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Die
Erfindung betrifft eine ESD-Schutzschaltung für Signaleingänge nach
dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
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ESD(Electrostatic
Discharge)-Schutzschaltungen sind bekanntlich erforderlich, um integrierte
Schaltungen vor Überspannungen
zu schützen.
Solche Überspannungen
können
durch ein ESD-Ereignis
hervorgerufen werden, beispielsweise durch Berührungen eines Operators oder
selbst während
der Herstellung der integrierten Schaltung. Beispielsweise kann
eine Person eine sehr hohe Spannung von einigen hundert bis einige
tausend Volt durch bloßes
Bewegen über
einen Teppich erzeugen. Ferner gibt es heutzutage eine zunehmende
Tendenz, austauschbare IC's
in elektronischen Systemen zu verwenden, so dass lediglich eine
oder mehrere integrierte Schaltungen anstelle der gesamten Platine
zu ersetzen sind, um beispielsweise Mikroprozessoren oder Speicherkarten
auf den neusten Stand zu bringen. Zum Schutz der integrierten Schaltungen müssen diese
nun mit einem entsprechenden ESD-Schutz versehen werden.
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Dazu
wurde eine Reihe von Schutzschaltungen vorgeschlagen, die typischerweise
zwischen Anschluss der integrierten Schaltung, auch Pad genannt,
und der integrierten Schaltung angeordnet sind, um einen Stromweg
bereitzustellen, der sicherstellt, dass die an die integrierte Schaltung
angelegte Spannung deutlich unterhalb einer spezifischen kritischen
Grenze bleibt.
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Herkömmliche
ESD-Schutzschaltungen, sei es intern auf einem Chip oder extern,
sind wegen ihres nachteiligen Einflusses auf die Leistung von Hochfrequenzeinheiten
nicht für
Hochfrequenzanwendungen geeignet. Gewöhnliche Schaltungen, die bei
tiefen Frequenzen oder mit geringer Geschwindigkeit betrieben werden,
sind für
die von herkömmlichen
ESD-Schutzschaltungen verur sachten parasitären Widerständen, Kapazitäten und
Induktivitäten
relativ unempfindlich.
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In „Advanced
Simulation Methods for ESD Protection Development" von Kai Esmark,
Harald Gossner und Wolfgang Stadler, 2003, Elsevier, Kapitel 2.4,
Seite 43, wird z.B eine ESD-Schutzschaltung
mit zwei Dioden als ESD-Schutzelemente beschrieben, wo Ein- und
Ausgangspads der integrierten Schaltung direkt mit ESD-Schutzelementen
versehen sind (1). Diese ESD-Schutzelemente
stellen eine parasitäre
Kapazität dar,
die die Funktion der Schaltung beeinträchtigen kann.
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Bei
sehr hohen Frequenzen können
aus diesem Grund herkömmliche
ESD-Elemente nicht mehr zum Einsatz kommen. Bei einer Frequenz von
77 GHz stellt z.B. eine parasitäre
Kapazität
von 100 fF nur mehr einen Blindwiderstand von 20,7 Ω dar.
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Aus
der
US 6,847,511 B2 und
aus D. Linten et al.: „A
5-GHz Fully Integrated ESD-Protected Low-Noise Amplifier in 90-nm
RF CMOS", IEEE Jounal
of Solid State Circuits, vol. 40, no. 7„ July 2005, 5.1434-1442,
gibt es Vorschläge,
auf ESD-Elemente an kritischen Hochfrequenzpads ganz oder teilweise
zu verzichten, und statt dessen einen Gleichspannungspfad vom Pad
zur Versorgungsspannung vorzusehen, z.B. mit Hilfe einer auf einem
Chip integrierten Spule oder Leitung (
2). Diese
Lösung
hat allerdings den Nachteil, dass in vielen Anwendungen dieser Gleichspannungspfad
unerwünscht
ist.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine ESD-Schutzschaltung zu schaffen, welche
bei hohen Frequenzen die oben genannten Nachteile nicht mehr aufweist.
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Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe durch eine ESD-Schutzschaltung
mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Insbesondere wird die Aufgabe
durch eine ESD-Schutzschaltung einer an eine Signalleitung und eine
positive und negative Versorgungsspannung angeschlossenen integrierten
Schaltung, mit mindestens einem zwischen die Signalleitung und der
Versor gungsspannung geschalteten ESD-Element, gelöst, wobei
eine Hochfrequenzleitung mit dem ESD-Element in Reihe geschaltet
ist, welche derart dimensioniert ist, dass bei einer vorbestimmten
Signal-Hochfrequenz der Strompfad über das ESD-Element von einer gegenüber der
Systemimpedanz niedrigen Impedanz auf eine Impedanz transformiert
wird, die sehr hoch gegenüber der
Systemimpedanz ist.
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Ein
wesentlicher Punkt der Erfindung liegt darin, dass eine Hochfrequenzleitung
definierter Länge
die ESD-Elemente vom Hochfrequenzpad entkoppelt und bei einer vorbestimmten
Signal-Hochfrequenz
eine Impedanztransformation von einer, gegenüber der System-Impedanz, sehr
niedrigen Impedanz (Kurzschluss) auf eine sehr hohe Impedanz (Leerlauf)
bewirkt, sodass die Funktion der Schaltung nicht beeinträchtigt wird.
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In
einer ersten Ausführungsform
der Erfindung sind mindestens zwei ESD-Elemente in Reihe zwischen
die positive und negative Versorgungsspannung geschaltet und über einen
zwischen ihnen vorgesehenen Knotenpunkt und die Hochfrequenzleitung
mit der Signalleitung und über
diese mit der integrierten Schaltung verbunden. Dadurch wird erreicht,
dass negative und positive, durch ESD-Ereignisse hervorgerufene Überspannungen
von der Signalleitung abgeleitet werden können.
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Des
weiteren ist es möglich,
einen Parallel-Kondensator parallel zu einem der ESD-Elemente mit
der Hochfrequenzleitung und der positiven oder negativen Versorgungsspannung
zu verbinden, wobei die Kapazität
des Parallel-Kondensators so gewählt
ist, dass er bei der Signal-Hochfrequenz der integrierten Schaltung eine
sehr niedrige Impedanz gegenüber
der Systemimpedanz hat. Dadurch wird erreicht, dass die Länge der Hochfrequenzleitung
im Wesentlichen ein Viertel der Wellenlänge (λ) einer Signal-Hochfrequenz der
integrierten Schaltung ist und somit Hochfrequenzleitungen mit Standardlängen, wie
z.B. λ/4-Leitungen,
genutzt werden können.
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In
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung ist ein Reihen-Kondensator
als Kopplungskondensator zwischen den Knotenpunkt der Signalleitung
und der Hochfrequenzleitung und die integrierte Schaltung geschaltet.
Dadurch wird eine gleichspannungsmäßige Entkopplung zwischen dem
Pad und der integrierten Schaltung erreicht.
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In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung sind mindestens zwei Signalleitungen an die integrierte
Schaltung angeschlossen und jeweils über eine Hochfrequenzleitung
und ein ESD-Element mit der positiven bzw. negativen Versorgungsspannung
verbunden. Dadurch wird erreicht, dass die ESD-Elemente gemeinsam
für mehrere
Pads genutzt werden können,
was z.B. bei Ein- und Ausgängen
gegenphasiger Signale besonders vorteilhaft ist.
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Weiterhin
ist die oder jede Hochfrequenzleitung als Microstrip-Leitung oder
koplanare Leitung ausgebildet, wodurch der verfügbare Platz in z.B. Halbleiterschaltungen
bestmöglich
ausgenutzt wird.
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Eine
weitere Ausführungsform
sieht vor, dass ein Anpassungsnetzwerk für integrierte Schaltungen zur Impedanzanpassung
zwischen einem Signal-Pad und der integrierten Schaltung in die
erfindungsgemäße ESD-Schutzschaltung
derart integriert ist, das die Funktion mindestens einer der Induktivitäten des
Anpassungsnetzwerkes durch die Hochfrequenzleitung der erfindungsgemäßen ESD-Schutzschaltung
realisiert wird, wobei die Länge
der Hochfrequenzleitung ungleich einem Viertel der Wellenlänge (λ/4) einer
Signal-Hochfrequenz ist. Dadurch wird erreicht, dass die ESD-Schutzschaltung
zusätzlich
als Teil eines Impedanz-Anpassungsnetzwerkes für integrierte Schaltungen ausgenutzt
wird, wobei Bauteile, Platz und folglich Kosten eingespart werden.
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Eine
weitere Ausführungsform
der Erfindung sieht eine Halbleitervorrichtung vor, die eine integrierte Schaltung,
eine Ein- und/oder
Ausgangsanschlussfläche,
mindestens eine Signallei tung zwischen der Ein- und/oder Ausgangsanschlussfläche und
der integrierten Schaltung umfasst, wobei die oben genannte erfindungsgemäße ESD-Schutzschaltung
zwischen der integrierten Schaltung und der Ein- und/oder Ausgangsanschlussfläche integriert
ist. Dadurch wird eine Halbleitervorrichtung ermöglicht, welche zum einen gegen Überspannungen
durch ESD-Ereignisse geschützt
ist und zum anderen nicht die Nachteile der bei hoher Frequenz betriebenen
herkömmlichen
ESD-Schutzschaltungen hat.
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Weitere
Ausführungsformen
der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Nachfolgend
wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen beschrieben,
die anhand der Abbildungen näher
erläutert
werden. Hierbei zeigen:
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1 eine
herkömmliche
ESD-Schaltung für
tiefe Frequenzen;
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2 eine
herkömmliche
ESD-Schaltung ohne ESD-Elemente and den kritischen Hochfrequenzpads;
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3 eine
Ausführungsform
der Erfindung mit zwei ESD-Elementen
und einem zusätzlichen
Kondensator;
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4 ein
Smith-Diagramm einer Impedanztransformation von einem Kurzschluss
(Z1) auf einen Leerlauf (Z2);
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5 eine
andere Ausführungsform
der Erfindung mit einem zusätzlichen
Koppelkondensator zur gleichspannungsmäßigen Entkopplung zwischen
Pad und integrierter Schaltung;
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6 eine
Ausführungsform
der Erfindung, bei der die ESD-Elemente
als verlustarme Kondensatoren modelliert sind und folglich auf den
Parallel-Kondensator verzichtet werden kann;
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7 ein
Smith-Diagramm einer Impedanztransformation von einer kapazitiven
Impedanz (Z1) auf einen Leerlauf (Z2), wobei die Länge der
Hochfrequenzleitung größer λ/4 gewählt ist;
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8 eine
andere Ausführungsform
der Erfindung, in der z.B. zwei ESD-Elemente und ein Parallel-Kondensator
gemeinsam für
mehrere Pads genutzt werden können;
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9 ein
Beispiel eines Anpassungsnetzwerks, bestehend aus zwei Induktivitäten (Impedanz
Xp1, Xp2) und einem Kondensator (Impedanz Xs);
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10 eine
weitere Ausführungsform
der Erfindung, wobei ein Anpassungsnetzwerk in einer ESD-Schutzschaltung
integriert ist;
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11 ein
Smith-Diagramm einer Impedanztransformation von einer niedrigen
Impedanz (Z1) auf eine höhere
Impedanz (Z2), wobei die Länge
der Hochfrequenzleitung kleiner λ/4
gewählt
ist, so dass z.B. induktives Verhalten erzielt wird;
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11 einen
prinzipiellen Aufbau einer Microstrip-Leitung; und
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13 eine
Microstrip-Leitung in leicht abgewandelter Form.
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In
der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleich wirkende
Teile dieselben Bezugsziffern verwendet.
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Das
in 3 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt eine Anwendung
einer Hochfrequenzleitung L1 in Verbindung mit zwei ESD-Elementen
D1, D2 und einem Parallel-Kondensator C1. Die ESD-Elemente D1 und D2
sind hierbei nicht direkt, sondern über die Hochfrequenzleitung
L1 mit dem Signal-Pad verbunden. Zusätzlich ist ein Parallel-Kondensator
C1 vorgesehen, dessen Wert so gewählt ist, dass er bei der vorbestimmten Signal-Hochfrequenz als
Kurzschluss wirkt. Die Länge
der Hochfrequenzleitung L1 entspricht dabei einem Viertel der Wellenlänge (λ/4) und bewirkt
eine Impedanztransformation von Kurzschluss auf Leerlauf, da für den Reflexionsfaktor
T in Abhängigkeit
von der elektrischen Länge Θ gilt: Γ(Θ) = ΓLexp(–j2Θ)
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In 4 ist
die Impedanztransformation von Kurzschluss (Z1) auf Leerlauf (Z2)
in einem Smith-Diagramm graphisch dargestellt. Im Idealfall geht
die Kurzschluss-Impedanz Z1 gegen Null und die Leerlauf-Impedanz
Z2 gegen Unendlich. In der praktischen Anwendung handelt es sich
bei Z1 jedoch um eine gegenüber der
System-Impedanz sehr niedrige Impedanz und bei Z2 um eine gegenüber der
System-Impedanz sehr hohe Impedanz.
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Wenn
die Hochfrequenzleitung L1 des obigen Beispiels nun eine Länge von λ/4 der Signal-Hochfrequenz
aufweist, wird der Kurzschluss (Z1) an dem Parallel-Kondensator
C1 auf Leerlauf (Z2) transformiert. Durch diesen Leerlauf wird die
Funktion der Schaltung nur unwesentlich beeinflusst.
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In
einem einfachen Zahlenbeispiel ergibt sich bei einer Signal-Hochfrequenz
von 77 GHz und einer effektiven Dielektrizitätskonstante εr,eff von
3,9 für
die Hochfrequenzleitung L1 eine Länge von 493 μm.
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In 5 ist
ein weiteres Ausführungsbeispiel
dargestellt. Ein zusätzlicher
zwischen die integrierte Schaltung und den Knotenpunkt der Signalleitung
und der Hochfrequenzleitung L1 geschalteter Reihen-Kondensator C2
bewirkt hierbei eine gleichspannungsmäßige Entkopplung zwischen dem
Signal-Pad und der integrierten Schaltung.
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6 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel
bei dem auf den Parallel-Kondensator C1 verzichtet werden kann,
wenn die ESD-Elemente
D1 und D2 als verlustarme Kondensatoren modelliert werden können. Die in
einem Smith-Diagramm in 7 dargestellte kapazitive Impedanz
Z1 der ESD-Elemente wird hier mit Hilfe einer Hochfrequenzleitung
L1, deren Länge
größer als λ/4 ist, auf
einen Leerlauf (Impedanz Z2) transformiert.
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Ein
einfaches Zahlenbeispiel zeigt, dass eine Gesamtkapazität der ESD-Elemente
von 100 fF in einem 50Ω System
eine normierte Impedanz von (0 – j0,413)
ergibt, welche wiederum der Phase eines Reflexionsfaktors von –135° entspricht.
Für eine
Transformation auf einen Leerlauf ist daher eine elektrische Länge der Hochfrequenzleitung
L1 von 112,5° erforderlich,
was bei einem effektiven Elektrizitätskoeffizienten εr,eff von
3,9 wiederum einer Hochfrequenzleitungslänge von 616,5 μm entspricht.
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In 8 ist
ein weiteres Ausführungsbeispiel
der Erfindung dargestellt. Hierbei können die ESD-Elemente D1 und
D2 und der Parallel-Kondensator C1 gemeinsam für mehrere Signal-Pads genutzt
werden, wenn die Verbindung zwischen den gemeinsamen ESD-Elementen
D1 und D2 und den Signal-Pads jeweils über getrennte Signalleitungen
erfolgt. Das in 8 dargestellte Beispiel ist
besonders bei Ein- und Ausgängen
vorteilhaft, die gegenphasige Signale führen, wodurch sich an der Verbindung
der Hochfrequenzleitungen L1 und L2 ein virtueller Nullpunkt ergibt
und der Parallel-Kondensator C1 dadurch entfallen könnte.
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In 10 wird
ein weiteres Ausführungsbeispiel
einer Anwendung der Erfindung dargestellt. Bei integrierten Mikrowellenschaltungen
werden z.B. häufig
Netzwerke zur Impedanzanpassung vorgesehen, die mit Hilfe von Spulen,
Kondensatoren und Leitungen realisiert werden können. Hierbei wird die Hochfrequenzleitung
L1 als Teil eines Anpassungsnetzwerks verwendet, wobei die Länge der
Hochfrequenzleitung L1 ungleich λ/4
der Signal-Hochfrequenz gewählt
wird. Das in 11 dargestellte Smith-Diagramm
zeigt, dass bei einer Länge
kleiner λ/4
z.B. ein induktives Verhalten (Z2) erzielt wird.
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9 zeigt
ein Beispiel eines solchen Anpassungsnetzwerks, bestehend aus zwei
Induktivitäten
(Impedanz Xp1 und Xp2) und einem Kondensator (Impedanz Xs). Für die Bemessung
der Komponenten gilt z.B.:
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Hierbei
ist R1 der Quellwiderstand, R2 der Lastwiderstand und Q die Güte des Anpassungsnetzwerks. Ein
einfaches Zahlenbeispiel zeigt, dass für eine Frequenz von 77 GHz,
einen Quellwiderstand von 50Ω,
einen Lastwiderstand von 25Ω und
eine Güte
von 2 sich folgende Wert ergeben:
Xp1 = 25Ω, entsprechend 51,7 pH;
Xp2
= 20,41Ω,
entsprechend 42,2 pH; und
Xs = 32,25Ω, entsprechend 64,1 fF.
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Die
Impedanz Xp1 kann nun mit Hilfe der Hochfrequenz-leitung L1 realisiert
werden, wobei die erforderliche Länge Θ mit der Gleichung X = Z0 tanΘberechnet
wird. Daraus ergibt sich dann, dass bei einem Wellenwiderstand Z0 von 50Ω die
Hochfrequenzleitung L1 eine elektrische Länge von 26,6° hat. Bei
einer effektiven Elektrizitätskonstante εr,eff von
3,9 entspricht das einer Länge
von 145,5 μm.
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Die
Hochfrequenzleitungen der vorliegenden Erfindung können auf
den integrierten Schaltungen z.B. als Microstrip-Leitungen oder
auch als koplanare Leitungen realisiert werden.
12 zeigt
hierbei den prinzipiellen Aufbau einer Microstrip-Leitung, welche aus
einer Leitung und einer Massefläche
besteht, die durch ein Dielektrikum getrennt sind. Die Abmessungen
sind durch die Leiterbreite w, die Höhe der Metallbahn t und die Höhe des Dielektrikums
h gegeben. Das Verhalten der Leitung wird dabei durch den Wellenwiderstand
und durch die effektive Dielektrizitätskonstante ε
r,eff beschrieben.
Für den
Fall w/h < 1 gilt
z.B. als Näherung:
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In
integrierten Schaltungen werden häufig Microstrip-Leitungen in
leicht abgewandelter Form verwendet, bei denen die Leitung vollständig von
einem Dielektrikum umgeben ist, wie dies z.B. in
13 dargestellt ist.
Das Dielektrikum besteht dabei meist aus Siliziumoxid mit einer
Dielektrizitätskonstante ε
r von
3,9. Unter der Voraussetzung, dass sich das elektrische Feld vollständig innerhalb
des Dielektrikums befindet, gilt ε
r,eff = ε
r. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit v auf
der Leitung beträgt
somit:
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Damit
ergibt sich die Wellenlänge λ auf der
Leitung zu:
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Hierbei
ist c0 die Lichtgeschwindigkeit im freien
Raum und f die Frequenz. In einem einfachen Zahlenbeispiel ergibt
sich nun bei einer Frequenz von 77 GHz und für eine effektive Dielektrizitätskonstante εr,eff 3,9 eine
Wellenlänge
von 1,972 mm.
