DE102005017297B4 - Antennenempfangssystem mit mindestens zwei Antennenzweigen zum Diversity-Empfang sowie zugehöriges Verfahren zur Phasenanpassung - Google Patents

Abstract

Antennenempfangssystem (MAT) mit mindestens zwei Antennenzweigen (P1–P4) zum Diversity-Empfang verschiedener Empfangssignalkomponenten (E11–E14) eines übertragenen Funksignals (E1), wobei zur Anpassung der Phase der verschiedenen Empfangssignalkomponenten (E11–E14) in den Antennenzweigen (P1–P4) jeweils mindestens eine Phaseneinstelleinheit (SH1–SH4) vorgesehen ist, und die Antennenzweige (P1–P4) nach ihren Phaseneinstelleinheiten (SH1–SH4) zur Überlagerung ihrer Empfangssignalkomponenten (E11–E14) mittels eines gemeinsamen Summierers (SU) als Überlagerungssignal (E1*) auf einen gemeinsamen Verarbeitungspfad (GP) zusammengeführt sind, dadurch gekennzeichnet, dass in den verschiedenen Antennenzweigen (P1–P4) jeweils als Phaseneinstelleinheit mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied (SH1–SH4) eingefügt ist, und dass an diese diskreten Abtast-Halteglieder (SR1–SH4) mindestens eine Steuereinheit (SP) über Steuerleitungen (L1–L4) zum Schalten mittels Steuersignale (S1–S4) mit derartigem zeitlichen Relativversatz (Δt1, Δt2, Δt3) zueinander angekoppelt ist, dass zwischen den Empfangssignalkomponenten (E11–E14) in den verschiedenen Antennenzweigen (P1–P4) eine bestimmte relative Phasenverschiebung bewirkbar ist, der gemeinsame Verarbeitungspfad (GP) zu einer Signalverarbeitungseinheit (SP) zur digitalen Signalverarbeitung führt, die Signalverarbeitungseinheit (SP) auch als die Steuereinheit (SP) für die diskreten Abtast-Halteglieder (SH1–SH4) dient, und die Signalverarbeitungseinheit (SP) zur Anpassung des zeitlichen Relativversatzes (Δt1, Δt2, Δt3) zwischen den Steuersignalen (S1–S4) Abstimmmittel (TM) derart aufweist, dass das Überlagerungssignal (E1*) aus den verschiedenen Empfangssignalkomponenten (E11–E14) am Ausgang des Summierers (SU) ein maximales Signal/Rauschverhältnis für einen bestimmten Zeitraum aufweist.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Antennenempfangssystem mit mindestens zwei Antennenzweigen zum Diversity-Empfang verschiedener Empfangssignalkomponenten eines übertragenen Funksignals, wobei zur Anpassung der Phase der verschiedenen Empfangssignal-Komponenten in den Antennenzweigen jeweils mindestens eine Phaseneinstelleinheit vorgesehen ist.
• Da auf den Luftschnittstellen von Funkkommunikationsgeräten und/oder Basisstationen eines zellularen Funkkommunikationssystems Frequenzressourcen nur begrenzt zur Verfügung stehen und die Anzahl von Funkapplikationen, die über die jeweilige Luftschnittstelle übertragen werden, stark zunimmt, ist eine Steigerung der Übertragungskapazität, d. h. Datenrate in den Funkkanälen der jeweiligen Luftschnittstelle gewünscht. Eine Schlüsseltechnologie zur Erhöhung der spektralen Effizienz ist dabei insbesondere der Einsatz von Antennen-Arrays, d. h. Antennen-Feldern mit mehreren Einzelantennen in den Funkkommunikationsgeräten und/oder Basisstationen des jeweiligen zellularen Funkkommunikationssystems. Dabei wird durch sogenanntes „Beam Forming”, d. h. Anpassen der Empfangs-/Abstrahlcharateristik adaptiver Smart-Antennen eine sogenannte „Space-Time-Diversity”, d. h. „Raum-Zeit-Vielfalt” erreicht. Bei diesem Grundprinzip werden verschiedene Empfangssignal-Komponenten eines ankommenden Funksignals mittels mehrerer Antennenzweige im Hochfrequenzbereich erfasst, d. h. das ankommende Funksignal wird mehrmals gemessen. Dabei wird in jedem Antennenzweig die mit dessen Antenne detektierte Empfangssignal-Komponente durch eine Verstärkereinheit bezüglich ihrer Amplitude und durch eine nachgeordnete Phaseneinstelleinheit bezüglich ihrer Phasenlage angepasst. Anschließend werden alle Antennenzweige zusammengeführt, so dass die hinsichtlich ihrer Amplitude und Phasenlage zueinander angepassten Empfangssignal-Komponenten aufaddiert werden. Diese Anpassungen und die Addition werden dabei wie bisher üblicherweise in der Hochfrequenzlage analog durchgeführt.
• Daneben sind auch digitale ”Beam Forming”-Realisierungen möglich. Hierbei werden parallele, komplett analoge Empfangspfade mit Filtern, Verstärkern, Abwärtsmischern und A/D-(Analog/Digital)-Wandlern realisiert. Erst nach den Abwärtsmischern und A/D-Wandlern im Basisband wird im digitalen Bereich die Präzisierung bzw. Anpassung der Amplitude und Phase der Empfangssignal-Komponenten in den einzelnen Empfangspfaden durchgeführt. Da die Anpassungen hinsichtlich Amplitude und Phasenlage der Empfangssignal-Komponenten in den verschiedenen Antennenzweigen erst im digitalen Basisband gemacht werden, ist es erforderlich, die Antennenzweige bzw. Pfade bis zu ihrer Addition mit einer größeren Anzahl von analogen Bauelementen als im Fall von Amplituden- und Phasenanpassung in der Hochfrequenz-Lage parallel auszuführen, was nachteilig für Kosten, Platz- und Stromverbrauch ist. Demgegenüber werden bei einer analogen Smart-Antenne die Amplituden- und Phasenanpassungen der verschiedenen Empfangssignal-Komponenten in den mehreren Antennenzweigen früher in der Signalverarbeitungskette als beim digitalen ”Beam Forming” vorgenommen und die mehreren Antennenzweige bereits früher zu einem gemeinsamen Verarbeitungspfad zusammengeführt. Allerdings ist bei einer analogen Smart-Antenne die Realisierung von genauen, kleinen und kostengünstigen, abstimmbaren Phasenschiebern zur Anpassung der Phasenlagen der Empfangssignal-Komponenten in den mehreren Antennenzweigen schwierig.
• WO 9811626 offenbart eine Antennenanordnung der eingangs genannten Art.
• JP 57087617 A (Patent Abstracts of Japan) offenbart eine Phaseneinstelleinheit, bei Phaseneinstellungen mittels eines Abtast-Halteglied erreicht werden.
• US 2003/0186660 A1 offenbart eine Antennenanordnung mit zwei Antennenzweigen zum Diversity-Empfang, wobei Empfangssignale der Antennenzweige so überlagert werden, dass sich ein maximales Signal/Rauschverhältnis für das Überlagerungssignal ergibt.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Antennenempfangssystem mit mindestens zwei Antennenzweigen zum Diversity-Empfang verschiedener Empfangssignalkomponenten eines ankommenden Funksignals bereitzustellen, bei dem bereits im Hochfrequenzbereich eine Phasenanpassung der verschiedenen Empfangssignal-Komponenten in den mehreren Antennenzweigen verbessert ermöglicht ist.
• Diese Aufgabe wird durch ein Antennenempfangssystem nach dem Anspruch 1 gelöst. Bei dem erfindungsgemäßen Antennenempfangssystem ist in den verschiedenen Antennenzweigen jeweils als Phaseneinstelleinheit mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied eingefügt, wobei an diese diskreten Abtast-Halteglieder mindestens eine Steuereinheit über Steuerleitungen zum Schalten mittels Steuersignale mit derartigem zeitlichen Relativversatz zueinander angekoppelt ist, dass zwischen den Empfangssignalkomponenten in den verschiedenen Antennenzweigen eine bestimmte relative Phasenverschiebung bewirkbar ist.
• Dadurch, dass in den mehreren Antennenzweigen anstelle von bisher analogen Phasenschiebern als Phaseneinstelleinheiten diskrete Abtast-Halteglieder eingefügt sind, und diese diskreten Abtast-Halteglieder mittels Steuersignale mindestens einer Steuereinheit schaltbar sind, die einen zeitlichen Relativversatz zu einander aufweisen, wirken die diskreten Abtast-Halteglieder in den Antennenzweigen in der Art von digitalen Verzögerungseinheiten bzw. Verzögerungsgliedern für die aufgenommenen hochfrequenten Empfangssignalkomponenten. Auf diese Weise sind bereits im Hochfrequenzbereich digitale Phasenanpassungen der Empfangssignalkomponenten relativ zueinander in den verschiedenen Antennenzweigen ermöglicht. Dies erlaubt zum einen (in Signallaufrichtung betrachtet) unmittelbar nach den Abtast-Haltegliedern eine Zusammenführung der verschiedenen Antennenzweige auf nur einen gemeinsamen Verarbeitungspfad. Zum anderen können die verschiedenen Antennenzweige ab ihren diskreten Abtast-Haltegliedern zusammen mit nachfolgenden diskreten bzw. digitalen Signalverarbeitungsbausteinen in vorteilhafter Weise auf einem einzigen elektrischen Baustein, insbesondere Chip zusammengefasst werden.
• Darüber hinaus lassen sich die diskreten Abtast-Haltglieder hinsichtlich ihrer zeitlichen Signalverzögerungswirkung präziser als analoge Phasenschieber einstellen, so dass bei Betrachtung im Frequenzbereich die relativen Phasenlagen der Empfangssignalkomponenten zueinander genauer als im Fall von analogen Phasenschiebern einstellbar- bzw. anpassbar sind.
• Die Erfindung betrifft auch ein Funkkommunikationsgerät sowie eine Basisstation mit einem erfindungsgemäßen Antennenempfangssystem.
• Weiterhin betrifft die Erfindung auch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Verfahrensanspruch zur Phasenanpassung verschiedener Empfangssignalkomponenten in mindestens zwei Antennenzweigen eines Antennenempfangssystems zum Diversity-Empfang eines übertragenen Funksignals mittels mindestens einer Phaseneinstelleinheit. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird in den verschiedenen Antennenzweigen jeweils mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied als Phaseneinstelleinheit mittels Steuersignale einer Steuereinheit geschaltet werden, die einen derartigen zeitlichen Versatz zueinander aufweisen, dass zwischen den Empfangssignalkomponenten der verschiedenen Antennenzweige eine bestimmte relative Phasenverschiebung bewirkt wird.
• Sonstige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.
• Es zeigen:
• 1 in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Antennenempfangssystems,
• 2 in schematischer Darstellung eine vorteilhafte Ansteuerung der diskreten Abtast-Halteglieder der verschiedenen Antennenzweige des Antennenempfangssystems von 1 mit Hilfe von Steuersignalen, die relativ zueinander zeitlich versetzt sind,
• 3 in schematischer Darstellung ein Funkkommunikationsgerät, insbesondere Mobilfunkgerät, mit dem Antennenempfangssystem nach 1, und
• 4 in schematischer Darstellung eine Basisstation in einem Funkkommunikationssystem, die das Antennenempfangssystem nach 1 aufweist.
• Elemente mit gleicher Funktion und Wirkungsweise sind in den 1 mit 4 jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen.
• 1 zeigt in schematischer Darstellung ein beispielhaftes Mehrfach-Antennenempfangssystem MAT mit vier Antennenzweigen P1 mit P4, die jeweils gleich aufgebaut sind. Dieses Mehrfach-Antennenempfangssystem MAT ist insbesondere Bestandteil eines Funkkommunikationsgeräts wie zum Beispiel eines Mobilfunktelefons. 3 zeigt schematisch ein Mobilfunktelefon MP. Es weist ein Display MP sowie ein Tastaturfeld TA auf. In sein Gehäuse ist die Antennenanordnung MAT integriert. Dies ist in der 3 dadurch angedeutet, dass für die Antennenanordnung beziehungsweise das Antennenempfangssystem MAT ein strichpunktierter Rahmen im Gehäuseinneren des Mobilfunktelefons MP eingezeichnet ist. Die Antennenanordnung MAT ist dabei vorzugsweise im Bereich des Displays DP angeordnet.
• Korrespondierend dazu kann das Antennenempfangssystem MAT auch in einer Basisstation eines Funkkommunikationsnetzwerks implementiert sein. 4 zeigt schematisch eine Basisstation BS mit dem Antennenempfangssystem MAT von 1, das Mehrfachantennenzweige aufweist.
• Im Einzelnen weist der erste Antennenzweig P1 des Antennenempfangsystems MAT von 1 eingangsseitig eine Empfangsantenne AT1 auf. Mit dieser wird ein Anteil eines ankommenden Funksignals E1 erfasst und im Hochfrequenzbereich in eine elektrische Empfangssignalkomponente E11 umgewandelt, d. h. es wird ein erstes Messsignal erzeugt. Diese über die Empfangsantenne AT1 empfangene Hochfrequenz-Empfangssignalkomponente E11 wird mit Hilfe eines nachfolgenden Bandpassfilters F1 gefiltert, in dem es von störenden Außerbandsignalen weitestgehend befreit wird. Anschließend durchläuft die Empfangssignalkomponente E11 einen Hochfrequenz-Verarbeitungsblock ES1, der sich aus einer Verstärkereinheit LNTA1 und einem diskreten Abtast-Halteglied SH1 zusammensetzt. Dabei ist die Verstärkereinheit LNTA1 dem diskreten Abtast-Halteglied SH1 vorausgestellt. In entsprechender Weise wird von der Empfangsantenne AT2 des zweiten Antennenzweigs P2 ein zweiter Anteil des ankommenden Funksignals E1 detektiert und in eine elektrische Empfangssignalkomponente E12 umgewandelt. Diese zweite Empfangssignalkomponente E12 wird mit Hilfe eines in Signallaufrichtung betrachtet nachfolgenden Bandpassfilters F2 wiederum bandpassgefiltert und anschließend in einem Hochfrequenz-Verarbeitungsblock ES2 durch eine Verstärkereinheit LNTA2 und ein nachgeordnetes, diskretes Abtast-Haltglied SH2 hindurchgeführt. In analoger Weise weist der dritte Antennenzweig P3 eine eingangsseitige Empfangsantenne AT3 zum Erfassen einer dritten Empfangssignalkomponente E13 des ankommenden Funksignals E1 auf. Diese durchläuft wiederum ein Bandpassfilter F3 sowie einen nachgeordneten Hochfrequenz-Verarbeitungsblock ES3. Dieser beinhaltet wiederum eine Verstärkereinheit LNTA3 und ein nachgeordnetes, diskretes Abtast-Halteglied SH3. Der vierte Antennezweig P4 erfasst in entsprechender Weise wie die übrigen Antennenzweige P1 mit P3 mit Hilfe einer eingangsseitigen Empfangsantenne AT4 eine vierte Empfangssignalkomponente E14 des ankommenden Funksignals E1, leitet diese durch ein Bandpassfilter F4 und führt dieses dann in einen Hochfrequenz-Verarbeitungsblock ES4 ein, der in analoger Weise wie die übrigen Hochfrequenz-Verarbeitungsblöcke ES1 mit ES3 eine Verstärkereinheit LNTA4 sowie ein nachfolgendes, diskretes Abtast-Halteglied SH4 aufweist.
• Nach ihren Hochfrequenz-Verarbeitungsblöcken beziehungsweise -Verarbeitungseinheiten ES1 mit ES4, d. h. nach ihren diskreten Abtast-Haltegliedern SH1 mit SH4 sind die Antennenzweige P1 mit P4 unmittelbar mit Hilfe eines Summierers SU auf einen gemeinsamen Verarbeitungspfad GP zusammengeführt. Dadurch wird eine Überlagerung bzw. Superposition der hinsichtlich Amplitude und Phase mittels der Hochfrequenz-Verarbeitungsblöcke ES1 mit ES4 modifizierten Empfangssignal-Komponenten E11* mit E14* bewirkt, die diese Hochfrequenz-Verarbeitungsblöcke ES1 mit ES4 verlassen. Es ergibt sich somit ein Überlagerungssignal E1* nach Zusammenführung der einzelnen modifizierten Empfangssignalkomponenten E11* mit E14*. Dieses Überlagerungssignal E1* im Basisband wird schließlich in eine Signalverarbeitungseinheit SP eingespeist, die dessen Analog-/Digital-Umwandlung und weitere Signalverarbeitungsschritte durchführt.
• Zusammenfassend betrachtet wird also durch mehrere parallele sowie gleich ausgebildete Antennenzweige ein sogenannter „Diversity”-Empfang für ein ankommendes, zu erfassendes Funksignal bewirkt. Dabei wird das ankommende Empfangssignal entsprechend der Anzahl der vorhandenen Antennenzweige mehrfach erfasst und Empfangssignalkomponenten in den Antennenzweigen erzeugt. Diese Empfangssignalkomponenten, die jeweils repräsentativ für das ankommende Empfangssignal sind, werden anschließend zu einem Superpositionssignal überlagert. Ein derartiger Diversity-Empfang bedeutet also vereinfacht ausgedrückt, dass ein ankommendes Empfangssignal mittels mehrerer Antennenzweige mehrmals gemessen und zugehörige Empfangssignal-Komponenten erzeugt werden.
• Um die hochfrequenten Empfangssignal-Komponenten möglichst konstruktiv überlagern zu können, das heißt gegenseitige Auslöschungen dieser Empfangssignalkomponenten möglichst vermeiden zu können, ist in die verschiedenen Antennenzweige jeweils eine Phaseneinstelleinheit eingefügt, um die Empfangssignal-Komponenten hinsichtlich ihrer individuellen Phasenlagen aneinander möglichst anpassen zu können. Die jeweilige Phaseneinstelleinheit ist dabei durch mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied gebildet. Dem jeweiligen, diskreten Abtast-Halteglied ist in den Antennenzweigen jeweils in vorteilhafter Weise eine Verstärkereinheit vorausgestellt, um eine Signalpegelanhebung der jeweiligen Empfangsignal-Komponente zu erreichen.
• Für die jeweilige Verstärkereinheit wie zum Beispiel LNTA1 mit LNTA4 ist vorzugsweise ein sogenannter rauscharmer Gegenwirkleitverstärker („transconductance amplifier”) verwendet. Dieser dient dazu, die analoge, hochfrequente Empfangssignal-Komponente wie z. B. E11 mit E14, die im jeweiligen Antennenzweig wie z. B. P1 mit P4 in Form einer hochfrequenten Spannung von dessen Empfangsantennen wie zum Beispiel AT1 mit AT4 kommend an den nachfolgenden, rauscharmen Gegenwirkleitverstärker wie z. B. LNTA1 mit LNTA4 angelegt wird, beaufschlagt mit einem Verstärkungsfaktor in einen hochfrequenten Strom umzuwandeln. In der 1 sind diese hochfrequenten Ströme, die die verschiedenen elektrischen Empfangssignalkomponenten repräsentieren, an den Ausgängen der Verstärkereinheiten LNTA1 mit LNTA4 jeweils durch einen Pfeil angedeutet und mit I1 mit I4 bezeichnet.
• Das jeweilige, diskrete Abtast-Halteglied wie z. B. SH1 mit SH4 ist vorzugsweise durch mindestens einen HF(Hochfrequenz)-Schalter und mindestens ein Kapazitätsbauelement gebildet. 2 zeigt in schematischer Darstellung in ihrer rechten Bildhälfte die elektrischen Ersatzschaltbilder für die Hochfrequenz-Verarbeitungsblöcke ES1 mit ES4 von 1 im Einzelnen. Die Kombination von Verstärkereinheit wie z. B. LNTA1 mit LNTA4 und nachgeordnetem, diskreten Abtast-Halteglied wie z. B. SH1 mit SH4 der jeweiligen Hochfrequenz-Verarbeitungseinheit wie z. B. ES1 mit ES4 wird im Ausführungsbeispiel von 2 durch einen rauscharmen Gegenwirkleitverstärker wie z. B. GLV1 mit GLV4 und einem nachgeordneten Hochfrequenz-Schalter wie z. B. SW1 mit SW4 gebildet, dem jeweils ein Kapazitätsbauelement C1 mit C4 zugeordnet ist. Die Verstärkungsfaktoren der Gegenwirkleitwertverstärker GLV1 mit GLV4 der verschiedenen Antennenzweige P1 mit P4 sind dabei in der 2 mit g1 mit g4 bezeichnet. Als HF-Schalter SW1 mit SW4 ist vorzugsweise jeweils mindestens ein Transistorbauelement gewählt. Als Kapazitätsbauelement C1 mit C4 ist insbesondere jeweils ein Kondensatorelement verwendet.
• Die diskreten Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 in den Antennenzweigen P1 mit P4 von 1 sind durch Steuersignale S1 mit S4 schaltbar, die einen derartigen zeitlichen Relativversatz zueinander aufweisen, dass für die eingespeisten Empfangssignal-Komponenten E11 mit E14 eine bestimmte, d. h. gewünschte relative Phasenverschiebung in Bezug aufeinander bewirkbar ist. Dabei wirken die diskreten Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 als digitale Zeitverzögerungsglieder. Die Kombination aus Hochfrequenzschalter und Sampling-Kapazität der jeweiligen Hochfrequenz-Verarbeitungseinheit ES1 mit ES4 entsprechend 2 für jeden Antennenzweig P1 mit P4 ist in der 1 jeweils als gemeinsamer Block dargestellt, der ein Sampling- und Halteglied darstellt und in der 1 mit SH1 mit SH4 bezeichnet ist.
• In der 2 sind beispielhaft vier zeitliche Pegelmuster P(t) für die Steuersignale S1 mit S4 untereinander dargestellt. Entlang der Abszisse ist dabei die Zeit t, entlang der Ordinaten der Signalpegel P(t) für die Steuersignale S1 mit S4 aufgetragen. Für alle Steuersignale S1 mit S4 wird im Wesentlichen dasselbe zeitliche Abfolgemuster von Durchlasszeiträumen DT und Sperrzeiträumen ST gewählt. Jedes Steuersignal S1 mit S4 weist eine rechteckförmige Abfolge von „high” und „low”-Zuständen auf. Durch den jeweiligen „high”-Pegel des jeweiligen Steuersignals wird der Hochfrequenz-Schalter jeweils durchgeschaltet. Durch den jeweilig nachfolgenden „low”-Pegel des Steuersignals wird der Hochfrequenz-Schalter danach wieder abgeschaltet. Die Steuersignale S1 mit S4 sind den Hochfrequenz-Schaltern SW1 mit SW4 der Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 jeweils spezifisch zugeordnet. Sie weisen jeweils einen zeitlichen Relativversatz zueinander auf. Im Einzelnen ist das Signalmuster des zweiten Steuersignals S2 gegenüber dem Signalmuster des ersten Steuersignals S1 um eine Verzögerungszeit Δt1 versetzt. Das Signalmuster bzw. Taktmuster des dritten Steuersignals S3 folgt dem Signalmuster des zweiten Steuersignals S2 im zeitlichen Abstand Δt2 nach. Das Signalmuster des vierten Steuersignals S4 ist gegenüber dem Signalmuster des dritten Steuersignals S3 um die Zeitdauer Δt3 zeitverzögert. Durch diese zeitliche Relativversätze Δt1 mit Δt4 der Steuersignale S1 mit S4 werden die digitalen Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 derart geschalten, dass sie für die hindurchlaufenden Empfangssignal-Komponenten in ihren Antennenzweigen P1 mit P4 als digitale Verzögerungsglieder wirken.
• Der jeweilige Hochfrequenz-Strom I1 mit I4 der Gegenwirkleitverstärker GLV1 mit GLV4 wird über die nachgeordneten Hochfrequenz-Schalter SW1 mit SW4 der diskreten Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 auf deren nachfolgenden Abtast- bzw. „Sampling” Kapazitäten C1 mit C4 gegeben und findet sich dort in Form Ladung wieder. In der 2 sind zusätzliche Schaltungen zum Auslesen von der in den „Sampling”-Kapazitäten C1 mit C4 gespeicherten Ladung der Einfachheit halber weggelassen worden.
• Die durch die digitalen Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 hindurchlaufenden Empfangsignal-Komponenten E11 mit E14 werden somit mit einem zeitlichen Versatz relativ zueinander beaufschlagt, wodurch für sie eine Phasenverschiebung im Frequenzbereich bewirkt wird. Auf diese Weise wird zwischen den Empfangssignal-Komponenten E11 und E14 in den verschiedenen Antennenzweigen P1 mit P4 eine relative Phasenverschiebung bewirkt. Die zeitlichen Verzögerungen zwischen den Steuersignalen S1 mit S4 zum Ein- und Ausschalten der Hochfrequenzschalter SW1 mit SW4 der Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 können nun z. B. mit Hilfe lokaler Oszillatoren durchgestimmt bzw. getuned werden, um die relative Phasenlage der Empfangssignal-Komponenten E11 mit E14 aufeinander anzupassen, insbesondere um Kohärenz bzw. Gleichlagigkeit zwischen diesen bezüglich ihrer Phaselagen herzustellen. Diese lokalen Oszillatoren und ihre separate, gemeinsame Steuereinheit sind in der 1 der zeichnerischen Einfachheit halber weggelassen worden.
• Hier im Ausführungsbeispiel von 1 fungiert anstelle dessen die Signalverarbeitungseinheit SP im gemeinsamen Verarbeitungspfad GP zusätzlich als Steuereinheit mit integriertem Oszillator für die Abtasthalteglieder SH1 mit SH4. Sie ist über Steuerleitungen L1 mit L4 an die diskreten Abtast-Halteglieder SH1 mit SH4 angekoppelt, um diese mittels den Steuersignalen S1 mit S4 ein- und auszuschalten. Wenn für die Hochfrequenzschalter SW1 mit SW4 jeweils mindestens ein Transistorbauelement – wie in der 2 dargestellt – verwendet ist, so ist die Steuereinheit SP über die Steuerleitungen L1 mit L4 vorzugsweise an die Gate-Eingänge SL1 mit SL4 der Transistorbauelemente SW1 mit SW4 zur Steuerung deren Schaltverhaltens mittels der Steuersignale S1 mit S4 angekoppelt. Die Steuereinheit SP weist vorzugsweise Abstimmmittel TM zur vorteilhaften Anpassung des zeitlichen Relativversatzes Δt1 mit Δt3 zwischen den Steuersignalen S1 mit S4 derart auf, dass das Überlagerungssignal E1* aus den verschiedenen Empfangssignal-Komponenten E11 mit E14 am Ausgang des Summierers SU ein maximales Signal/Rausch- Verhältnis für einen bestimmten Zeitraum aufweist. Durch diese Verschaltung zwischen der Steuereinheit SP und den diskreten bzw. digitalen Abtast-Haltegliedern SH1 mit SH4 ist somit eine Art Rückkoppelschleife gebildet. Die Abstimmmittel TM der Signalverarbeitungseinheit SP tunen bzw. stimmen die zeitlichen Verzögerungen Δt1 mit Δt3 zwischen den vier Steuersignalen S1 mit S4 in vorteilhafter Weise derart durch, das sich hinsichtlich ihrer Phasenbeziehungen zueinander eine möglichst konstruktive bzw. gleichlagige, d. h. möglichst nicht auslöschende Überlagerung der Empfangssignal-Komponenten E11* mit E14* am Ausgang der digitalen Abtast-Haltglieder SH1 mit SH4 einstellt.
• Dadurch, dass anstelle von analogen Phaseneinstelleinheiten diskrete Abtast-Halteglieder bereits bei der Hochfrequenzverarbeitung der Empfangssignal-Komponenten verwendet sind, können diese mit ihren vorangestellten Verstärkereinheiten, dem nachgeordneten Summierer zum Zusammenfassen der Antennenzweige, sowie mit der nachgeordneten Signalverarbeitungseinheit im gemeinsamen Verarbeitungspfad GP auf einem gemeinsamen Chip bzw. Elektronikbaustein implementiert bzw. untergebracht werden. Dieser gemeinsame Chip ist in der 1 durch eine strichpunktierte Umrahmung veranschaulicht und mit dem Bezugszeichen CH gekennzeichnet. Insbesondere ist von Vorteil, dass die diskreten Abtast-Haltglieder wie z. B. SH1 mit SH4 und ihre vorangestellten Verstärkereinheiten wie z. B. LNTA1 und LNTA4 in sogenannter CMOS-Prozesstechnik hergestellt werden können. Diese CMOS-Technologie erlaubt eine Miniaturisierung des Antennenempfangssystems bei gleichzeitiger Erhöhung der Genauigkeit der Phasenanpassung.
• Zusammenfassend betrachtet können somit die mehreren Antennenzweige eines Diversity-Antennenempfangssystems unmittelbar hinter ihren Empfangsantennen kostengünstig vorzugsweise in „ultra sub-micron CMOS Technologie aufgebaut werden. Insbesondere ist dabei die 90 nm CMOS”-Technologie, 65 nm und 45 nm CMOS Technologie heranziehbar. Die Anwendung dieser „ultra sub-micron CMOS”-Technologie erlaubt in vorteilhafter Weise eine digitale Art der Hochfrequenz-Signalverarbeitung. Insbesondere ist die Abtastung von Hochfrequenz-Empfangssignal-Komponenten bzw. deren HF-Träger mit der Trägerfrequenz durch schnelle Schaltzyklen der „ultra sub-micron CMOS”-Prozesse möglich. Beispielsweise werden bei der 90 nm CMOS Technologie Trägerfrequenzen bis zu 2,5 Gigahertz abgetastet.
• Das dem Antennenempfangssystem MAT von 1 mit vier Antennenzweigen P1 mit P4 zu Grunde liegende Prinzip, anstelle von analogen Phaseneinstelleinheiten diskrete Abtast-Haltglieder in die Antennenzweige einzufügen und diese als Verzögerungsglieder zu betreiben, last sich selbstverständlich auf sämtliche Antennenempfangssysteme mit mindestens zwei Antennenzweige übertragen. Beispielsweise lässt sich somit eine „Smart-Antenna”, das heißt, intelligente Mehrfachantenne, realisieren, die z. B. nur zwei Antennenzweige wie z. B. P1 und P2 aufweist. Die oben beschriebene Anpassung des Amplitudenwertes wird dabei mit der individuell eingestellten Verstärkung des rauscharmen Gegenwirkleitwertverstärkers GLV1 bzw. GLV2 im jeweiligen Antennenzweig P1 bzw. P2 erreicht. Um die gewünschte Phasenanpassung für die Empfangssignale in den beiden Antennenzweigen zu realisieren, wird eine um Δt1 zeitlich versetzte Lokaloszillatoransteuerung der Steuersignale S1, S2 für die Hochfrequenz-Schalter SW1, SW2 in den Antennenzweigen P1, P2 angelegt.
• Da das jeweilige diskrete Abtast-Haltglied jeweils nur aus zwei diskreten Bauelementen aufgebaut ist, nämlich Schalter und Kapazität, kann es in vorteilhafter Weise mit dem „Baseline ultrasub-Micron” CMOS Prozess realisiert werden. Da diese Bauelemente im Vergleich zum Rest des Chips CH, der den Summierer sowie die Signalverarbeitungseinheit zum Analog/Digital-Wandeln und zur Basisbandverarbeitung aufnimmt, nur wenig Platz beanspruchen, ist diese Realisierung sehr preisgünstig. Die vorgeschlagene Realisierung von „Beam-Forming” Smart-Antennen ermöglicht in vorteilhafter Weise eine integrierte Lösung im Unterschied zu bisherigen Lösungsansätzen, die teure externe Phasenschieber benötigen. Mit der erfindungsgemäßen Realisierung können insbesondere „Beam-Forming” Smart Antennen preisgünstig in mobile Funkkommunikationsgeräte, insbesondere Mobilfunktelefone, eingebaut werden. Außerdem ist die Realisierung und Integration der Kontroll- und Steuerschaltung in CMOS-Technologie innerhalb des jeweilig verwendeten Transceiver Chips wesentlich einfacher. Gleiches gilt für die Integration erforderlicher Kalibrierschaltungen.

Claims (13)

1. Antennenempfangssystem (MAT) mit mindestens zwei Antennenzweigen (P1–P4) zum Diversity-Empfang verschiedener Empfangssignalkomponenten (E11–E14) eines übertragenen Funksignals (E1), wobei zur Anpassung der Phase der verschiedenen Empfangssignalkomponenten (E11–E14) in den Antennenzweigen (P1–P4) jeweils mindestens eine Phaseneinstelleinheit (SH1–SH4) vorgesehen ist, und die Antennenzweige (P1–P4) nach ihren Phaseneinstelleinheiten (SH1–SH4) zur Überlagerung ihrer Empfangssignalkomponenten (E11–E14) mittels eines gemeinsamen Summierers (SU) als Überlagerungssignal (E1*) auf einen gemeinsamen Verarbeitungspfad (GP) zusammengeführt sind, dadurch gekennzeichnet, dass in den verschiedenen Antennenzweigen (P1–P4) jeweils als Phaseneinstelleinheit mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied (SH1–SH4) eingefügt ist, und dass an diese diskreten Abtast-Halteglieder (SR1–SH4) mindestens eine Steuereinheit (SP) über Steuerleitungen (L1–L4) zum Schalten mittels Steuersignale (S1–S4) mit derartigem zeitlichen Relativversatz (Δt1, Δt2, Δt3) zueinander angekoppelt ist, dass zwischen den Empfangssignalkomponenten (E11–E14) in den verschiedenen Antennenzweigen (P1–P4) eine bestimmte relative Phasenverschiebung bewirkbar ist, der gemeinsame Verarbeitungspfad (GP) zu einer Signalverarbeitungseinheit (SP) zur digitalen Signalverarbeitung führt, die Signalverarbeitungseinheit (SP) auch als die Steuereinheit (SP) für die diskreten Abtast-Halteglieder (SH1–SH4) dient, und die Signalverarbeitungseinheit (SP) zur Anpassung des zeitlichen Relativversatzes (Δt1, Δt2, Δt3) zwischen den Steuersignalen (S1–S4) Abstimmmittel (TM) derart aufweist, dass das Überlagerungssignal (E1*) aus den verschiedenen Empfangssignalkomponenten (E11–E14) am Ausgang des Summierers (SU) ein maximales Signal/Rauschverhältnis für einen bestimmten Zeitraum aufweist.
2. Antennenempfangssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem jeweiligen, diskreten Abtast-Halteglied (SH1–SH4) in den Antennenzweigen (P1–P4) jeweils eine Verstärkereinheit (LNTA1–LNTA4) vorausgestellt ist.
3. Antennenempfangssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass in die Antennenzweige (P1–P4) vor den Verstärkereinheiten (LNTA1–LNTA4) jeweils mindestens ein Bandpassfilter (F1–F4) eingefügt ist.
4. Antennenempfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das jeweilige, diskrete Abtast-Halteglied (SH1–SH4) durch mindestens einen HF-Schalter (SW1–SW4) und mindestens ein Kapazitätsbauelement (C1–C4) gebildet ist.
5. Antennenempfangssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass als HF-Schalter (SH1–SH4) mindestens ein Transistorbauelement (SW1–SW4) und als Kapazitätsbauelement mindestens ein Kondensatorelement (C1–C4) gewählt ist.
6. Antennenempfangssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (SP) über die Steuerleitungen (L1–L4) an die Gate-Eingänge (SL1–SL4) der Transistorbauelemente (SW1–SW4) zur Steuerung deren Schaltverhaltens mittels der Steuersignale (S1–S4) angekoppelt ist.
7. Antennenempfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Verstärkereinheit (LNTA1–LNTA4) jeweils ein Gegenwirkleitwertverstärker gewählt ist.
8. Antennenempfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für alle Steuersignale (S1–S4) im wesentlichen dasselbe zeitliche Abfolgemuster von Durchlass- und Sperrzeiträumen (DT, ST) gewählt ist.
9. Antennenempfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die diskreten Abtast-Halteglieder (SH1–SH4) und ihre vorangestellten Verstärkereinheiten (LNTA1–LNTA4) in CMOS-Prozesstechnik hergestellt sind.
10. Antennenempfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die diskreten Abtast-Halteglieder (SH1–SH4) in den mehreren Antennenzweigen (P1–P4), ihre vorangestellten Verstärkereinheiten (LNTA1–LNTA4), ein nachgeordneter Summierer (SU) zum Zusammenfassen der Antennenzweige (P1–P4) sowie eine nachgeordnete Signalverarbeitungseinheit (SP) auf einem gemeinsamen Chip (CH) implementiert sind.
11. Funkkommunikationsgerät (MP) mit einem Antennenempfangssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 10.
12. Basisstation (BS) eines Funkkommunikationssystems mit einem Antennenempfangssystem nach einem der Ansprüche 1 mit 10.
13. Verfahren zur Phasenanpassung verschiedener Empfangssignal-Komponenten (E11–E14) in mindestens zwei Antennenzweigen (P1–P4) eines Antennenempfangssystems (MAT) zum Diversity-Empfang eines übertragenen Funksignals (E1) mittels mindestens einer Phaseneinstelleinheit (SH1–SH4), wobei die Empfangssignalkomponenten (E11–E14) zur Überlagerung nach den Phaseneinstelleinheit (SH1–SH4) mittels eines gemeinsamen Summierers (SU) als Überlagerungssignal (E1*) auf einen gemeinsamen Verarbeitungspfad (GP) zusammengeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass in den verschiedenen Antennenzweigen (P1–P4) jeweils mindestens ein diskretes Abtast-Halteglied (SH1–SH4) als Phaseneinstelleinheit mittels Steuersignale (S1–S4) einer Steuereinheit (SP) geschaltet werden, die einen derartigen zeitlichen Versatz (Δt1, Δt2, Δt3) zueinander aufweisen, dass zwischen den Empfangssignalkomponenten (E11–E14) der verschiedenen Antermenzweige (P1–P4) eine bestimmte relative Phasenverschiebung bewirkt wird, das Überlagerungssignal (E1*) einer Signalverarbeitungseinheit (SP) zur digitalen Signalverarbeitung zugeführt wird, die Signalverarbeitungseinheit (SP) auch als die Steuereinheit (SP) für die diskreten Abtast-Halteglieder (SH1–SH4) dient, und mittels Abstimmmitteln (TM) der Signalverarbeitungseinheit (SP) der zeitliche Relativversatz (Δt1, Δt2, Δt3) zwischen den Steuersignalen (S1–S4) so angepasst wird, dass das Überlagerungssignal (E1*) am Ausgang des Summierers (SU) ein maximales Signal/Rauschverhältnis für einen bestimmten Zeitraum aufweist.

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