur für die Datenübertragung entsprechend der durch das Auswahlsignal gekennzeichneten Codewortstruktur (Schritt S450). Und der Sender 310 und der Empfänger 320 verwenden die optimale Codewortstruktur zum Durchführen der Datenübertragung (Schritt S460).
5 bzw. 6 zeigen Betriebsflussdiagramme der Sendeseite entsprechend des in 4 gezeigten Codewortauswahlverfahrens. Wie in 5 gezeigt, sind die Sendeantennen in Q Antennengruppen entsprechend der Gesamtanzahl N der Sendeantennen aufgeteilt, um mögliche Codewortkandidaten durch den Sender 310 zu erzeugen (Schritt S510). Charakteristiken des Raum-Zeit-Codeworts einschließlich Coderate, Diversitätsverstärkung und Berechnungskomplexität des Empfängers können durch die Struktur der Antennengruppen (d. h. der Codewortstruktur) beeinflusst werden. Für die Gesamtanzahl N der Sendeantennen kann die Struktur der Antennengruppe AG1 eine zu der der anderen Antennengruppe AG2 unterschiedliche Coderate ergeben, selbst wenn die Anzahl der Antennen in Antennengruppen AG1 und AG2 die gleiche ist. Darüber hinaus kann eine Vielzahl von Diversitätsverstärkungen durch unterschiedliche Antennengruppenstrukturen erhalten werden, was eine unterschiedliche Übertragungsverbindungsqualiät erzeugt. Weiter kann die Berechnungskomplexität des Empfängers, basierend auf der gruppenweise OSIC-Detektionsregel, geändert werden, wenn die Struktur der Antennengruppe unterschiedlich ist. Folglich müssen alle drei Charakteristiken des Raum-Zeit-Codeworts, nämlich Coderate, Diversitätsverstärkung und Berechnungskomplexität des Empfängers, bei der Auswahl eines optimalen Raum-Zeit-Codeworts berücksichtigt werden. Alle möglichen Raum-Zeit-Codewort-Kandidaten Σ^N und hierzu entsprechenden Coderaten R^N für die Gesamtanzahl N der Antennen 2 bis 16 sind in Tabelle 3 aufgelistet. In Tabelle 3 repräsentiert J^N die Anzahl von möglichen Codeworten, S^N repräsentiert die durch jedes Codewort dargestellte Antennenkonfiguration, und L N repräsentiert die zur Durchführung einer OSIC-Detektion benötigte Iterationen, wenn die Gesamtanzahl der Antennen N ist. Folglich korrespondiert eine Gesamtanzahl N zu einer Codewortstruktur.
8a bis 8e sind schematische Illustrationen von fünf möglichen Codewörtern (3, 3, 4), (2, 4, 4), (2, 2, 3, 3), (2, 2, 2, 4) bzw. (2, 2, 2, 2, 2), wenn in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung die Gesamtanzahl N der Sendeantennen 10 ist. Beispielsweise repräsentiert in 8c (2, 2, 3, 3) die G-STBC Codewortstruktur des Codeworts (d. h. Antennengruppenstruktur) wenn die Gesamtanzahl N der Sendeantennen 10 ist, welche in vier Antennengruppen (Q = 4) aufgeteilt ist. In diesem Beispiel wird eine 2 × 2 STBC für Antennengruppen mit zwei Antennen und eine 3 × 8 STBC für Antennengruppen mit drei Antennen verwendet, wobei alle in jeder Antennengruppe verwendeten STBCs orthogonale STBCs (O-STBC) sind. Es wird davon ausgegangen, dass die Symbolzeitlänge der in 8 gezeigten Codewortstruktur gleich N = 8 ist. Es ist aus den 8a bis 8e bekannt, dass die Codewortstruktur bestimmt wird, sobald die Struktur der Antennengruppe bestimmt ist, wenn alle Raum-Zeit-Codes entsprechend jeder Gruppe orthogonal sind.
Als nächstes werden mögliche Raum-Zeit-Codewort-Kandidaten an den Empfänger 320 gesendet (Schritt S520). Dann wird erwartet, dass der Empfänger 320 mindestens eine Rückkoppelinformation zurücksendet. Folglich wird bestimmt, ob der Empfänger 320 die Rückkoppelinformation zurücksendet (Schritt S530). Falls nicht (Nein in Schritt S530) geht der Prozess zurück zu Schritt S530, um zu bestimmen, ob der Empfänger 320 die Rückkoppelinformation zurücksendet. Falls ja (Ja in Schritt S530) bestimmt der Sender 310, ein Raum-Zeit-Codewort für die Datenübertragung entsprechend des durch die Rückkoppelinformation gekennzeichneten optimalen Codeworts zu verwenden. Abschließend werden die Daten mit dem gewählten optimalen Raum-Zeit-Codewort codiert und dann an den Empfänger zur Datenübertragung gesendet (Schritt S550).
Auf der Empfängerseite, wie in 6 gezeigt, empfängt der Empfänger 320 Raum-Zeit-Codewort-Kandidaten vom Sender 310 (Schritt S610). Ein Codewortkandidat repräsentiert eine spezielle Antennenkonfiguration. Beispielsweise, wenn die Gesamtanzahl von Sendeantennen 10 ist, gibt es fünf mögliche Codewortkandidaten wie in Tabelle 3 gezeigt. Dann wird jede Bitfehlerrate entsprechend einem speziellen Raum-Zeit-Codewort durch Berechnung oder Suchen in einer Tabelle entsprechend der Decodierungsstrategie bestimmt (Schritt S620). Aus Tabelle 3 können, falls N 10 ist, nach Durchführung des Schritts S620 fünf BER-Werte BER1~BER5 erhalten werden. Beispielsweise korrespondiert ein BER-Wert BER1 mit dem Codewort Σ1(2, 2, 2, 2, 2), ein BER-Wert BER2 entspricht dem Codewort Σ2(3, 3, 4) usw. Dann wird ein erster Codewort-Kandidat korrespondierend zum minimalen BER-Wert unter den BERs gefunden (Schritt S630).
Für eine gegebene spektrale Effizienz h(M N / j), wenn eine Übertragungsbitrate R_b (d. h. der Modulationstyp) spezifiziert ist, kann ebenso das Raum-Zeit-Codewort bestimmt werden. Folglich wird unter den Randbedingungen der gesamten Übertragungsleistung P_T und der Übertragungsbitrate R_b das j-te optimale Codewort auf Basis des Kandidaten gewählt, bei dem die Antennenkonfigurationsmenge S N / j die minimale BER-Leistung erreichen kann, wie in der folgenden Gleichung gezeigt:
wobei P_e die gesamte BER des j-ten Codeworts repräsentiert und wie nachfolgend gezeigt berechnet werden kann:
Wie die obige Gleichung zeigt, ist P_e,q(j) die BER der q-ten Antennengruppe im j-ten Modus, wobei der Modus als eine Kombination aus speziellen Raum-Zeit-Codeworten und Modulation bezeichnet wird. Durch Ignorieren von Fehlerfortpflanzungseffekten in allen Iterationen der OSIC-Detektion kann die BER der q-ten Antennengruppe P_e,q(j) angenähert werden als Funktion des nachdedektierten Signal-zu-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnisses oder sogenannten Signal-to-Interference-plus-Noise-Ratio (SINR) γ_q abhängig von dem angepassten Detektionskriterium und der Übertragungsbitrate R_b,q wie unten gezeigt
mit
wobei
σ 2 / ν,q und ε_q sind die Ausgangsrauschleistung bzw. Symbol-MSE (Mean Squared Error oder sogenannte mittlere quadratische Abweichung) der q-ten Antennengruppe wobei
als H_c,i (H_c,i, wird später diskutiert) definiert ist und e_l der l-te Einheitsstandardvektor von
ist. In diesem Ausführungsbeispiel, wenn eine uncodierte M-ary QAM-Modulation für alle gesendeten Symbole verwendet wird, kann die BER der q-ten Antennengruppe wie unten gezeigt angenähert werden:
wobei
und erfc(.) die komplementäre Fehlerfunktion ist.
Aus obigem ist bekannt, dass das optimale Codewort auf Basis des Codewortkandidaten gewählt wird, bei dem unter den Randbedingungen der Gesamtübertragungsleistungen P_T und Übertragungsbitrate R_b die Antennengruppenkonfigurationsmenge die minimale BER-Leistung erreichen kann. Falls BER2 unter allen BERs minimal ist, wird beispielsweise der zu BER2 korrespondierende Codewortkandidat als optimales Codewort gewählt. In diesem Fall ist der Codewortkandidat Σ2 (3, 3, 4) das optimale Codewort. Der Empfänger 320 erzeugt dann ein Auswahlsignal, wobei dieses das optimale Codewort Σ2 enthält, und sendet das Auswahlsignal an den Sender 310 (Schritt S640). Abschließend empfängt der Sender 310 das Auswahlsignal und codiert die Daten unter Verwendung des optimalen Codeworts (Σ2), welches durch das Auswahlsignal für die Datenübertragung gekennzeichnet ist (Schritt S650).
Zusammengefasst kann durch Verwendung des Kommunikationssystems und des Kommunikationsverfahrens entsprechend der Ausführungsbeispiele die Verbindungsqualität für die Datenübertragung verbessert und die Übertragungsbitrate ebenso erhöht werden, wodurch ein besseres Gleichgewicht zwischen der Verbindungsqualität und der Übertragungsbitrate bereit gestellt wird. Darüber hinaus kann die Berechnungskomplexität des Empfängers durch Verwendung der O-STBC-Codierung auf der Senderseite ebenfalls deutlich reduziert werden.
Um das oben beschriebene Bestimmungsverfahren für die Antennengruppe und dessen zugehörige Operationen und Effekte vollständig zu erklären, werden einige mathematische Formeln und Lemmas nachfolgend mit Bezug auf die Arbeit "Space-time signal processing for MIMO wireless communications: Space-time signaling and interference suppression" (nachfolgend als Referenz 1 bezeichnet) durch den gleichen Erfinder eingeführt. Es ist klar, dass nur Teile der in Referenz 1 erzielten Ergebnisse zusammengefasst und verbessert werden, wobei hier aus Gründen der Kürze eine detaillierte Beschreibung unterbleibt.
Berücksichtigt wird ein G-STBC-System über Rayleigh Flat-Fading-Kanäle wie in 3 gezeigt, in dem N Antennen am Sender platziert und M Antennen am Empfänger lokalisiert sind. Die N Sendeantennenelemente sind in Q Antennengruppen als (N₁, ..., N_Q) aufgeteilt, wobei jede 2, 3 oder 4 Antennen umfasst, so dass N₁ + ... + N_Q = N gilt. Insbesondere sind für die q-te Gruppe aufeinander folgende B_q Symbole des Datenstroms räumlich und zeitlich entsprechend der O-STBC Codierung codiert, und werden dann über N_q Antennen über K_q Symbolperioden gesendet.
Es wird angenommen, dass die Einheitsratencodes für realwertige Konstellationen mit 2 ≤ N_q ≤ 4 und komplexwertige Konstellationen mit N_q = 2, und Halbratencodes für komplexwertige Konstellationen mit 3 ≤ N_q ≤ 4 auf jede Antennengruppe angewendet werden. Es sei K = max{K₁, ..., K_Q}, dann wird entsprechend der Eigenschaften der O-STBCs K ein Vielfaches von K_q, d. h., K = k_q K_q mit einem positiven Ganzzahlwert k_q = K/K_q. Während der K Symbolperioden sendet jede Antennengruppe L_q = k_qB_q unabhängige Symbole, und somit werden insgesamt
Datensymbole von den Q Antennengruppe jede K Symbolperioden gesendet. Der Code jeder Antennengruppe, Gruppencode genannt, kann ebenso vollständig durch die zugehörigen N_q×K ST Codewortmatrix X_q(k), q = 1, ..., Q vollständig beschrieben werden. Es wird davon ausgegangen, dass der Datenstrom von der q-ten Antennengruppe s_q(k) in Blöcke von Unterströmen als s_q,l(k) wie unten dargestellt aufgeteilt ist: sq,l(k) = sq(Lqk + l ~ – 1), l = 1, ..., Lq,wobei die Anzahl von Unterströmen L_q von dem für die q-te Antennengruppe gewählten Signalmodus abhängt. Dann kann die ST Codewortmatrix der q-ten Antennengruppe neu geschrieben werden als
wobei dann A_q,l die ST Modulationsmatrix ist. Es wird angenommen, dass s ~_q,l(k) = Re{s_q,l(k)} für l = 1, ...,L_q und
für l = L_q + 1, ..., 2L_q. Darüberhinaus wird das Aufteilen der Quellensymbole in die realen und imaginären Teile ebenso sowohl das Problem der Formulierung als auch der zugrunde liegenden Analyse vereinheitlichen, unabhängig von der Anzahl der Gruppenantennen N_q und der Symbolkonstellationen.
Wenn M (≥ Q) Antennen beim Empfänger verwendet werden, kann das bei M Antennen über K aufeinander folgende Symbolperioden Y(k) mittels folgender Gleichung erhalten werden:
wobei
die Kanalmatrix mit der Gesamtübertragungsleistung P_q der q-ten Antennengruppe ist, so dass P₁ + ... + P_Q = P_T, wobei P_T die Gesamtübertragungsleistung ist. Zusätzlich ist C_q die M×N_q MIMO-Kanalmatrix von der q-ten Antennengruppe zum Empfänger, und V(k) ∊ C^M×K die Kanalrauschmatrix ist. Nachfolgend werden folgende Annahmen getroffen.

(a1) Die Symbolströme s_q(k), q = 1, ..., Q sind alle unabhängig identisch verteilt (i.i.d.) mit Null-Mittelwert oder sogenannter Zero-Mean und Einheitsvarianz, und werden als gleiches Modulationsschema angesehen.
(a2) Es wird gleiche Leistungsverteilung für alle Antennengruppen angenommen, d. h. P₁ = ... = P_Q = P_T/Q.
(a3) Jeder Eintrag des MIMO-Matrixkanals C_q, q = 1, ..., Q, ist eine unabhängig identisch verteilte komplexe Gaussche Zufallsvariable mit Null-Mittelwert bzw. sog. Zero-Mean und Einheitsvarianz, und es wird angenommen, dass er während der K Signalperioden statisch ist.
(a4) Das Rauschen V(k) ist räumlich und zeitlich weiß mit Null-Mittelwert bzw. sog Zero-Mean und Varianzrauschen σ 2 / ν.
(a5) Für 2 ≤ N_q ≤ 4 bei realwertigen Konstellationen oder N_q = 2 bei komplexwertigen Konstellationen werden, entsprechend der O-STBCs, die Einheitsraten O-STBC (d. h. die Coderate ist 1) verwendet, während für 3 ≤ N_q ≤ 4 mit komplexwertigen Konstellationen die halbe Rate (d. h. die Coderate ist 1/2) O-STBCs verwendet werden.

Realwertiges vektorisiertes Datenmodell
Um den Detektions- und Analysevorgang zu vereinfachen, kann Gleichung (2) nach einigen Manipulationen neu geschrieben werden als das folgende Äquivalente 2KM×1 real-wertige vektorisierte lineare Modell. yc(k):= [y ~T(k), yy ~T(k + 1), ..., y ~T(k + K – 1)]T = Hcsc(k) + vc(k) (3)wobei
H_c ∊ R^2KM×2L _T ist die verknüpfte äquivalente Kanalmatrix,
ist der übertragene Symbolvektor von Q Antennengruppen und v_c(k) ∊ R^2KM ist die entsprechende Rauschkomponente. Dann kann durch lineare Kombination der empfangenen Daten y_c(k) mit H_c der optimalgefilterte (MF) Datenvektor wie nachfolgend gezeigt erhalten werden: z(k) := HTc yc(k) = Fsc(k) + v(k) (4)wobei
die optimalgefilterte Kanalmatrix (MFCM) ist, und v(k) := HTc vc(k). Das Modell (4) wird nachfolgend für die Detektion verwendet.
OSIC Detektion bei realwertigen Symbolen
Um die übertragenen Symbole zu detektieren, wird der in der Referenz 1 vorgesehene Algorithmus angepasst. Für realwertige Konstellationen kann bei Verwendung der Unterscheidungsstrukturen der MFCM F, die im Nachfolgenden gezeigt wird, ein OSIC Detektor je Iteration gemeinsam einen Block von K Symbolen, welche mit speziellen Antennengruppen verknüpft sind, detektieren, was "antennengruppenweise" Detektionseigenschaften genannt wird, bei den angenommenen G-STBC-Systemen.
A. Optimum gefilterte Kanalmatrix oder sogenannte Matched-Filtered Channel Matrix (MFCM)
Um die Übertragungssignale, welche OSIC-Detektion verwenden, effektiv zu detektieren, wird die Struktur der MFCM F analysiert. Es wird verstanden, dass hier nur wichtige Ergebnisse eingeführt werden. Für Details wird auf Referenz 1 Bezug genommen.
O(K) repräsentiere alle Mengen von allen K×K realen orthogonalen Entwürfen mit K unabhängigen Eingängen, und O(K,L) repräsentiere alle Mengen aller K×K realen orthogonalen Entwürfe mit L unabhängigen Eingängen.
Ergebnis II.1: Betrachte die realwertigen Konstellationen mit 2 ≤ N_p, N_q ≤ 4. Entsprechend der O-STBCs ist bekannt, dass K ∊ {2, 4}. Es sei F_p,q die (p,q)-te L_q×L_q Blockuntermatrix von F, wobei F in (4) definiert ist. Dann ist bekannt, dass F_q,q = α_qI_K und F_p,q ∊ O(K) wann immer p ≠ q.
Die Ergebnisse aus Ergebnis II.1 sind in Tabelle 1 zusammengefasst, wobei F (s,t) / p,q die (s,t)-te Blockmatrix von F_q,q in einer geeigneten Dimension ist. Die Strukturen von F sind in 7 gezeigt. Ergebnis II.1 wie in Tabelle 1 zusammengefasst zeigt, dass die orthogonalen Blockstrukturen von F folglich im wesentlichen erhalten werden können. Von diesem Ergebnis kann, wie wir im folgenden sehen werden, die „antennengruppenweise" OSIC Detektion in dieser Erfindung gemacht werden.
B. Gruppenweises OSIC-Detektionsschema
Beim folgenden Ergebnis wird beobachtet, dass, vereinfacht gesagt, die Struktur von F^–1 die Schlüsselmerkmale von dem in Ergebnis II.1 gebildeten F erbt. F_KL(L) sei definiert als die Menge aller invertierbaren realen symmetrischen KL×KL Matrixen, wobei K und L zwei ganze Zahlen sind, so dass für X ∊ F_KL(L), wobei X_k,l die (k,l)te K×K Blockmatrix ist. Folglich X_l,l = β_lI_K und X_k,l ∊ O(K) wenn k ≠ l.
Fakt II.1: Wenn F ∊ F_KL(L), dann ist es auch F^–1 (mit Bezug auf Referenz 1).
Auf Basis von Fakt II.1, kann das Ergebnis II.2 wie nachfolgend erhalten werden:
Ergebnis II.2: Betrachte die realwertigen Konstellationen mit 2 ≤ N_p, N_q ≤ 4, und folglich K ∊ {2, 4}.
sei die MFCM wie in (4) definiert. Dann ist jede K×K Blockdiagonaluntermatrix von F^–1 ein skalares Vielfaches von I_K und jede K×K Block-Untermatrix außerhalb der Diagonalen von F^-1 gehört zu O(K).
Ergebnis II.2 zeigt, dass die gesamten KL diagonalen Einträge von F^–1, vorausgesetzt L = Q unterschiedliche Ebenen β _l, l = 1, ..., L, d. h.
wobei die Anzahl jedes Levels β _l K ist und diag(.) die Diagonaloperation bezeichnet. Aus Gleichung (5) wird, auf der ZeroFforcing-(ZF)-OSIC-Detektion basierend, erkannt, dass es für die optimale Detektionsreihenfolge ausreicht, unter den L Werten zu suchen, wobei einer jeweils mit einer speziellen "Antennengruppe" (oder den Schichten in der Standard-V-BLAST-Detektion) verknüpft ist. Deshalb kann der OSIC-Detektor in der Anfangsstufe einen Block von K Symbolen detektieren.
Um die optimalen Indizes und korrespondierenden Wichtungen (entweder für das ZF-Kriterium oder für das minimale mittlere quadratische Fehlerkriterium oder auch sogenannten Minimum-Mean-Square-Error-(MMSE)-Kriterium), welche für die OSIC-basierte Detektion erforderlich sind, zu berechnen, ist die explizite Kenntnis der Diagonaleinträge von F –1 / i nötig, wobei Fi = HTc,i Hc,i (6)die "entleerte" MFCM im i-ten OSIC-Iterationsschritt ist, und H_c,i werden durch Leeren von i Blöcken aus K Spalten (entsprechend des vorher detektierten Signals) aus H_c erhalten. Bei einer solchen Detektions- und Löschprozedur, welche mit dem OSIC-Detektor verknüpft ist, gefolgt durch eine zughörige lineare Kombination der resultierenden Daten (4), kann direkt verifiziert werden, dass die i-te Iteration von OSEC, i = 1, ..., L – 1, die Rauschkovarianzmatrix für ZF OSIC von der Form F –1 / i ist. Folglich ist F_i ∊ F_KL(L – i).
Ergebnis II.3: Unter Verwendung von Fakt II.1, kann unmittelbar gezeigt werden, dass F –1 / i ∊ F_KL(L – i), was impliziert, dass
wobei β_i,l der l-te unterscheidende Wert auf der Diagonalen von F –1 / i ist, und K die Anzahl von β_l ist. Als Ergebnis kann ein Block von einer speziellen Antennengruppe gesendeter K Symbole gemeinsam in jedem Iterationsschritt detektiert werden, wodurch eine antennengruppenweise OSIC-Detektionseigenschaft gebildet wird.
Wenn der vorangegangenen Analyse gefolgt wird, kann die antennengruppenweise OSIC Detektion folglich in jedem Bearbeitungsschritt durchgeführt werden.
OSIC-Detektion für komplexwertige Konstellationen
Es wurde oben gezeigt, dass wenn reale Symbolkonstellationen verwendet werden, der OSIC-Detektionsalgorithmus in einer "antennengruppenweiser" Art implementiert werden kann. Für komplexwertige Konstellationen kann jedoch die Antenne nicht mit einer gruppenweisen OSIC-Detektion direkt durchgeführt werden. Für komplexwertige Konstellationen wird nachfolgend gezeigt, dass während einer Iteration nur eine Hälfte eines Blocks von 2L_q realwertigen Symbolen, (d. h. ein Block von L_q realwertigen Symbolen) also entweder des Realteils oder des Imaginärteils der mit einer Antennengruppe verknüpften komplexwertigen Symbole gemeinsam bei OSIC-basierter Verarbeitung detektiert werden können.
A. Optimalgefilterte Kanalmatrix oder sogenannte Matched-Filtered-Channel-Matrix (MFCM)
Für komplexwertige Konstellationen, wenn der Realteil und der Imaginärteil eines komplexen Symbols als zwei unabhängige realwertige Symbole betrachtet werden, gibt es einige relevanten Ergebnisse, welche sich grundsätzlich von denen in Ergebnis II.1 unterscheiden.
Ergebnis III.1: Betrachtet wird die komplexwertige Konstellation mit 2 ≤ N_p und N_q ≤ 4. Basierend auf O-STBCs wird erhalten, dass K ∊ {2, 8}. F_p,q sei die (p,q)-te 2L_q×2L_q Blockmatrix von F, wobei F in (4) definiert ist. Das Ergebnis von Ergebnis III.1 ist in Tabelle 2 zusammengefasst. Diese spezielle Struktur ermöglicht nicht mehr das „antennengruppenweise" OSIC Detektionsrahmenwerk wie im Fall der realwertigen Konstellationen beschrieben.
B. Gruppenweise OSIC Detektionsschema
Entsprechend Ergebnis III.1 wird beobachtet, dass die Struktur von F –1 / i, vereinfacht gesagt, nicht mehr alle wesentlichen Merkmale von F erbt. Vor der Untersuchung der Merkmale von F –1 / i werden folgende Definitionen benötigt. Eine Entscheidungsgruppe Γ_i,g, g = 1, ..., G_i, wobei G_i die Gesamtanzahl von Entscheidungsgruppen in der i-ten Iteration ist, ist als Gruppe mit der Hälfte von realwertigen Symbolen über eine Antennengruppe in der i-ten Detektionsiteration definiert. Jede Antennengruppe enthält folglich zwei Entscheidungsgruppen, wobei jede L_q realwertige Symbole hat. I_i,1 bzw. I_i,1/2 seien die Indexmengen der Entscheidungsgruppen für Einheitsratencodes und Halbratencodes, wobei G_i,1 = |I_i,1| und G_i,2 = |I_i,2| die jeweiligen Mächtigkeiten bzw. Kardinalitäten bezeichnen. Ebenso sei I_i := I_i,1∪I_i,1/2 die Indexmenge der gesamten Entscheidungsgruppen, wobei G_i = |I_i| die entsprechende Mächtigkeit bzw. Kardinalität bezeichnet. Das Ergebnis ergibt sich wie nachfolgend gezeigt::
Umgekehrt seien die Diagonaleinträge von F_i in G_i Entscheidungsgruppen aufgeteilt, wobei jede den gleichen (nicht null) Wert hat, nämlich
Es wird angenommen, dass {αi,g}Gig=1 D_i(G_i) unterschiedliche Levels mit ⌈G_i/2⌉ ≤ D_i(G_i) ≤ G_i aufweist, wobei D_i eine Funktion von G_i ist.
Dann wird F ~_J(G, D) als Menge aller invertierbaren realen symmetrischen J×J Matrizen definiert, wobei J, G, D positive Ganzzahlen sind, so dass sich für X ∊ F_J(G, D) das folgende Ergebnis ergibt: (1) jede diagonale Block-Untermatrix von X ist eine (nicht null) skallierte Identitätsmatrix α_gI_Mg, g = 1, ..., G, wobei Mg ∊ {2, 4, 8}, (2) {αg}Gg=1 weist D unterschiedliche Werte, wobei ⌈G/2⌉ ≤ D ≤ G, (3) für i, j = 1, ..., G, i ≠ j, gehört jede 4×4 Block-Untermatrix einer M_i×M_j Block-Untermatrix außerhalb der Diagonalen von X zu O(4) oder ist eine Null-Matrix.
Darüber hinaus, falls D = G, vereinfacht sich F ~_J(G, D – G) zu F ~_J(G).
Ergebnis III.2: Betrachtet wird die komplexwertige Konstellation. Es wird angenommen dass Einheits-Raten- und Halb-Raten-Codes gleichzeitig in der i-ten Detektionsstufe existieren, d.h. I_i∩I_i,1 ≠ 0 und I_i∩I_i,1/2 ≠ 0. Sei I_i(g), g = 1, ..., G_i das g-te Element von I_i und F_i ∊ R^Ji×Ji die MFCM in der i-ten OSIC-Iteration, wobei
mit L_q ∊ {2, 4, 8} für alle q.
Folglich, falls
Aus Ergebnis III.2 ist bekannt, dass J_i Diagonaleinträge von F –1 / i G_i(≥ D_i) unter verschieden Levels {βi,g}Gig=1 voraussetzen (wobei F_i nur D_i unterschiedliche Level hat), das bedeutet
Aus (11) kann festgestellt werden, dass es ausreicht, unter den G_i Werten zu suchen, von denen je einer mit einem speziellen Block der L_q realwertigen Symbole verknüpft ist, d. h., eine Hälfte von realwertigen Symbolen von der q-ten Antennengruppe, für die optimale Detektionsordnung. Die L_q realwertigen Symbole gehören entweder zum Realteil oder Imaginärteil des mit der Antennengruppe verknüpften komplexwertigen Symbols. Als Ergebnis kann einen solche Detektionsweise, um die 2L_q realwertigen mit einer speziellen Antennengruppe verknüpften Symbole vollständig zu detektieren, die Berechnungslast im Gegensatz zu der antennengruppenweisen Detektionseigenschaften verdoppeln, so dass die gesamte Detektionskomplexität erhöht wird. Um die Empfängerkomplexität für das gegebene System zu verringern, werden nachfolgend einige Lösungen vorgeschlagen.
Implementationspunkte gruppenweiser OSIC-Detektion für komplexwertige Konstellationen
Einige Implementationspunkte der gruppenweisen OSIC-Detektion für komplexwertige Konstellationen, welche die antennengruppenweise Detektionsstrategie, die zweistufige Detektionsstrategie und eine berechnungseffiziente rekursiv basierte Realisierung enthalten, werden hier zur weiteren Reduzierung der Empfängerkomplexität vorgestellt. Wie vorher beschrieben, zeigt Referenz 1, dass die Implementation von Antennen gruppenweiser Detektion für realwertige Konstellationen durchgeführt werden kann. Folglich wird hier nur die Implementation von Antennen gruppenweiser Detektion für komplexwertige Konstellationen diskutiert.
A. Antennen gruppenweise Detektionsstrategien
Aus Ergebnis III.2 wird erhalten, dass die
auf der Diagonalen von F –1 / i verteilten Einträge innerhalb einer Antennengruppe zu zwei Leveln wie
und
führen. Um die antennengruppenweise Detektion auszuführen, ist ein intuitiver Ansatz das "direkte Suchen" der korrespondierenden Gruppenindizes der Diagonaleinträge von F –1 / i , bei welchen der Level von Antennengruppen minimal ist. Dies ist die einfachste Methode, bringt jedoch einen großen Detektionsfehler mit sich. Um dieses Problem zu lösen, wird ein anderer Ansatz, der die zwei Levelwerte
und
innerhalb einer Antennengruppe mittelt, wie nachfolgend gezeigt vorgeschlagen:
und die
Diagonaleinträge von F –1 / i umzuschreiben als
Auf der Basis von β_i,1, β_1,2, ... β_i,Q-i werden die korrespondierenden Indizes, bei denen die Antennengruppe minimal ist, gesucht. Da die Detektionsordnung auf diesem Weg die eigentliche optimale Sortierung verletzen kann, kann eine solch einfache Prozessstrategie die Berechnung auf Kosten eines möglichen Leistungsverlustes reduzieren. Es kann aber aus den Simulationsergebnissen abgeleitet werden, dass der Leistungsverlust nicht kritisch ist.
B. Zweistufige Detektionsstrategie
Theoretisch ist die Antennengruppe, die den höheren Diversitätsvorteil hat (d.h. großes N_q oder niedrigere Rate), robust gegen Kanalschwächungen und kann folglich zuerst detektiert werden. Die Leistung und Fähigkeit zur Vermeidung von Kanalschwächung ist stärker als die anderer Antennengruppen. Aufgrund dessen wird in dieser Erfindung eine auf zweistufiger Detektion basierende Detektionsstrategie offenbart. Die Antennengruppen werden auf Basis ihrer Coderaten in zwei Klassen kategorisiert: Eine Klasse für hochratige (Einheitsraten) Codes (N_q = 2) und ein anderer für niedrige Raten (Halb-Rate) Code (N_q = 4 oder N_q = 3). Dann erfolgt die Detektion der Symbole in einer Klassen-für-Klassen-weisen Art, d. h. die niedrigratigen Antennengruppen (N_q = 4 oder N_q = 3) werden zuerst durch den gruppenweise OSIC-Detektionsalgorithmus detektiert und dann folgen die höherratigen Antennengruppen (N_q = 2), um die Detektionsberechnungskomplexität weiter zu verringern. Eine solche Detektionsstrategie mag aufgrund der nicht optimalen Detektionsreihenfolge ebenso einen Leistungsverlust verursachen, aber es kann aus Simulationsergebnissen erkannt werden, dass der Leistungsverlust gering und innerhalb eines akzeptablen Bereichs ist. Festzustellen ist, dass in der ersten Prozessstufe die vorgeschlagenen „mittelnden" oder „direkten" Verfahren verwendet werden können, da die unterschiedlichen Coderaten immer noch existieren.
C. Rekursiv basierte Implementation
Um die Detektionskomplexität weiter zu verringern, wird in dieser Erfindung die rekursive Strategie wie in Referenz 1 beschrieben, modifiziert und zur Implementation des gruppenweisen OSIC-Detektors verbessert.
Im Ergebnis III.2 ist gezeigt, dass die minimale Größe einer orthogonalen Matrix in
4×4 ist, wobei
ist die (p,q)-te Blockmatrix von F –1 / i. Da die rekursiv basierte Implementation eine orthogonale Blockmatrix nur einmal in einer Zeit behandeln kann und die Matrix von F_i groß ist, sollte die direkte Implementation der rekursiv basierten Verarbeitung für die originale gruppenweise OSIC-Detektion wie oben beschrieben mehr Iterationen benötigen und folglich größere Berechnungskomplexität aufweisen. Erfreulicherweise kann die zweistufige Detektionsstrategie, welche die niedrigen Ratencodes zuerst und dann die höheren Ratencodes detektiert, helfen, die benötigte Anzahl von Iterationen zu reduzieren. Als Ergebnis wird nachfolgend die rekursiv basierte Implementation, welche die zweistufige Detektionsstrategie integriert, diskutiert. Es wird angenommen, dass es zwei Level von Diagonaleinträgen von innerhalb einer Antennengruppe in jeder Iteration gibt, und F_i die MFCM in der i-ten Iteration ist. Dann kann F_i-1 aufgeteilt werden in
wobei
und
für irgendein Skalar d_i-1. Weiter bezeichnet, falls F i-1 durch die
prinzipielle Untermatrix von F –1 / i-1 mit F–10 = F–1 bezeichnet. Aus Gleichung (13) und unter Anwendung des Inversionslemmas für die Blockmatrix kann F i-1 dargestellt werden als F i-1 = (Fi – Bi-1D–1i-1 BTi-1 )–1 (14)
Im Besonderen folgt aus Gleichung (14), dass Fi = F –1i-1 + Bi-1D–1i-1 BTi-1 (15)und dann unter Verwendung des Matrixinversionslemmas kann F –1 / i erhalten werden wie nachfolgend gezeigt: F–1i = F i-1 – Ei-1C–1i-1 ETi-1 (16),wobei Ei-1 := F i-1Bi-1 , und
für einige Skalare c_j,i-1, j = 1, 2.
Die Vereinfachung in Gleichung (16) impliziert, dass F –1 / i in jeder Iteration auf Basis von F_i-1 und F –1 / i-1 rekursiv berechnet werden kann, wodurch eine einfachere rekursive Formel zur Berechnung von F –1 / i auf Basis von F_i-1 und F –1 / i-1 ohne jede direkte Matrixinversionsoperationen bereit gestellt werden kann. Folglich wird die Detektionsberechnungslast bei der rekursiven Detektion der Erfindung effizient reduziert.
Auch wenn die Erfindung beispielhaft und in Bezug auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, ist es selbstverständlich, dass die Erfindung nicht hierauf begrenzt ist. Es ist ganz im Gegenteil vorgesehen, dass sie eine Vielzahl von Modifikationen und ähnlichen Anordnungen (welche für den Fachmann offensichtlich sind) schützt. Deshalb sollte der Schutzbereich der beigefügten Ansprüche die breiteste Interpretation erfahren, um somit alle derartigen Modifikationen und ähnlichen Anordnungen zu umfassen.

Claims

Verfahren zur Codewortauswahl in einem Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem, das System hat eine Vielzahl von Sendeantennen und eine Vielzahl von Empfangsantennen hat, wobei das Verfahren umfasst: Bereitstellen von Codewortkandidaten durch einen Sender; Empfangen der Vielzahl von Codewortkandidaten durch einen Empfänger zur Bestimmung von Bitfehlerraten, wobei jeweils eine der Bitraten zu einem der Codewortkandidaten entsprechend einer Decodierungsstrategie korrespondiert; Finden eines Codewortkandidaten mit minimaler Bitfehlerrate und Senden eines Auswahlsignals an den Sender; und Bestimmen eines Codeworts für die Datenübertragung entsprechend des Auswahlsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, welches weiter die beim Sender durchgeführten folgenden Schritte umfasst: Erzeugen der Codewortkandidaten entsprechend der Anzahl von Sendeantennen; Empfangen des Auswahlsignals vom Empfänger; und Bestimmen des Codeworts entsprechend des Auswahlsignals und Anwenden des Codeworts für die Datenübertragung.
Verfahren nach Anspruch 1, welches weiter die beim Empfänger ausgeführten folgenden Schritte umfasst: Empfangen der Codewortkandidaten vom Sender; Berechnen der Bitfehlerraten, wobei jeweils eine zu einem aus der Vielzahl von Codewortkandidaten korrespondiert; und Senden des Auswahlsignals an den Sender zum Bestimmen des Codeworts für die Datenübertragung auf der Senderseite, wobei das Auswahlsignal Informationen mit Bezug auf den Codewortkandidaten mit der minimalen Fehlerrate enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Codewortauswahl mit einer Raum-Zeit-(ST)-Codewortauswahl verknüpft ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei jeder der Codewortkandidaten einen orthogonalen Raum-Zeit-Block-Code (O-STBC) repräsentiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei jeder Codewortkandidat N_q Antennen verwendet, wobei N_q gleich 2, 3 oder 4 ist.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Antennenanzahlen der Codewortkandidaten voneinander unterschiedlich sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Decodierungsstrategie eine geordnete aufeinander folgende Interferenz-Löschungs- oder auch sog. Ordered-Successive-Interference-Cancellation-(OSIC)-Detektionsstrategie verwendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Decodierungsstrategie eine zweistufige Detektionsstrategie verwendet.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die zweistufige Detektionsstrategie umfasst: zuerst Detektieren der Codewortkandidaten mit drei oder vier Antennen; und dann Detektieren der Codewortkandidaten mit zwei Antennen.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die zweistufige Detektionsstrategie mit einer rekursiv basierten Implementation durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Empfänger die OSIC verwendet, um eine antennengruppenweise Detektion durchzuführen, falls die zu detektierenden Codewortkandidaten realwertige Symbole sind.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die antennengruppenweise Detektion durch den Empfänger unter Verwendung einer Mittelwertberechnung zwischen dem Realteil und Imaginärteil jedes Codewortkandidaten für komplexwertige Symbole durchgeführt wird.
Kommunikationssystem mit einer Vielzahl von Sendeantennen und einer Vielzahl von Empfangsantennen, das mindestens umfasst: einen Sender, der Codewortkandidaten bereitstellt; und einen Empfänger, der Codewortkandidaten empfängt und Bitfehlerraten bestimmt, wobei jeweils eine der Bitraten zu einem der Codewortkandidaten entsprechend einer Decodierungsstrategie korrespondiert; wobei der Empfänger einen Codewortkandidaten mit minimaler Bitfehlerrate findet und ein Auswahlsignal an den Sender sendet, und der Sender ein Codewort für die Datenübertragung entsprechend zu dem Auswahlsignal bestimmt.
Kommunikationssystem nach Anspruch 14, wobei der Sender weiter umfasst: ein De-Multiplexingmodul, welches eine Vielzahl von Datenunterströmen entsprechend eines Eingangsdatenstroms erzeugt; einen Modulator, der die Datenunterströme zu einer Vielzahl von modulierten Symbolen moduliert; einen gruppenweisen Raum-Zeit-Block-Code- oder sogenannten Space-Time-Block-Code-(G-STBC)-Encoder, der die modulierten Signale zur Durchführung eines gruppenweisen Raum-Zeit-Codes codiert; und eine Steuereinrichtung, die Codewortkandidaten bereitstellt und das Codewort für die Datenübertragung entsprechend des vom Empfänger gesendeten Auswahlsignals bestimmt.
Kommunikationssystem nach Anspruch 14, wobei der Empfänger weiter umfasst: einen Raum-Zeit-Optimalfilter oder sogenannten Space-Time-Matched-Filter (MF), der die Raumdimension von durch den Sender übertragenen codierten Signalen reduziert; einen Detektor, der codierte Signale detektiert; und einen Mulitplexer der die detektierten Signale in originale Signale wiederherstellt.
Kommunikationssystem nach Anspruch 16, wobei jeder der Codewortkandidaten einen orthogonalen Raum-Zeit-Block-Code (O-STBC) repräsentiert.
Kommunikationssystem nach Anspruch 17, wobei jeder der Codewortkandidaten N_q Antennen verwendet, wobei N_q gleich to 2, 3 oder 4 ist.
Kommunikationssystem nach Anspruch 18, wobei die Antennenanzahlen der Codewortkandidaten voneinander unterschiedlich sind.
Kommunikationssystem nach Anspruch 14, wobei die Decodierungsstrategie eine geordnete aufeinander folgende Interferenz-Löschungs- oder auch sog. Ordered-Successive-Interference-Cancellation-(OSIC)-Detektionsstrategie verwendet.
Kommunikationssystem nach Anspruch 14, wobei die Detektionsstrategie eine zweistufige Detektionsstrategie verwendet.
Kommunikationssystem nach Anspruch 21, wobei die zweistufige Detektionsstrategie umfasst: zuerst Detektieren der Codewortkandidaten mit drei oder vier Antennen; und dann Detektieren der Codewortkandidaten mit zwei Antennen.
Kommunikationssystem nach Anspruch 22, wobei die zweistufige Detektionsstrategie mit einer rekursiv basierten Implementation durchgeführt wird.
Kommunikationssystem nach Anspruch 16, wobei der Detektor ein Detektor ist, der die OSIC verwendet, um eine antennengruppenweise Detektion durchzuführen, wenn die zu detektierenden Codewortkandidaten realwertige Symbole sind.
Kommunikationssystem nach Anspruch 24, wobei der Detektor ein Detektor ist, der die antennengruppenweise Detektion unter Verwendung einer Mittelwertberechnung zwischen dem Realteil und dem Imaginärteil jedes Codewortkandidaten für komplexwertige Symbole durchführt.