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Die Erfindung betrifft einen Regler für einen Hochfrequenzverstärker.
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Ein Hochfrequenzverstärker (HF-Verstärker), dient dazu, ein ihm zugeführtes Hochfrequenzsignal (HF-Signal) möglichst identisch zu verstärken, um an seinem Ausgang ein HF-Signal größerer Leistung zu erhalten. Insbesondere für spezielle medizinische Untersuchungen mit einem Magnetresonanztomographen (MRT) sind HF-Signale mit Pulsleistungen von 15 bis 30 kW notwendig. In diesen MRT sind also HF-Verstärker eingesetzt, um HF-Signale derartiger Leistungen zu erzeugen. Die HF-Signale sind gepulst, d. h. benötigen derartige Leistungen für eine Zeitdauer im Bereich von einigen μs bis einigen ms. Um mit Hilfe des MRT hochqualitative medizinische Bilder zu erzeugen, sind am Ausgang des HF-Verstärkers, insbesondere bei der funktionellen MRI sehr präzise Pulsleistungen notwendig. Mit einer derzeit üblichen Sendeanordnung lassen sich Pulswiederholgenauigkeiten des verstärkten HF-Signals von ca. 1–4% erreichen. Präzise heißt in diesem Zusammenhang, dass sowohl die Amplitude als auch die Phase des HF-Signals genauen Vorgaben entsprechen müssen. Um derartige Genauigkeiten für das HF-Ausgangssignals des HF-Verstärkers zu erhalten, ist diesem eine Regelung zugeordnet.
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Aus der
DE 103 35 144 B3 ist eine Sendeanordnung für eine Magnetresonanzanlage bekannt, die eine entsprechende Regelung für Amplitude und Phase des HF-Ausgangssignals des HF-Verstärkers enthält. Hierbei wird mittels geeigneter Detektoren das Verhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangsleistung des HF-Verstärkers, also des zu verstärkenden zum verstärkten HF-Signal, bestimmt (so genannte Ist-Verstärkung oder Ist-Gain). Außerdem wird die Phasenbeziehung zwischen diesen beiden Signalen bestimmt (so genannte Ist-Phasendifferenz). Hierzu wird z. B. ein integrierter Gain- und Phasendetektor, z. B. ein Baustein AD8302 der Fa. Analog Devices, verwendet. In zwei getrennten Regelschleifen werden ein einstellbares Dämpfungsglied sowie ein einstellbares Phasenstellglied dazu benutzt, die Ausgangsamplitude und die Ausgangsphase des HF-Ausgangssignals konstant bzw. im gewünschten Verhältnis zum HF-Eingangssignal zu halten, also eine Soll-Verstärkung (Soll-Gain) bzw. eine Soll-Phasendifferenz einzustellen.
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5 zeigt eine entsprechende Anordnung gemäß Stand der Technik. Einem HF-Verstärker 200, auch RFPA (Radio Frequency Power Amplifier) genannt, ist eine Regelung 202 vorgeschaltet. An einem Eingang 204 wird ein HF-Eingangssignal 206 in die Anordnung eingespeist. Über die Signalleitung 208 durchläuft es die Regelung 202 und den Verstärker 200, um am Ausgang 210 als verstärktes HF-Ausgangssignal 212 die Anordnung zu verlassen. Die Regelung 202 weist sowohl einen Gain-Detektor 214 als auch einen Phasendetektor 216 auf.
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Zwei Messgrößen, sowohl für das HF-Eingangssignal 206 als auch das HF-Ausgangssignal 212, werden über jeweilige, dem Eingang 204 und dem Ausgang 210 zugeordnete Signalkoppler 218 und 220 und entsprechende Messleitungen 222 und 224 sowohl dem Gain-Detektor 214 als auch dem Phasendetektor 216 zugeführt. Der Gain-Detektor 214 ermittelt hierbei die tatsächliche Ist-Amplitudenverstärkung 226 (Ist-Gain), der Phasendetektor 216 die tatsächliche Ist-Phasendifferenz 228 zwischen HF-Ausgangssignal 212 und HF-Eingangssignal 206. Auf den Messleitungen 222, 224 befindet sich hierbei Hochfrequenz (HF-Signale), z. B. im Bereich um 63 oder um 123 Mhz.
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Ist-Amplitudenverstärkung 226 und Ist-Phasendifferenz 228 als Ausgangssignale von Gain-Detektor 214 und Phasendetektor 216 hingegen sind Niederfrequenzsignale (NF-Signale). In Differenzgliedern 230, 232 werden die tatsächliche Ist-Amplitudenverstärkung 222 und Ist-Phasendifferenz 228 mit einer Sollverstärkung 234 und einer Soll-Phasendifferenz 236 verglichen, und entsprechende Korrektursignale über Regelverstärker 238, 240 an ein Dämpfungsglied 242 sowie ein Phasenstellglied 244 in der Signalleitung 208 übermittelt.
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Da alle Signalpfade voneinander getrennt verlaufen, sind sowohl dem Dämpfungsglied 242 als auch dem Phasenstellglied 244 somit voneinander unabhängige, getrennte Regelschleifen 246, 248 zugeordnet. Alternativ kann ein oben erwähnter, integrierter Gain- und Phasendetektor als IC 250, in 5 durch einen gestrichelten Rahmen dargestellt, die beiden diskreten Bauteile Gain-Detektor 214 und Phasendetektor 216, in sich vereinen.
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Besonders die in MR-Anlagen verwendeten HF-Verstärker 200, auch RF-Leistungsverstärker (Radio Frequency) genannt, weisen eine stark expandierende Kennlinie auf, in 5 angedeutet durch die Kennlinie 252. Stark expandierend bedeutet, dass die Verstärkung für kleine Eingangssignale 206, d. h. solche mit kleinen Amplituden bzw. Signalleistungen, deutlich kleiner ist als die für große bzw. leistungsstarke Eingangssignale 206. 6a zeigt für verschiedene Eingangsleistungen Pin des Signals 206 die relative Verstärkung G des HF-Verstärkers 200 bei einer Frequenz von 63,6 MHz als Kennlinie 260. 6b zeigt über der gleichen Abszisse aufgetragen den vom HF-Verstärker 200 erzeugten Amplitudenfehler Δφ des HF-Ausgangssignals 212 gegenüber dem HF-Eingangssignal 206 als Kennlinie 262.
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Da, wie oben erwähnt, insbesondere MR-Anlagen im Pulsbetrieb arbeiten, werden die Kennlinien 260, 262 aus 6a und 6b während jeder Aufnahmesequenz, also der wiederholten Auslösung von entsprechenden Signalpulsen des HF-Eingangssignals 206, mehrmals zumindest teilweise durchfahren. Die Regelung 202 muss also neben Schwankungen im Verstärkungsverhalten der Anordnung aus 5, z. B. durch Temperaturdrift usw., immer auch die nichtlinearen Kennlinien 260, 262 mit ausregeln. Durch den expandierenden Charakter der Kennlinien 260, 262 besteht zudem die Gefahr, dass aufgrund der notwendigen großen Amplitudenverstärkungen des Amplitudenstellglieds 242 am Beginn eines Pulses, also bei kleinen Pegeln bzw. Leistungen des HF-Eingangssignals 206 die Verstärkung nicht schnell genug wieder zurück geregelt werden kann, was zu Überschwingern und im ungünstigsten Fall zur Sicherheitsabschaltung des Verstärkers 200 führt.
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Aus der oben genannten
DE '144 ist bekannt, die expandierenden Kennlinien
260,
262 durch ein komprimierend wirkendes Netzwerk aus Dioden und Widerständen zu kompensieren. Mit derartigen Netzwerken lässt sich jedoch das stark expandierende Verhalten des Verstärkers
200 nur teilweise korrigieren. Zudem sind diese Schaltungen empfindlich gegen thermische Einflüsse und können keine Phasenabweichungen ausgleichen.
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Aus der
DE 101 48 441 C1 ist ein analoger Dynamikkompressor bekannt, mit dem eine weitaus stärkere Kompression bei besserer Temperaturstabilität realisiert werden kann als mit dem einfachen Diodenwiderstandsnetzwerk aus
DE '144 . Allerdings ist es in der Praxis schwierig, mit diesem Kompressor gleichzeitig die Amplituden-
260 und die Phasenkennlinie
262 des Verstärkers
200 zu kompensieren. Außerdem ist sowohl der Leistungsbedarf als auch der Schaltungsaufwand einer solchen analogen Kompressorschaltung bei den typischen MR-Frequenzen im HF-Bereich von 63,6 bzw. 123,2 MHz sehr hoch.
7 zeigt den erwähnten Dynamikkompressor
300 im Blockschaltbild. Die Regelung
202 aus
5 ist in
7 durch eine alternative Ausführungsform, nämlich die mit einem IQ-Stellglied
302 mit Vorverstärker
304 ersetzt. Das IQ-Stellglied
302 erfüllt die gleiche Aufgabe wie Dämpfungsglied
242 und Phasenstellglied
244 aus
5, nämlich die Abstimmung des HF-Eingangssignals
206 bezüglich Betrag und Phase, um das so veränderte HF-Eingangssignal
206 am Eingang
306 dem Dynamikkompressor
300 zuzuführen. Die Vorverzerrung durch den Dynamikkompressor
300 zum Ausgleich der Kennlinien
260,
262 erfolgt also im Hochfrequenz- bzw. RF-Pfad der Anordnung aus
5.
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Dem IQ-Stellglied wird das zu verstärkende HF-Signal 206 zugeführt und in zwei um 90° phasenversetzte Teilsignale aufgeteilt. Die Teilsignale durchlaufen sodann jedes für sich einen I-und einen Q-Pfad. Im I-Pfad wird das entsprechende Teilsignal mit einem I-Faktor, im Q-Pfad mit einem Q-Faktor gewichtet. Über einen Summierer werden die Teilsignale wieder zusammengeführt und letztlich dem HF-Verstärker 200 (über den Dynamikkompressor 300) zugeführt. Das IQ-Stellglied beeinflusst ebenfalls Betrag und Phase des dem HF-Verstärker zuzuführenden HF-Signals 206. Die Multiplikation der Teilsignale mit dem I-und Q-Faktor beeinflusst hierbei jedoch jeweils lediglich die Amplitude der entsprechenden Teilsignale im I- und Q-Pfad und nicht deren Phase. Da die Teilsignale wegen des 90°-Phasenversatzes jedoch Real- und Imaginärteil eines komplexen Zeigers (nämlich deren Summe) entsprechen, bewirkt die Amplitudenänderung der Teilsignale über die Addition von Real- und Imaginärteil, nämlich in Form des dem Verstärker zugeführten Ausgangssignals des IQ-Reglers, eine Amplituden- bzw. Phasenmanipulation dieses Gesamtsignals.
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Die I- und Q-Faktoren bis zu ihrer Einspeisung in die Multiplizierer arbeiten dabei auf NF-Basis im Gegensatz zu den Signalpfaden der Teilsignale im I- und Q-Pfad, die HF-Pfade bilden.
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Da die Multiplizierer im IQ-Regler insbesondere analog ausgeführt werden können, ist ein derartiges IQ-Stellglied ohne Probleme in der Lage, die geforderten Anstiegszeiten von weit unter 1 μs zu realisieren. Zur Ansteuerung des IQ-Gliedes müssen nun jedoch die beabsichtigten Phasen- und Verstärkungsänderungen, also Amplitudenänderungen am HF-Signal (Soll- und Ist-Werte) in jeweilige I- und Q-Faktoren, entsprechend den Verstärkungsfaktoren für Real- und Imaginärteil (Teilsignale in den Teilpfaden) umgerechnet werden. Dies kann durch entsprechende A/D-Wandlung und digitale Berechnungen in einem Digitalrechner erledigt werden, oder auf analogem Weg, wie es z. B. aus der
deutschen Patentanmeldung mit dem amtlichen Anmeldeaktenzeichen 10 2006 020 830.7 bekannt ist.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine verbesserte Anordnung zur Vorverzerrung für einen HF-Verstärker, insbesondere für einen HF-Verstärker eines MR-Tomographen, anzugeben.
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Die Aufgabe wird gelöst durch einen die Vorverzerrung durchführenden Regler gemäß Patentanspruch 1.
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Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass die Vorverzerrung aus dem HF- bzw. RF-Pfad entfernt wird und durch eine Vorverzerrung im niederfrequenten Pfad der Anordnung aus 5 oder 7 durchgeführt wird. Die Vorverzerrung wird daher in den erfindungsgemäßen Regler integriert, welcher also neben der eigentlichen Regelung des zu verstärkenden HF-Signals auch die Vorverzerrung für die nichtlineare Kennlinie des HF-Verstärkers mit übernimmt.
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Wie oben beschrieben, besitzt also ein in Rede stehender HF-Verstärker ein HF-Stellglied (z. B. Amplituden- und Phasenstellglied oder IQ-Stellglied) zur Amplituden- und Phasenanpassung im HF-Pfad, das von NF-Regelparametern angesteuert wird (Amplituden- und Phasenstellsignal oder I- und Q-Faktor). Erfindungsgemäß wird die Vorverzerrung nun dadurch realisiert, dass die NF-Regelparameter entsprechend eingestellt werden, um die gewünschte Vorverzerrung im HF-Pfad zu erledigen. Mit anderen Worten wird die Vorverzerrung der bisherigen Amplituden- und Phasenregelung überlagert bzw. bezüglich der NF-Regelparameter additiv auf diese aufgeschaltet. Faktisch sind so im NF-Pfad Amplituden- und Phasenanpassung und Vorverzerrung vereint.
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Die Vorverzerrung bzw. die Bestimmung deren Parameter erfolgt also durch einen Vorverzerrer im NF-Pfad, wobei sich lediglich dessen ”ausführendes Organ”, das die eigentliche Signalmanipulation am HF-Signal durchführt, im HF-Pfad befindet.
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Ausgehend von den nichtlinearen Kennlinien 260, 262 für die Verstärkung und die Phasendifferenz des HF-Verstärkers können entsprechend passende Kennlinien für den Vorverzerrer ermittelt werden. Da der momentane Wert der Eingangsleistung des HF-Signals ermittelt wird, ist also der Eingangspegel des HF-Signals für den HF-Verstärker jederzeit bekannt. Im Vorverzerrer kann so anhand der Kennlinie stets ein entsprechender Korrekturwert an das IQ-Stellglied gegeben werden.
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Entsprechend der augenblicklichen Signalleistung können die Korrekturwerte für die Ansteuerung des HF-Stellgliedes ermittelt werden.
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Wie erwähnt, kann also das HF-Stellglied eine z. B. gemäß 5 bekannte Kaskade eines Amplituden- und Phasenstellgliedes sein. Der Vorverzerrer liefert dann additive Werte für den Amplituden- und Phasenstellwert, mit dem das Stellglied aus der entsprechenden Ansteuerung versorgt wird. Eine erfindungsgemäße Steuerung kann so in einen bekannten herkömmlichen Regler für einen HF-Verstärker einfach integriert werden.
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Das HF-Stellglied kann aber auch ein IQ-Stellglied sein. Der Vorverzerrer ist dann dem IQ-Regler zur Erzeugung von I- und Q-Faktor zugeordnet und überlagert I- und Q-Faktor additiv mit den Korrekturwerten für die Vorverzerrung.
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Hierzu wird in einem bekannten IQ-Regler jeweils I- und Q-Pfad ein Vorverzerrer zugeordnet, welcher den I- und Q-Faktor des IQ-Stellgliedes jeweils mit einem von der Leistung abhängigen Korrekturwert beeinflusst.
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Der Vorverzerrer ist ein analoger Vorverzerrer. Dieser ist in der Regel schneller als ein digitaler Vorverzerrer und kann somit zur Realisierung kürzerer Signalanstiegszeiten in der gesamten Verstärkeranordnung beitragen.
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Entsprechend kann ein analoger Vorverzerrer ein Funktionsnetzwerk enthalten. Bei einem Funktionsnetzwerk wird jede Kennlinie, z. B. 60, 62, approximiert, d. h. in diesem Fall der Kurvenverlauf des Korrekturwertes zur Kompensation der Kennlinie über der Eingangsleistung des HF-Signals durch einen Polygonzug angenähert. In der Praxis hat sich erwiesen, dass in der Regel eine relativ grobe Näherung aus z. B. drei Geradenstücken für einen entsprechenden Polygonzug ausreicht, um eine ausreichende Vorverzerrung zu erreichen. Die Realisierung eines Funktionsnetzwerks ist z. B. aus [Titze/Schenk, ”Halbleiterschaltungstechnik”, 10. Auflage, Springer-Verlag, 1993] bekannt.
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Im Falle von separaten Regelschleifen im dem HF-Stellglied zugeordneten Regler, z. B. für Amplitude und Phase oder I- und Q-Pfad, kann jeder Regelschleife ein separater Vorverzerrer zugeordnet sein. Das System ist dann entkoppelt und kann einfach gesteuert werden.
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Für eine weitere Beschreibung der Erfindung wird auf die Ausführungsbeispiele der Zeichnungen verwiesen. Es zeigen, jeweils in einer schematischen Prinzipskizze:
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1 eine Verstärkeranordnung mit erfindungsgemäßem Regler zur gleichzeitigen Vorverzerrung des HF-Signals,
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2 die idealen und abschnittsweise linear angenäherten Korrekturkurven für die nicht lineare Verstärkerkennlinie des HF-Verstärkers aus 1,
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3 die Übertragungskennlinien von Eingang zu Ausgang der gesamten Anordnung von 1 bei inaktiver Regelung gemäß a) Betrag und b) Phase,
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5 eine herkömmliche Regelung für einen HF-Verstärker zur Amplituden- und Phasenanpassung mit kaskadierten Amplituden- und Phasenstellglied gemäß Stand der Technik,
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6 die Übertragungskennlinien des HF-Verstärkers aus 1 und 5 gemäß a) Betrag und b) Phase gemäß Stand der Technik,
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7 eine herkömmliche Regelung für einen HF-Verstärker gemäß 5, aber mit einem IQ-Stellglied und einem Vorverzerrer im HF-Pfad gemäß Stand der Technik.
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1 zeigt eine erfindungsgemäße Regelung 2 mit einem IQ-Stellglied 302. Dem IQ-Stellglied 302 ist in der HF-Signalleitung 208 ein Vorverstärker 4 vorgeschaltet. Über einen HF-Signalteiler 20 wird das HF-Eingangssignal 206 auf einen I-Pfad 22 und einen Q-Pfad 24 im IQ-Stellglied 302 aufgeteilt. Das HF-Teilsignal 26 im I-Pfad 22 ist gegenüber dem HF-Teilsignal 28 im Q-Pfad 24 um -90° phasenversetzt. I- und Q-Pfad 22 und 24 weisen je einen HF-Multiplizierer 30, 32 auf, durch den das jeweilige Teilsignal 26, 28 mit einem I-Faktor 34 und einem Q-Faktor 36 multipliziert wird. Die entsprechend gewichteten HF-Signale werden durch einen HF-Summierer 33 wieder vereint und über einen weiteren HF-Vorverstärker 4 dem HF-Verstärker 200 zugeführt. Ein an der HF-Signalleitung 208 über einen Signalkoppler 218 ausgekoppeltes Messsignal wird über eine Leitung 222 einem Leistungsmesser 6 zugeführt. Der Leistungsmesser 6 misst die dem HF-Eingangssignal 206 eigene Leistung.
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Das leistungsproportionale Signal 8 ist dabei bereits ein Signal im NF-Bereich und wird zwei Funktionsnetzwerken 10, 12 zugeführt, welche über entsprechende Kennlinien 40, 42 jeweilige Korrekturwerte 44, 46 für I-Faktor 34 und Q-Faktor 36 ermitteln. Über Addierer 48, 50 werden die Korrekturwerte 44, 46 zu I-Faktor 34 und Q-Faktor 36 addiert und den Multiplizierern 30, 32 zugeführt. Die Ermittlung von I- und Q-Faktor in einem nicht dargestellten IQ-Regler ist hier nicht weiter erläutert.
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Der gesamte Signalweg zwischen dem Leistungsmesser 6 und dem Multiplizierern 30 und 32 erfolgt damit im Niederfrequenzbereich.
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2 zeigt die Vorverzerrer-Kennlinien zu den nichtlinearen Verstärkerkennlinien 260, 262 aus 6a und 6b, aufgetragen über der RSSI-Spannung in Volt, welche proportional zum Logarithmus der Eingangsleistung des HF-Eingangssignals 206 ist und von einem nicht dargestellten logarithmischen Detektor entsprechend dem Leistungsmesser 6, wie z. B. dem AD 8310 der Firma Analog Devices gemessen wird. Aufgetragen ist die entsprechende Stellgliedspannung für die Multiplizierer 30 und 32 im I-Pfad 22 und Q-Pfad 24. Die Kurven 60 und 62 sind hierbei die idealen Korrekturkurven zu den Kurven aus 260, 262, also der nichtlinearen Kennlinien des HF-Verstärkers 200, als ideale Steuerspannungen für das IQ-Stellglied 302 zu deren Kompensation. Die Kuren 64 und 66 sind die durch die Funktionsnetzwerke 10 und 12 angenäherten Polygonzüge an die entsprechenden Kurven 60 und 62. Diese sind mit Hilfe eines Least Square Fit Algorithmus ermittelt.
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4 zeigt zur Erläuterung nochmals den Verstärker 200, dem eine Eingangsleistung Pe zugeführt wird, und der diese in eine Ausgangsleistung Pa verstärkt. 4b zeigt die Ausgangsleistung Pa abhängig von der Eingangsleistung Pe, und zwar nur bezüglich der Verstärkung, also dem so genannten Gain. Die ideale Ausgangsleistung ist durch die gestrichelte Kurve 72 als Pa = GoPe dargestellt. Die Kurve 74 zeigt die reale Ausgangsleistung Pa = Gv(Pe)Pe.
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4c zeigt entsprechend 4a den Verstärker 200, aber mit dem erfindungsgemäßen Vorverzerrer 76. Dieser wird versorgt mit der Leistung Pin, und erzeugt hieraus über seine Kennlinie Gs gezielt die dem Verstärker 200 zugeführte Leistung Pe. Somit gilt Pe = Gs(Pin)Pin. Gewünscht ist nun die ideale Kennlinie aus 4b zu erhalten, also Pa = GoPin. In der Realität gilt aber nach obigen Gleichungen Pa = Gv(Gs(Pin)Pin)Gs(Pin)Pin. Hieraus kann die Definitionsgleichung für die Vorverzerrung Gs abgeleitet werden, die nicht die inverse der realen Verstärkung Gv(Pe) ist: Gv(Gs(Pin)Pin)Gs(Pin) = Go.
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Entsprechend 6a und 6b für den HF-Verstärker 200 alleine, sind in 3a und 3b Verstärkerkennlinien, jedoch der gesamten Anordnung aus 1, wenn die Signale 34 und 36 identisch Null sind, also bei inaktiver Regelung, also zwischen dem Signaleingang 204 und dem Signalausgang 210, also der gesamten Übertragungsweg von HF-Eingangssignal 206 zu HF-Ausgangssignal 212 dargestellt. Die Kennlinie 68 stellt wieder den Betrag, die Kennlinie 70 die Phase der Übertragungsfunktion dar. Gegenüber 6a, b ist zu erkennen, dass durch die erfindungsgemäße Vorverzerrung gemäß 1 die Schwankungen des Betrages (Kurven 260, 68) von 10 dB auf etwa 0,8 dB reduziert wurden. Die Phasenschwankung (Kurven 262, 70) wurden von etwa 25° auf ca. 6° reduziert. Bei einer idealen Vorverzerrung würden sich in 3a und b jeweils waagerechte ideale Geraden ergeben.
