CN111488024A - 一种清洁设备及功率调整方法 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种清洁设备及功率调整方法。本申请实施例提供的清洁设备包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件。控制模块可根据供电模块的实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制电压转换电路将供电模块的实际输出电压转换为基准输出电压并输出给电机，以供电机驱动清洁组件执行清洁任务。在本申请实施例中，基于对电压转换电路的控制，可保证电机具有较为稳定的工作电压，不受供电模块的输出电压变化的影响，有助于提高清洁效率和清洁质量。

Description

一种清洁设备及功率调整方法

技术领域

本申请涉及电器设备技术领域，尤其涉及一种清洁设备及功率调整方法。

背景技术

随着电池技术的发展，电池逐渐具有强大的蓄电能力，因此，被广泛应用于移动终端、电动汽车等设备中，以保证其能够持续续航。

另外，吸尘器、扫地机器人等清洁设备也主要依赖电池为电机提供电力，以便完成清洁任务。但是，现有清洁设备存在清洁效率较低，清洁效果不佳等问题。

申请内容

本申请从多个方面提供一种清洁设备及功率调整方法，用以使清洁设备的工作功率维持稳定，进而提高清洁效率和清洁质量。

本申请实施例提供一种清洁设备，包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件；

其中，所述电压转换电路连接于所述供电模块与所述电机之间，所述电机与所述清洁组件电连接；所述控制模块与所述电压转换电路和所述供电模块电连接；

所述控制模块，用于检测所述供电模块的实际输出电压，根据所述实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制所述电压转换电路将所述实际输出电压转换为所述基准输出电压并输出给所述电机，以供所述电机驱动所述清洁组件执行清洁任务。

本申请实施例还提供一种功率调整方法，适用于清洁设备，所述方法包括：

检测所述清洁设备的供电模块的实际输出电压；

根据所述实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制所述清洁设备的电压转换电路将所述实际输出电压转换为所述基准输出电压后输出给所述清洁设备的电机，以使所述电机驱动所述清洁设备的清洁组件执行清洁任务。

本申请实施例提供的清洁设备，包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件。控制模块可根据供电模块的实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制电压转换电路将供电模块的实际输出电压转换为基准输出电压并输出给电机，以供电机驱动清洁组件执行清洁任务。在本申请实施例中，基于对电压转换电路的控制，可保证电机具有较为稳定的工作电压，不受供电模块的输出电压变化的影响，有助于提高清洁效率和清洁质量。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为本申请一示例性实施例提供的一种清洁设备的结构示意图；

图2为本申请一示例性实施例提供的一种电压转换电路的原理示意图；

图3为本申请一示例性实施例提供的一种供电模块放电时，输出电压随时间的变化关系示意图；

图4a为本申请一示例性实施例提供的一种电压转换电路工作在Buck状态的时序示意图；

图4b为本申请一示例性实施例提供的一种电压转换电路工作在Buck-Boost状态的时序示意图；

图4c为本申请一示例性实施例提供的一种电压转换电路工作在Boost状态的时序示意图；

图5a为本申请一示例性实施例提供的一种控制模块的结构示意图；

图5b为本申请一示例性实施例提供的一种控制模块的电路原理示意图；

图6为本申请一示例性实施例提供的一种功率调整方法的流程示意图。

具体实施方式

为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请具体实施例及相应的附图对本申请技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

现有清洁设备在执行清洁任务过程中，其供电电池的电压不稳定，进而导致其工作功率的波动，而影响清洁设备的清洁效率和清洁效果。针对现有的技术问题，本申请实施例提供一种清洁设备，包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件。其中，控制模块可根据供电模块的实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制电压转换电路将供电模块的实际输出电压转换为基准输出电压并输出给电机，以供电机驱动清洁组件执行清洁任务。本申请实施例提供的清洁设备，基于对电压转换电路的控制，可保证电机具有较为稳定的工作电压，不受供电模块的输出电压变化的影响，有助于提高清洁效率和清洁质量。

以下结合附图，详细说明本申请各实施例提供的技术方案。

应注意到：相同的标号在下面的附图以及实施例中表示同一物体，因此，一旦某一物体在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步讨论。

图1为本申请一示例性实施例提供的一种清洁设备的结构示意图。如图1所示，清洁设备包括：供电模块11、电压转换电路12、控制模块13、电机14以及清洁组件15。

如图1所示，电压转换电路12连接于供电模块11与电机14之间；电14机与清洁组件15电连接；控制模块13与电压转换电路12和供电模块11电连接。

在本实施例中，控制模块13用于检测供电模块11的实际输出电压，并根据供电模块11的实际输出电压与设定的基准输出电压U₀的大小关系，控制电压转换电路12将供电模块11的实际输出电压转换为基准输出电压U₀，并输出给电机14，以供电机14驱动清洁组件15执行清洁任务。也就是说，对于电压转换电路12，其输入电压为供电模块11的实际输出电压V_in，其输出电压为预设的基准输出电压U₀。

本实施例提供的清洁设备，基于对电压转换电路的控制，可保证电机具有较为稳定的工作电压，不受供电模块的输出电压变化的影响，有助于提高清洁效率和清洁质量。

值得说明的是，考虑到硬件电路的系统误差，在本申请实施例中，电压转换电路12的输出电压与设定的基准输出电压U₀的电压差在预设的可允许误差范围内，亦将其认为电压转换电路12的输出电压为基准输出电压U₀，即电压转换电路12将供电模块11的实际输出电压转换为基准输出电压U₀。其中，可允许的误差范围的具体取值，可根据实际对电压稳定性的要求进行灵活设定，在此不进行限定。

还值得说明的是，在本实施例中，清洗设备可以为用于清洗地面、墙壁、天花板等区域的清洗机，例如吸尘器等；也可以是洗衣机、洗碗机等，但不限于此。

在一可选实施例中，供电模块11可为电池。其中，电池可为蓄电电池、充电电池等，但不限于此。进一步，为了能够准确检测到供电模块11的实际输出电压，如图2所示，在电池的两端并联串联的采样电阻R1和R2，并将采样电阻R1和R2的串接点与控制模块13电连接，且串联的采样电阻R1和R2并联于电池与电压转换电路12的输入端之间。这样，当电池放电时，控制模块13便可检测到采样电阻R2两端的电压，并可根据采样电阻R2两端的电压，得到供电模块11的实际输出电压。具体实施方式为：控制模块13根据采样电阻R1和R2的电阻值以及采样电阻R2两端的电压，得到供电模块11的实际输出电压为：

其中，V_in为供电模块11的实际输出电压，U₂为电阻R2两端的电压，R₁和R₂分别为采样电阻R1和R2的电阻值。

基于图2所示的电路原理图中的供电模块11，控制模块13还可根据采样电阻R2两端的电压U₂以及基准输出电压U₀，控制电压转换电路12将供电模块11的实际输出电压V_in转换为基准输出电压U₀。

在一可选实施例中，如图2所示，电压转换电路12包括：4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4以及储能电感L1。其中，4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4的选通端G分别与控制模块13电连接；开关管控制电路Q1和Q3串接；开关管控制电路Q2和Q4串接。具体为：开关管控制电路Q1的第二端S和开关管控制电路Q3的第一端D电连接；开关管控制电路Q2的第二端S和开关管控制电路Q4的第一端D电连接。进一步，储能电感L1连接于开关管控制电路Q1和Q3的连接点与开关管控制电路Q2和Q4的连接点之间；且开关管控制电路Q3的第二端和开关管控制电路Q4的第二端电连接。

进一步，如图2所示，开关管控制电路Q1的第一端D与开关管控制电路Q3的第二端S形成电压转换电路12的输入端，该输入端与供电模块11电连接。可选地，供电模块11的正极与开关管控制电路Q1的第一端D电连接，其负极与开关管控制电路Q3的第二端S电连接。进一步，供电模块11的负极接地。开关管控制电路Q2的第一端D与开关管控制电路Q4的第二端S形成电压转换电路12的输出端，该输出端与电机14电连接。其中，在图2中，电阻R0等价于电机14及清洁组件15形成的负载。

可选地，4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4可为PNP三极管、NPN三极管、N-MOS管或P-MOS管等，但不限于此。在实际应用中，可根据开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4的组成元件的不同，适应性的改变彼此之间的连接关系。下面以开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4均为N-MOS管为例，对其连接关系进行示例性说明。

当开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4均为N-MOS管时，如图2所示，可将N-MOS管的栅极(G)作为其所属开关控制电路的选通端，N-MOS管的漏极(D)作为其所属开关管控制电路的第一端，并将其源极(S)作为其所属开关管控制电路的第二端。即N-MOS管Q1的漏极和N-MOS管Q3的源极作为电压转换电路12的输入端，分别与供电单元11电连接；N-MOS管Q2的漏极和N-MOS管Q4的源极作为电压转换电路12的输出端，与电机14电连接；进一步，N-MOS管Q1的源极和N-MOS管Q3的漏极串接，N-MOS管Q2的源极和N-MOS管Q4的漏极串接；且N-MOS管Q3的源极和N-MOS管Q4的源极电连接。进一步，N-MOS管Q1，Q2，Q3和Q4的栅极分别与控制模块13电连接，用于在控制模块13输出的PWM的控制下，使电压转换电路12的输出电压为基准输出电压U₀，即将供电模块11的实际输出电压V_in转换为基准输出电压U₀。

可选地，如图2所示，开关管控制电路Q3的第二端和开关管控制电路Q4的第二端可通过采样电阻Rs电连接。进一步，采样电阻Rs与开关管控制电路Q3的第二端的连接点可与控制模块13电连接，用于检测储能电感L1的电流。进一步，控制模块13在根据供电模块11的实际输出电压与设定的基准输出电压U₀的大小关系，控制电压转换电路12的输出电压为U₀时，还可根据储能电感L1的电流，来对供电模块11的实际输出电压与设定的基准输出电压U₀的大小关系进行补偿，使对二者大小关系的检测结果更准确。

进一步，为了便于检测电压转换电路12的实际输出电压，如图2所示，在电压转换电路12的输出端并联串联的采样电阻R3和R4，即将串联的采样电阻R3和R4并联于开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端，且控制模块13与采样电阻R3和R4的连接点电连接，用于检测采样电阻R4两端的电压，以得到电压转换电路12的输出电压。具体实施方式为：控制模块13根据采样电阻R3和R4的电阻值以及采样电阻R4两端的电压，得到电压转换电路12的输出电压为：

其中，V_out为电压转换电路12的输出电压，U₄为电阻R4两端的电压，R₃和R₄分别为采样电阻R3和R4的电阻值。

可选地，如图2所示，电压转换电路12还包括：有极电容EC1。其中，有极电容EC1在采样电阻R3和R4之前，并联于开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端。一方面，有极电容EC1可滤除电压转换电路12的输出电压中的纹波，提高其电压输出的稳定性；另一方面，当供电模块11放电时，有极电容EC1充电，而当供电模块11停止输出电压时，有极电容EC1放电，有极电容EC1放电可使电压转换电路12的输出电压暂时维持在基准输出电压，不仅可使电机工作功率稳定，还可防止突然断电对电机15造成损坏。

基于图2所示的电压转换电路，控制模块12可根据供电模块11的实际输出电压与基准输出电压的大小关系，对4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3和Q4进行脉冲宽度调制(Pulsewidth modulation，PWM)控制，以使电压转换电路12的输出电压为基准输出电压。下面结合图3所示的供电模块11放电过程中实际输出电压随时间的变化关系以及供电模块11的实际输出电压与基准输出电压的几种大小关系，对其具体实施方式进行示例性说明。

在本发明的实施例中，V_out为电压转换电路12的输出电压，V_in供电模块11的实际输出电压，V_{Buck_min}为电压转换电路12能够工作在Buck状态的最小电压，V_{Boost_max}表示电压转换电路12能够进入Boost状态的最大电压，V_min表示供电模块11输出的最小保护电压阈值。ΔU1表示V_{Buck_min}与基准输出电压U₀的差值，ΔU2表示基准输出电压U₀与V_{Boost_max}的差值。可以明确的是，V_{Buck_min}大于U₀，U₀大于V_{Boost_max}，V_{Boost_max}大于V_min，V_{Buck_min}、U₀、V_{Boost_max}和V_min都是预先设定的电压值，可选地，V_{Buck_min}＝21.8V，U₀＝21.6V，V_{Boost_max}＝21.4V，V_min＝16.2V。ΔU1和ΔU2大小关系不限定，既可以相同，也可以不相同，优选的，ΔU1和ΔU2相同。

关系1：供电模块11的实际输出电压V_in大于基准输出电压U₀，且二者的电压差大于预设的电压差阈值ΔU1，即图3所示的供电模块11的实际输出电压V_in大于V_{Buck_min}，则控制模块13控制电压转换电路12工作在降压状态，即Buck状态，其中，V_{Buck_min}表示电压转换电路12能够工作在Buck状态的最小电压，其具体取值可根据根据电压转换电路12实际输出电压V_in与基准输出电压U₀的误差百分比进行确定的。具体实施方式为：控制模块13控制开关管控制电路Q2导通、开关管控制电路Q4关断；且向开关管控制电路Q1和Q3输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断调小开关管控制电路Q1和Q3的PWM信号的占空比，直至电压转换电路的输出电压为基准输出电压。

在实际应用中，结合具体的电路结构，关系1可转换成不同的表现形式。对于图2所示的电路结构。供电模块11的实际输出电压V_in用采样电阻R2两端的电压U₂进行表示，电压转换电路12的实际输出电压V_out用采样电阻R4两端的电压U₄进行表示，因此，V_{Buck_min}可根据图2所示的具体的电路实现结构，预先将V_{Buck_min}折算到采样电阻R2上，即采样电阻R2分担V_{Buck_min}的大小为：

并将预设的电压差阈值ΔU也折算到采样电阻R2上为：

关系1可表示为：采样电阻R2两端的电压U₂大于

以图2所示的电压转换电路为例，如图4a所示，CLK表示时钟信号。当一个时钟周期到达，控制模块13向N-MOS管Q2输出图4a中SW2所示的高电平信号，N-MOS管Q2导通；并向N-MOS管Q4输出如图4a中SW4所示的低电平信号，N-MOS管Q4关断。进一步，控制模块13向N-MOS管Q1和Q3输出占空比相同但相位相反的PWM信号，分别如图4a所示的SW1和SW3所示，进而电压转换电路12工作在Buck状态。电压转换电路12工作在Buck状态时，储能电感L1的电流变化如图4a所示，当N-MOS管Q1的PWM信号为高电平时，N-MOS管Q3的PWM信号为低电平，则N-MOS管Q1导通、N-MOS管Q3关断，又由于N-MOS管Q2导通、N-MOS管Q4关断，则储能电感L1被充磁，其电流线性增加；当N-MOS管Q1的PWM信号为低电平时，N-MOS管Q3的PWM信号为高电平，则N-MOS管Q1关断、N-MOS管Q3导通，又由于N-MOS管Q2导通、N-MOS管Q4关断，则储能电感L1通过N-MOS管Q3放电，其电流线性减少。进一步，电压转换电路12的输出电压可以通过有极电容EC1放电以及减小储能电感L1的电流维持在基准输出电压。

关系2：供电模块11的实际输出电压V_in与基准输出电压U₀的电压差小于或等于预设的电压差阈值ΔU1和/或ΔU2，即图3所示的供电模块11的实际输出电压V_in满足V_{Boost_max}≤V_in≤V_{Buck_min}，则控制模块13控制电压转换电路12工作在降压-升压状态，即Buck-Boost状态。若供电模块11的实际输出电压V_in大于基准输出电压U₀，且二者的差值小于或等于ΔU1，即供电模块11的实际输出电压U₀<V_in≤V_{Buck_min}，则控制模块13控制电压转换电路12工作在降压状态。若供电模块11的实际输出电压V_in小于基准输出电压U₀，且二者的差值小于或等于ΔU2，即供电模块11的实际输出电压V_{Boost_max}≤V_in<U₀，则控制模块13控制电压转换电路12工作在升压状态。其中，V_{Boost_max}表示电压转换电路12能够进入Boost状态的最大电压，其具体取值可根据根据电压转换电路实际输出电压与基准输出电压的误差百分比进行确定的。具体实施方式为：控制模块13向开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4分别输出PWM信号，并不断调节各PWM信号的占空比，直至电压转换电路12的输出电压为基准输出电压。

在实际应用中，结合具体的电路结构，关系2可转换成不同的表现形式。对于图2所示的电路结构。供电模块11的实际输出电压用采样电阻R2两端的电压U₂进行表示，电压转换电路的实际输出电压用采样电阻R4两端的电压U₄进行表示，因此，V_{Boost_max}可根据图2所示的具体的电路实现结构，预先将V_{Boost_max}折算到采样电阻R2上，即采样电阻R2分担V_{Boost_max}的大小为：

关系2可表示为：

以图2所示的电压转换电路为例，控制模块13向N-MOS管Q1、Q2、Q3和Q4输出如图4b所示的PWM信号。下面以图4b所示的第一个时钟周期为例，对电压转换电路12的工作状态进行示例性说明。如图4b所示，在时钟周期开始阶段，N-MOS管Q1的PWM信号为低电平，N-MOS管Q3的PWM信号为高电平，且N-MOS管Q2的PWM信号为高电平，N-MOS管Q4的PWM信号为低电平，则N-MOS管Q1和Q4关断，N-MOS管Q2和Q3导通，此时电压转换电路12工作在Buck状态，储能电感L1的电流经采样电阻Rs放电，逐渐减小。当N-MOS管Q3的PWM信号从高电平跳变到低电平时，N-MOS管Q3关断；经短暂延时后，N-MOS管Q1的PWM信号从低电平跳变到高电平，N-MOS管Q1导通。储能电感L1的电感电流由输入经N-MOS管Q2流向输出。由于电压转换电路12的输入电压(供电模块11的实际输出电压)和输出电压(基准输出电压)十分接近，储能电感L1的电流几乎不变。

进一步，在一定的时钟相位时，N-MOS管Q2的PWM信号由高电平跳变为低电平，N-MOS管Q2关断；且N-MOS管Q4的PWM信号由低电平跳变为高电平，N-MOS管Q4导通，电压转换电路12工作在Boost状态，电感L1充磁，其电流线性增大。接着，N-MOS管Q4的PWM信号由高电平跳变到低电平，N-MOS管Q4关断，并经短暂的延时后，N-MOS管Q2的PWM信号由低电平跳变到高电平，N-MOS管Q2导通，且N-MOS管Q2在该时钟周期剩余的时间内一直导通。由于电压转换电路12的输入电压(供电模块11的实际输出电压)和输出电压(基准输出电压)十分接近，储能电感L1的电流几乎不变。其中，时钟相位的具体取值由实际采用的硬件电路中各器件的型号和性能参数来决定，在此不进行限定。可选地，时钟相位可以为120°。

在关系2中，控制模块12按照图4b所示的PWM信号，对N-MOS管Q1、Q2、Q3和Q4进行PWM控制，使电压转换电路在升压和降压模式下不断跳变，维持电压转换电路的输出电压为基准输出电压。

关系3：供电模块11的实际输出电压V_in小于基准输出电压U₀，且二者的电压差大于预设的电压差阈值ΔU2，即图3所示的供电模块11的实际输出电压V_in小于V_{Boost_max}，则控制模块13控制电压转换电路12工作在升压状态，即Boost状态。具体实施方式为：控制模块13控制开关管控制电路Q1导通、开关管控制电路Q3关断；且向开关管控制电路Q2和Q4输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断增大PWM信号的占空比，直至电压转换电路12的输出电压为基准输出电压。

在实际应用中，结合具体的电路结构，关系3可转换成不同的表现形式。对于图2所示的电路结构。供电模块11的实际输出电压用采样电阻R2两端的电压U₂进行表示，电压转换电路的实际输出电压用采样电阻R4两端的电压U₄进行表示，因此，关系3可表示为：采样电阻R2两端的电压U₂小于

以图2所示的电压转换电路为例，控制模块13向N-MOS管Q1输出如图4c中SW1所示的高电平信号，N-MOS管Q1导通；并向N-MOS管Q3输出如图4c中SW3所示的低电平信号，N-MOS管Q3关断。电压转换电路12工作在Boost状态时，储能电感L1的电流变化如图4c所示，当N-MOS管Q2的PWM信号为高电平时，N-MOS管Q4的PWM信号为低电平，则N-MOS管Q2导通、N-MOS管Q4关断，又由于N-MOS管Q1导通、N-MOS管Q3关断，则储能电感L1被充磁，其电流线性增加；当N-MOS管Q2的PWM信号为低电平时，Q4的PWM信号为高电平，则Q2关断、Q4导通，又由于N-MOS管Q1导通、N-MOS管Q3关断，则储能电感L1通过N-MOS管Q4放电，其电流线性减少。进一步，电压转换电路12的输出电压可以通过有极电容EC1放电以及减小储能电感L1的电流维持在基准输出电压。

关系4：供电模块11的实际输出电压V_in小于预设的电压阈值V_min，即图3所示的供电模块11的实际输出电压V_in小于V_min。在这种情况下，为保护供电模块11，控制模块13控制开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4关断，停止向电机15供电，即控制清洁设备关机。基于图2所示的电路结构，关系4可表示为：采样电阻R2两端的电压U₂小于

值得说明的是，本申请实施例所提供的清洁设备中的控制模块13可以为微型控制器(Microcontroller Unit，MCU)。其中，MCU可以调用相关的计算机程序，来检测供电模块11的实际输出电压，并根据实际输出电压与预设的基准输出电压的大小关系，控制电压转换电路12将供电模块11的实际输出电压转换为基准输出电压，其具体实现方式可参见上述关系1-4的相关描述，在此不再赘述。

本申请实施例提供的清洁设备中的控制模块13还可以图5a所示的结构模块实现。如图5a所示，控制模块13包括：电压放大单元13a、第一电压比较单元13b、第二电压比较单元13c和开关单元13d。

如图5a所示，第一电压比较单元13b连接于供电模块11与开关单元13d之间，用于根据供电模块11的实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制开关单元13d的状态。电压放大单元13a连接于电压转换电路12的输出端与开关单元13d之间，并通过开关单元13d与第二电压比较单元13b的输入端电连接，用于将电压转换电路12的输出电压放大后的放大电压，通过开关单元13d输出至第二电压比较单元13c。

而且，如图5a所示，第二电压比较单元13b的输出端还分别与开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4的选通端电连接，用于根据放大电压与预设的锯齿波的电压的大小关系，对开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4进行PWM控制，以使电压转换电路12的输出电压为基准输出电压。

下面结合图5b所示的控制模块的具体电路原理图，对控制模块的工作原理进行示例性说明。如图5b所示，第二电压比较单元包括：电压比较器CMP3和CMP4。电压比较器CMP3的输出端一方面与开关管控制电路Q1的选通端电连接，另一方面通过非门与开关管控制电路Q3的选通端电连接；电压比较器CMP4的输出端一方面与开关管控制电路Q4的选通端电连接，另一方面通过非门与开关管控制电路Q1的选通端电连接。

进一步，如图5b所示，电压放大电路包括：两级运算放大器OP1和OP2。其中，一级运算放大器OP1的输出端与二级运算放大器的正极输入端电连接；且一级运算放大器的正极输入端输入基准参考电压U_ref。其中，在理论上

其具体取值可根据实际电路结构和各器件的具体型号参数进行设定。一级运算放大器OP1的负极输入端与采样电阻R3和R4的串接点电连接；二级运算放大器OP2的负极输入端与采样电阻Rs与Q3的连接点电连接，其输出端一方面与电压比较器CMP4的正极输入端电连接，另一方面通过开关电路与电压比较器CMP3的正极输入端电连接。且电压比较器CMP3和CMP4的负极输入端输入设定的锯齿波信号。

进一步，如图5b所示，第一电压比较单元包括：电压比较器CMP1和CPM2、二输入或门和非门。其中，电压比较器CMP1的负极输入端和电压比较器CMP2的正极输入端分别与采样电阻R1和R2的串接点电连接，且向电压比较器CMP1的正极输入端输入

并向电压比较器CMP2的负极输入端输入

电压比较器CMP1和CPM2的输出端分别与二输入或门的输入端电连接，且二输入或门的输出端与非门的输入端电连接，非门的输出端与开关单元电连接。

进一步，如图5b所示，开关单元包括：并联的开关K1和开关K2，以及与开关K1串联的加法器；其中，并联的开关K1和开关K2的一端与二级运算放大器OP2的输出端电连接，另一端与第二电压比较单元电连接。进一步，第一电压比较单元中的二输入或门的输出端与开关K1电连接，第一电压比较单元中的非门的输出端与开关K2电连接。

基于图5b所示的电路原理图，其具体工作原理为：当采样电阻R2两端的电压U₂大于U_ref，且二者的电压差大于

即采样电阻R2两端的电压U₂大于

此时满足上述关系1。则，电压比较器CMP1输出低电平“0”，电压比较器CMP2输出高电平“1”，二者经过二输入或门输出高电平“1”，该高电平“1”输出至开关K1，触发开关K1导通；该高电平“1”还经过非门输出低电平“0”至开关K2，触发开关K2关断。

另一方面，采样电阻R4两端的电压大于与U_ref，二者的电压差(负值)经过一级运算放电器OP1放大后的第一放大电压(负值)，输出至二级运算放大器OP2，并与采样电阻Rs两端的电压通过二级运算放大器OP2进行电压差分放大后的第二放大电压(负值)输出至开关单元，其中第二放大电压的绝对值大于第一放大电压的绝对值。电压比较器CMP4的正极输入端的电压为第二放大电压，其正极输入电压大于负极输入端输入的锯齿波的电压的最大值，因此，电压比较器CMP4输出高电平信号“1”，该高电平信号“1”输出至Q4，触发Q1导通；且该高电平信号“1”经过非门转换为低电平“0”输出至Q2，控制Q2关断。

由于K1导通，K2关断，则电压比较器CMP3的正极输入端的电压为第二放大电压(负值)加上偏置电压V_bias(正值)，其绝对值小于小于电压比较器CMP3的负极输入端输入的锯齿波的最大电压，可选地，锯齿波的半波电压等于第二放大电压(负值)加上偏置电压V_bias(正值)的绝对值。因此，在一个时钟周期内，当锯齿波的电压小于第二放大电压大于第二放大电压(负值)加上偏置电压V_bias(正值)的绝对值时，电压比较器CMP3输出高电平信号“1”，当锯齿波的电压大于第二放大电压(负值)加上偏置电压V_bias(正值)的绝对值时，电压比较器CMP3输出低电平信号“0”，进而通过与电压比较器CMP4电连接的非门的作用，向Q1和Q3输出占空比相同，相位相反的PWM信号。此时，电压转换电路工作在Buck模式。

同理，当采样电阻R2两端的电压小于U_ref，且二者的电压差大于

即采样电阻R2两端的电压U₂小于

此时满足上述关系3。基于相同的工作原理，电压比较器CMP3输出高电平信号“1”，该高电平信号“1”输出至Q1，触发Q1导通；且该高电平信号“1”经过非门转换为低电平“0”输出至Q3，控制Q3关断。同时，电压比较器CMP4通过与其电连接的非门的作用，向Q2和Q4输出占空比相同，相位相反的PWM信号。此时，电压转换电路工作在Boost模式。

当采样电阻R2两端的电压与U_ref的电压差小于或等于

和/或

时，即

时，则满足上述关系2。则，电压比较器CMP1输出低电平“0”，电压比较器CMP2输出高低电平“0”，二者经过二输入或门输出高电平“0”，该低电平“0”输出至开关K1，触发开关K1关断；该高电平“0”还经过非门输出低电平“1”至开关K2，触发开关K2导通。此时，由于采样电阻R4两端的电压与基准输出电压在电阻R4的分压非常接近，且对于OP2输出的第二放大电压不再与偏置电压V_bias相加，因此，电压比较器CMP3和CMP4的正极输入电压均为第二放大电压，此时第二放大电压小于锯齿波电压的最大值，因此，电压比较器CMP3通过其电连接的非门的作用，向Q1和Q3输出占空比相同且相位相反的PWM信号；电压比较器CMP4通过其电连接的非门的作用，向Q2和Q4输出占空比相同且相位相反的PWM信号。此时，电压转换电路工作在Buck-Boost模式。

基于上述各实施例提供的清洁设备，本申请实施例还提供一种功率调整方法，下面从清洁设备的角度，对该功率调整方法进行示例性说明。

图6为本申请实施例提供的一种功率调整方法的流程示意图。如图6所示，该方法包括：

601、检测清洁设备的供电模块的实际输出电压。

602、根据实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制清洁设备的电压转换电路将实际输出电压转换为基准输出电压后输出给清洁设备的电机，以使电机驱动清洁设备的清洁组件执行清洁任务。

在本实施例中，清洁设备包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件。其中，这些模块之间的连接关系可参见上述实施例图1的相关内容，在此不再赘述。

在本实施例中，由于可控制电压转换电路可将供电模块的实际输出电压转化为基准输出电压，并将该基准输出电压输出给电机。这样，可保证电机具有较为稳定的工作电压，不受供电模块的输出电压变化的影响，有助于提高清洁效率和清洁质量。

在一可选实施例中，电压转换电路的电路结构如图2所示，该电压转换电路包括：4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4以及储能电感L1。其中，4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4的选通端G分别与控制模块13电连接；开关管控制电路Q1和Q3串接；开关管控制电路Q2和Q4串接。具体为：开关管控制电路Q1的第二端S和开关管控制电路Q3的第一端D电连接；开关管控制电路Q2的第二端S和开关管控制电路Q4的第一端D电连接。进一步，储能电感L1连接于开关管控制电路Q1和Q3的连接点与开关管控制电路Q2和Q4的连接点之间；且开关管控制电路Q3的第二端和Q4的第二端电连接。

进一步，如图2所示，开关管控制电路Q1的第一端D与开关管控制电路Q3的第二端S形成电压转换电路12的输入端，该输入端与供电模块11电连接。且开关管控制电路Q2的第一端D与开关管控制电路Q4的第二端S形成电压转换电路12的输出端，该输出端与电机14电连接。其中，在图2中，电阻R0等价于电机14及清洁组件15形成的负载。

基于图2所示的电压转换电路，根据实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制清洁设备的电压转换电路将实际输出电压转换为基准输出电压的具体实施方式，可结合图3所示的供电模块放电过程中实际输出电压随时间的变化关系以及供电模块的实际输出电压与基准输出电压的几种大小关系，对其具体实施方式进行示例性说明。

关系1：供电模块的实际输出电压大于基准输出电压，且二者的电压差大于预设的电压差阈值ΔU1，即图3所示的供电模块的实际输出电压V_in大于V_{Buck_min}，则控制电压转换电路工作在降压状态，即Buck状态，其中，V_{Buck_min}表示电压转换电路能够工作在Buck状态的最小电压。具体实施方式为：控制开关管控制电路Q2导通、开关管控制电路Q4关断；且向开关管控制电路Q1和Q3输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断调小开关管控制电路Q1和Q3的PWM信号的占空比，直至电压转换电路的输出电压为基准输出电压。

关系2：供电模块的实际输出电压与基准输出电压的电压差小于或等于预设的电压差阈值ΔU1和/或ΔU2，即图3所示的供电模块1的实际输出电压V_in满足V_{Buck_min}≤V_in≤V_{Boost_max}，则控制电压转换电路工作在降压-升压状态，即Buck-Boost状态。其中，V_{Boost_max}表示电压转换电路能够进入Boost状态的最大电压。具体实施方式为：向开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4分别输出PWM信号，并不断调节各PWM信号的占空比，直至电压转换电路的输出电压为基准输出电压。

关系3：供电模块的实际输出电压小于基准输出电压，且二者的电压差大于所述电压差阈值ΔU2，即图3所示的供电模块的实际输出电压V_in小于V_{Boost_max}，则控制电压转换电路工作在升压状态，即Boost状态。具体实施方式为：控制开关管控制电路Q1导通、开关管控制电路Q3关断；且向开关管控制电路Q2和Q4输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断增大PWM信号的占空比，直至电压转换电路的输出电压为基准输出电压。

关系4：供电模块的实际输出电压小于预设的电压阈值V_min，即图3所示的供电模块的实际输出电压V_in小于V_min。在这种情况下，为保护供电模块11，控制开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4关断，停止向电机供电，即控制清洁设备关机。

其中，关于关系1-4在实际应用中的具体表现形式，可参见上述实施例中的相关描述，在此不再赘述。

需要说明的是，上述实施例所提供方法的各步骤的执行主体均可以是同一设备，或者，该方法也由不同设备作为执行主体。比如，步骤601和602的执行主体可以为设备A；又比如，步骤601的执行主体可以为设备A，步骤602的执行主体可以为设备B；等等。另外，在上述实施例及附图中的描述的一些流程中，包含了按照特定顺序出现的多个操作，但是应该清楚了解，这些操作可以不按照其在本文中出现的顺序来执行或并行执行，操作的序号如601、602等，仅仅是用于区分开各个不同的操作，序号本身不代表任何的执行顺序。另外，这些流程可以包括更多或更少的操作，并且这些操作可以按顺序执行或并行执行。

需要说明的是，本文中的“第一”、“第二”等描述，是用于区分不同的消息、设备、模块等，不代表先后顺序，也不限定“第一”和“第二”是不同的类型。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者清洁设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者清洁设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者清洁设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。

Claims (17)

1.一种清洁设备，其特征在于，包括：供电模块、电压转换电路、控制模块、电机以及清洁组件；

其中，所述电压转换电路连接于所述供电模块与所述电机之间，所述电机与所述清洁组件电连接；所述控制模块与所述电压转换电路和所述供电模块电连接；

所述控制模块，用于检测所述供电模块的实际输出电压，并根据所述实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制所述电压转换电路将所述实际输出电压转换为所述基准输出电压并输出给所述电机，以供所述电机驱动所述清洁组件执行清洁任务。

2.根据权利要求1所述的清洁设备，其特征在于，所述供电模块包括：电池以及串接的采样电阻R1和R2；

所述串接的采样电阻R1和R2与所述电池并联，并与所述电压转换电路的输入端电连接；

所述控制模块与所述采样电阻R1和R2的串接点电连接，用于检测采样电阻R2两端的电压，以得到所述供电模块的实际输出电压。

3.根据权利要求1所述的清洁设备，其特征在于，所述电压转换电路包括：4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4以及储能电感L1；

其中，4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4的选通端分别与所述控制模块电连接；开关管控制电路Q1和Q3串接；开关管控制电路Q2和Q4串接；储能电感L1连接于开关管控制电路Q1和Q3的连接点与开关管控制电路Q2和Q4的连接点之间；开关管控制电路Q3和Q4的第二端电连接；

开关管控制电路Q1的第一端与开关管控制电路Q3的第二端形成所述电压转换电路的输入端，与所述供电模块电连接；

开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端形成所述电压转换电路的输出端，与所述电机电连接。

4.根据权利要求3所述的清洁设备，其特征在于，开关管控制电路Q3和Q4的第二端通过采样电阻Rs电连接，所述控制模块与所述采样电阻Rs与开关管控制电路Q3的第二端的连接点电连接，用于检测所述储能电感L1的电流。

5.根据权利要求3所述的清洁设备，其特征在于，所述电压转换电路还包括：串接的采样电阻R3和R4；

所述串接的采样电阻R3和R4并联于开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端，且所述控制模块与所述采样电阻R3和R4的连接点电连接，用于检测采样电阻R4两端的电压，以得到所述电压转换电路的输出电压。

6.根据权利要求3所述的清洁设备，其特征在于，所述电压转换电路还包括：有极电容EC1；其中，所述有极电容EC1并联于开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端。

7.根据权利要求3-6任一项所述的清洁设备，其特征在于，所述控制模块具体用于：

根据所述实际输出电压与所述基准输出电压的大小关系，对4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4进行PWM控制，以使所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

8.根据权利要求7所述的清洁设备，其特征在于，若所述实际输出电压大于所述基准输出电压，且二者的电压差大于预设的电压差阈值，则所述控制模块控制开关管控制电路Q2导通、开关管控制电路Q4关断；且向开关管控制电路Q1和Q3输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断调小所述PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

9.根据权利要求7所述的清洁设备，其特征在于，若所述实际输出电压与所述基准输出电压的电压差小于或等于预设的电压差阈值，则所述控制模块向开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4分别输出PWM信号，并不断调节各PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

10.根据权利要求7所述的清洁设备，其特征在于，若所述实际输出电压小于所述基准输出电压，且二者的电压差大于预设的电压差阈值，则所述控制模块控制开关管控制电路Q1导通、开关管控制电路Q3关断；且向开关管控制电路Q2和Q4输出占空比相同但相位相反的PWM信号，并不断增大所述PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

11.根据权利要求7所述的清洁设备，其特征在于，若所述实际输出电压小于预设的电压阈值，则所述控制模块控制所述开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4关断，停止向所述电机供电。

12.根据权利要求3-6任一项所述的清洁设备，其特征在于，所述控制模块包括：电压放大单元、第一电压比较单元、第二电压比较单元和开关单元；

所述第一电压比较单元连接于所述供电模块与所述开关单元之间，用于根据所述实际输出电压与所述设定的基准输出电压的大小关系，控制所述所述开关单元的状态；

所述电压放大单元连接于所述电压转换电路的输出端与所述开关单元之间，并通过所述开关单元与所述第二电压比较单元的输入端电连接，用于将所述电压转换电路的输出电压放大后的放大电压，通过所述开关单元输出至所述第二电压比较单元；

所述第二电压比较单元的输出端分别与所述开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4的选通端电连接，用于根据所述放大电压与预设的锯齿波的电压的大小关系，对开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4进行PWM控制，以使所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

13.一种功率调整方法，适用于清洁设备，其特征在于，所述方法包括：

检测所述清洁设备的供电模块的实际输出电压；

根据所述实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制所述清洁设备的电压转换电路将所述实际输出电压转换为所述基准输出电压后输出给所述清洁设备的电机，以使所述电机驱动所述清洁设备的清洁组件执行清洁任务。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述电压转换电路包括：4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4以及储能电感L1；

其中，4个开关管控制电路Q1，Q2，Q3，Q4的选通端分别与所述控制模块电连接；开关管控制电路Q1和Q3串接；开关管控制电路Q2和Q4串接；储能电感L1连接于开关管控制电路Q1和Q3的连接点与开关管控制电路Q2和Q4的连接点之间；开关管控制电路Q3和Q4的第二端电连接；

开关管控制电路Q1的第一端与开关管控制电路Q3的第二端形成所述电压转换电路的输入端，与所述供电模块电连接；

开关管控制电路Q2的第一端与开关管控制电路Q4的第二端形成所述电压转换电路的输出端，与所述电机电连接。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述根据所述实际输出电压与设定的基准输出电压的大小关系，控制所述清洁设备的电压转换电路将所述实际输出电压转换为所述基准输出电压，包括：

若所述实际输出电压大于所述基准输出电压，且二者的电压差大于预设的电压差阈值，则控制开关管控制电路Q2导通、开关管控制电路Q4关断，并向开关管控制电路Q1和Q3输出占空比相同但相位相反的PWM信号；

不断调小所述PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括：

若所述实际输出电压与所述基准输出电压的电压差小于或等于预设的电压差阈值，则向开关管控制电路Q1、Q2、Q3和Q4分别输出PWM信号；

不断调节各PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

17.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括：

若所述实际输出电压小于所述基准输出电压，且二者的电压差大于预设的电压差阈值，则控制开关管控制电路Q1导通、开关管控制电路Q3关断，并向开关管控制电路Q2和Q4输出占空比相同但相位相反的PWM信号；

不断增大所述PWM信号的占空比，直至所述电压转换电路的输出电压为所述基准输出电压。

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