DE102007003796B4

DE102007003796B4 - Verfahren und Vorrichtung für das Bestimmen von Grenzen von Informationselementen

Info

Publication number: DE102007003796B4
Application number: DE102007003796A
Authority: DE
Inventors: Kun-tso Fang-Yuan Chen
Original assignee: MediaTek Inc
Current assignee: MediaTek Inc
Priority date: 2006-07-17
Filing date: 2007-01-25
Publication date: 2009-08-27
Anticipated expiration: 2027-01-26
Also published as: US8031816B2; DE102007003796A1; US20080013604A1; TWI326990B; CN101109802B; CN101109802A; TW200807898A

Abstract

Ein Verfahren für das Bestimmen der Informationselementsgrenze eines Signals, wobei das Signal eine Vielzahl von Informationselementen aufweist und jedes Informationselement aus einer Codegruppe besteht und dieses Verfahren folgende Schritte umfasst:
Erhalten einer Symbolphase des Signals;
Berechnen der Signalenergien über eine vorbestimmte Dauer für eine Vielzahl einer ersten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien als erster Energiewert;
Berechnen der Signalenergien über die vorbestimmte Dauer für die Vielzahl einer zweiten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem zweiten Energiewert;
Vergleichen des ersten und zweiten Energiewerts; und
Bestimmen, in welcher der ersten oder zweiten Gruppe an Zeiteinheiten die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichresultat des ersten und zweiten Energiewerts und der Symbolphase liegt.

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Signalverarbeitung in einem Kommunikationssystem, insbesondere Bit/Symbol-Synchronisierung des empfangenen Satellitensignals in einem GNSS-Empfänger, wobei die Grenzen der Informationselemente (Bit/Symbol) bestimmt werden sollen.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Ein Mehrkanal-GNSS (Globales Navigationssatellitensystem)-Empfänger hat mehrere Kanäle für das Verfolgen von Signalen von einer Vielzahl von Satelliten, die von unterschiedlichen Navigationssystemen wie etwa GPS, GLONASS, Galileo oder SBAS (satellitenbasiertes Verbesserungssystem, das MSAS, EGNOS, WAAS usw. einschließt) sein können. Im Allgemeinen verfolgt jeder Kanal ein Satellitensignal und verwendet einen angeglichenen Filter (oder einen Korrelator), um das SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) der Signalproben zu verbessern. Der Korrelator vervielfacht die empfangenen Signalproben mit den lokal erzeugten Replikaten der Signalproben und summiert die Produkte, um Signalproben mit höherem SNR zu erzeugen. Um das SNR der Signale an dem Korrelatorausgang zu maximieren, muss der Empfänger ein lokales Replikat der Signalwellenform erzeugen, um die empfangene Signalwellenform anzugleichen. Eine längere Korrelationszeit führt zu Signalproben mit höherem SNR. Zusätzlich verwenden die meisten GNSS-Systeme ein Signalisierungsschema, um das Spektrum von Funknavigationssignalen zu teilen. Beispielsweise wird CDMA (Codemultiplexverfahren) in GPS, Galileo und SBAS verwendet, wobei die übertragenen Datenbits durch eine sich wiederholende PRN (Pseudo-Zufallsrauschen)-Codesequenz moduliert werden. Die anderen Systeme verwenden verschiedene Signalisierungsschemen für das Senden einer Vielzahl von Satellitensignalen wie etwa FDMA (Frequenzmultiplexverfahren), das von GLONASS verwendet wird. Im Allgemeinen verwendet ein Empfänger unterschiedliche lokale Signalreplikatgeneratoren, um das empfangene Signal zu korrelieren und somit die zielorientierten Satellitensignale zu finden.
Nach dem Erfassen eines Signals, d. h. der Dopplerfrequenz, wird die vorbestimmte Frequenzabweichung (in einem FDMA-System) und Codephase (in einem CDMA-System) des zielorientierten Satellitensignals ungefähr berechnet und der Empfänger muss das Satellitensignal verfolgen und den übertragenen Datenbitstrom kontinuierlich decodieren. Bei dem Vorgang des Erfassens/Verfolgens/Decodierens des Signals verwendet der Empfänger die Signalproben an dem Korrelatorausgang, um die Signalparameter genauer berechnen zu können, wie etwa die Dopplerfrequenz, die Codephase und die übertragenen Datenbits. In einer Implementierung ist der Korrelator als eine geeignete Hardware für das Ausführen des Hochgeschwindigkeits-Korrelationsvorgangs implementiert. In einer anderen Implementierung kann der Korrelator als software-basierender funktioneller Block implementiert sein. Beispielsweise kann die auf FFT (Schnelle Fourier-Transformation) basierende Korrelationstechnik verwendet werden. Der Vorgang des Erfassens, Verfolgens und Decodierens des Signals erfordert verglichen mit der Korrelation weniger Berechnungen und kann somit in einen weiteren funktionellen Block implementiert werden, wie etwa ein geteilter Hardwareblock mit mehreren Kanälen, ein CPU (Zentrale Verarbeitungseinheit) oder ein DSP (Digitale Signalverarbeitung).
1 zeigt den üblichen Aufbau eines Empfängers 10 des CDMA-Systems, wie etwa GPS, Galileo und SBAS. Bei diesem Aufbau werden mehrere Kanalkorrelatoren CH₁, CH₂ ... CH_n für das Ausführen der Signalkorrelation von mehreren Satellitensignalen jeweils zur selben Zeit verwendet. Das Spreizspektrumsignal wird über eine Antenne 102 empfangen und verstärkt (von einem Verstärker 104), auf die IF (Zwischenfrequenz)-Stufe abwärts konvertiert (durch einen Abwärtskonverter 106). Auf dieser Stufe ist das empfangene Signal in analoger Form vorhanden. Dann wird das empfangene Signal durch einen ADC (Analog-Digital-Konverter) 108 in digitale Form konvertiert. Bezug genommen wird auch auf 2, die einen allgemeinen Aufbau eines Kanalkorrelators CH_n zeigt. Das Digitalsignal aus dem ACD 108 (in 1 und 2 gezeigt) wird durch einen NCO-Träger 112 (Numerisch Kontrollierter Oszillator), durch Phasenschieber 114, 116 und durch Mischer 121, 122 abwärts konvertiert. Das gemischte Resultat ist ein komplexes Signal mit phasengleichen Komponenten und Blindkomponenten. Die phasengleichen Komponenten und Blindkomponenten werden unter Bezugnahme auf den von einem E/P/L (Früh/Sofort/Spät)-PRN-Codegenerator 120 erzeugten PRN-Code in den Vervielfachern 141~146 einer Vervielfachung unterworfen. Der E/P/L-PRN-Codegenerator 120 wird durch einen NCO-Code 123 kontrolliert, um die entspreizten Signale IE, IP, IL und QE, QP, QL zu erzeugen. Diese entspreizten Signale werden jeweils in dem Integrationsblock 124 integriert. Die integrierten Signale werden zu einem Empfängerprozessor 110 geführt. Der Anfang und das Ende des Integrationsfensters jedes Integrationsblocks werden von einem Ausgabezähler 126 kontrolliert. Beispielsweise ist der in dem aktuellen GPS L1-Zivilsignal verwendete PRN-Code ein C/A-Code mit der Periode von 1 ms. Die minimale Integrationslänge ist normalerweise durch die PRN-Code-Periode, in diesem Beispiel 1 ms, eingeschränkt. Beträgt die Abtastfrequenz des ADC 5 MHz, kommt es in 1 ms zu 5000 Proben. Der Empfängerprozessor 110 verwendet ein Signal Start, um den Startzeitpunkt der Korrelation zu kontrollieren. Empfängt der Ausgabezähler 126 das Signal Start, werden die in der Korrelation verwendeten Akkumulatoren 131~136 zurückgesetzt und das Zählen beginnt bei 0. Hat er bis 5000 gezählt, werden die Korrelationswerte in den Akkumulatoren 131~136 abgespeichert und der Empfängerprozessor 110 erhält die Nachricht, diese Werte zu verarbeiten. Die maximale Korrelationsdauer wird durch die Signalstruktur eingeschränkt. Beispielsweise besteht 1 Bit im GPS L1 C/A-Codesignal aus 20 C/A-Codeperioden. Dadurch kann aufgrund der Datenbitmodulation die Phase des empfangenen Signals alle 20 ms umgekehrt werden. Das schränkt die Korrelationsdauer ein, sollte die Information des Datenbitstroms (einschließlich des Bit-Timings und der Datenbitwerte) nicht verfügbar sein. Der Integrationsblock 124 zeigt in 2 eine Form von kohärenter Korrelation, deren Leistung durch den Datenbitphasenübergang eingeschränkt ist. Durch das Verwenden von inkohärenter Korrelation, die das Quadrat der Werte der kohärenten Korrelation speichert, um die Korrelationsdauer zu erweitern, kann diese Einschränkung aufgehoben werden. In einer Implementierung verwendet der Empfängerprozessor 110 die ausgegebenen Korrelatorsignale IE, IP, IL, QE, QP und QL, um inkohärente Korrelation auszuführen. In einer weiteren Implementierung wird ein Hardwareblock verwendet, um die inkohärente Korrelation auszuführen und benachrichtigt den Empfängerprozessor 110, dass die Resultate verarbeitet werden sollen. In jeder Form der Korrelation muss der Empfängerprozessor 110 die Startzeit der Korrelation steuern, um das ausgegebene SNR zu maximieren.
Im Allgemeinen richtet der Empfängerprozessor 110 den Startzeitpunkt der Korrelation ein, um den Datenbitrand des empfangenen Signals zwecks Maximierung des ausgegebenen SNR des Hardwarekorrelators anzugleichen. Bei Vervollständigung der Korrelation durch einen der Korrelatoren CH₁~CH_n wird der Empfängerprozessor 110 zwecks Verarbeitung des Korrelationsresultats unterbrochen. Die Korrelationsdauer kann für jedes Satellitensignal unterschiedlich sein. Beispielsweise können kürzere Korrelationszeiten verwendet werden, um schnell ein stärkeres Signal zu erhalten. Allerdings erfordert ein schwächeres Signal längere Korrelationszeiten, um das SNR an dem Korrelator-Ausgang zu verbessern. Darüber hinaus sind die Empfangszeiten (TOA) für jedes Satellitensignal unterschiedlich. Deshalb vervollständigen die jeweiligen Kanalkorrelatoren ihre Korrelationen zu verschiedenen Zeitpunkten. Der Empfängerprozessor 110 wird eine extrem hohe Unterbrechungsrate erfordern, ermöglicht er den Startzeitpunkten der Korrelationen verschiedener Satellitensignale eine Angleichung an die Empfangszeit des Satelliten. Um die Ausgestaltung zu vereinfachen und die Unterbrechungsrate des Empfängerprozessors 110 zu reduzieren, ist der Startzeitpunkt einer Korrelation normalerweise eingeschränkt. Beispielsweise ist der in dem GPS L1 C/A und SBAS-Empfänger verwendete PRN-Code 1 ms lang. Ein Datenbit im L1 C/A-Signal umfasst 20 C/A-Codeperioden und ist 20 ms lang. Ein Datensymbol in dem SBAS-Signal umfasst zwei C/A-Codeperioden und ist zwei ms lang. Eine der zweckmäßigen Ausgestaltungen des Empfängerprozessors 110, der gleichzeitig GPS L1 C/A und SBAS-Signale verfolgen kann, ist die Verwendung einer Unterbrechungsrate von 1 KHz und eines üblichen Ausgabeaufbaus. Das bedeutet, dass die Korrelatoren zu den vorbestimmten Zeitpunkten, die 1 ms auseinanderliegen, ihre Korrelationswerte in den Empfängerprozessor 110 ausgeben können. Obwohl der Startzeitpunkt des lokalen Signalreplikats die TOA des empfangenen Signals nicht genau angleichen kann (der maximale absolute Fehler beträgt 0,5 ms), sind Ausgestaltung und Kontrolle des Empfängers einfach.
Wie vorhin erwähnt wird der Vorgang des Integrierens und Ausgebens des Korrelators üblicherweise von einem Empfängerprozessor 110 für alle oder mehrere Kanäle kontrolliert, das bedeutet, dass der Anfang und das Ende des Integrationsfensters (Korrelationsfenster) auf die vorbestimmten Zeitpunkte eingeschränkt sind. Das Integrationsfenster kann die Wellenform des eingehenden Signals nicht angleichen und ein Maximum an Anpassungs-Fehler gleich 0,5 ms erzeugen. Das ist nicht so ungünstig für ein GPS L1 C/A-Signal, für das ein Informationselement (d. h. ein Datenbit) 20 ms umfasst. Für ein SBAS-Signal allerdings ist das ein ernsthaftes Problem.
Die US 2003/0227963 A1 offenbart ein mehrfaches Integrationshypothese-C/A-Codeerfassungssystem, das Bitgrenzen unter Verwendung von parallelen Korrelatoren bestimmt. Während der Erfassung wird eine Großzahl von Hypothesen bereitgestellt, um Verluste innerhalb der Integrationsperiode von 20 ms zu verringern, damit Leistung und Empfindlichkeit der C/A-Codeempfänger verbessert werden. Innerhalb dieser Integrationsperiode werden Energiewerte von 20 Gruppen berechnet, wobei durch Vergleich der Energiewerte der 20 Gruppen bestimmt wird, innerhalb welcher der 20 Gruppen die Bitgrenze liegt. Ferner ist vorgesehen, innerhalb jeder der 20 Gruppen 2046 Untergruppen zu bilden, um gleichzeitig die Symbolphase des Kanals zu ermitteln.
Die WO 2005/048521 A1 offenbart ein System und Verfahren zur Synchronisierung mit einem Signal mit einer Vielzahl von Bits durch Errechnen der Energie für eine Vielzahl von verschiedenen phasenverschobenen Signalteilen, Erzeugen eines Verhältnisses aus dem Signalteil mit der höchsten errechneten Energie und dem Signalteil mit der zweiten höchsten errechneten Energie und Vergleichen des Verhältnisses mit einem Grenzwert zur Bestimmung, ob der Signalteil mit der höchsten errechneten Energie verwendet werden kann, um das Bittiming zu bestimmen. Bei diesem Verfahren wird jedoch die Symbolphase nicht beachtet, so dass keine Untergruppen vorgesehen sind.
Aus keinem der beiden angeführten Dokumente des Standes der Technik ist es bekannt und auch nicht nahe gelegt, die Energiewerte von nur zwei Gruppen unter Berücksichtigung der Symbolphase zu vergleichen und zu bestimmen, in welcher der beiden Gruppen die Informationselementsgrenze liegt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Das zu lösende Problem der Erfindung ist wie folgt. Bei einem Spreizspektrumsignal wird ein Datenbit/Symbol durch Wiederholung der PRN-Codesequenz moduliert. Ein Korrelator wird zum Entspreizen und somit zum Erfassen/Verfolgen des Signals verwendet. Die minimale Integrationsperiode, die in dem Korrelator verwendet wird, ist durch die PRN-Codelänge zur Minimierung des Auto-/Kreuzkorrelationsrauschens eingeschränkt. Ausgaben des Korrelators werden zur Bestimmung eines Bit-/Symbolrandes für das Signal verwendet. Bei einem allgemeinen Mehrkanalempfänger werden der Anfang und das Ende der Integrationsperiode für alle Kanäle zentrisch gesteuert. Folglich ist es nicht möglich, das lokale Integrationsfenster auf die empfangene Bitwellenform genau einzustellen. Wenn die Anzahl von wiederholenden PRN-Codeperioden pro Datenbit klein ist, ist es schwierig, den tatsächlichen Bit-/Symbolrand zu bestimmen. Daher besteht ein Bedarf nach einer Lösung zur effektiven Bestimmung einer Grenze eines Informationselements, wie ein Bit-/Symbolrand, um einen Anpassungsfehler und Fehlalarm zu verringern.
Die vorliegende Erfindung zielt auf das Bereitstellen eines Verfahrens für das Bestimmen von Grenzen von Informationselementen für ein PRN-Code-moduliertes Signal ab. Das Verfahren verwendet Korrelationswerte mit unterschiedlichen Dauern, um die Informationselementsgrenze für unterschiedliche Situationen zu bestimmen. Zusätzlich wird die berechnete Codephase des Signals verwendet, um die Bestimmung der Informationselementsgrenze zu ermöglichen. Das Verfahren der vorliegenden Erfindung ermöglicht eine effizientere Bestimmung der Informationselementsgrenze bei höherer Erfassungswahrscheinlichkeit und einer geringeren Fehlalarmquote, sogar in dynamischen Situationen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung bestimmt das Verfahren, ob die Symbolphase in einem mehrdeutigen Bereich liegt und wählt eine zweckmäßige Methode aus, die auf die Bestimmung der Informationselementsgrenze abzielt. Gewöhnlich werden wahlweise eine Symbolenergiemethode und eine Codeenergiemethode, die später erläutert werden, bei der Bestimmung der Informationselementsgrenze verwendet.
Die vorliegende Erfindung stellt ebenfalls einen Symbolsynchronisator bereit, der die Informationselementsgrenze durch die Verwendung von Korrelationen mit unterschiedlicher Dauer für unterschiedliche Zustände bestimmt. Die Auswahl zwischen den unterschiedlichen Korrelationen wird unter Berücksichtigung der Symbolphase bestimmt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird ferner in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen im Detail beschrieben, wobei:
1 ein Blockdiagramm ist, das einen allgemeinen digitalen GPS-Empfänger zeigt;
2 ein Blockdiagramm ist, das einen allgemeinen digitalen Empfängerkanal mit einem Korrelator zeigt;
3 das Format eines SBAS-Signals zeigt, wobei die Symbolphase des empfangenen SBAS-Signals unter Bezugnahme auf einen lokalen msCount-Zeitraum definiert ist;
4 ein Blockdiagramm ist, das einen Symbolsynchronisator einer Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, der die Korrelatorausgänge akkumuliert und dann eine berechnete Codephase verwendet, um eine Symbolvorderflankenposition zu bestimmen;
5 ein Flussdiagramm eines Verfahrens für das Bestimmen der Informationselementsgrenze gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wobei die Symbolenergiedifferenz für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet wird;
6 ein Flussdiagramm eines Verfahrens für das Bestimmen der Informationselementsgrenze gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wobei die Codeenergiedifferenz für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet wird;
7 zeigt, wie sich die gemessenen Symbolenergie- und Codeenergiedifferenzen mit der Symbolphase ändern;
8 ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wobei Code- und Symbolenergiedifferenzen für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet werden;
9 ein Blockdiagramm eines Symbolsynchronisators einer weiteren Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung ist, wobei der Symbolsynchronisator dieser Ausführungsform die berechnete Codephase verwendet, um den Korrelatorausgang vor dem Akkumulieren zu modifizieren und dann die Symbolvorderflankenposition zu bestimmen;
10 zeigt, wie sich die veränderte Symbolenergiedifferenz mit der Symbolphase ändert;
11 ein Flussdiagramm eines Verfahrens für das Bestimmen der Informationselementsgrenze gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wobei eine veränderte Symbolenergiedifferenz für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet wird; und
12 ein Flussdiagramm eines Verfahrens für das Bestimmen der Informationselementsgrenze gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wobei die Codeenergiedifferenz und die veränderte Symbolenergiedifferenz gemeinsam für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet werden.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ist die Zahl der sich wiederholenden PRN-Codeperioden pro Informationselement des Signals klein, ist es für das Spreiz-Spektrumssignal schwierig, die Informationselementsgrenze bei dem üblichen Aufbau einer Speicherausgabe wie oben erläutert zu bestimmen. In einem SBAS-Signal umfasst ein Datensymbol lediglich 2 ms, das bedeutet, zwei C/A-Codeperioden. Ein Beispiel für das SBAS-Signal wird in 3 gezeigt, wobei lediglich die Symbolgrenzen und Codegrenzen gezeigt werden. Der Empfänger kann die Korrelation an den vorbestimmten üblichen Ausgabezeitpunkten starten, die von einer Zahl msCount kontrolliert werden. Die Vorderflanke des empfangenen SBAS-Symbols kann den vorherigen Ausgabezeitpunkt nicht angleichen, ab dem das Korrelationsfenster beginnt. Wie in 3 gezeigt ist die Symbolphase eines SBAS-Symbols unter Bezugnahme auf den vorherigen Ausgabezeitpunkt definiert. Startet der Empfänger eine 2 ms-Korrelation bei msCount 0, dann wird die Korrelation vervollständigt und bei msCount 2 ausgegeben. Ist die Symbolphase gleich x ms (0 ≤ x < 1) und tritt zwischen msCount 0 und 1 ein Symbolphasenübergang auf, ist der normalisierte Korrelationswert gleich 2 – 2x.
Bevor der Empfänger die übertragenen Datensymbole decodieren kann, muss er zunächst den Symbolrand synchronisieren. Eine unbekannte Variable s zur Angabe der Position der Datenvorderflanke wird wie folgt definiert
Ein in 4 gezeigter Symbolsynchronisator 200 muss, basierend auf den Korrelatorausgängen, s bestimmen. Eine Methode verwendet ein Integrationsfenster für eine Symboldauer von 2 ms im SBAS, um die Symbolphase wie unten erläutert zu synchronisieren. Die Zufallsvariable SS₂[0] (oder SS₂[1]) wird als absoluter Wert der 2 ms Korrelatorausgänge bei den gerade (oder ungerade) nummerierten msCounts definiert. Ist beispielsweise s = 1 und startet eine 2 ms Korrelation bei msCount 0, wird das Resultat |2 – 2x| bei msCount 2 ausgegeben, was SS₂[0] = |2 – 2x| impliziert. Es ist ersichtlich, dass der Korrelatorausgang von s, Symbolphasenübergang und dem Startzeitpunkt des 2 ms Korrelationsfensters wie in Tabelle 1 gezeigt abhängt.

s 1 0

Phasenübergang Ja Nein Ja Nein

SS₂[0] 2 – 2x 2 2x 2

E{SS₂[0]} 2 – x 1 + x

SS₂[1] 2x 2 2 – 2x 2

E{SS₂[1]} 1 + x 2 – x

Tabelle 1 Der absolute Wert der 2 ms-Korrelation für unterschiedliche Bedingungen
Somit können SS₂[0] und SS₂[1] gemessen werden, um s zu bestimmen. Es wird angenommen, dass die Phasenübergangswahrscheinlichkeit bei ein halb liegt, dann kann das arithmetische Mittel von SS₂[0] und SS₂[1] wie folgt berechnet werden,
was zur Bestimmung von s verwendet werden kann. Allerdings hängt die Leistung dieses Algorithmus von der Symbolphase x ab und schlägt fehl, wenn die Differenz zwischen dem arithmetischen Mittel von SS₂[0] und SS₂[1] klein ist. Insbesondere ist E{SS₂[0]} gleich E{SS₂[1]}, wenn x gleich 0,5 ist. Es sei angemerkt, dass Rauschen bei der obigen Berechnung nicht berücksichtigt wurde. Es ist schwieriger, s zu bestimmen, wenn das Signal von dem Rauschen beeinträchtigt wird. Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren bereit, das effizienter die Informationselementsgrenze eines Signals in einem üblichen Ausgabeaufbau bestimmen oder die Symbolsynchronisierungsleistung in dem allgemeinen Aufbau verbessern kann.
Die Konzepte und Implementationen der vorliegenden Erfindung werden nun beschrieben. Unter Bezugnahme auf 3 wird das SBAS-Signal auch hierin als Beispiel verwendet. Ein Datensymbol des SBAS-Signals umfasst zwei C/A-Codeperioden. Bevor der Empfänger die Symbolvorderflankenposition des empfangenen Signals bestimmen kann, muss er zunächst die PRN-Codephase wie beim Vorgang des Erfassens/Verfolgens synchronisieren. Es ist ersichtlich, dass die Symbolphase x der Codephase entspricht. Zusätzlich wird die Coderegelschleife kontinuierlich die Codephase berechnen. Dadurch kann die Codephase verwendet werden, um die Symbolsynchronisierung zu unterstützen.
Die 2 ms-Korrelationswerte werden als Symbolenergien definiert. Wie in Tabelle 1 gezeigt gibt es zwei Arten von Symbolenergie, SS₂[0] und SS₂[1], die von s und dem Symbolphasenübergang abhängen. In der gleichen Weise werden die 1 ms-Korrelationswerte als Codeenergien definiert. Das bedeutet, dass die Zufallsvariable SS₁[0] (oder SS₁[1]) als absoluter Wert der 1 ms Korrelatorausgänge bei den gerade (oder ungerade) nummerierten msCounts definiert wird. Die Zufallsvariablen SS₁[0] und SS₁[1] hängen von s und dem Symbolphasenübergang wie in Tabelle 2 gezeigt ab.

s 1 0

Phasenübergang Ja Nein Ja Nein

SS₁[0] 1 1 |1 – 2x| 1

E{SS₁[0]} 1 (1 + |1 – 2x|)/2

SS₁[1] |1 – 2x| 1 1 1

E{SS₁[1]} (1 + |1 – 2x|)/2 1

Tabelle 2 Der absolute Wert für 1 ms-Korrelation für unterschiedliche Bedingungen
Die gemessenen Symbol- und Codeenergien und die Codephase können für das Synchronisieren der Symbolphase verwendet werden, d. h. um die unbekannte Variable s durch den Symbolsynchronisator 200 in 4 zu bestimmen. Der Symbolsynchronisator 200 in 4 kann als Hardwareblock, als Softwarefunktionsprogramm oder als Mischung von Hardware- und Softwareblock implementiert sein. Der SBAS-Symbolsynchronisator 200 benötigt eine 1 ms-Korrelation, die von dem Korrelator 100 in 4 berechnet wird. Der Aufbau des Korrelators 100 wird in 2 gezeigt. Der Prozessor des Erfassens und Verfolgens ATP (Empfängerprozessor) 110 berechnet die Codephase und die Trägerfrequenz des empfangenen SBAS-Signals. Beispielsweise kann eine E – L-Coderegelschleife verwendet werden, um die Codephase zu berechnen, und eine Costas PLL Regelschleife kann für das Berechnen der Trägerfrequenz verwendet werden. Die berechnete Codephase x wird verwendet, um die Symbolsynchronisierung zu ermöglichen. Es wird angenommen, dass die E – L-Coderegelschleife konvergiert, sodass die IP- und QP-Signale von dem Korrelatorausgang die Signalkomponenten umfassen. Schließt die Trägerregelschleife die Trägerphase, kann die phasengleiche Komponente IP für das Ausführen der Symbolsynchronisierung verwendet werden. Andernfalls kann die Quadratwurzel aus (IP^2 + QP^2) verwendet werden, um den entspreizten C/A-Code und das entfernte Doppler-SBAS-Signal darzustellen. In der nachfolgenden Erläuterung wird die IP-Signalkomponente zur Vereinfachung der Darstellung verwendet. Eine Taktquelle 210, die den Takt msClk bereitstellt, wird für die Erzeugung von einem 1 ms Unterbrechungssignal verwendet. Der Korrelatorausgang wird als d1 angezeigt, die jede ms berechnet wird. Zusätzlich werden zwei aufeinanderfolgende 1 ms-Korrelationsausgänge akkumuliert, um wie in 4 gezeigt d2 zu bilden. Vier Register 221, 222, 223 und 224 werden zum Speichern der gemessenen Code- und Symbolenergie ESS₂[0], ESS₂[1], ESS₁[0] und ESS₁[1] verwendet. Ein Zähler Cnt2 230, der von dem Takt msClk ausgelöst wird und jede ms 0 oder 1 ausgibt, wird verwendet, um auszuwählen, welche Code- oder Symbolenergieregister für das jede ms stattfindende Aktualisieren verwendet wird. Beispielsweise gibt Cnt 230 bei msCount0 0 aus und wählt ESS₂[0] und ESS₁[0], um jeweils die Korrelatorausgänge d2 und d1 zu akkumulieren. Bei msCount1 gibt Cnt2 230 1 aus und wählt die Register 222 und 224 (ESS₂[1] und ESS₂[1]), um jeweils die Korrelatorausgaben d2 und d1 zu akkumulieren. Es wird angenommen, dass die Codephase x während dem Akkumulieren nicht verändert wird und die Symbolphasenübergangswahrscheinlichkeit bei ein halb liegt, sodass die Werte für ESS₂[0], ESS₂[1], ESS₁[0] und ESS₁[1] wie in Tabelle 1 und Tabelle 2 gezeigt nach ausreichendem Akkumulieren von Korrelationswerten (d. h. ein stabiler Zustand ist erreicht) berechnet werden können. Dann kann ein s-Detektor 250 die akkumulierten ESS₂[0], ESS₂[1], ESS₁[0], ESS₁[1] und x verwenden, um die unbekannte Variable s zu bestimmen.
In einer Implementierung des s-Detektors 250 können ESS₂[0], ESS₂[1] und x verwendet werden, um s gemäß Tabelle 1 zu bestimmen. In dem stabilen Zustand sollte das arithmetische Mittel der akkumulierten Symbolenergien wie folgt sein:
Die Symbolenergiedifferenz ist definiert als:
die verwendet werden kann, um s wie folgt zu definieren:
5 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren für das Bestimmen der Informationselementsgrenze (Symbolrand) gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Das Verfahren wird in den Symbolsynchronisator 200 implementiert. Zusätzlich verwendet das Verfahren die Symbolenergiedifferenz, um die Symbolrandposition zu bestimmen. Der Vorgang dieses Verfahrens beginnt in Schritt S500. Die zwei akkumulierten Symbolenergien werden initialisiert (Schritt S502). Das bedeutet, dass bei msCount = 0 ESS₂[0] = 0 und ESS₂[1] = 0 sind. In Schritt S504 wird die 2 ms-Korrelation (Korrelatorausgang) d2 durch Verwendung der Komponenten I und Q des Signals berechnet. In dem Symbolsynchronisator 200 wird die 1 ms-Korrelation d1 berechnet und d2 kann durch Verwendung von d1 und Verzögerung von d1 (durch einen Verzögerungsblock 215 in 4 erzielt) erhalten werden. In den Schritten S506 und S508 wird die Zahl msCount aktualisiert und die Korrelation d2 wird abwechselnd zu den akkumulierten Symbolenergien ESS₂[0] und ESS₂[1] addiert. In Schritt S512 wird kontrolliert, ob ein stabiler Zustand erzielt wurde. Das bedeutet, dass bestimmt wird, ob die akkumulierten Symbolenergien mit ausreichenden Korrelatorausgängen akkumuliert wurden. In diesem Fall geht der Vorgang in den Status der Symbolrandbestimmung über. In Schritt S514 wird die Symboldifferenz A zwischen ESS₂[0] und ESS₂[1] berechnet. Zusätzlich wird die Differenz z zwischen der Symbolphase x und 0,5 berechnet. Wie oben beschrieben ist die Symbolphase x bekannt. Dann werden die Symbolenergiedifferenz A und die Symbolphasenabweichung z gemäß der Gleichung (6) kontrolliert, um den Wert von s (Schritt S516) zu erhalten. Ist A > 0 und z < 0, wird s von dem s-Detektor 250 (Schritt S520) als 1 bestimmt. Ist A ≤ 0 und z ≥ 0, wird s ebenfalls als 1 bestimmt (S520). Andernfalls wird s als 0 (S521) bestimmt. Der Vorgang endet in Schritt S530.
In der obigen Ausführungsform verwendet der s-Detektor 250 Symbolenergien, um s zu bestimmen. Allerdings kann der s-Detektor 250 auch die Codeenergien verwenden, um s wie folgt zu bestimmen. In dem stabilen Zustand sollte das arithmetische Mittel der akkumulierten Codeenergien wie folgt sein:
Die Codeenergiedifferenz ist definiert als
was impliziert, dass
6 ist ein Flussdiagramm, das ein in den Symbolsynchronisator 200 implementiertes Verfahren gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, das Codeenergiedifferenz für die Bestimmung der Symbolrandposition verwendet. Der Vorgang beginnt mit Schritt S600. Die zwei akkumulierten Symbolenergien werden initialisiert (Schritt S602). Das bedeutet, dass bei msCount = 0 ESS₁[0] = 0 und ESS₁[1] = 0 sind. In Schritt S604 wird die 1 ms-Korrelation d1 berechnet. In den Schritten S606 und S608 wird die Zahl msCount aktualisiert und die 1 ms-Korrelation d1 abwechselnd zu den akkumulierten Codeenergien ESS₁[0] und ESS₁[1] addiert. In Schritt S612 wird kontrolliert, ob ein stabiler Zustand erzielt wurde. Das bedeutet, dass bestimmt wird, ob die akkumulierten Codeenergien mit ausreichenden Korrelationen akkumuliert wurden. In diesem Fall geht der Vorgang in den Status der Symbolrandbestimmung über. In Schritt S614 wird die Codeenergiedifferenz B zwischen ESS₁[0] und ESS₁[1] berechnet. Dann wird die Codeenergiedifferenz B gemäß der Gleichung (10) kontrolliert, um den Wert von s (Schritt S616) zu bestimmen. Wenn B > 0, dann wird s als 1 (Schritt S620) bestimmt. Andernfalls wird s als 0 (S621) bestimmt. Der Vorgang endet in Schritt S630.
7 zeigt, wie sich jeweils die gemessenen Code- und Symbolenergiedifferenzen mit der Symbolphase x gemäß den Gleichungen (5) und (9) ändern. Der s-Detektor 250 kann die Symbolenergiedifferenz verwenden, um s zu bestimmen, d. h. gemäß Gleichung (6), wenn die Differenz zwischen A₀ und A₁ groß ist, was impliziert, dass die folgende Ungleichung y ≡ |x – 0,5| > y0 (11)erfüllt werden muss, wobei der Schwellenwert y₀ groß genug sein muss. Allerdings kann der s-Detektor 250 die Codeenergiedifferenz verwenden, um s zu bestimmen, d. h. gemäß Gleichung (10), wenn die Differenz zwischen B₀ und B₁ groß ist, was impliziert, dass die folgende Ungleichung y ≡ |x – 0,5| < y0 (12)gelten muss. Es ist ersichtlich, dass die optimale Erfassungsstrategie des s-Detektors 250 von der Symbolphase x abhängt. Der Detektor 250 kann die Symbolphase verwenden, um zu bestimmen, ob die Codeenergiedifferenz B oder die Symbolenergiedifferenz A verwendet werden kann, um s zu bestimmen, sodass die Erfassungswahrscheinlichkeit (oder Fehlalarmwahrscheinlichkeit) der Symbolsynchronisierung maximal (oder minimal) sein wird.
8 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei der Symbolsynchronisator 200 Code- und Symbolenergiedifferenzen dynamisch verwendet, um die Symbolrandposition zu bestimmen. Der Vorgang beginnt mit Schritt S800. Die Symbol- und Codeenergie werden initialisiert (Schritt S802). Das bedeutet, dass bei msCount = 0 ESS₂[0] = 0 und ESS₂[1] = 0 und zusätzlich ESS₁[0] = 0 und ESS₁[1] = 0 sind. In den Schritten S804 und S806 werden die 1 ms- und 2 ms-Korrelatorausgänge d1 und d2 berechnet. Wie oben beschrieben, kann d2 als d2 = d1 + Verzögerung von d1 berechnet werden. In Schritt S808 wird die Zahl msCount erhöht. In Schritt S810 werden die Ausgaben d2 und d1 der 2 ms- und 1 ms-Korrelationen jeweils zu der zu akkumulierenden Symbolenergie und Codeenergie ESS₂[m] und ESS₁[m] (m = 0 oder 1) addiert. In Schritt S812 wird kontrolliert, ob ein stabiler Zustand erzielt wurde. Das bedeutet, dass bestimmt wird, ob die Symbol- und Codeenergie mit ausreichenden Korrelationausgaben akkumuliert wurden. Ist der stabile Zustand erreicht, geht der Vorgang in den Status der Symbolrandbestimmung über. In Schritt S814 wird die Abweichung der Symbolphase x als z = x – 0,5 und y = |z| berechnet. Wie oben beschrieben ist die Symbolphase x bekannt. In Schritt S816 wird bestimmt, ob die Symbolphase x außerhalb des mehrdeutigen Bereichs liegt, indem y und ein vorbestimmtes y₀ verglichen werden, um festzustellen, ob y größer als y₀ ist. Ist y größer als y₀ bedeutet dies, dass die Symbolphase x außerhalb des mehrdeutigen Bereichs liegt, woraufhin die nachfolgende s-Bestimmung die Symbolenergiemethode verwendet und der Vorgang zu Schritt S818 übergeht. In Schritt S818 wird die Gleichung (5) verwendet, um die Symbolenergiedifferenz A zu berechnen. In Schritt S819 wird die Gleichung (6) verwendet, um s zu bestimmen. Wenn A > 0 und z < 0, alternativ dazu A ≤ 0 und z ≥ 0, dann wird s als 1 bestimmt (Schritt S830). Andernfalls ist s = 0 (Schritt S831). Ist y nicht größer als y₀ bedeutet dies, dass die Symbolphase x innerhalb des mehrdeutigen Bereichs liegt. Liegt die Symbolphase x innerhalb des mehrdeutigen Bereichs, so bedeutet das, dass die Bedingung y > y₀ nicht erfüllt ist und der Vorgang bestimmt s durch Verwendung der Codeenergiemethode. In Schritt S822 wird die Gleichung (9) verwendet, um die Codeenergiedifferenz B zu berechnen. Anschließend wird die Gleichung (10) verwendet, um s durch Kontrolle der Codeenergiedifferenz B zu bestimmen. In Schritt S823 wird kontrolliert, ob B > 0. Wenn B > 0, dann wird die Bestimmung s = 1 (Schritt S830) ausgewählt. Ansonsten wird die Bestimmung s = 0 ausgewählt (Schritt S831). Der Vorgang endet in Schritt S840.
Aufgrund der Satellitenbewegung bezüglich des Empfängers und der Empfängertaktabweichung (biss and drift) wird sich die Symbolphase x, die der bezüglich des ms-Unterbrechungszeitpunkts des Empfängers übertragene Symbolrand ist, mit der Zeit ändern. Die Leistung des Symbolsynchronisators 200 in 4 wird in dieser dynamischen Situation beeinträchtigt. In einem extremen Beispiel sollte sich die Symbolphase x mit der Zeit gemäß der folgenden Gleichung
ändern, wobei T die Messzeit ist, bevor der Symbolsynchronisator 200 die Position des Symbolrandes bestimmen kann, woraufhin die von dem Symbolsynchronisator 200 verwendeten Symbolenergien wie unten gezeigt unnütz sind. Ist die Symbolrandbedingung s = 1, dann ist
Somit sind die gemessenen Symbolenergien identisch und können keine Information über die Symbolrandposition bereitstellen.
9 zeigt einen Symbolsynchronisator 300 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der bezüglich des Symbolsynchronisators 200 aus 4 modifiziert wurde, um die Leistung der Symbolsynchronisierung unter dynamischen Bedingungen zu verbessern. Der Symbolsynchronisator 300 aus 9 ist üblicherweise gleich wie der Symbolsynchronisator 200 aus 4 und die ähnlichen Bezugsziffern bezeichnen die entsprechenden Komponenten. Der Symbolsynchronisator 300 umfasst einen Verzögerungsblock 315, die Register 321, 322, 323, 324 für das Speichern der jeweiligen Symbol- und Codeenergien ESS₂[0], ESS₂[1], ESS₁[0] und ESS₁[1]. Der Synchronisator 300 hat ebenfalls einen Zähler Cnt 2 330. Wie in 9 gezeigt besteht der Hauptunterschied zwischen den Symbolsynchronisatoren 200 und 300 darin, dass der Synchronisator 300 ferner einen Symbolphasen-Kontrollblock 335 umfasst, der kontrolliert, ob x > 0,5 (oder x ≥ 0,5) ist. Bestimmt der Symbolphasen-Kontrollblock 335, dass x > (or ≥) 0,5 ist, wird die 2 ms-Korrelation d2 von einem Negationsblock 340 integriert. Genauer gesagt wird die gemessene Symbolenergie vor dem Akkumulieren wie folgt modifiziert: d2 = –d2 wenn x > 0,5 (15)
Dann lautet die veränderte Symbolenergiedifferenz A', die in einem s-Detektor 350 verwendet wird:
wobei A₀ und A₁ in Gleichung (5) definiert werden. 10 zeigt, wie sich A' mit der Symbolphase x, die eine Funktion der Zeit ist, ändert. Es sei angemerkt, dass die veränderte Symbolenergiedifferenz A' immer nichtnegativ (oder nichtpositiv) ist, wenn s = 1 (oder s = 0) ist. Für jeden Symbolphasenwert x kann der s-Detektor s basierend auf der veränderten Symbolenergiedifferenz A' wie folgt bestimmen:
Die Gleichung (17) kann sogar für extreme dynamische Bedingungen verwendet werden, wenn sich die Symbolphase x mit der Zeit gemäß Gleichung (13) ändert. Ist s = 1 beispielsweise, dann ist
Und es kann überprüft werden, dass A' = –1/2 bei s = 0 ist.
11 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei der Symbolsynchronisator 300 die veränderte Symbolenergiedifferenz verwendet, um die Symbolrandposition zu bestimmen. Der Vorgang beginnt wie gezeigt mit Schritt S1100. In Schritt S1102 wird die Symbolenergie initialisiert. Das bedeutet, dass bei msCount = 0 ESS₂[0] = 0 und ESS₂[1] = 0 sind. In Schritt S1104 wird die 2 ms-Korrelation d2 berechnet. Wie oben erwähnt kann zuerst die 1 ms-Korrelation d1 berechnet werden und d2 kann als d2 = d1 + Verzögerung von d1 berechnet werden. In Schritt S1106 kontrolliert der Symbolphasen-Kontrollblock 335 dann die Symbolphase x, um zu bestimmen, ob x größer als 0,5 ist. Ist dies der Fall, sollte die Korrelation d2 von dem Negationsblock 340 umgekehrt werden, das bedeutet d2 = –d2 (Schritt S1108). Dann wird in Schritt S1109 die Zahl msCount aktualisiert. In Schritt S1110 wird die 2 ms-Korrelation d2 zu der Symbolenergie ESS₂[m] addiert. In Schritt S1112 wird bestimmt, ob ein stabiler Zustand erzielt wurde. Wurde der stabile Zustand erzielt, geht der Vorgang in den Status der Symbolrandbestimmung über, das bedeutet, dass der Vorgang in Schritt S1116 übergeht. Andernfalls geht der Vorgang zu Schritt S1104 zurück. In Schritt S1116 wird die veränderte Symbolenergiedifferenz A' berechnet (Gleichung (16)). In Schritt S1118 kontrolliert der s-Detektor 350, ob A' > 0 ist. In diesem Fall wird die Bestimmung s = 1 (Schritt S1120) ausgewählt. Ansonsten wird die Bestimmung s = 0 ausgewählt (Schritt S1121). Der Vorgang endet in Schritt S1130.
Es sei angemerkt, dass die auf der Codeenergie basierende Synchronisierung auch dann noch gültig ist, wenn sich die Symbolphase x mit der Zeit ändert. Das bedeutet, dass die Gleichung (10) auch dann noch nützlich ist, wenn x eine Funktion der Zeit ist und die Gleichung (13) erfüllt. Deshalb können sowohl die Codeenergie als auch die veränderte Symbolenergie gemeinsam verwendet werden, um die Leistung zu verbessern. Werden die kombinierte Codeenergie und die veränderte Symbolenergiedifferenz definiert als C ≡ A' – B = (ESS2[0] + ESS1[0]) – (ESS2[1] + ESS1[1]) (19)folgt aus den Gleichungen (9) und (16), dass
12 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei der Symbolsynchronisator 300 die Codeenergiedifferenz und die veränderte Symbolenergiedifferenz gemeinsam verwendet, um die Symbolrandposition zu bestimmen. Der Vorgang beginnt mit Schritt S1200. Zuerst werden die Symbolenergie und die Codeenergie initialisiert. Das bedeutet, dass bei msCount = 0 ESS₂[0] = 0, ESS₂[1] = 0 und ESS₁[0] = 0, ESS₁[1] = 0 sind. In den Schritten S1204 und S1205 werden die 1 ms- und 2 ms-Korrelationen d1 und d2 berechnet. In Schritt S1206 wird dann die Symbolphase x kontrolliert, um zu bestimmen, ob x größer als 0,5 ist. Ist dies der Fall, sollte die 2 ms-Korrelation des Symbolenergieverfahrens von dem Negationsblock 340 umgekehrt werden, das bedeutet d2 = – d2 (Schritt S1208). In Schritt S1209 wird die Zahl msCount aktualisiert. Dann werden in Schritt S1210 Korrelationsausgaben d2 und d1 jeweils zu ESS₂[m] und ESS₁[m] (m = 0 oder 1) addiert, sodass die Symbolenergie und die Codeenergie akkumuliert werden. In Schritt S1212 wird kontrolliert, ob ein stabiler Zustand erzielt wurde. Ist der stabile Zustand erreicht, geht der Vorgang in den Status der Symbolrandbestimmung über. Das bedeutet, dass der Vorgang zu Schritt S1216 übergeht. Andernfalls geht der Vorgang zu Schritt S1204 zurück. In Schritt S1216 wird die kombinierte Energiedifferenz C berechnet (Gleichung (19)). In Schritt S1218 kontrolliert der s-Detektor 350, ob C > 0. Ist dies der Fall, wählt der s-Detektor 350 die Bestimmung s = 1 aus (Schritt S1220). Andernfalls wird die Bestimmung s = 0 ausgewählt (Schritt S1221). Der Vorgang endet in Schritt S1230.
Da die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dargestellt und im Detail beschrieben wurden, können Fachleute viele Modifikationen und Änderungen vornehmen. Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist dadurch in einem veranschaulichenden, aber nicht in einem einschränkenden Sinn beschrieben. Es ist vorgesehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die besonderen dargestellten Formen beschränkt ist und dass alle Modifikationen und Änderungen, die das Wesen und das Gebiet der vorliegenden Erfindung erhalten, innerhalb des definierten Schutzumfangs der beigefügten Ansprüche liegen.

Claims

Ein Verfahren für das Bestimmen der Informationselementsgrenze eines Signals, wobei das Signal eine Vielzahl von Informationselementen aufweist und jedes Informationselement aus einer Codegruppe besteht und dieses Verfahren folgende Schritte umfasst: Erhalten einer Symbolphase des Signals; Berechnen der Signalenergien über eine vorbestimmte Dauer für eine Vielzahl einer ersten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien als erster Energiewert; Berechnen der Signalenergien über die vorbestimmte Dauer für die Vielzahl einer zweiten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem zweiten Energiewert; Vergleichen des ersten und zweiten Energiewerts; und Bestimmen, in welcher der ersten oder zweiten Gruppe an Zeiteinheiten die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichresultat des ersten und zweiten Energiewerts und der Symbolphase liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Dauer eine Periode des Informationselements ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichsresultat des ersten und zweiten Energiewerts und abhängig davon, ob die Symbolphase größer als ein vorbestimmter Wert ist, bestimmt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Signalenergien der Vielzahl der ersten und zweiten Gruppe an Zeiteinheiten jeweils als erster und zweiter Energiewert ausgegeben werden, basierend auf einer ersten Funktion der Symbolphase, wenn die Symbolphase nicht größer als der vorbestimmte Wert ist, hingegen basierend auf einer zweiten Funktion der Symbolphase, wenn die Symbolphase größer als der vorbestimmte Wert ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei die zweite Funktion eine Umkehrung der ersten Funktion ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei der vorbestimmte Wert der Mittelwert von einer Zeiteinheit ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Dauer eine Periode eines Codes ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste Gruppe an Zeiteinheiten ungerade Zeiteinheiten und die zweite Gruppe an Zeiteinheiten gerade Zeiteinheiten sind.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei eine Zeiteinheit eine Codeperiode ist.
Ein Verfahren für das Bestimmen der Informationselementsgrenze eines Signals, wobei das Signal eine Vielzahl an Informationselementen aufweist und jedes Informationselement aus einer Codegruppe besteht und dieses Verfahren folgende Schritte umfasst: Erhalten einer Symbolphase des Signals; Berechnen der Signalenergien über eine erste Dauer für eine Vielzahl einer ersten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem ersten Energiewert; Berechnen der Signalenergien über die erste Dauer für die Vielzahl einer zweiten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem zweiten Energiewert; Berechnen der Signalenergien über eine zweite Dauer für die Vielzahl von der ersten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem dritten Energiewert; Berechnen der Signalenergien über die zweite Dauer für die Vielzahl von der zweiten Gruppe an Zeiteinheiten und Ausgeben der Energien in einem vierten Energiewert; und Bestimmen, in welcher der ersten oder zweiten Gruppe an Zeiteinheiten die Informationselementsgrenze gemäß den Energiewerten und der Symbolphase liegt.
Das Verfahren aus Anspruch 10, wobei die erste Dauer eine Periode von einem Informationselement ist.
Das Verfahren aus Anspruch 10, wobei die zweite Dauer eine Periode von einem Code ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, das ferner das Auswählen, ob der erste und zweite Energiewert oder der dritte und vierte Energiewert verglichen werden, um die Informationselementsgrenze gemäß der Symbolphase zu bestimmen, umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei der Schritt des Vergleichens abhängig davon ausgewählt wird, ob die Symbolphase innerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, das ferner das Vergleichen des ersten und zweiten Energiewerts und des dritten und vierten Energiewerts umfasst, wobei die Informationselementsgrenze gemäß den Vergleichsresultaten und der Symbolphase bestimmt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei die Informationselementsgrenze gemäß den Vergleichsresultaten und abhängig davon, ob die Symbolphase größer als ein vorbestimmter Wert ist, bestimmt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei der vorbestimmte Wert der Mittelwert von einer Zeiteinheit ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei die erste Dauer eine Informationselementperiode ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei die zweite Dauer eine Codeperiode ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei die Zeiteinheiten der ersten Gruppe ungerade Zeiteinheiten und die Zeiteinheiten der zweiten Gruppe gerade Zeiteinheiten sind.
Das Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei eine Zeiteinheit eine Codeperiode ist.
Ein Synchronisator für das Bestimmen der Informationselementsgrenze eines Signals, wobei das Signal eine Vielzahl von Informationselementen aufweist und jedes Informationselement aus einer Codegruppe besteht und dieser Synchronisator folgendes umfasst: ein erstes Register, das Korrelationen des Signals über eine erste Dauer für eine Vielzahl von einer ersten Gruppe an Zeiteinheiten als einen ersten Energiewert akkumuliert; ein zweites Register, das Korrelationen des Signals über die erste Dauer für die Vielzahl von einer zweiten Gruppe an Zeiteinheiten als einen zweiten Energiewert akkumuliert; und einen Detektor, der den ersten und zweiten Energiewert vergleicht, um zu bestimmen, in welcher der ersten oder zweiten Gruppe an Zeiteinheiten die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichsresultat des ersten und zweiten Energiewerts und einer Symbolphase des Signals liegt.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, wobei die erste Dauer eine Periode des Informationselements ist.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, der ferner einen Symbolphasen-Kontrollblock umfasst, der kontrolliert, ob die Symbolphase größer als ein vorbestimmter Wert ist, wobei der Detektor die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichsresultat des ersten und zweiten Energiewerts und dem Kontrollresultat für die Symbolphase bestimmt.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 24, der ferner einen Negationsblock für das Umkehren der Korrelation umfasst, wenn der Symbolphasen-Kontrollblock bestimmt, dass die Symbolphase größer als der vorbestimmte Wert ist.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 24, wobei der vorbestimmte Wert der Mittelwert von einer Zeiteinheit ist.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, wobei die erste Dauer eine Periode des Codes ist.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, wobei die Zeiteinheiten der ersten Gruppe ungerade Zeiteinheiten und die Zeiteinheiten der zweiten Gruppe gerade Zeiteinheiten sind.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, wobei eine Zeiteinheit eine Codeperiode ist.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 22, der ferner folgendes umfasst: ein drittes Register, das Korrelationen des Signals über eine zweite Dauer für eine Vielzahl von der ersten Gruppe an Zeiteinheiten als einen dritten Energiewert akkumuliert; und ein viertes Register, das Korrelationen des Signals über die zweite Dauer für die Vielzahl von der zweiten Gruppe an Zeiteinheiten als einen vierten Energiewert akkumuliert, wobei der Detektor bestimmt, in welcher der ersten oder zweiten Gruppe an Zeiteinheiten die Informationselementsgrenze gemäß des ersten, zweiten, dritten und vierten Energiewerts liegt.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 30, wobei der Detektor auswählt, ob der erste und zweite Energiewert oder der dritte und vierte Energiewert gemäß der Symbolphase verglichen werden, und die Informationselementsgrenze gemäß dem Vergleichsresultat bestimmt.
Der Synchronisator gemäß Anspruch 30, wobei der Detektor den Vergleich des ersten und zweiten Energiewerts und den Vergleich des dritten und vierten Energiewerts kombiniert und die Informationselementsgrenze gemäß dem kombinierten Vergleichsresultat bestimmt.