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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Sendeanordnung für eine Magnetresonanzanlage,
mit einem Eingangsanschluss, einem Hochfrequenz-Leistungsverstärker und
einer Antennenanordnung
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- – wobei
dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker über den
Eingangsanschluss ein Hochfrequenz-Eingangssignal zuführbar ist,
- – wobei
das Hochfrequenz-Eingangssignal von dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker zu
einem Hochfrequenz-Ausgangssignal verstärkbar ist,
- – wobei
das Hochfrequenz-Ausgangssignal der Antennenanordnung zuführbar und
von dieser als Magnetresonanz-Anregungssignal abgebbar ist.
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Eine
derartige Sendeanordnung ist beispielsweise aus der
DE 199 11 975 C2 oder der
DE 100 04 423 C2 bekannt.
Die dort beschriebenen Sendeanordnungen arbeiten bereits recht zufriedenstellend.
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Mittels üblicher
Sendeanordnungen sind Pulswiederholgenauigkeiten von ca. 1 bis 4
% erreichbar.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine gattungsgemäße Sendeanordnung derart
zu verbessern, dass die Pulswiederholgenauigkeit größer ist,
ohne die Zuverlässigkeit
des Betriebs der Sendeanordnung zu beeinträchtigen.
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Die
Aufgabe wird dadurch gelöst,
- – dass
zwischen dem Eingangsanschluss und dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker ein
eingangsseitiger Richtkoppler angeordnet ist,
- – dass
zwischen dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker und der Antennenanordnung
ein ausgangsseitiger Richtkoppler angeordnet ist und
- – dass
die von den Richtkopplern erfassten Signale einem Amplitudenregler
zugeführt
werden, der einen Amplitudensteller ansteuert, der zwischen dem
eingangsseitigen Richtkoppler und dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker angeordnet ist.
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Denn
dadurch erfolgt eine Leistungsregelung, so dass etwaige zeitliche
Variationen des Verstärkers,
z. B. eine Drift, im Lauf der Zeit ausgeregelt werden.
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Wenn
der Amplitudenregler einen Integralanteil aufweist, insbesondere
als Integralregler ausgebildet ist, arbeitet die Regelung besonders
genau.
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Wenn
die von den Richtkopplern erfassten Signale auch einem Phasenregler
zugeführt
werden, der einen Phasensteller ansteuert, der dem Amplitudensteller
vor- oder nachgeordnet ist, arbeitet die Sendeanordnung noch besser.
Der Phasenregler weist dabei – analog
zum Amplitudenregler – vorzugsweise
einen Integralanteil auf. Insbesondere kann auch er als Integralregler
ausgebildet sein.
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Wenn
zwischen den Richtkopplern und dem Amplitudenregler logarithmische
Detektoren angeordnet sind, weist der Amplitudenregler ein Amplituden
unabhängiges
Reglerverhalten auf.
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Die
Regelung arbeitet besonders stabil, wenn den Detektoren eine Temperaturregelung
zugeordnet ist. Alternativ oder zusätzlich können die Detektoren auch thermisch
miteinander gekoppelt sein und/oder von dem Hochfrequenzleistungsverstärker thermisch
entkoppelt sein.
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Wenn
der Hochfrequenz-Leistungsverstärker
eine expandierende Kennlinie aufweist, ist vorzugsweise zwischen
dem Eingangsanschluss und dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker ein
Kompressor angeordnet, wobei der Kompressor die expandierende Kennlinie
des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers
in ihrem gesamten Aussteuerungsbereich mindestens kompensiert. Denn
dann ist die Sendeanordnung noch zuverlässiger betreibbar. Der Kompressor
kann dabei eine weiche Kennlinie aufweisen. Insbesondere kann er
als Diodenbegrenzer ausgebildet sein.
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Vorzugsweise
wird das von dem eingangsseitigen Richtkoppler erfasste Signal auch
einem Komparator zugeführt,
der die Richtkoppler vom Amplitudensteller, gegebenenfalls auch
vom Phasensteller, abkoppelt, wenn das von dem eingangsseitigen
Richtkoppler erfasste Signal einen Grenzpegel unterschreitet. Denn
dann wird der Regelkreis geöffnet,
wenn auf Grund sehr kleiner Signale eine zuverlässige Regelung nicht möglich sein
sollte.
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Ein
besseres Transientenverhalten der Amplituden- und gegebenenfalls
auch Phasenregelung lässt
sich erreichen,
- – wenn zwischen dem ausgangsseitigen
Richtkoppler und der Antennenanordnung ein 90°-Hybrid mit zwei Ein- und Ausgängen angeordnet
ist, das das Hochfrequenz-Ausgangssignal in zwei Teilsignale aufteilt,
- – wenn
einer der Eingänge
des 90°-Hybrids
mit einem Abschlusswiderstand abgeschlossen ist,
- - wenn beide Teilsignale der Antennenanordnung zugeführt werden
und
- – wenn
die Antennenanordnung bezüglich
beider Teilsignale ein gleichartiges Ansprechverhalten aufweist.
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Zur
Realisierung dieses Sachverhalts ist es möglich, dass die Antennenanordnung
zwei Antennen aufweist, je eines der Teilsignale je einer der Antennen
zugeführt
wird, die Antennen je ein linear polarisiertes Magnetresonanz-Anregungssignal
abgeben und die linear polarisierten Magnetresonanz-Anregungssignale
sich zu einem zirkular polarisierten Magnetresonanz-Anregungssignal überlagern.
Alternativ ist es möglich,
dass die Antennenanordnung eine einzige Antennenstruktur aufweist
und die Antennenstruktur bei Zuführung
beider Teilsignale ein zirkular polarisiertes Magnetresonanz-Anregungssignal
abgibt.
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Wenn
die Sendeanordnung als Hardwareschaltung mit analogen Komponenten
ausgebildet ist, arbeitet sie besonders schnell und zuverlässig.
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Weitere
Vorteile und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit den Zeichnungen. Dabei zeigen in Prinzipdarstellung
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1 eine
Sendeanordnung für
eine Magnetresonanzanlage,
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2 ein
Kennliniendiagramm und
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3 eine
Abwandlung der Sendeanordnung von 1.
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Gemäß 1 weist
die Sendeanordnung einen Eingangsanschluss 1 auf. Über den
Eingangsanschluss 1 ist der Sendeanordnung ein Hochfrequenz-Eingangssignal
zuführbar.
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Dem
Eingangsanschluss 1 ist ein eingangsseitiger Richtkoppler 2 nachgeordnet.
Der eingangsseitige Richtkoppler 2 erfasst ein Signal,
das mit dem über
den Eingangsanschluss 1 zugeführten Hochfrequenz-Eingangssignal
korrespondiert. Es entspricht also einem Hochfrequenz-Soll-Ausgangssignal.
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Dem
eingangsseitigen Richtkoppler 2 ist ein Amplitudensteller 3 nachgeordnet.
Der Amplitudensteller 3 nimmt eine Amplitudeneinstellung
des ihm zugeführten
Hochfrequenz-Eingangssignals vor, deren Sinn und Zweck nachfolgend
noch ersichtlich werden wird.
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Dem
Amplitudensteller 3 ist ein Phasensteller 4 nachgeordnet.
Der Phasensteller 4 nimmt eine Phasenverschiebung des Hochfrequenz-Eingangssignals
vor.
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Dem
Phasensteller 4 ist ein Kompressor 5 nachgeordnet.
Der Kompressor 5 komprimiert das ihm zugeführte Signal.
Er schwächt
also größere Hochfrequenz-Signalpegel
ab, während
er kleinere Hochfrequenz-Signalpegel nicht oder nur in geringerem
Umfang abschwächt.
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Dem
Kompressor 5 ist ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 nachgeordnet.
Der Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 verstärkt das ihm
zugeführte
Hochfrequenz-Eingangssignal und gibt das verstärkte Hochfrequenz-Eingangssignal
als Hochfrequenz-Ausgangssignal aus.
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Dem
Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 ist ein
ausgangsseitiger Richtkoppler 7 nachgeordnet. Der ausgangsseitige
Richtkoppler 7 erfasst ein Signal, das mit dem Hochfrequenz-Ausgangssignal
korrespondiert. Es entspricht also einem Hochfrequenz-Ist-Ausgangssignal.
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Dem
ausgangsseitigen Richtkoppler 7 ist ein Signalteiler 8 nachgeordnet,
der eine Bandbreite von mehreren MHz aufweist. Der Signalteiler 8 ist
als 90°-Hybrid 8 mit
zwei Eingängen
und zwei Ausgängen
ausgebildet. Sein zweiter Eingang ist über einen Abschlusswiderstand 8' abgeschlossen.
Er teilt das Hochfrequenz-Ausgangssignal in zwei Teilsignale auf,
welche untereinander gleiche Amplituden aufweisen, aber um 90° gegeneinander
phasenverschoben sind.
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Dem
Signalteiler 8 ist eine Antennenanordnung 9 nachgeordnet.
Ihr werden vom Signalteiler 8 beide Teilsignale zugeführt. Die
Antennenanordnung 9 weist gemäß 1 zwei gleich
ausgebildete Antennen 10, 11 auf. Je einer der
Antennen 10, 11 wird je eines der Teilsignale
zugeführt.
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Jede
der Antennen 10, 11 weist die gleiche Bandbreite
und den gleichen Koppelgrad auf. Jede Antenne 10, 11 weist
daher bezüglich
des ihr zugeführten
Teilsignals eine gleichartige Frequenzabhängigkeit ihrer Reflexionsfaktoren
und damit gleichartige transiente Reflexionen beim Einschwingen
auf. Die Antennen 10, 11 erzeugen daher, wie in 1 durch
die Pfeile A und B angedeutet ist, linear polarisierte Magnetresonanz-Anregungssignale,
die von den Antennen 10, 11 abgegeben werden.
Auf Grund des Phasenversatzes von 90° überlagern sich die beiden linear
polarisierten Magnetresonanz-Anre gungssignale dabei zu einem zirkular
polarisierten Magnetresonanz-Anregungssignal, wie durch den Pfeil
C angedeutet. Soweit die transienten Reflexionen zum Verstärkerausgang
zurück
reflektiert werden, löschen
sie sich gegenseitig aus, da sie nach dem zweimaligen Durchlaufen
des Hybrids 8 um 180° gegeneinander
phasenversetzt sind. Soweit sie zum Abschlusswiderstand 8' reflektiert
werden, werden sie von diesem absorbiert.
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Die
von den Richtkopplern 2, 7 erfassten Signale werden
logarithmischen Detektoren 12, 13 zugeführt. Solche
Detektoren 12, 13 sind allgemein bekannt und werden
beispielsweise von der Firma Analog Devices unter der Typenbezeichnung
AD8302 vertrieben. Das vom eingangsseitigen Richtkoppler 2 erfasste
Signal wird dabei direkt dem logarithmischen Detektor 12 zugeführt. Das
vom ausgangsseitigen Richtkoppler 7 erfasste Signal wird
dem logarithmischen Detektor 13 über ein Dämpfungsglied 14 und
einen Phasenschieber 15 zugeführt.
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Die
logarithmischen Detektoren 12, 13 sind, wie durch
eine Umrahmung D angedeutet, thermisch miteinander gekoppelt. Die
thermische Kopplung kann dabei beispielsweise dadurch erreicht werden, dass
beide Detektoren 12, 13 auf dem selben Chip angeordnet
sind, wie es bei dem bereits erwähnten AD8302
der Fall ist. Alternativ oder zusätzlich sind die Detektoren 12, 13,
wie in 1 durch eine strichpunktierte Linie E angedeutet,
vom Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 thermisch
entkoppelt. Dies kann z. B. dadurch erreicht werden, dass die Detektoren 12, 13 auf
einer anderen Leiterplatte angeordnet sind als der Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6.
Weiterhin ist es möglich,
den Detektoren 12, 13 eine Temperaturregelung 16 zuzuordnen.
Alle diese Maßnahmen
unterstützen
sich gegenseitig in dem Ziel, die Detektoren 12, 13 derart
zu betreiben, dass etwaige Unterschiede in den Kennlinien der Detektoren 12, 13 nicht
zeitvariabel sind.
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Die
Detektoren 12, 13 führen unter anderem, wie durch
die Gleichrichtersymbole angedeutet, eine Gleichrichtung der ih nen
zugeführten
Signale und damit eine Demodulation durch. Die so erzeugten, relativ
niederfrequenten Modulationssignale werden von den Detektoren 12, 13 an
Ausgängen 12', 13' ausgegeben
und von dort aus einem Differenzbildner 17 zugeführt, der
das so gebildete Differenzsignal an einen Amplitudenregler 18 weiter
gibt. Der Amplitudenregler 18 steuert dann den Amplitudensteller 3 entsprechend
an, so dass das Hochfrequenz-Ausgangssignal möglichst seinem Sollsignal entspricht.
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Der
Amplitudenregler 18 ist gemäß 1 als Integralregler 18 ausgebildet.
Gegebenenfalls kann er zusätzlich
auch einen Proportional- und/oder einen Differentialanteil aufweisen.
Zumindest der Integralanteil sollte aber stets vorhanden sein.
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Die
den Detektoren 12, 13 zugeführten hochfrequenten Signale
werden detektorintern auch Begrenzern zugeführt, um Signumfunktionen generieren.
Die Signumfunktionen werden von den Detektoren 12, 13 an
Ausgängen 12'' , 13'' ausgegeben
und von dort aus einem Phasendetektor 19 zugeführt. Dessen
Ausgangssignal wird einem Phasenregler 20 zugeführt, der
wiederum den Phasensteller 4 nachführt.
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Der
Phasenregler 20 ist gemäß 1 ebenfalls
als Integralregler 20 ausgebildet. Auch hier gilt wieder,
ebenso wie beim Amplitudenregler 18, dass gegebenenfalls
zusätzlich
ein Proportional- und/oder Differentialanteil vorhanden sein kann,
der Integralanteil aber stets vorhanden sein sollte.
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Bei
kleinen Hochfrequenz-Eingangssignalen ist das Nachführen des
Amplitudenstellers 3 und des Phasenstellers 4 mit
großen
Unsicherheiten behaftet. Daher sind gemäß 1 zwischen
dem Differenzbildner 17 und dem Phasendetektor 19 auf
der einen Seite und den Reglern 18, 20 auf der
anderen Seite Trennglieder 21, 22 angeordnet.
Die Trennglieder 21, 22 sind dabei im vorliegenden
Fall als MOSFETs ausgebildet.
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Die
Trennglieder 21, 22 werden von einem Komparator 23 angesteuert,
dem einerseits über
den Detektor 12 das von dem eingangsseitigen Richtkoppler 2 erfasste
demodulierte Signal und andererseits ein Grenzsignal zugeführt werden.
Der Komparator 23 koppelt daher den Amplitudensteller 3 und den
Phasensteller 4 von den Richtkopplern 2, 7 ab, wenn
das von dem eingangsseitigen Richtkoppler 2 erfasste Signal
den Grenzpegel unterschreitet.
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Durch
dieses Abkoppeln werden der Amplitudensteller 3 und der
Phasensteller 4 nicht mehr nachgeführt, wenn das Hochfrequenz-Eingangssignal
zu kleine Amplituden aufweist.
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Der
Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 kann – siehe 2 – eine expandierende
Kennlinie aufweisen. Es ist also möglich, dass der Hochfrequenz-Leistungsverstärker 6 große Eingangssignale stärker verstärkt als
kleine Eingangssignale. Der Kompressor 5 ist derart ausgelegt,
dass er – siehe ebenfalls 2 – eine komprimierende
Kennlinie aufweist. Die Auslegung des Kompressors 5 erfolgt dabei
derart, dass er die expandierende Kennlinie des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 6 in
ihrem gesamten Aussteuerungsbereich mindestens kompensiert, gegebenenfalls
sogar überkompensiert. Dadurch
können
transiente Übersteuerungen
des Verstärkers 6 vermieden
werden. Solche Übersteuerungen
könnten
ansonsten insbesondere während der
Einschwingzeit der Regelung nach plötzlichen Amplitudensprüngen auftreten.
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Der
Kompressor 5 kann z. B. Widerstände 24, 25 und
Dioden 26, 27 aufweisen. Er kann also als Diodenbegrenzer 5 ausgebildet
sein. Auf Grund des Vorhandenseins des Widerstands 25 weist
der Kompressor 5 dabei eine weiche Kennlinie auf.
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Die
Darstellung gemäß 3 entspricht
im Wesentlichen der von 1. Bezüglich des Grundprinzips gelten
die obigen Ausführungen
zu 1 daher auch für 3.
Nachfolgend wird nur auf die Unterschiede zu 1 eingegangen.
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Zunächst ist
gemäß 3 der
Phasensteller 4 dem Amplitudensteller 3 nicht
nachgeordnet, sondern vorgeordnet.
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Weiterhin
weist die Antennenanordnung 9 eine einzige Antennenstruktur 28 auf,
z. B. einen Birdcage-Resonator. Dieser Antennenstruktur 28 werden
beide Teilsignale zugeführt.
Die Antennenstruktur 28 gibt daher direkt ein zirkular
polarisiertes Magnetresonanz-Anregungssignal ab. Auch die Antennenstruktur 28 weist
damit bezüglich
beider Teilsignale ein gleichartiges Ansprechverhalten auf.
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Schließlich sind
gemäß 3 die
Trennglieder 21, 22 den Reglern 18, 20 nicht
vorgeordnet, sondern nachgeordnet. Beim Trennen der Richtkoppler 2, 7 von
den Stellern 3, 4 gehen letztere daher auf voreingestellte
Werte. Die vorbestimmten Werte entsprechen vorzugsweise den Ausgangswerten,
welche die Regler 18, 20 beim Übergang zum geregelten Betrieb
vorgeben.
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Die
Sendeanordnungen gemäß den 1 und 3 sind
als Hardwareschaltungen mit analogen Komponenten ausgebildet. Dies
hat zum Ergebnis, dass die erfindungsgemäße Sendeanordnung einfach aufbaubar
ist, aus kostengünstigen
Teilen besteht und schnell und zuverlässig funktioniert.