DE102007016039A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung einer induktiven Last - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung einer induktiven Last Download PDF

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung (1) zur Ansteuerung einer induktiven Last (L<SUB>H</SUB>), umfassend eine H-Brückenschaltung (3), wobei in der Brücke (2) die induktive Last (L<SUB>H</SUB>) angeordnet ist und in den Zweigen jeweils ein Schalter (S1-S4) angeordnet ist, wobei die H-Brückenschaltung (3) auf einem ersten Spannungsniveau (U<SUB>B</SUB>) liegt und die Schalter (S1-S4) von einer Regel- oder Steuereinheit angesteuert werden, wobei die H-Brückenschaltung (3) an mindestens einer Seite der Brücke (2) über einen weiteren Schalter (S5) mit einem zweiten Spannungsniveau (U<SUB>G</SUB>) verbunden ist, wobei das zweite Spannungsniveau (U<SUB>G</SUB>) kleiner oder größer als das erste Spannungsniveau (U<SUB>B</SUB>) ist, sowie ein Verfahren zur Ansteuerung einer induktiven Last (L<SUB>H</SUB>).

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Ansteuerung einer induktiven Last.
  • Insbesondere in Kraftfahrzeugen stellt sich das Problem, dass unterschiedlich hohe Spannungsniveaus gewünscht werden, wo einige Verbraucher mit einer kleinen Spannung von 12 V bzw. 14 V betrieben werden, andere Verbraucher, beispielsweise induktive Lasten, hingegen mit einer höheren Spannung von 42 V, da dann mit kleineren Strömen die gleiche Leistung erzeugt werden kann. Dies erlaubt dann kleinere Kabeldurchmesser und dadurch Kosteneinsparungen und Gewichtsreduktion. Prinzipiell gibt es drei Möglichkeiten zur Realisierung eines solchen Zwei-Spannungsbordnetzes.
    • – Es wird neben dem 12 V-Generator zusätzlich ein 42 V-Generator eingebaut, der gegebenenfalls noch mit einer 42 V-Batterie ergänzt wird.
    • – Es wird zusätzlich ein Spannungswandler von 12 V auf 42 V eingesetzt und gegebenenfalls der 12 V-Generator verstärkt.
    • – Es wird der 12 V-Generator durch einen 42 V-Generator (gegebenenfalls mit 42 V-Batterie) ersetzt und zusätzlich ein Spannungswandler von 42 V auf 12 V eingesetzt, der die 12 V-Verbraucher versorgt und eine gegebenenfalls noch vorhandene 12 V-Batterie lädt.
  • Das erste Prinzip ist relativ aufwendig. Auch die beiden Varianten mit Spannungswandlern sind schaltungstechnisch aufwendig.
  • Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Ansteuerung von einer induktiven Last zu schaffen, die einen einfachen schaltungstechnischen Aufbau aufweisen.
  • Die Lösung des technischen Problems ergibt sich durch die Gegenstände mit den Merkmalen der Patentansprüche 1 und 17. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
  • Hierzu umfasst die Vorrichtung zur Ansteuerung einer induktiven Last eine H-Brückenschaltung, wobei in der Brücke die induktive Last angeordnet ist und in den Zweigen jeweils ein Schalter angeordnet ist, wobei die Brückenschaltung auf einem ersten Spannungsniveau liegt und die Schalter von einer Regel- oder Steuereinheit angesteuert werden, wobei die H-Brückenschaltung an mindestens einer Seite der Brücke über einen weiteren Schalter mit einem zweiten Spannungsniveau verbunden ist, wobei das zweite Spannungsniveau kleiner oder größer als das erste Spannungsniveau ist. Hierdurch ist es möglich, die H-Brückenschaltung als H-Brückenschaltung mit integriertem Spannungswandler zu betreiben, d. h. durch den weiteren Schalter kann der separate Hochsetz- oder Tiefsetzsteller eingespart werden. Dies führt zu einer erheblichen Einsparung von Bauteilen und damit Bauraum und Kosten.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist parallel zur Brückenschaltung mindestens ein Kondensator geschaltet. Der Vorteil von Kondensatoren ist, dass diese relativ unempfindlich gegenüber Spannungsschwankungen und häufigen Lade- und Entladevorgängen sind.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform wird das zweite Spannungsniveau durch einen Generator erzeugt, wobei das erste Spannungsniveau mindestens einen Energiespeicher aufweist. In diesem Fall wird die H-Brückenschaltung zusätzlich als Hochsetzsteller betrieben, wenn das zweite Spannungsniveau kleiner als das erste Spannungsniveau ist, wovon nachfolgend ausgegangen wird.
  • In einer alternativen Ausführungsform wird das erste Spannungsniveau durch einen Generator erzeugt, wobei das zweite Spannungsniveau mindestens einen Energiespeicher aufweist.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist parallel zur Brückenschaltung ein Spannungsbegrenzer und/oder eine Batterie und/oder ein zuschaltbarer Verbraucher geschaltet. Hierdurch kann verhindert werden, dass das erste Spannungsniveau auf unzulässig hohe Werte aufgeladen wird. Als weitere Möglichkeit zur Spannungsbegrenzung bietet sich ein Abschalten des Wandlerbetriebes an.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform sind die Schaltelemente als Leistungs-Halbleiterbauelemente, vorzugsweise als MOS-FETs, ausgebildet.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der weitere Schalter durch zwei gegeneinander verschaltete MOS-FETs mit gemeinsamen Gate- und Source-Anschluss ausgebildet. Hierdurch wird sichergestellt, dass bei offenem Schalter über die parasitäre Diode des MOS-FETs kein Strom von der H-Brücke in das zweite Spannungsniveau oder vom zweiten Spannungsniveau gegen Masse fließen kann.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die Vorrichtung eine Einrichtung zur Sensierung des Laststroms und/oder eine Einrichtung zur Erfassung der Spannung des ersten Spannungsniveaus. Für die Sensierung des Laststroms gilt im Wesentlichen das von konventionellen H-Brücken bekannte, wobei vorzugsweise die Sensierung des Stromes in Reihe mit der Last erfolgt, wobei dann aber die Messung potentialfrei erfolgen muss, was technisch etwas aufwendig ist. Alternativ können die unteren Schaltelemente der H-Brückenschaltung über einen gemeinsamen Shunt-Widerstand gegen Masse geschaltet werden. Dies ist schaltungstechnisch erheblich einfacher, berücksichtigt aber nicht die Ladeströme zum ersten Spannungsniveau. Noch einfacher ist die Sensierung des Stromes nur durch einen der unteren Schaltelemente, wobei dann vorzugsweise das untere Schaltelement gewählt wird, das im Wandlerbetrieb durchgeschaltet ist, da dann der Strom im Spannungswandler-Betrieb besser gemessen werden kann. Die Spannungssensierung erfolgt vorzugsweise durch einen Spannungsteiler aus zwei Widerständen gegen Masse, was insbesondere dann vorteilhaft ist, wenn die Masse der Steuereinheit, die über Analog-Digital-Wandler die Messungen ausführt, mit der Masse der H-Brückenschaltung verbunden ist.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Vorrichtung eine Einschaltstrombegrenzung auf.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Einschaltstrombegrenzung als schaltbarer Widerstand in Reihenschaltung mit dem weiteren Schalter und der Brückenschaltung ausgebildet, der nach Aufbau der Spannungen an dem oder den Kondensatoren überbrückt wird.
  • In einer alternativen Ausführungsform wird der weitere Schalter beim Einschalten gepulst ein- und ausgeschaltet, und/oder als geregelter oder gesteuerter Widerstand betrieben.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die Vorrichtung mindestens zwei H-Brückenschaltungen, wobei nur einzelne H-Brückenschaltungen über einen weiteren Schalter mit dem zweiten Spannungsniveau verbunden sind. Hierdurch kann der Aufwand für Bauelemente weiter reduziert werden. Dies lässt sich besonders gut implementieren, wenn mehrere gleichartige induktive Lasten geschaltet werden sollen, jedoch zeitlich versetzt.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die Vorrichtung mehrere H-Brückenschaltungen, wobei die H-Brückenschaltungen zu mindestens zwei Gruppen zusammengefasst sind, wobei jede Gruppe einen eigenen Anschluss an das erste Spannungsniveau und/oder einen eigenen Kondensator aufweist. Hierdurch wird sichergestellt, dass bei Fehler einer Verbindung die Ansteuerung nicht sämtlicher H-Brückenschaltungen ausfällt, was zumindest einen gewissen Notlaufbetrieb weiter ermöglicht.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist an jeder Seite der Brücke ein Schalter angeordnet, der mit dem zweiten Spannungsniveau verbunden ist. Hierdurch können im Wandlerbetrieb beide Stromrichtungen durch die Last eingestellt werden.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die induktive Last als elektromotorischer Ventilbetrieb ausgebildet.
  • Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Fig. zeigen:
  • 1 ein schematisches Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ansteuerung einer induktiven Last,
  • 2 ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Ansteuerung einer induktiven Last mit separater H-Brückenschaltung mit separatem Hochsetzsteller (Stand der Technik) und
  • 3 eine Spannungsbegrenzerschaltung.
  • In der 2 ist schematisch eine Vorrichtung 1 zur Ansteuerung einer induktiven Last LH dargestellt. Die induktive Last LH ist in der Brücke 2 einer H-Brückenschaltung 3 angeordnet. In jedem Zweig der H-Brückenschaltung 3 ist ein Schalter S1H–S4H angeordnet. Parallel zur H-Brückenschaltung 3 ist ein Kondensator CH angeordnet. Dieser Kondensator CH kann als Blockkondensator parallel zu mehreren nicht weiter dargestellten H-Brückenschaltungen angeordnet sein. Gespeist wird die H-Brückenschaltung 3 durch die Spannungen UG, die niedriger ist als die Brückenspannung UB. Daher ist vor der H-Brückenschaltung 3 ein DC/DC-Wandler 4 als Hochsetzsteller bzw. DC-Boost-Converter angeordnet. Hinsichtlich der prinzipiellen Arbeitsweise des DC/DC-Wandlers 4 kann auf die bekannte Literatur verwiesen werden. Die H-Brückenschaltung 3 arbeitet üblicherweise in folgenden Schalterstellungen:
    • 1) S1 = ein, S2 = aus, S3 = aus, S4 = ein (großer positiver Stromgradient (UL = UB)
    • 2) S1 = aus, S2 = ein, S3 = ein, S4 = aus (großer negativer Stromgradient (UL = –UB)
    • 3) S1 = aus, S2 = ein, S3 = aus, S4 = ein (Freilauf, Strom bleibt konstant, UL = 0)
    • 4) S1 = ein, S2 = aus, S3 = ein, S4 = aus (Freilauf, UL = 0)
  • Üblicherweise besteht die Aufgabe darin, den Strom I durch die Last auf einen Sollwert zu regeln. Ein Regler bestimmt dann häufig aus Soll- und Iststrom einen Sollstromgradienten bzw. die Sollspannung an der Last und verändert das Tastverhältnis, mit dem zwischen den Schalterstellungen 1) und 3) oder alternativ 2) und 3) umgeschaltet wird. Das Tastverhältnis und UB bestimmen dann die mittlere Spannung an der Last.
  • Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, dass die Elemente des DC/DC-Wandlers 4 letztlich auch in der H-Brückenschaltung 3 vorhanden sind. Dabei gilt folgende Zuordnung:
    • a) LDC/DC → LH
    • b) S2DC/DC → S3H
    • C) SDC/DC → S4H
    • d) CDC/DC → CH
  • Somit kann der DC/DC-Wandler 4 vollständig durch die H-Brückenschaltung 3 ersetzt werden, wobei nur durch einen weiteren Schalter sichergestellt werden muss, dass UG nicht gegen Masse (bei S2H geschlossen) oder gegen UB (bei S1H geschlossen) kurzgeschlossen wird. Das Ergebnis der erfindungsgemäßen H-Brückenschaltung mit integriertem Spannungswandler ist in 1 dargestellt.
  • Mittels der dargestellten Schaltung lassen sich sowohl die Schalterstellungen 1)–4) gemäß 2 bei geöffnetem Schalter S5 realisieren als auch zwei weitere Schalterstellungen
    • 5) S1 = aus, S2 = aus, S3 = aus, S4 = ein, S5 = ein und
    • 6) S1 = aus, S2 = aus, S3 = ein, S4 = aus, S5 = ein.
  • Im Zustand 5) liegt im Wesentlichen die Spannung UG an der induktiven Last LH an und der Strom I baut sich mit einem entsprechenden positiven Gradienten auf. Nach Umschaltung in die Schalterstellung 6) fließt der Strom durch die Last LH weiter über S3 in den Kondensator C und speist daher UB. Dabei sei angenommen, dass UG < UB ist, wobei beispielsweise UG = 12 V und UB = 42 V ist, wobei UG durch einen Generator zur Verfügung gestellt wird. An der Last LH liegt dann die Spannung UG–UB (also im angenommenen Beispiel negativ), die hier zu einem negativen Stromgradienten führt (UL = Ldidt ).
  • Es gibt eine Vielzahl von Ansteuerungsmöglichkeiten dieser Kombination aus H-Brücke und Spannungswandler, von denen hier nur wenige exemplarisch angesprochen werden:
    • 1. Reiner H-Brückenbetrieb, wie oben beschrieben: geregelt wird der Laststrom I. Die Versorgung erfolgt aus UB.
    • 2. Reiner Wandlerbetrieb: geregelt wird auf den Laststrom I (eingeschränkter Wertebereich I > 0), verstellt wird das Tastverhältnis aus den Zuständen 5) und 6). Durch andere Maßnahmen (z. B. Batterie an UB, andere Verbraucher an UB, ggf. Überspannungsbegrenzung an UB) ist sicherzustellen, dass UB nicht zu groß wird.
    • 3. Wandlerbetrieb mit gleichzeitiger Regelung von I (I > 0) und UB: Mit jeder Abtastzeit prüft der Regler, ob UB unter dem Sollwert liegt. Falls ja, stellt er für eine Zeit t1 den Zustand 5) und für den Rest der Abtastzeit T den Zustand 6) ein, d. h. es wird eine Art von Zyklus gefahren, bei der Energie zu UB übertragen wird. Falls UB dagegen ausreichend groß ist, stellt der Regler für eine Zeit t2 den Zustand 5) und für den Rest der Abtastzeit den Zustand 3) ein, d. h. es wird UB weder Energie entnommen, noch wird Energie zu UB übertragen. (Soll UB aktiv verkleinert werden, z. B. wenn eine Schwelle oberhalb des Sollwerts überschritten ist, ist dieses dadurch möglich, dass der Regler für eine Zeit t3 den Zustand 1) und für den Rest der Abtastzeit T den Zustand 3) einstellt.) Die Zeit t1 bzw. t2 bzw. t3 wird vom Regler jeweils so bestimmt, dass die Regelabweichung von I möglichst klein wird. t1 wird im Allgemeinen – abhängig von UB und UG – wesentlich größer sein als t2.
  • Die vorstehenden Abschnitte zeigen auch, dass der Regler zur Erreichung eines Ziels oft mehrere Stellmöglichkeiten hat, aus denen er eine auswählen muss. Soll zum Beispiel der Strom I durch die Last erhöht werden, kann er die dazu notwendige Energie aus UG durch Einstellen des Zustands 5) oder aus UB durch Einstellen des Zustands 1) nehmen. Geht man davon aus, dass es in diesem Beispiel immer mit kleineren Verlusten verbunden ist, die Energie aus UG (hier dem Generator) und nicht aus UB zu nehmen (wo sie schon einmal durch die Anordnung als Spannungswandler gelaufen ist und Verluste gebracht hat), lässt sich folgende Strategie formulieren: Immer wenn 1 > 0 und der Mittelwert der Sollspannung an UL (berechnet vom I-Regler) zwischen UG und OV liegt, nehme die Energie aus UG, sonst aus UB. Die Bedingung I > 0 verhindert eine Rückspeisung von Energie aus UB bzw. der Last nach UG. Unter gewissen Randbedingungen, beispielsweise die Last LH arbeitet gerade generatorisch und der Kondensator C kann keinen Speisstrom mehr aufnehmen, kann auch eine Rückspeisung nach UG sinnvoll werden.
  • Im Prinzip lassen sich die Schalter S1–S5 alle als Leistungs-Halbleiter-Bauelemente wie beispielsweise MOS- oder bipolar Transistoren, IGBTs oder Thyristoren einsetzen. Insbesondere bei Ausführungsformen, wo die induktive Last LH als elektromotorischer Ventiltrieb (EVT) ausgebildet ist, werden vorzugsweise MOS-FETs eingesetzt.
  • An den neuen Schalter S5 sind besondere Anforderungen zu stellen, da über ihm bei geschlossenem S1 eine Spannung mit anderen Vorzeichen abfällt als bei geschlossenem S2. Die für EVT-Aktor-Ansteuerungen bevorzugten MOS-FETs verhalten sich aber, bedingt durch ihre Halbleiterstruktur, abgeschaltet üblicherweise wie eine Diode, die also in eine Richtung leitet. Zur Lösung dieses Problems wird S5 vorzugsweise durch zwei in Reihe gegeneinander verschaltete MOS-FETs gebildet, deren Source- und Gate-Anschluss miteinander verbunden sind, wobei die beiden Drain-Anschlüsse die äußeren Klemmen des Schalters S5 bilden. Die Ansteuerung von S5 erfolgt vorzugsweise potentialfrei, ggf. ähnlich wie für S1 bzw. S3.
  • Für die Sensierung des Laststroms gilt im Wesentlichen das von konventionellen Brücken bekannte. Technisch am besten ist die Sensierung des Stroms in Reihe mit der Last LH, aber diese muss potentialfrei erfolgen und ist deshalb etwas aufwendig. Ersatzweise kann mit einigen Nachteilen die Sensierung des Summenstroms durch S2 und S4 (gemeinsamer Shunt-Widerstand nach Masse) erfolgen. Noch einfacher und schlechter ist die Sensierung des Stroms durch nur einen der unteren Halbbrücken-Schalter. Vorzugsweise sollte das dann S4 und nicht S2 sein, da dann der Strom im Spannungswandler-Betrieb besser gemessen werden kann.
  • In 1 ist an UB neben einer Brückenschaltung stellvertretend nur ein Kondensator C gezeichnet. Hier sind je nach Anwendung unterschiedliche Energiespeicher denkbar, z. B. weitere Kondensatoren, darunter auch Doppelschicht-Kondensatoren, Batterien (ladbar, also Akkumulatoren). Vorzugsweise wird man immer auch einen oder mehrere Folien-, Keramik- und/oder Elektrolyt-Kondensatoren einsetzen, da zur Zeit nur diese in der Lage sind, die hohen Stromgradienten, die konventionelle oder die erfindungsgemäßen Brückenschaltungen einprägen, zu tolerieren. Abhängig von diesen Energiespeichern sind ggf. unterschiedliche Hilfsschaltungen und unterschiedliche Regler notwendig.
  • In jedem Fall ist es vorteilhaft, die Spannung UB zu sensieren. Dieses kann z. B. durch einen Spannungsteiler aus zwei Widerständen nach Masse erfolgen, was vorteilhaft ist, wenn wie üblich die Masse der Steuereinheit, die über Analog-Digital-Wandler die Messungen ausführt, mit der Masse der Brücke verbunden ist.
  • In den Regelalgorithmus für den Wandlerbetrieb kann – wie oben beschrieben – eine Regelung auf einen UB-SOllwert integriert sein. Wird an UB keine Batterie betrieben, die UB bestimmt, sondern nur Energiespeicher, die sich im weitesten Sinne wie Kondensatoren verhalten, muss der UB-Sollwert kein Festwert sein, sondern kann z. B. betriebspunktabhängig vorgegeben werden. Für EVT kann dann z. B. in Betriebspunkten, in denen keine hohe Aktorstromdynamik erforderlich ist, UB auf Wirkungsgrad-günstigere kleinere Werte abgesenkt werden. Z. B. bei hohen Motordrehzahlen, wo höchste Dynamik gewünscht und der Wirkungsgrad zweitrangig ist, kann UB auf seinen maximal zulässigen Wert geregelt werden.
  • Die Erfindung "erbt" von dem zugrunde liegenden bekannten Wandler die Probleme bei sekundärem Leerlauf. Als Schutzmaßnahmen sind z. B. ein Abschalten des Wandlerbetriebs bei Überschreiten eines Grenzwerts von UB, ein in diesem Fall bewusstes Zuschalten eines ausreichend ohmschen Verbrauchers oder eine Spannungsbegrenzerschaltung möglich.
  • Eine bevorzugte Spannungsbegrenzungsschaltung 5 ist in 3 dargestellt. Diese umfasst einen MOS-FET 6, zu dem parallel eine Zenerdiode 7 und ein Widerstand 8 geschaltet ist, wobei die Zenerdiode 7 zwischen Drain und Gate des MOS-FET 6 geschaltet ist und der Widerstand 8 zwischen Gate und Source geschaltet ist. Steigt die Spannung, so fällt eine größere Spannung über dem Widerstand 8 ab, der dann über die Gatespannung den MOS-FET aufsteuert, so dass ein Entladestrom vom Kondensator C nach Masse über den MOS-FET 6 fließen kann.
  • Wird an UB eine Batterie betrieben, ist damit im Allgemeinen mindestens grob die Spannung UB festgelegt. Darüber hinaus ist im Allgemeinen dann eine Ladezustandsregelung notwendig, die in die Regler der Brückenschaltung integriert werden kann und die vom Batterietyp abhängig ist. Im einfachsten Fall wird UB auf eine konstante Spannung geregelt, die z. B. der Ladeschlussspannung der Batterie entspricht. Denkbar ist auch eine Bestimmung der Ladebilanz (vorzeichenrichtiges Zeit-Integral des Batterie-Stroms) durch Integration der Ströme durch S1 und S3 aller an die Batterie angeschlossener Brückenschaltungen. Die Ansteuerzeiten der Schalter sind den Steuereinheiten der Brückenschaltungen bekannt und die Schalterströme können von den Steuereinheiten aus den gemessenen Lastströmen abgeleitet werden.
  • Beim Einschalten der Versorgungsspannung eines Gerätes mit großen Kondensatoren muss ggf. der Einschaltstrom begrenzt werden. Dafür sind aus dem Stand der Technik Anordnungen bekannt, bei denen die Versorgungsspannung zunächst nur über einen Widerstand an die Kondensatoren geschaltet wird. Erst wenn die Kondensatoren das der Versorgungsspannung entsprechende Niveau weitgehend erreicht haben, wird der Widerstand überbrückt, um im Betrieb keine zusätzlichen Verluste zu erzeugen. Dieser Zusatzaufwand kann bei der erfindungsgemäßen Brückenschaltung entfallen. Wird im Beispiel EVT z. B. beim Einschalten der Klemme 15 die 12 V-Batterie über einen in 1 nicht gezeichneten Schalter an UG gelegt, bliebe S5 zunächst geöffnet. Sind die Schalter als MOS-FETs realisiert und ist C entladen, fließt beim Schließen von S5 ein Strom über die technisch bedingte parasitäre Diode von S1 nach C. Dieser Strom kann durch nur unvollständiges Durchschalten von 35 durch eine relativ kleine Gate-Source-Spannung begrenzt werden (der MOS-FET verhält sich dann ähnlich wie ein Widerstand; erfordert relativ einfache Zusatzmaßnahmen in der Ansteuerschaltung). Alternativ kann durch eine Folge kurzer S5-Einschaltpulse in Verbindung mit der ohnehin begrenzten Schaltgeschwindigkeit von S5 und ggf. parasitären Induktivitäten in der Zuleitung eine Begrenzung des Einschaltstroms erfolgen (ggf. reine Software-Maßnahme in der Ansteuerung). Die Folge der Einschaltimpulse kann rein gesteuert ausgegeben werden, oder ein Regler kann die Folge beenden, wenn UB eine vorgegebene Differenz zu UG unterschreitet. Gegebenenfalls kann in dieser Phase auch der Gradient von UB geregelt werden, z. B. mit der Länge der S5-Einschaltpulse als Stellgröße.
  • Ein weiteres Einschaltstrom-Problem kann auftreten, wenn an UB eine Batterie betrieben wird, die bei abgeschaltetem Gerät aber von UB getrennt wird (z. B. um eine Entladung durch Ruheströme zu vermeiden). Diese sollte erst dann an UB geschaltet werden, wenn die Differenz zwischen Batterie- und Brückenspannung UB eine Grenze unterschritten hat. Dazu kann mit der oben beschriebenen Wandlerfunktion UB auf den gewünschten Wert gebracht werden, bevor die Verbindung zwischen Batterie und Brückenschaltung hergestellt wird.
  • Bisher ist weitgehend nur eine Vorrichtung mit einer H-Brückenschaltung beschrieben worden. In der Praxis weisen die Vorrichtungen jedoch mehrere H-Brückenschaltungen mit induktiven Lasten auf. Hier sind nun prinzipiell zwei Möglichkeiten zur Regelung der Lastströme gegeben, nämlich eine dezentrale oder eine zentrale Regelung.
    • I. Die Strategie wird ("verteilt") für jede Brückenschaltung mit Spannungswandlerfunktion in deren Regler implementiert. Im Extremfall berechnet dieser die Strategie für jede Abtastzeit neu und unabhängig von den anderen Reglern. Die dazu benötigten Informationen müssen entsprechend verteilt bzw. ggf. lokal redundant gemessen werden. Damit sind wirkungsgradoptimale Ergebnisse möglich. Der Aufwand ist aber hoch und die Stabilität der Regelung im Gesamtsystem ggf. schwer sicherzustellen.
    • II. Die Strategie wird auf einer höheren (Regler-)Ebene festgelegt und zusammen mit den Sollwerten an die Regler der Brückenschaltungen geleitet. Beispiel: Ein Einlass- oder Auslassventil eines konventionellen 4-Takt-Motors ist für etwa 3 Takte geschlossen und führt in dem verbleibenden Takt die Hubkurve aus. Als EVT realisiert, kann die Geschlossen-Phase zur Spannungswandlung genutzt werden, da hier in den Aktoren eine schließende, allenfalls langsam zu verändernde Kraft aufzubringen ist, also eine konstante Stromrichtung mit geringem Stromgradienten in den als Last der Brücke verwendeten Aktorwicklungen resultiert. Während der Hubphase sind im Allgemeinen hohe Stormgradienten bei beiden Stromrichtungen notwendig, die mit der niedrigen Spannung UG allenfalls zum Teil einstellbar sind. Die den Reglern der Brücken übergeordnete Wegregelung kann leicht – zusätzlich zu den Sollströmen und ggf. weiteren Sollwerten (z. B. dem Sollwert für UB) – eine Steuergröße erzeugen, die die Strategie der Regler der Brückenschaltungen bestimmt, während der Hubphase zum Beispiel der oben beschriebene Fall 1. (reiner H-Brückenbetrieb), während der Geschlossen-Phase z. B. der Fall 3. (Wandlerbetrieb mit gleichzeitiger Regelung vom Laststrom).
  • Im Falle eines elektromotorischen Ventiltriebes für einen 4-Zylinder-Motor werden 16 Ventilaktoren benötigt. Dabei werden in einer bevorzugten Ausführungsform die Ventilaktoren durch je zwei Wicklungen gebildet, d. h. für jeden Ventilaktor werden zwei H-Brückenschaltungen benötigt. Dies macht in Summe 32 H-Brückenschaltungen.
  • Abhängig von der Worst-Case-Energiebilanz brauchen ggf. nicht alle 32 Brückenschaltungen mit S5 und der erfindungsgemäßen Spannungswandler-Funktion ausgestattet zu werden, sondern nur ein Teil der 32 H-Brückenschaltungen. Weiterhin ist es möglich, diese Zahl ggf. z. B. auf 16 zu reduzieren (1 je Aktor), wenn die Haltekraft nicht – wie bisher üblich – durch im Wesentlichen gleichen Strom in den beiden Wicklungen eines Aktors erzeugt wird, sondern durch im Wesentlichen doppelten Strom in nur der Wicklung, die von einer H-Brückenschaltung mit der erfindungsgemäßen Spannungswandlerfunktion angesteuert wird.
  • Im einfachsten Fall werden die UB-Anschlüsse aller H-Brückenschaltungen miteinander verbunden. Im Falle eines Defekts, der z. B. wie ein Kurzschluss von UB nach Masse wirkt, fielen dann ggf. alle Ventile gleichzeitig aus und es wäre nicht einmal ein eingeschränkter Betrieb des Motors möglich. Mit der erfindungsgemäßen, über viele H-Brückenschaltungen "verteilten" Spannungswandlerfunktion ist es leicht möglich, die H-Brückenschaltungen in verschiedene Gruppen aufzuteilen, mit dem Ziel, dass ein Defekt in einer Gruppe die Funktion in anderen Gruppen nicht verhindert. Jede Gruppe kann z. B. über ein eigenes UB-Signal (und eigene Kondensatoren und ggf. weitere Energiespeicher) verfügen, das mit den UB-Signalen der anderen Gruppen nicht verbunden ist. Bei der Einteilung der Brückenschaltungen in Gruppen ist ggf. zu beachten, dass die Energiebilanz "passt", d. h. entweder zu jeder Zeit oder – bei Vorhandensein entsprechender Energiespeicher – im zeitlichen Mittel die aus UB entnommene Energie nicht größer ist als die durch die Spannungswandlerfunktion gespeiste. Das könnte der Fall sein, wenn z. B. die H-Brückenschaltungen aller Ventile, die jeweils zu einem Zylinder gehören (eine Gruppe je Zylinder), oder die H-Brückenschaltungen aller Ventile gleicher Funktion (Gruppe 1 für die Einlassventile 1 aller Zylinder, ..., Gruppe 4 für die Auslassventile 2 aller Zylinder) zu einer Gruppe zusammengefasst werden. Im ersten Fall wäre ein Motornotlauf mit einem stillgelegten Zylinder möglich, im zweiten ein Motornotlauf mit allen Zylindern, aber reduzierter Funktion und Leistung.
  • Im Beispiel EVT ist es keine wesentliche Einschränkung, dass im Wandlerbetrieb stationär nur eine Stromrichtung in der Last möglich ist. Werden beide Richtungen gefordert, kann auf der in 1 rechten Seite der Last LH ein weiterer Schalter zu UG entsprechend S5 vorgesehen werden.
  • Bei bestimmten Anforderungen ist es möglich, in 1 den Schalter S1 entfallen zu lassen. S5 kann dann als zusätzliche Einsparung als einfacher MOS-FET implementiert werden. Man erhält also eine H-Brückenschaltung mit Wandler-Funktion, bei der die beiden Halbbrücken an unterschiedliche Versorgungsspannungen angeschlossen sind. Der Nachteil besteht darin, dass dann in einer Richtung an die Last nur eine kleinere Spannung gelegt werden kann (UG mit S5 und S4 geschlossen statt UB mit S1 und S4 geschlossen) und entsprechend die einstellbaren Stromgradienten in der gezeichneten Stromrichtung durch die Last kleiner sind als in der Gegenrichtung.
  • Bisher wurde davon ausgegangen, dass die erfindungsgemäße Brückenschaltung eine Aufwärtswandler-Funktion (hier von UG = 12 V bzw. 14 V nach UB = 42 V) ausführen soll. Mit der in 1 dargestellten Anordnung ist aber auch eine Abwärtswandlung möglich, sowie ein "gemischter Betrieb", mal mit Aufwärts- und mal mit Abwärtswandlung. Im Beispiel EVT könnte der 12 V-Generator durch einen 42 V-Generator ersetzt werden (ggf. mit 42 V-Batterie), der an UB angeschlossen wird. Über S5 ist dann aber weiterhin das 12 V-Bordnetz zu versorgen bzw. eine ggf. noch vorhandene 12 V-Batterie zu laden. Die Stromrichtung in der Last im Wandlerbetrieb kehrt sich um, so dass die Aktorwicklungen lediglich umgepolt werden sollten, um das gewünschte Vorzeichen der Haltekraft zu behalten. Zur Regelung des Laststroms dient wieder eine Sequenz der Zustände 5) und 6). Ein Anstieg des Strombetrags erfolgt jetzt im Zustand 6), während im Zustand 5) der Strombetrag sinkt, aber weiterhin Strom in das Bordnetz fließt, ohne dass Energie aus UB entnommen wird. Fast alle Aussagen zur Aufwärtswandlerfunktion haben eine Entsprechung für die Abwärtswandlerfunktion. In der Literatur ist dieses Grundprinzip auch als "Tiefsetzsteller" oder "Buck-Converter" bekannt.
  • Grundsätzlich gibt es noch die Möglichkeit, in 1 UG > UB zu wählen. Auch damit sind Wandlungen in beiden Richtungen möglich. S5 muss dann nur noch in einer Richtung sperren, S1 dafür dann in beiden, wie vorher S5. Der einzige Unterschied ist eigentlich der, dass die rechte Halbbrücke aus S3 und S4 dann an der kleineren der beiden Spannungen hängt. Aufgrund erhöhter Anforderungen an die Spannungsfestigkeit von S1 und S2 und damit verbundener erhöhter Verluste sind allerdings bestenfalls geringe Vorteile gegenüber einer Anordnung mit Abwärtswandler von UG auf UB zu erwarten, bei der dann nur noch der Kondensator C mehrfach genutzt werden kann.
  • Im Normalfall erfordert die Ansteuer-Elektronik einer konventionellen Brückenschaltung eine wesentlich kleinere Versorgungsspannung als UB. Es besteht dann die Möglichkeit, die Spannung zum Betrieb der Ansteuerelektronik aus UB zu erzeugen (ggf. aufwendig und Wirkungsgrad-ungünstig) oder einen zusätzlichen Anschluss z. B. der 12 V-Bordnetzspannung speziell zu diesem Zweck vorzusehen. Gibt es dagegen wie in der erfindungsgemäßen Brückenschaltung neben UB sowieso noch eine kleinere Versorgungsspannung (hier UG), bietet es sich an, diese als Versorgungsspannung der Ansteuer-Elektronik zu verwenden bzw. die Versorgungsspannung(en) der Ansteuer-Elektronik als dieser zu erzeugen.

Claims (17)

  1. Vorrichtung (1) zur Ansteuerung einer induktiven Last (LH), umfassend eine H-Brückenschaltung (3), wobei in der Brücke (2) die induktive Last (LH) angeordnet ist und in den Zweigen jeweils ein Schalter (S1–S4) angeordnet ist, wobei die H-Brückenschaltung (3) auf einem ersten Spannungsniveau (UB) liegt und die Schalter (S1–S4) von einer Regel- oder Steuereinheit angesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, dass die H-Brückenschaltung (3) an mindestens einer Seite der Brücke (2) über einen weiteren Schalter (S5) mit einem zweiten Spannungsniveau (UG) verbunden ist, wobei das zweite Spannungsniveau (UG) kleiner oder größer als das erste Spannungsniveau (UB) ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur H-Brückenschaltung (3) ein Kondensator (C) geschaltet ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Spannungsniveau (UG) durch einen Generator erzeugt wird und das erste Spannungsniveau (UB) mindestens einen Energiespeicher aufweist.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Spannungsniveau (UB) durch einen Generator erzeugt wird und das zweite Spannungsniveau (UG) mindestens einen Energiespeicher aufweist.
  5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur H-Brückenschaltung (3) ein Spannungsbegrenzer (5) und/oder eine Batterie und/oder ein zuschaltbarer Verbraucher geschaltet ist.
  6. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltelemente (S1–S5) als Leistungs-Halbleiterbauelemente ausgebildet sind.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungs-Halbleiterbauelemente als MOS-FETs ausgebildet sind.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schalter (S5) durch zwei gegeneinander verschaltete MOS-FETs mit gemeinsamen Gate- und Source-Anschluss gebildet ist.
  9. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (1) eine Einrichtung zur Sensierung des Laststromes (I) und/oder eine Einrichtung zur Erfassung der Spannung des ersten Spannungsniveaus (UB) umfasst.
  10. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (1) eine Einschaltstrombegrenzung aufweist.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltstrombegrenzung als schaltbarer Widerstand in Reihenschaltung mit dem weiteren Schalter (S5) ausgebildet ist.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schalter (S5) beim Einschalten gepulst ein- und ausgeschaltet wird und/oder als geregelter Widerstand betrieben wird.
  13. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (1) mindestens zwei H-Brückenschaltungen (3) umfasst, wobei nur einzelne H-Brückenschaltungen (3) über einen weiteren Schalter (S5) mit dem zweiten Spannungsniveau (UG) verbunden sind.
  14. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung mehrere H-Brückenschaltungen (3) umfasst, wobei die H-Brückenschaltungen (3) zu mindestens zwei Gruppen zusammengefasst sind, wobei jede Gruppe einen eigenen Anschluss an das erste Spannungsniveau (UB) und/oder einen eigenen Kondensator (C) aufweist.
  15. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass an jeder Seite der Brücke (2) ein Schalter angeordnet ist, der mit dem zweiten Spannungsniveau (UG) verbunden ist.
  16. Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Last (LH) als elektromotorischer Ventiltrieb ausgebildet ist.
  17. Verfahren zur Ansteuerung einer induktiven Last, mittels einer Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch den weiteren Schalter (S5) eine zusätzliche Ladefunktion zwischen der ersten und zweiten Spannungsebene realisiert wird.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102017000901A1 (de) 2017-02-01 2018-08-02 Rhefor Gbr (Vertretungsberechtigter Gesellschafter: Arno Mecklenburg, 10999 Berlin) Bistabiler Hubmagnet
DE102017000907A1 (de) 2017-02-01 2018-08-02 Rhefor Gbr (Vertretungsberechtigter Gesellschafter: Arno Mecklenburg, 10999 Berlin) Elektromagnetischer Stopper für eine Stückgut-Förderanlage
DE102017209522A1 (de) * 2017-06-07 2018-12-13 Continental Automotive Gmbh Verfahren zum Betreiben einer Magnetaktoranordnung
CN110719026A (zh) * 2019-09-11 2020-01-21 广州金升阳科技有限公司 一种升压变换器及其控制方法
CN111488024A (zh) * 2019-01-25 2020-08-04 添可智能科技有限公司 一种清洁设备及功率调整方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0671868A1 (de) * 1994-03-11 1995-09-13 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung zum gepulsten Betrieb einer Entladungslampe
EP0704957A2 (de) * 1994-09-30 1996-04-03 Fronius Schweissmaschinen Kg Austria Stromquelle fur die Energieversorgung eines Verbraucherkreises
DE19831151A1 (de) * 1997-12-24 1999-07-08 Ema Elektro Maschinen Schultze Wechselrichter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0671868A1 (de) * 1994-03-11 1995-09-13 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung zum gepulsten Betrieb einer Entladungslampe
EP0704957A2 (de) * 1994-09-30 1996-04-03 Fronius Schweissmaschinen Kg Austria Stromquelle fur die Energieversorgung eines Verbraucherkreises
DE19831151A1 (de) * 1997-12-24 1999-07-08 Ema Elektro Maschinen Schultze Wechselrichter

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102017000901A1 (de) 2017-02-01 2018-08-02 Rhefor Gbr (Vertretungsberechtigter Gesellschafter: Arno Mecklenburg, 10999 Berlin) Bistabiler Hubmagnet
DE102017000907A1 (de) 2017-02-01 2018-08-02 Rhefor Gbr (Vertretungsberechtigter Gesellschafter: Arno Mecklenburg, 10999 Berlin) Elektromagnetischer Stopper für eine Stückgut-Förderanlage
US10994946B2 (en) 2017-02-01 2021-05-04 Rhefor Gbr Electromagnetic stopper for a cargo conveyor system
US11495380B2 (en) 2017-02-01 2022-11-08 Rhefor Gbr Bistable hoisting solenoid
DE102017209522A1 (de) * 2017-06-07 2018-12-13 Continental Automotive Gmbh Verfahren zum Betreiben einer Magnetaktoranordnung
CN111488024A (zh) * 2019-01-25 2020-08-04 添可智能科技有限公司 一种清洁设备及功率调整方法
CN111488024B (zh) * 2019-01-25 2022-04-19 添可智能科技有限公司 一种清洁设备及功率调整方法
CN110719026A (zh) * 2019-09-11 2020-01-21 广州金升阳科技有限公司 一种升压变换器及其控制方法

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