DE102004050402A1

DE102004050402A1 - Verfahren und Vorrichtung zum Erkennen eines Störeffekts in einem Nachrichtenkanal

Info

Publication number: DE102004050402A1
Application number: DE102004050402A
Authority: DE
Inventors: Julien Nicolas Vincent Poirrier
Original assignee: Marconi Communications GmbH
Current assignee: Ericsson AB
Priority date: 2004-10-15
Filing date: 2004-10-15
Publication date: 2006-04-27
Also published as: JP2008517505A; EP1800422A1; DE602005004174T2; CN101084635B; EP1800422B1; DE602005004174D1; US8228974B2; US20080260077A1; WO2006040317A1; ATE382996T1; CN101084635A; JP5032327B2

Abstract

Zum Erkennen eines verzerrenden Effekts in einem seriellen Nachrichtenkanal wird ein Satz von unterschiedlichen, aus n > = 2 aufeinander folgenden Nachrichtensymbolen gebildeten Symbolvektoren und ein Satz von Referenzwerten einer kritischen Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols (1 i n) der Symbolvektoren definiert, wird eine Mehrzahl von Folgen von n auf dem Kanal übertragenen Nachrichtensymbolen empfangen und für jeden der Symbolvektoren der Wert der Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols an allen empfangenen Folgen, die dem Symbolvektor entsprechen, erfasst. Dann wird die Gesamtheit der erfassten Werte mit dem Satz von Referenzwerten verglichen, und anhand des Vergleichs wird das Vorliegen oder Nichtvorliegen des Effekts festgestellt. DOLLAR A Eine Erkennungsvorrichtung umfasst einen Eingang für das verzerrte Nachrichtensignal, eine mit dem Eingang verbundene Einrichtung (1) zum Erfassen eines Merkmals an einem Symbol des Nachrichtensignals, einen Demultiplexer (5) mit einem an die Erfassungseinrichtung (1) angeschlossenen Dateneingang und einer Anzahl n von Steuereingängen, die mit unterschiedlich verzögerten Symbolen (i-1; i; i+1) des Nachrichtensignals beschaltet sind, um einen am Eingang des Demultiplexers (5) anliegenden erfassten Wert an einen durch die an den Steuereingängen anliegenden Symbole spezifizierten Ausgang des Demultiplexers durchzuschalten, und jeweils eine Auswerteeinheit (9, 11, 12) an jedem Ausgang des Demultiplexers (5).

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erkennen eines ein Nachrichtensignal in einem seriellen Nachrichtenkanal verzerrenden Effekts.
Unabhängig davon, ob es sich um ein elektrisches Signal, ein Funksignal oder ein optisches Signal handelt, bzw. der Nachrichtenkanal eine elektrische Leitung, der freie Raum oder ein Hohlleiter bzw. ein optischer Wellenleiter ist, können zwischen Sender und Empfänger des Nachrichtensignals diverse Störeffekte auftreten, die dazu führen, dass der zeitliche Verlauf, mit dem das Nachrichtensignal am Sender erzeugt wurde, nicht derselbe ist, mit dem es am Empfänger eintrifft. Unabhängig von der Art des Signals bzw. Kanals tritt Dämpfung auf, die den Signal-Rausch-Abstand des Nachrichtensignals beeinträchtigt. Bei nicht leitungsgebundenen Signalen kann Mehrwegausbreitung zu einer Verfälschung führen. Übersprechen ist zwischen Signalen möglich, die. sich auf nicht vollständig voneinander getrennten Kanälen ausbreiten. Dispersion führt dazu, dass sich verschiedene spektrale Komponenten des Nachrichtensignals mit unterschiedlichen Gruppenge schwindigkeiten ausbreiten und sich infolgedessen am Empfänger mit einer anderen Phasenlage als der ihrer Erzeugung am Sender überlagern. Insbesondere bei optischen Nachrichtenkanälen kommen diverse nichtlineare Störeffekte hinzu, die auf die Wechselwirkung einer oder mehrerer hochintensiver Trägerlichtwellen von Nachrichtensignalen mit ihrem Ausbreitungsmedium, insbesondere dem Material einer optischen Faser oder dergleichen, zurückgehen.
Um die Leistungsfähigkeit eines Netzwerks zu optimieren, ist es wünschenswert, den das Vorhandensein diverser möglicher Störeffekte in einem Nachrichtenkanal sowie ggf. ihren Beitrag zu einer Signalverfälschung einschätzen zu können, sei es, um konstruktive Gegenmaßnahmen zur Beseitigung oder zumindest Begrenzung derartiger Störeffekte treffen zu können, oder um in einem komplexen Netzwerk, in welchem verschiedene Übertragungswege zwischen Sender und Empfänger zur Wahl stehen, jeweils den bestgeeigneten auszuwählen, oder um anhand einer Abschätzung der diversen Störeffekte zu beurteilen, ob das Netzwerk an seiner Leistungsgrenze arbeitet oder ob noch zusätzliche Übertragungsverbindungen zwischen Sendern und Empfängern etabliert werden dürfen.
Ein Problem hierbei ist, dass es schwierig ist, die diversen möglichen Störeffekte auf schnelle und einfache Weise zu beurteilen. Dieses Problem wird noch dadurch verschärft, dass es Störeffekte wie etwa die Polarisationsdispersion auf optischen Fasern gibt, deren Stärke auf einer kurzen Zeitskala in der Größenordnung von Sekunden bis Minuten vari iert, so dass es unmöglich ist, einen gegenwärtigen Einfluss dieses Effekts auf in dem Netzwerk übertragene Signale zu beurteilen, wenn eine Messung dieses Effekts länger als besagte einige Sekunden bis Minuten zurücklegt.
Ein weiteres Problem ist, dass für die direkte Messung der Auswirkungen der Störeffekte auf das optische Signal im Allgemeinen ein Teil des optischen Signals abgezweigt werden muss, der dann für die Erkennung der Symbole des übertragenen Signals nicht mehr zur Verfügung steht. Diese Intensitätsverringerung des optischen Signals erhöht zusätzlich die Wahrscheinlichkeit, dass Symbole fehlerhaft erkannt werden.

Die diversen Störeffekte unterscheiden sich hinsichtlich ihrer Auswirkungen auf den zeitlichen Verlauf und die Amplitude eines Signalimpulses, so dass herkömmlicherweise zur Erkennung eines Störeffektes ein Sender einen wohlcharakterisierten Impuls auf dem Übertragungskanal aussendet und Charakteristika des entsprechenden am Empfänger eintreffenden Impulses mit den vorgegebenen Charakteristika des Sendeimpulses verglichen werden. Ein solches Verfahren ist aufwändig, da es einerseits beim Sender Mittel zum Erzeugen des wohlcharakterisierten Impulses und beim Empfänger Mittel zur Analyse der Charakteristika des empfangenen Impulses voraussetzt, und es beeinträchtigt die Effektivität des Netzwerks, in dem es durchgeführt wird, weil die zum Übertragen des wohlcharakterisierten Impulses benötigte Zeit für die Übertragung von Nutzdaten nicht zur Verfügung steht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, die die Erkennung eines ein Nachrichtensignal auf einem Nachrichtenkanal verzerrenden Effektes ermöglichen, ohne die für die Übertragung des Nachrichtensignals nutzbare Bandbreite dieses Kanals zu beeinträchtigen.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren mit den folgenden Schritten:

a) Definieren eines Satzes von unterschiedlichen, aus jeweils n>=2 aufeinanderfolgenden Nachrichtensymbolen gebildeten Symbolvektoren, wobei für i ein Wert von 1 bis n gewählt ist, und eines Satzes von Referenzwerten einer Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols der Symbolvektoren;
b) Empfangen einer Mehrzahl von Folgen von n auf dem Kanal übertragenen Nachrichtensymbolen;
c) für jeden der Symbolvektoren: Erfassen des Werts der Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols an allen dem Symbolvektor entsprechenden Folgen;
d) Vergleichen der Gesamtheit der in Schritt c) erfassten Werte mit dem Satz von Referenzwerten und Feststellen des Vorliegens oder Nichtvorliegens des Effekts anhand des Vergleichs.

Das Verfahren geht aus von der Grundannahme, dass die Identifikation eines verzerrenden Effektes nicht zwangsläufig die Übertragung eines speziell charakterisierten Impulses und eine Analyse von dessen Eigenschaften am Empfänger erfordert, sondern dass die diversen verzerrenden Effekte sich jeweils unterschiedlich auf bestimmte Eigenschaften, hier als kritische Eigenschaften bezeichnet, der aus n aufeinanderfolgenden Symbolen bestehenden Symbolvektoren auswirken, so dass die Messung einer solchen kritischen Eigenschaft getrennt für die einzelnen Symbolvektoren einen Rückschluss auf den verzerrenden Effekt zulässt.

Bei einem binären Signal gibt es 2ⁿ unterschiedliche Symbolvektoren mit je n Symbolen. Die Erfassung des Wertes der Eigenschaft kann für alle diese 2ⁿ verschiedenen Symbolvektoren oder auch nur für eine Auswahl daraus durchgeführt werden.

Der Satz von Referenzwerten kann jeweils für einen bestimmten verzerrenden Effekt spezifisch sein, d.h. Werte enthalten, die typischerweise bei Vorhandensein des Effekts gemessen würden.

Um eine Identifikation der diversen verzerrenden Effekte vornehmen zu können, ist es nicht erforderlich, theoretisch angeben zu können, wie sich die einzelnen Effekte quantitativ auf gegebene übertragene Symbolfolgen auswirken; es genügt, die Verteilung der Eigenschaft für die unterschiedlichen Symbolvektoren an einem Übertragungskanal zu messen, für den bekannt ist, dass dort ein gegebener verzerrender Effekt auftritt, um so einen „Finger abdruck" des Effektes in Form eines Satzes von Referenzwerten der kritischen Eigenschaft für die verschiedenen Symbolvektoren zu erhalten; dann kann der Effekt anschließend an einem Übertragungskanal als vorhanden diagnostiziert werden, bei dem die Gesamtheit der erfassten Werte eine ausreichende Übereinstimmung mit diesem „Fingerabdruck" weist.

Ein solcher Satz von Referenzwerten kann zweckmäßig vorab gewonnen werden, indem der betreffende Effekt auf dem zu überwachenden Nachrichtenkanal gezielt zeitweilig induziert wird und dann die kritische Eigenschaft in Anwesenheit des Effekts gemessen wird.

Um das Vorliegen mehrerer verschiedener Effekte erkennen zu können, wird vorzugsweise für jeden Effekt ein Satz von Referenzwerten bereitgestellt.

Da auf einem gegebenen Übertragungskanal mehrere verzerrende Effekte gleichzeitig auftreten können, muss die an einem solchen Übertragungskanal gemessene Verteilung der überwachten Eigenschaft auf die diversen Symbolvektoren nicht mit einem vorgegebenen „Fingerabdruck" eines verzerrenden Effektes übereinstimmen, sondern es können sich die Einflüsse mehrerer verzerrender Effekte auf die untersuchte Eigenschaft überlagern, so dass sich eine gemessene Verteilung der überwachten Eigenschaft als eine Linearkombination mehrerer „Fingerabdrücke" ergibt. Ob ein gegebener verzerrender Effekt einen Beitrag zu der gemessenen Verteilung liefert, kann abgeschätzt werden, indem, wenn m die Zahl der untersuchten Symbolvektoren ist, die gemessene Verteilung der untersuchten Eigenschaft als ein Eigenschaftsvektor mit m Komponenten aufgefasst wird und ein verzerrender Effekt als vorliegend angesehen wird, wenn das Skalarprodukt aus dem m-komponentigen Eigenschaftsvektor und einem dem gegebenen Effekt zugeordneten m-komponentigen charakteristischen Vektor einen Grenzwert übersteigt.

Alternativ kann der Satz der Referenzwerte typisch für ordnungsgemäßes Funktionieren des Nachrichtenkanals, in Abwesenheit der verzerrenden Effekte, sein. In diesem Fall kann das Vorhandensein eines verzerrenden Effekts jeweils an charakteristischen Abweichungen der erfassten Werte vom Satz der Referenzwerte erkannt werden. Die Referenzwerte können vorab an demselben Kanal gemessen werden, wenn durch ein anderes als das erfindungsgemäße Verfahren sichergestellt worden ist, dass die verzerrenden Effekte nicht vorliegen, oder wenn ein gegebener Zustand des Nachrichtenkanals, beispielsweise unmittelbar nach Einrichtung oder Wartung, einfach als ordnungsgemäß angenommen wird.

Eine für eine derartige Untersuchung geeignete kritische Eigenschaft ist die Häufigkeit, mit der nach einer Verzerrung eines von einem Sender ausgesendeten Symbolvektors durch einen verzerrenden Effekt auf dem Nachrichtenkanal das i-te Nachrichtensymbol des Symbolvektors am Empfänger falsch identifiziert wird.

Die Erfassung dieser kritischen Eigenschaft erfolgt vorzugsweise, indem, wenn einer empfangenen Folge von Symbolen einer der zu untersuchenden Symbolvektoren entspricht, entschieden wird, ob das i-te der n Symbole der Folge korrekt empfangen wurde oder nicht, und je nach Ergebnis der Entscheidung ein für die Häufigkeit der Verfälschung des i-ten Symbols in dem der Folge entsprechenden Symbolvektor repräsentativer Messwert heraufgesetzt oder nicht heraufgesetzt wird.

Als Messwert für einen gegebenen Symbolvektor kann hier insbesondere das Verhältnis der Zahl der Male, in denen in einer diesem Symbolvektor entsprechenden Folge das i-te Bit falsch empfangen wurde, zur Zahl der Male, in denen eine diesem Symbolvektor entsprechende Symbolfolge gesendet wurde, angenommen werden. Um dieses Verhältnis zu bestimmen, kann die Zahl der Male, in denen eine dem Symbolvektor entsprechende Folge gesendet wurde, für jeden betrachteten Symbolvektor einzeln gezählt werden; wenn die Zahl der empfangenen Symbolfolgen sehr groß ist, und aufeinanderfolgende Symbole des Nachrichtensignals nicht korreliert sind, kann es hingegen genügen, die Zahl der Male, in denen eine dem Symbolvektor entsprechende Symbolfolge gesendet wurde, für alle Symbolvektoren gleich 1/2ⁿ der Gesamtzahl der untersuchten Symbolfolgen anzunehmen.

Das Vorliegen eines rauschartigen Effekts kann festgestellt werden, wenn die Zählhäufigkeit für unterschiedliche Wertevektoren mit gleichem i-ten Symbol, d.h., für Wertevektoren, die sich in ihren jeweils anderen Symbolen unterscheiden, dieselbe ist.

Das Vorliegen von kohärentem Übersprechen, d.h. von Vierwellenmischung mit einem Nachrichtensignal eines unvollständig entkoppelten Nachrichtenkanals, kann festgestellt werden, wenn die Zählhäufigkeit von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 1 höher ist als die von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 0.

Verstärkte spontane Emission (ASE) kann festgestellt werden, wenn die Zählhäufigkeit von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 1 niedriger ist als die von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 0.

Ferner kann das Vorliegen von chromatischer Dispersion festgestellt werden, wenn die Zählhäufigkeit eines Wertevektors mit den Symbolen (0, x, 1) dieselbe ist wie die eines Wertevektors (1, x, 0), wobei x das i-te Symbol bezeichnet, und höher ist als die des Wertevektors (0, 0, 0) oder (1, 1, 1).

Das Vorliegen von Polarisationsdispersion kann festgestellt werden, wenn die Zählhäufigkeit eines Wertevektors mit den Symbolen (0, x, 1) verschieden von der eines Wertevektors (1, x, 0) ist, wobei x das i-te Symbol bezeichnet, und höher ist als die des Wertevektors (0, 0, 0) oder (1, 1, 1).

Einer anderen Ausgestaltung zufolge kann die überwachte kritische Eigenschaft ein Mittelwert der Signalamplitude zur Zeit der Übertragung des i-ten Nachrichtensymbols sein. Auch eine Histogrammverteilung der Signalamplitude zur Zeit der Übertra gung des i-ten Nachrichtensymbols kommt in Betracht.

Eine andere im Rahmen der vorliegenden Erfindung brauchbare kritische Eigenschaft ist der optimale, d.h. die kleinste Fehlerrate ergebende, Wert der Unterscheidungsschwelle zwischen zwei verschiedenen Werten des Nachrichtensymbols, d.h., des Amplitudenwerts, bei dessen Überschreitung ein Symbol mit dem Wert „1" und bei dessen Unterschreitung ein Symbol mit dem Wert „0" identifiziert wird.

Besonders brauchbar als kritische Eigenschaft ist die Standardabweichung des Signalpegels des i-ten Nachrichtensymbols, m. a. W. das Ausmaß, in dem der Signalpegel aufgrund von Störeinflüssen streut. Die Standardabweichung kann z. B. erhalten werden als die Ableitung der Fehlerrate nach der Unterscheidungsschwelle.

Wenn der erfasste Wert der kritischen Eigenschaft für unterschiedliche Wertevektoren mit gleichem i-tem Symbol gleich ist, so kann ein rauschartiger Effekt als Störungsursache angenommen werden, unterschiedliche Werte weisen auf Intersymbolinterferenz als Störungsursache hin.

Auch derjenige Wert der Unterscheidungsschwelle, bei dem eine vorgegebene Fehlerrate auftritt, kann als kritische Eigenschaft herangezogen werden.

Je nach Art der verwendeten kritischen Eigenschaft können sich unterschiedliche Heuristiken für die Identifizierung der diversen verzerrenden Effekte ergeben.

Vorzugsweise ist i jeweils größer als 1 und kleiner als n gewählt, so dass der Einfluss sowohl eines vorhergehenden als auch eines nachfolgenden Symbols auf die Verzerrung des betrachteten i-ten Symbols untersucht werden kann.

Die Zahl n der Symbole in den Symbolvektoren sollte infolgedessen wenigstens n=3, vorzugsweise genau n=3, betragen.

Eine Vorrichtung zur Durchführung des oben beschriebenen Verfahrens umfasst einen Eingang zum Empfang des auf dem Nachrichtenkanal verzerrten Nachrichtensignals, eine mit dem Eingang verbundene Einrichtung zum Erfassen eines Merkmals an einem Symbol des verzerrten Nachrichtensignals und Ausgeben des erfassten Merkmals, eine Quelle für ein mit dem verzerrten Nachrichtensignal synchronisiertes inhaltsgleiches unverzerrtes Nachrichtensignal, einen Demultiplexer mit einem an einen das erfasste Merkmal ausgebenden Ausgang der Erfassungseinrichtung angeschlossenen Dateneingang und einer Mehrzahl von Steuereingängen, die mit unterschiedlich verzögerten Symbolen des unverzerrten Nachrichtensignals beschaltet sind, um das am Eingang des Demultiplexers anliegende erfasste Merkmal an einen durch die an den Steuereingängen anliegenden Symbole spezifizierten Ausgang des Demultiplexers durchzuschalten, sowie jeweils eine Auswerteeinheit an jedem Ausgang des Demultiplexers.

Einer ersten Ausgestaltung zufolge gibt das erfasste Merkmal für jedes Symbol an, ob es richtig oder falsch empfangen wurde. Entsprechend umfasst vorzugsweise jede Auswerteeinheit einen ersten Zähler, um zu zählen, wie oft ein Signal, das Falschempfang (oder Richtigempfang) eines Symbols anzeigt, zu der Auswerteeinheit durchgeschaltet wurde. Ein zweiter Zähler kann an jeder Auswerteeinheit vorgesehen sein, um zu zählen, wie oft der der Auswerteeinheit zugeordnete Ausgang des Demultiplexers durch die an dessen Steuereingängen anliegenden Symbole spezifiziert wurde.

Einer anderen Ausgestaltung zufolge gibt der erfasste Wert für jedes Symbol dessen Signalamplitude an, und die Auswerteeinheit umfasst eine Schaltung zum Bilden eines Mittelwerts oder eines Histogramms der Signalamplitude.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die beigefügten Figuren. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Schaltung zur nach Symbolvektoren aufgelösten Erfassung der Bitfehlerrate eines verzerrten empfangenen Signals;
2 eine Abwandlung der Schaltung aus 1;
3 ein Blockdiagramm einer Schaltung zur Erfassung der Pseudofehlerrate bzw. der Au genöffnung des verzerrten Nachrichtensignals;
4 einen Graphen zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Schaltung von 3;
5 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausgestaltung einer Schaltung zur nach Symbolvektoren aufgelösten Erfassung einer Eigenschaft eines Nachrichtensignals;
6 ein Detail aus 5 gemäß einer ersten Ausgestaltung;
7 dasselbe Detail gemäß einer zweiten Ausgestaltung;
8 Beispiele von Histogrammen des Signalpegels des mittleren Bits für verschiedene 3-Bit-Symbolvektoren;
9 eine Tabelle, die für alle 3-Bit-Symbolvektoren an einem exemplarischen Nachrichtenkanal beobachtete typische Signalverläufe, Fehlerraten und das Ausmaß der Abhängigkeit der Fehlerraten von den wichtigsten verzerrenden Effekten angibt; und
10 Augenöffnungs- und PER-Diagramme für einen ungestörten bzw. durch verschiedene rauschartige Effekte gestörten Nachrichtenkanal.
In 1 bezeichnet 1 einen optisch-elektrischen Wandler, der, angeschlossen an einen seriellen Nachrichtenkanal in Form einer optischen Faser 2, ein elektrisches Signal in Form einer Folge von Nullen und Einsen entsprechend der Intensität des auf der Faser 2 empfangenen Lichtsignals liefert. Das Lichtsignal wird ursprünglich von einem nicht gezeigten Sender am anderen Ende der Faser 2 gesendet und kann zwei verschiedene Leistungspegel, einen niedrigen, der ein Bit mit Wert 0 repräsentiert, und einen hohen, der ein Bit mit Wert 1 repräsentiert, annehmen. Das Signal ist also ein binäres Signal; jedes Symbol des Signals steht für ein Bit, weswegen die Begriffe Symbol und Bit im Folgenden unterschiedslos verwendet werden.
In Folge von auf der Faser 2 auftretenden verzerrenden Effekten kann der zeitliche Verlauf der vom Wandler 1 empfangenen Lichtintensität von der von dem Sender ausgestrahlten Lichtintensität abweichen, so dass die am Ausgang des Wandlers 1 gelieferte Bitfolge des elektrischen Signals falsch erkannte Bits enthalten kann. Eine Quelle für ein fehlerfreies, als dem vom Sender gesendeten Signal entsprechend angenommenes Nachrichtensignal ist mit 3 bezeichnet. Welcher Art diese Quelle 3 ist, ist für die vorliegende Erfindung ohne Belang; es kann z.B. angenommen werden, dass in dem auf der Faser 2 übertragenen Nachrichtensignal zusätzlich zur eigentlichen Nachrichteninformation Fehlerkorrekturinformation enthalten ist, die es der Quelle 3 erlaubt, Fehler in der Nachrichteninformation zu erkennen, zu korrigieren und so ein fehlerfreies Signal zu liefern.
Die Nachrichtensignale vom Wandler 1 und von der Quelle 3 liegen bitsynchron an einem XOR-Gatter 4 an. Um die Bitsynchronität zu gewährleisten, kann z.B. zwischen dem Wandler 1 und den mit ihm verbundenen Eingang des XOR-Gatters 4 ein nicht dargestelltes Verzögerungsglied eingefügt sein, dessen Verzögerungszeit der in der Quelle 3 zur Durchführung der Fehlerkorrektur benötigten Zeit entspricht.
Das XOR-Gatter 4 liefert ein Ausgangssignal mit dem Wert 1, wenn seine zwei Eingangssignale unterschiedlich sind, d.h., wenn ein Bit im Wandler 1 falsch erkannt worden ist, und sonst ein Ausgangssignal von Null. Dieses Ausgangssignal erreicht den Dateneingang eines Demultiplexers 5 über ein Verzögerungsglied 6, in welchem es um eine Bitperiode verzögert wird.
Der Demultiplexer 5 hat drei Steuereingänge, an denen jeweils das Ausgangssignal der Quelle 3 unverzögert bzw. über in Serie geschaltete Verzögerungsglieder 7a, 7b um eine bzw. zwei Bitperioden verzögert, anliegt. D.h., während am Dateneingang des Demultiplexers 5 ein Signal anliegt, das angibt, ob ein i-tes Bit des auf der Faser 2 übertragenen Nachrichtensignals falsch oder richtig empfangen wurde, liegen dieses i-te Bit sowie das i–1-te und das i+1-te Bit des Nachrichtensignals an den Steuereingängen des Demultiplexers 5 und veranlassen, dass das am Dateneingang anliegende Signal zu einem durch die Werte der Bits i–1, i, i+1 festgelegten Ausgang der 2³=8 Ausgänge des Demultiplexers 5 weitergeschaltet wird.
An jeden dieser Ausgänge ist ein Zähler 9 angeschlossen, der jeweils inkrementiert wird, wenn er in einer Bitperiode ein Signal mit dem Wert 1 vom Demultiplexer 5 empfängt. D.h., jedem Zähler 9 ist einer der acht Symbolvektoren (0, 0, 0), (0, 0, 1), (0, 1, 0), ..., (1, 1, 1) zugeordnet, die aus drei aufeinanderfolgenden Bits gebildet werden können, und er zählt die Häufigkeit, mit der das mittlere Bit des zugeordneten Symbolvektors im Wandler 1 falsch erkannt wird.
Ein zweiter Demultiplexer 10 hat einen mit einem konstanten Signal des Werts „1" beschalteten Signaleingang und parallel zu dem Demultiplexer 5 mit den Bits i–1, i und i+1 beschaltete Steuereingänge. An jeden seiner acht Ausgänge ist jeweils ein Zähler 11 angeschlossen. Während die Zähler 9 für jeden Symbolvektor die Häufigkeit einer falschen Erkennung des i-ten Bits zählen, zählen die Zähler 11 die Häufigkeit des Auftretens des entsprechenden Symbolvektors. Eine mit den Ausgängen der Zähler 9, 11 verbundene Auswertungsschaltung 12 kann daher für jeden Symbolvektor das Verhältnis von Fehlerhäufigkeit zur Häufigkeit des Auftretens des entsprechenden Symbolvektors aus den Zählern 9, 11 lesen, und die Verteilung der Fehlerhäufigkeit auf die verschiedenen Symbolvektoren erlaubt in später noch genauer zu beschreibender Weise einen Rückschluss auf einen möglicherweise in der Faser 2 auftretenden verzerrenden Effekt, der die Fehler verursacht.
2 zeigt eine Abwandlung der Schaltung aus 1, bei welcher die Demultiplexer 5, 10 jeweils fünf Steuereingänge aufweisen, die über eine Kette von Verzögerungsgliedern 7a bis 7d mit von der Quelle 3 nacheinander gelieferten Bits i–2, i–1, ..., i+2 beschaltet sind, und zwischen dem XOR-Gatter 4 und dem Dateneingang des Demultiplexers 5 ein zweites Verzögerungsglied 6 eingefügt ist, so dass, wie im Falle der 1, das am Dateneingang des Demultiplexers 10 anliegende Signal anzeigt, ob das Bit i im Wandler 1 fehlerhaft erfasst worden ist oder nicht.
Diese Schaltung erlaubt die Unterscheidung zwischen 2⁵=32 verschiedenen Symbolvektoren, so dass für jeden dieser Vektoren einzeln die Fehlerwahrscheinlichkeit erfasst werden kann, wenn ein entsprechender Zähler 9 an einem diesem Symbolvektor zugeordneten Ausgang des Demultiplexers 10 angeschlossen ist.
Um den Schaltungsaufwand gering zu halten, kann vorgesehen werden, dass nur ausgewählten unter den 32 möglichen Symbolvektoren ein Zähler 9 (und auch ein Zähler 11 am Demultiplexer 10) zugeordnet wird. So kann es z.B. zweckmäßig sein, Zähler nur für diejenigen acht Symbolvektoren vorzusehen, bei denen jeweils die Bits i+1 und i+2 bzw. die Bits i–1 und i–2 identisch sind.
Ein Nachteil bei der Verwendung von langen Symbolvektoren wie in der Ausgestaltung der 2 ist, dass die statistische Grundlage für die Berechnung einer Fehlerrate für die einzelnen Symbolvektoren in der Auswertungsschaltung 12 und damit die Aussagekraft einer solchen Fehlerrate immer geringer wird, je größer die Zahl der getrennt zu untersuchenden Symbolvektoren ist. Wenn man davon ausgeht, dass die Wahrscheinlichkeit, ein Bit i im Wandler 1 fehlerhaft zu erfassen, im Wesentlichen von den unmittelbar benachbarten Bits beeinflusst wird und der Einfluss von weiter entfernten Bits mit der Entfernung immer geringer wird, dann ist zu erwarten, dass die Ausgestaltung der 2 im Wesentlichen dann zweckmäßig ist, wenn hohe Fehlerraten auftreten, die auch bei kurzen Messzeiten eine aussagekräftige Statistik ermöglichen, oder wenn die zu identifizierenden verzerrenden Effekte sich nur langsam mit der Zeit ändern, so dass lange Messzeiten für Fehlerzählung zur Verfügung stehen.
Ein zweites Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Identifizieren eines auf einer optischen Faser 2 wirksamen verzerrenden Effektes ist in 3 dargestellt. Ein erster an die Faser 2 angeschlossener optisch/elektrischer Wandler, der ein binäres elektrisches Ausgangssignal liefert, ist in Anlehnung an die 1 und 2 mit 1' bezeichnet. Der Wandler 1' empfängt ein zeitlich veränderliches Entscheidungsschwellensignal V_th von einem Rampengenerator 13. Der Pegel des Entscheidungsschwellensignals V_th ist repräsentativ für eine Schwellenleistung des optischen Signals auf der Faser 2, oberhalb von der ein auf der Faser 2 übertragenes Symbol vom Wandler 1 als „1" identifi ziert wird, und unterhalb derer es als „0" identifiziert wird.
Ein zweiter optisch-elektrischer Wandler, der mit dem Wandler 1' baugleich sein kann und parallel zu diesem an die Faser 2 angeschlossen ist, empfängt ein konstantes Entscheidungsschwellensignal V_ref von einem Referenzgenerator 14. Der Pegel dieses Entscheidungsschwellensignals V_ref wird als optimal angenommen, und dementsprechend wird die Entscheidung des zweiten Wandlers über den Wert „0" oder „1" eines übertragenen Bits als fehlerfrei angenommen. Die Funktion des zweiten Wandlers entspricht derjenigen der als fehlerfrei angenommenen Quelle 3 aus 1 und 2, weswegen er mit 3' bezeichnet ist.
Ein an die Ausgänge der Wandler 1', 3' gekoppeltes XOR-Gatter 4 liefert immer dann ein Ausgangssignal „1", wenn die Entscheidungen der Wandler 1', 3' voneinander abweichen, und sonst „0". Das Ausgangssignal des XOR-Gatters ist über ein um eine Bitperiode verzögerndes Verzögerungsglied 6 an den Dateneingang eines Demultiplexers 5' angelegt, der, abweichend von den Demultiplexern 5 der 1 und 2, über nur zwei Steuereingänge verfügt, die jeweils mit dem unverzögerten Ausgangssignal des zweiten Wandlers 3' bzw. dem durch Verzögerungsglieder 7 um zwei Bitperioden verzögerten Ausgangssignal des zweiten Wandlers 3' beschaltet sind und festlegen, an welchen der an die vier Ausgänge des Demultiplexers 5' angeschlossenen Zähler 9 der an dessen Dateneingang anliegende Wert weitergeschaltet wird.
Wie leicht nachzuvollziehen ist, liegt am Dateneingang des Demultiplexers 5' immer der Wert „0" an, wenn der Pegel des Entscheidungsschwellensignals V_th vom Rampengenerator 13 mit V_ref vom Referenzgenerator 14 übereinstimmt. Wenn das Entscheidungsschwellensignal V_th vom Rampengenerator niedriger als V_ref ist, wird im Wandler 1 häufig einem i-ten Bit der Wert „1" zugewiesen, obwohl der korrekte Wert „0" gewesen wäre. Wie häufig dies geschieht, hängt von der Verrauschtheit des auf der Faser 2 eintreffenden Signals bzw. der Intensität von verzerrenden Effekten auf der Faser 2 ab. Bei jedem derartigen Fehler wird einer der Zähler 9, der durch die dem betreffenden Bit unmittelbar vorhergehenden und nachfolgenden Bits i–1, i+1, festgelegt ist, inkrementiert. Da der Pegel des Entscheidungsschwellensignals V_th im Prinzip willkürlich festgelegt werden kann und stark von V_ref abweichen kann, sind hohe Zählraten von Abweichungen zwischen den Entscheidungen der Wandler 1', 3', so genannten Pseudofehlern, erreichbar, so dass kurze Messzeiten zur Erzeugung eines statistisch aussagekräftigen Zählwerts in den Zählern 9 ausreichen. Diese Zählwerte werden von der Auswertungsschaltung 12 jeweils nach Ablauf einer vorgegebenen Messzeit gelesen. Es kann vorgesehen werden, dass der Rampengenerator 13 den Pegel des von ihm ausgegebenen Entscheidungsschwellensignals V_th jeweils in Schritten nach dem Auslesen und Zurücksetzen der Zähler 9 ändert; es kann aber auch eine stetige, kontinuierliche Änderung des Pegels vorgesehen werden, wobei die Auswertungsschaltung 12 die Zähler 9 mehrmals ausliest und zurücksetzt, während das Entscheidungsschwellensignal vom Rampengenerator 13 langsam von einem Extrempegel zum anderen übergeht.
Das Diagramm der 4 zeigt einen typischen Zusammenhang zwischen der von einem der Zähler 9 erfassten Pseudofehlerrate PER und dem Pegel V_th des Entscheidungsschwellensignals vom Rampengenerator 13. Die Pseudofehlerrate PER erreicht ein Minimum, wenn V_th mit dem Pegel V_ref des Referenzgenerators 14 übereinstimmt; oberhalb und unterhalb dieses Wertes wird eine in etwa lineare Abhängigkeit der Pseudofehlerrate von der Entscheidungsschwelle V_th beobachtet. Die Beträge der Steigungen der zwei Äste der Kurve auf verschiedenen Seiten des Minimums der PER bei V_th=V_ref Stellen jeweils ein Maß für die Standardabweichung des Pegels des i-ten Bits bzw. dessen Verrauschtheit im Falle eines Werts des Bits von „0" (für den Ast mit V_th>V_ref) bzw. von „ 1" (für den Ast mit V_th<V_ref) dar.
Wenn V_th niedriger als die wahre Entscheidungsschwelle für die Entscheidung zwischen „0" und „1" ist – diese wahre Entscheidungsschwelle sollte zwar vorzugsweise mit V_ref identisch sein, kann aber auch davon abweichen und insbesondere von den Werten vorhergehender und nachfolgender Bits abhängig sein – dann wird in einer Bitfolge, deren i-tes Bit 1 ist, dieses i-te Bit richtig erkannt, während, wenn das i-te Bit 0 ist, Erkennungsfehler auftreten können. Umgekehrt wird ein i-tes Bit mit dem Wert 0 zuverlässig richtig erkennt, wenn V_th höher als die wahre Entscheidungsschwelle ist, und bei der Erkennung des i-ten Bits mit Wert „1" tre ten Fehler auf. Obwohl der Multiplexer bei dieser Ausgestaltung nur vier Ausgänge hat, kann daher die Pseudofehlerrate für alle acht möglichen 3-Bit-Symbolvektoren getrennt erfasst werden, indem die jeweils für Zeiten mit V_th<V_ref bzw. mit V_ref<V_th gezählten Pseudofehler getrennt aus dem Zähler 9 gelesen und ausgewertet werden, bzw. es können Pseudofehlerraten als Funktion der Entscheidungsschwelle erfasst werden.
Um den Betrag der Ableitung für jeden Ast zu beurteilen, kann die Auswertungsschaltung 12 beispielsweise die Differenz von Pseudofehlerraten PER(V₁) und PER(V₂) bei an einem gleichen Ast liegenden Pegeln V₁, V₂ des Entscheidungsschwellensignals durch die Differenz dieser Pegel dividieren:
oder sie kann das Verhältnis von PER(V₁) zu |V₁ – V_ref| bilden.
Wenn man davon ausgeht, dass die zwei Äste der Pseudofehlerrate jeweils, wie in 4 dargestellt, eine konstante Steigung haben, sind die zwei oben erwähnten Alternativen zur Berechnung der Steigung gleichwertig. Dies ist jedoch nicht zwingend der Fall. Um dennoch eine Vergleichbarkeit der für verschiedene Symbolvektoren ermittelten Steigungen der Pseudofehlerrate zu gewährleisten, kann vorgesehen werden, dass für alle Symbolvektoren als V₁ jeweils derjenige Wert des Pegels V_th verwendet wird, bei dem die Pseudofehlerrate für den betreffenden Symbolvektor einen vorgegebenen Wert, z. B. PER(V₁)=10^–3, aufweist. Als V₂ kann dann jeweils ein Pegel gewählt werden, der sich von V₁ um eine vorgegebene, für alle Symbolvektoren gleiche Differenz unterscheidet, oder bei dem ein zweiter Wert der Pseudofehlerrate, z. B. PER(V₂)=2·10^–3, auftritt.
Die für die acht Drei-Bit-Symbolvektoren jeweils einzeln ermittelten Steigungen lassen Rückschlüsse auf die auf der Faser 2 wirksamen das Signal verzerrenden Effekte zu, wie an späterer Stelle noch genauer beschrieben wird.
Anstelle der Ableitung der zwei Äste können mit der Ausgestaltung der 3 auch einfach diejenigen Werte von V_th ermittelt werden, bei denen die zwei Äste der Pseudofehlerrate einen gleichen vorgegebenen Wert von z. B. 10^–4 erreichen. Auch dieser Wert – oder der Betrag der Differenzen zwischen diesen zwei Werten und der optimalen Entscheidungsschwelle – nimmt für unterschiedliche Symbolvektoren verschiedene und vom Vorhandensein von Störeffekten auf der Faser 2 abhängige Werte an.
Eine dritte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist als Blockdiagramm in 5 dargestellt. Ein optisch-elektronischer Wandler 1'' hat einen Analogausgang A, an welchem ein analoges elektrisches Signal ausgegeben wird, dessen Spannung der von der Faser 2 kommend empfangenen Leistung möglichst genau folgt, und einen Digitalausgang B, an welchem eine Folge von binären Symbolen oder Bits ausgegeben wird, die das ursprünglich gesendete Nachrichtensignal fehlerfrei (wie das Ausgangssignal der Quelle 3 in 1) oder mit einem kleinen Anteil an Fehlern (wie das Ausgangssignal des Wandlers 1 in 1) wiedergibt. Ein Abtast-Halteglied 15 ist an den Analogausgang A angeschlossen, um dessen Pegel jeweils zu einem vorgegebenen Zeitpunkt der Bitperiode des Nachrichtensignals abzutasten und zu speichern.
Das Ausgangssignal des Abtast-Haltegliedes 15 liegt am Dateneingang eines analogen Demultiplexers 5'' an, an dessen drei Steuereingängen die binären Werte von drei aufeinanderfolgenden Bits i–1, i, i+1 vom Binärausgang B, gegebenenfalls über Verzögerungsglieder 7 verzögert, anliegen. Die Zeitverzögerung im Abtast-Halteglied 15 ist so bemessen, dass dieses einen abgetasteten analogen Spannungspegel an den Demultiplexer 5'' zu einem Zeitpunkt wiedergibt, an welchem an dessen Steuereingängen das Bit i, dem der Abtastwert entstammt, das vorhergehende Bit i–1 und das nachfolgende Bit i+1 anliegen. Entsprechend dem von den drei Bits i–1, i, i+1 gebildeten Symbolvektor gibt der Demultiplexer 5'' den Abtastwert an eine von acht Mittelwertbildungsschaltungen 16 weiter, die für jeden Symbolvektor den mittleren Pegel des i-ten Bits zum Abtastzeitpunkt des Abtast-Haltegliedes 15 berechnen.
6 zeigt eine Realisierungsmöglichkeit für eine Mittelwertbildungsschaltung 16. Ihren Eingang bildet ein Analog-Digital-Wandler 17 und ein Zähler 18, der durch jedes Eintreffen eines zu digi talisierenden Wertes am Wandler 17 inkrementiert wird. Von zwei Eingängen eines Addierers 19 ist der eine mit dem Ausgang des Wandlers 17, der andere mit dem Ausgang eines Registers 20 verbunden, dessen Eingang wiederum mit dem Ausgang des Addierers 19 verbunden ist und das so die vom Wandler 17 ausgegebenen Werte sukzessive aufaddiert. Eine Divisionsschaltung 21 liefert die Ausgabe der Mittelwertbildungsschaltung, indem sie die Ausgabe des Addierers 19 durch die des Zählers 18 dividiert.
Bei einer vierten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind anstelle der Mittelwertbildungsschaltungen Histogramm-Erzeugungsschaltungen 16 vorgesehen, ansonsten ist das Blockdiagramm dieser Ausgestaltung mit 5 identisch. Eine Histogramm-Erzeugungsschaltung kann, wie in 7 gezeigt, beispielsweise aufgebaut sein aus einem Analog-Digital-Wandler 17 mit einer Auflösung von 3 Bit, einem von der Ausgabe des Wandlers 17 angesteuerten Demultiplexer 22 und jeweils an einen der acht Ausgänge des Demultiplexers 22 angeschlossenen Zählern 23, die in ähnlicher Weise wie die Zähler 11 jedes Mal inkrementiert werden, wenn sie vom Demultiplexer 22 angesprochen werden. Wenn 0 und 1 den analogen Sollpegel eines Bits mit logisch „0" bzw. „1" entspricht, dann ist der Wandler 17 eingestellt, um bei einem eingegebenen Amplitudenwert zwischen -0,2 und 0 das Digitalisierungsergebnis 000 binär, bei einem Amplitudenwert zwischen 0 und 0,2 das Digitalisierungsergebnis 001 binär zu liefern, usw. bis zu einem Amplitu denwert von 1,2 bis 1,4, der dem Digitalisierungsergebnis 111 binär entspricht.
Beispiele von solchen Histogrammen sind zur Veranschaulichung in 8 für Symbolvektoren [010], [011] und [000] gezeigt. Insbesondere die unterschiedlichen Histogramme der Symbolvektoren [010] (dargestellt durch abwärtsschraffierte Balken) und [011] (dargestellt durch kreuzschraffierte Balken) zeigen, dass aufgrund eines verzerrenden Effekts der Wert 0 oder 1 des dritten Bits einen nicht zu vernachlässigenden Einfluss auf die Häufigkeit hat, mit der für das zweite Bit bestimmte Amplitudenwerte abgetastet werden. So werden etwa Amplitudenwerte zwischen 1,0 und 1,4 des zweiten Bits für den Symbolvektor [011] wesentlich häufiger abgetastet als für den Symbolvektor [010], wohingegen Amplitudenwerte unter 1,0 bei dem Symbolvektor [010] häufiger auftreten.
Die Identifizierung eines verzerrenden Effektes ist mit allen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen von erfindungsgemäßen Vorrichtungen in im Wesentlichen gleicher Weise möglich. Um die Identifizierung durchzuführen, ist es a priori nicht einmal unbedingt erforderlich, die Wirkungen der einzelnen verzerrenden Effekte auf ein Nachrichtensignal im Detail berechnen bzw. beschreiben zu können. Benötigt wird lediglich für jeden zu identifizierenden Effekt eine Übertragungsstrecke, auf der er auftritt. Über diese Übertragungsstrecke wird ein willkürlich gewähltes Nachrichtensignal, vorzugsweise ein Zufallssignal, von einem Sender an die Identifizierungsvorrichtung übertragen. Die Identifizierungsvorrichtung gewinnt auf diese Weise, je nachdem, um welche Ausgestaltung es sich handelt, für jeden Symbolvektor die Übertragungsfehlerrate, ein Maß für die Verrauschtheit, die durchschnittliche Amplitude eines Abtastwertes oder ein Histogramm der Amplitudenverteilung eines Abtastwertes oder irgendeine andere oben nicht erwähnte und von dem betreffenden Effekt beeinflusste Eigenschaft des übertragenen Nachrichtensignals. Die Gesamtheit der für alle Symbolvektoren erhaltenen Werte c_i dieser Eigenschaft bildet eine Art „Fingerabdruck" oder charakteristischen Vektor C={c_i} des betreffenden verzerrenden Effekts, wobei der Index i=1, 2, ... 2ⁿ jeweils einen der Symbolvektoren bezeichnet und die Zahl der Komponenten des charakteristischen Vektors C gleich der Zahl der Symbolvektoren ist.
Wenn die charakteristischen Vektoren C für jeden verzerrenden Effekt bekannt sind, kann ein entsprechender charakteristischer Vektor D={d_i} in entsprechender Weise für einen beliebigen Nachrichtenkanal wie etwa die Faser 2 ermittelt werden, für den a priori nicht bekannt ist, welche verzerrenden Effekte auf ihm auftreten. Eine Identifikation eines verzerrenden Effektes findet statt, indem der so erhaltene charakteristische Vektor D mit der Gesamtheit der charakteristischen Vektoren C verglichen wird und derjenige Effekt als vorhanden angenommen wird, dessen charakteristischer Vektor C das höchste Maß an Ähnlichkeit mit D aufweist.
Die Ähnlichkeit der charakteristischen Vektoren C und D kann auf unterschiedliche Weise sinnvoll definiert werden. Insbesondere kann als Maß für die Ähnlichkeit ein normiertes Skalarprodukt a der Form
dienen.
Um weitere, schwächere verzerrende Effekte zu identifizieren, kann der Beitrag des ersten Effekts vom charakteristischen Vektor des Nachrichtenkanals subtrahiert werden: D ← D – aC,und für den so erhaltenen Rest des charakteristischen Vektors D wird die Suche nach dem ähnlichsten Vektor C wiederholt.
Alternativ ist auch eine Diagnose von auf einem gegebenen Nachrichtenkanal auftretenden verzerrenden Effekten anhand der Kenntnis der Auswirkungen dieser Effekte auf die übertragenen Signale möglich, wie im Folgenden anhand der 9 verdeutlicht werden soll. 9 ist eine Tabelle mit acht Zeilen, von denen jede einem der acht 3-Bit-Symbolvektoren entspricht. Spalte 2 zeigt jeweils einen typischen dem betreffenden Symbolvektor entsprechenden zeitlichen Verlauf des im Nachrichtenkanal verzerrten Signals. Spalte 3 gibt die für die jeweiligen Symbolvektoren an dem Nachrichtenkanal gemessenen Bitfehlerraten BER an. (D.h. die acht Fehlerraten dieser Spalte bilden den charak teristischen Vektor D des Nachrichtenkanals. Diese Bitfehlerraten sind am höchsten für die Vektoren [010] und [101] und jeweils etwas kleiner für die Symbolvektoren [100] bzw. [011]. Die Bitfehlerraten für die anderen Symbolvektoren fallen demgegenüber kaum ins Gewicht. Es sind also in erster Linie die Symbolvektoren [010] und [101], und in zweiter Linie [100] und [011], die die Bandbreite der Übertragungsstrecke begrenzen.
Die folgenden Spalten der Tabelle beschreiben den Einfluss diverser verzerrender Effekte auf die Fehlerrate der einzelnen Symbolvektoren; sie stellen in qualitativer Form die oben erwähnten charakteristischen Vektoren C der einzelnen Effekte dar.
Polarisationsdispersion (PMD) existiert in zwei Ausprägungen. Wir sprechen hier von positiver Polarisationsdispersion, wenn in einer doppelbrechenden Faser ein Nachrichtensignal sich überwiegend im langsamen Polarisationsmodus ausbreitet und das Hinzukommen eines schnellen Polarisationsmodus des gleichen Nachrichtensignals zu einer Verzerrung eines Bits des Nachrichtensignals durch den schnellen Anteil eines später gesendeten Bits führt, das im langsamen Polarisationsmodus noch nicht empfangen ist. Positive Polarisationsdispersion erhöht also die Fehlerrate der Erkennung des zweiten Bits bei Symbolvektoren, bei denen sich das zweite und das dritte Bit unterscheiden. Das Ausmaß der Störwirkung durch positive Polarisationsdispersion (sowie durch andere noch zu diskutierende verzerrende Effekte) ist in der Figur dargestellt durch Kreuze in unterschiedlicher Zahl und Größe in einer dem jeweiligen Effekt entsprechenden Spalte der Tabelle, wobei ein großes Kreuz einen sehr starken Einfluss (bzw. einen sehr hohen Betrag der entsprechenden charakteristischen Vektorkomponente c_i), zwei kleine Kreuze einen etwas weniger starken und ein einzelnes kleines Kreuz einen mäßig starken Einfluss des Symbolvektors auf die Fehlerrate (bzw. einen etwas weniger hohen / mäßig hohen Betrag der entsprechenden charakteristischen Vektorkomponente c_i) symbolisiert.
Negative Polarisationsdispersion liegt vor, wenn ein überwiegend auf dem schnellen Polarisationsmodus einer doppelbrechenden Faser übertragenes Nachrichtensignal durch ein sich im langsamen Polarisationsmodus ausbreitendes Störsignal verfälscht wird. Negative Polarisationsdispersion erhöht folglich die Fehlerrate besonders bei denjenigen Symbolvektoren, bei denen sich die ersten zwei Symbole unterscheiden.
Chromatische Dispersion (CD) beinhaltet eine Verzerrung eines übertragenen Bits gleichzeitig durch ein zuvor übertragenes als auch durch ein anschließend übertragenes. Der charakteristische Vektor eines Nachrichtenkanals mit chromatischer Dispersion entspricht daher der Summe der charakteristischen Vektoren von positiver und negativer Polarisationsdispersion. Da allerdings die zwei Typen von Polarisationsdispersion nicht gleichzeitig auftreten können, ist eine Unterscheidung zwischen chromatischer Dispersion und Polarisationsdispersion möglich: Im in 8 betrachteten Fall haben die Symbolvektoren [011] und [100] eine mittlere Bitfehlerrate BER, was sowohl mit negativer Polarisationsdispersion als auch mit chromatischer Dispersion vereinbar wäre. Da aber die Bitfehlerrate für die Symbolvektoren [001] und [110] gering ist, kommt chromatische Dispersion als Ursache der Verzerrung nicht in Betracht, und negative Polarisationsdispersion muss die Ursache der Verzerrung sein.
Selbstphasenmodulation (SPM) wirkt sich besonders auf die Fehlerrate des ersten Bits in einer Folge von mehreren Bits mit Wert 1 aus, also auf den Symbolvektor [011], und ist daran im charakteristischen Vektor D eines Nachrichtenkanals leicht zu erkennen.
Der Einfluss von rauschartigen Effekten wie verstärkter spontaner Emission (ASE) auf die Fehlerrate eines Bits ist unabhängig von den Werten vorheriger und nachfolgender Bits. Je nach den Betriebsbedingungen von auf dem Nachrichtenkanal verwendeten optischen Verstärkern kann der Einfluss der ASE auch vom i-ten Bit selber im Wesentlichen unabhängig sein, oder sie kann für einen Wert des i-ten Bits von 1, wenn die optische Leistung auf der Faser hoch ist und Inversion in den Verstärkern abgebaut wird, geringer sein als bei einem Wert des i-ten Bits von 0.
Vierwellenmischung (FWM) mit einem anderen Nachrichtenkanal kann hier ebenfalls als ein rauschartiger (oder zufälliger) Effekt aufgefasst werden, da das Ausmaß der Vierwellenmischung mit dem Sig nalpegel auf dem anderen Kanal zusammenhängt und nicht mit dem Signalpegel auf dem beobachteten Nachrichtenkanal korreliert ist. Da allerdings die Vierwellenmischung eine nicht verschwindende Signalintensität auf dem beobachteten Kanal erfordert, ist ihr Einfluss auf die Fehlerrate bei Symbolvektoren mit mittlerem Bit 1 größer als bei Symbolvektoren mit mittlerem Bit 0.
Ersetzt man die (letztlich qualitative Größenangaben darstellenden) Kreuze in 9 durch Zahlen, z.B., indem man X=10^–4, xx=5 × 10^–5, x=10^–6 setzt, um so für die einzelnen Effekte charakteristische Vektoren C mit numerischen Koeffizienten zu erhalten, so erkennt man leicht, dass in hier betrachteten Beispielfall das Skalarprodukt a=CD für negative PMD am größten ist, und dass negative PMD folglich wahrscheinlich die Ursache der beobachteten Fehler ist. Zieht man den durch negative PMD erklärbaren Beitrag vom charakteristischen Vektor D nach der Formel D' = D – aCab, so hat das Ergebnis D' für fast alle Komponenten (außer der dem Symbolvektor [100] entsprechenden) den gleichen Wert und ist folglich überwiegend auf ASE oder ein Gemisch von ASE und FWM zurückzuführen.
Das Skalarprodukt a kann als ein quantitatives Maß für die Stärke des verzerrenden Effekts aufgefasst werden, für den es berechnet wurde. Anhand von zu verschiedenen Zeiten für denselben Effekt erhaltener Skalarprodukte kann eine Aussage über die Ent wicklungstendenz des betreffenden Effekts getroffen werden.
Die oben beschriebenen Verfahren zum Erkennen oder Identifizieren eines das Nachrichtensignal verzerrenden Effekts basierten auf der Erfassung einer kritischen Eigenschaft des i-ten Symbols der verschiedenen Symbolvektoren und Vergleichen der Verteilung dieses Merkmals mit Verteilungen, die in Anwesenheit eines bestimmten verzerrenden Effekts für die verschiedenen Symbolvektoren erwartet werden, und dem Feststellen des Effekts als vorhanden, wenn die erfasste Verteilung mit der erwarteten ausreichend übereinstimmt. Diese Vorgehensweise ist vergleichsweise aufwändig, da sie für jeden einzelnen verzerrenden Effekt einen eigenen Vergleichsvorgang erfordert und die Möglichkeit nicht ausgeschlossen ist, dass der Nachrichtenkanal zwar gestört ist, dies aber unerkannt bleibt, weil die Störung nicht auf einen derjenigen Effekte zurückgeht, für die ein Vergleich durchgeführt wird. Dieses Problem lässt sich beseitigen, indem zunächst die Gesamtheit der für die verschiedenen Symbolvektoren gemessenen Werte der kritischen Eigenschaft verglichen wird mit einer Referenzgesamtheit, die an dem gleichen Nachrichtenkanal zu einem früheren Zeitpunkt erhalten wurde, von dem entweder aufgrund von Untersuchungen feststeht oder berechtigt angenommen wird, dass zu diesem Zeitpunkt keine verzerrenden Effekte vorlagen. Wenn zwischen dieser Referenzgesamtheit und der aktuell gemessenen Gesamtheit eine hinreichende Übereinstimmung besteht, kann der Nachrichtenkanal zum aktuellen Zeitpunkt als frei von verzerrenden Effekten angenommen wer den, und es ist nicht erforderlich, die diversen verzerrenden Effekte im Einzelnen auf ihr Vorliegen abzuprüfen. Falls jedoch die aktuelle Gesamtheit deutlich von der Referenzgesamtheit abweicht, muss ein verzerrender Effekt vorliegen, und weitere Vergleiche können durchgeführt werden, um festzustellen, um welchen Effekt es sich handelt. Diese Vorgehensweise ist generell für jede beliebige kritische Eigenschaft anwendbar; sie wird im Folgenden beispielhaft anhand der Pseudofehlerrate als kritischer Eigenschaft in Verbindung mit 10 erläutert.
Teil a von 10 zeigt ein typisches Augendiagramm eines als nicht gestört angenommenen Nachrichtensignals, in dem eine Vielzahl von Verläufen des Pegels des Nachrichtensignals als Funktion der Zeit über mehrere Symbolperioden hinweg aufgetragen ist, und links davon, mit zur Pegelachse des Augendiagramms paralleler Achse der Entscheidungsschwelle V_th, ein zugehöriges PER-Diagramm. Wie man im Augendiagramm leicht erkennt, ist die Streuung des Pegels des Nachrichtensignals für Symbole mit dem Wert „1" stärker als für solche mit dem Wert „0", was sich im PER-Diagramm daran wiederspiegelt, dass der den Symbolvektoren mit mittlerem Symbol „1" entsprechende (hier obere) Zweig x1x der PER-Kurve eine geringere Steigung als der den Symbolvektoren mit mittlerem Bit „0" entsprechende Zweig x0x aufweist.
Eine kohärente rauschähnliche Störung wie etwa kohärentes Übersprechen, Kreuzphasenmodulation und Vierwellenmischung bewirken, wie im Augendiagramm von 10b) zu sehen, eine erheblich verstärkte Streuung bei Symbolen mit dem Wert „1", haben aber nur geringe Auswirkungen auf die Symbole mit dem Wert „0", was sich im PER-Diagramm darin wiederspiegelt, dass im Vergleich zum als strichpunktierte Linie eingezeichneten Verlauf im ungestörten Fall die Steigung des Zweiges x1x deutlich abnimmt, während die des Zweiges x0x sich nur unwesentlich ändert.
Nichtkohärentes Übersprechen wirkt sich auf die Signalpegel sowohl der 0-Symbole als auch der 1-Symbole aus, ist aber aufgrund des inhärent stärkeren Rauschens des „1"-Pegels am Zweig x0x deutlicher erkennbar (10c)). Verstärkte spontane Emission enthält sowohl kohärente als auch inkohärente Beiträge und wirkt sich, wie in 10d) gezeigt, auf beide Zweige des PER-Diagramms aus.
Um erfindungsgemäß einen Nachrichtenkanal auf das Auftreten von verzerrenden Effekten hin zu überwachen, wird vorab in einem als nicht gestört bekannten Zustand des Nachrichtenkanals die Standardabweichung der Pegel für die Symbole „0" und „1" über ein PER-Diagramm ermittelt. Später, wenn der Kanal in Betrieb ist, werden diese Standardabweichungen für die acht verschiedenen 3-Bit-Symbolvektoren jeweils bezogen auf deren zweites Symbol ermittelt, und die erhaltenen Standardabweichungen werden mit den Referenzwerten verglichen. Falls die erfassten Standardabweichungen für alle Symbolvektoren mit zweitem Symbol „0" mit der Referenz-Standardabweichung für das Symbol „0" und die Standardabweichungen für alle Symbolvektoren mit zweitem Symbol „1" mit der Referenz-Standardabweichung für das Symbol „1" übereinstimmen, muss ein rauschartiger Effekt Ursache der Störung sein, und durch Vergleichen der gemessenen Standardabweichungen mit den Referenzwerten anhand der mit Bezug auf 10 erläuterten Kriterien wird entschieden, ob die Störung auf kohärentes Übersprechen, Kreuzphasenmodulation oder Vier-Wellenmischung, oder auf nichtkohärentes Übersprechen, oder auf ASE zurückgeht.
Falls sich hingegen die Standardabweichungen für Symbolvektoren mit mittlerem Bit „0" bzw. für Symbolvektoren mit mittlerem Bit „1" unterscheiden, muss eine wechselseitige Beeinflussung der aufeinanderfolgenden Symbole des Nachrichtenkanals, also Intersymbolinterferenz, Ursache der Störung sein. In analoger Weise wie in Verbindung mit 9 beschrieben kann ein verursachender Effekt anhand eines für ihn charakteristischen Größenverhältnisses der Standardabweichungen unterschiedlicher Symbolvektoren identifiziert werden.

Claims

Verfahren zum Erkennen eines ein Nachrichtensignal in einem seriellen Nachrichtenkanal verzerrenden Effekts, mit den Schritten: a) Definieren eines Satzes von unterschiedlichen, aus n>=2 aufeinanderfolgenden Nachrichtensymbolen gebildeten Symbolvektoren, wobei für i ein Wert von 1 bis n gewählt ist, und eines Satzes von Referenzwerten einer kritischen Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols der Symbolvektoren; b) Empfangen einer Mehrzahl von Folgen von n auf dem Kanal übertragenen Nachrichtensymbolen; c) für jeden der Symbolvektoren: Erfassen des Werts der kritischen Eigenschaft des i-ten Nachrichtensymbols an allen empfangenen Folgen, die dem Symbolvektor entsprechen; d) Vergleichen der Gesamtheit der in Schritt c) erfassten Werte mit dem Satz von Referenzwerten und Feststellen des Vorliegens oder Nichtvorliegens des Effekts anhand des Vergleichs.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der serielle Nachrichtenkanal eine optische Faser (2) ist und die verzerrenden Effekte optische Effekte sind.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Satz von Referenzwerten für die einzelnen Symbolvektoren für das Vorliegen des verzerrenden Effekts charakteristische Werte der kritischen Eigenschaft enthält, und dass der verzerrende Effekt bei ausreichender Übereinstimmung der Gesamtheit mit dem Satz von Referenzwerten festgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Satz von Referenzwerten erhalten wird durch zeitweiliges gezieltes Induzieren des Effekts in dem Nachrichtenkanal und Messen der kritischen Eigenschaft für jeden Symbolvektor.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Satz von Referenzwerten für die einzelnen Symbolvektoren Werte der kritischen Eigenschaft enthält, die für ein ordnungsgemäßes Funktionieren des Nachrichtenkanals typisch sind, und dass das Vorliegen des verzerrenden Effekts anhand von für den Effekt typischen Abweichungen der Gesamtheit der in Schritt c) erfassten Werte von dem Satz der Referenzwerte festgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 5 dadurch gekennzeichnet, dass der Satz von Referenzwerten durch Messung an dem als ordnungsgemäß funktionierend überprüften oder angenommenen Nachrichtenkanal erhalten wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die kritische Eigenschaft ein Maß für die Häufigkeit ist, mit der nach einer Verzerrung des Symbolvektors durch diesen Effekt das i-te Nachrichtensymbol des Symbolvektors falsch identifiziert wird.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass wenn der empfangenen Folge einer der Symbolvektoren entspricht, entschieden wird, ob das i-te der n Symbole (i=1, ..., n) der Folge korrekt empfangen wurde oder nicht; und je nach Ergebnis der Entscheidung ein für die Häufigkeit der Falschidentifizierung des i-ten Symbols in dem der Folge entsprechenden Symbolvektor repräsentativer Messwert heraufgesetzt oder nicht heraufgesetzt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass als Messwert für jeden Symbolvektor das Verhältnis der Zahl der Male, in denen in einer dem Symbolvektor entsprechenden Folge das i-te Bit falsch empfangen wurde, zur Zahl der Male, in denen eine dem Symbolvektor entsprechende Folge gesendet wurde, angenommen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen von kohärentem Übersprechen festgestellt wird, wenn die Zählhäufigkeit von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 1 höher ist als die von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 0.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen von ASE festgestellt wird, wenn die Zählhäufigkeit von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 1 niedriger ist als die von Wertevektoren mit i-tem Symbol = 0.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen von chromatischer Dispersion festgestellt wird, wenn die Zählhäufigkeit eines Wertevektors mit den Symbolen (0, x, 1) dieselbe ist wie die eines Wertevektors (1, x, 0), wobei x das i-te Symbol bezeichnet, und höher ist als die des Wertevektors (0, 0, 0) oder (1, 1, 1).
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen von Polarisationsdispersion festgestellt wird, wenn die Zählhäufigkeit eines Wertevektors mit den Symbolen (0, x, 1) verschieden von der eines Wertevektors (1, x, 0) ist, wobei x das i-te Symbol bezeichnet, und höher ist als die des Wertevektors (0, 0, 0) oder (1, 1, 1).
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die kritische Eigenschaft derjenige Wert einer Unterscheidungsschwelle zwischen zwei Werten des i-ten Nachrichtensymbols ist, der die geringste Fehlerrate bei der Identifizierung des i-ten Symbols liefert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die kritische Eigenschaft ein Maß für die Standardabweichung des Signalpegels des i-ten Nachrichtensymbols ist.
Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen von Intersymbolinterferenz festgestellt wird, wenn der für unterschiedliche Wertevektoren mit gleichem i-tem Symbol erfasste Wert der kritischen Eigenschaft unterschiedliche Werte annimmt.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorliegen eines rauschartigen Effekts festgestellt wird, wenn der für unterschiedliche Wertevektoren mit gleichem i-tem Symbol erfasste Wert der kritischen Eigenschaft derselbe ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die kritische Eigenschaft ein Mittelwert der Signalamplitude zur Zeit der Übertragung des i-ten Nachrichtensymbols ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die kritische Eigenschaft eine Histogrammverteilung der Signalamplitude zur Zeit der Übertragung des i-ten Nachrichtensymbols ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass 1<i<n ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass n≥3 ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Symbole binär sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, soweit auf Anspruch 4 rückbezogen, dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt d) das Vorhandensein eines gegebenen verzerrenden Effekts festgestellt wird, wenn das Skalarprodukt eines aus den Werten der Eigenschaft bei m Symbolvektoren, 2 ≤ m ≤ 2ⁿ, gebildeten m-komponentigen Eigenschaftsvektors mit einem dem gegebenen Effekt zugeordneten m-komponentigen charakteristischen Vektor einen Grenzwert übersteigt.
Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem Eingang zum Empfangen des verzerrten Nachrichtensignals von dem Nachrichtenkanal (2), einer mit dem Eingang verbundenen Einrichtung (1, 3, 4; 1', 3', 4, 13, 14; 1'') zum Erfassen eines Merkmals an einem Symbol des verzerrten Nachrichtensignals und Ausgeben des erfassten Merkmals, einem Demultiplexer (5; 5'; 5'') mit einem an einen das erfasste Merkmal ausgebenden Ausgang der Erfassungseinrichtung (1; 1'; 1'') angeschlossenen Dateneingang und einer Mehrzahl von Steuereingängen, die mit unterschiedlich verzögerten Symbolen (i–1; i; i+1) des Nachrichtensignals beschaltet sind, um das am Eingang des Demultiplexers (5; 5'; 5'') anliegende erfasste Merkmal an einen durch die an den Steuereingängen anliegenden Symbole spezifizierten Ausgang des Demultiplexers durchzuschalten, und jeweils einer Auswerteeinheit (9, 11, 12; 16) an jedem Ausgang des Demultiplexers (5; 5'; 5'').
Vorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Quelle (3; 3') für ein als mit dem unverzerrten Nachrichtensignal übereinstimmend angenommenes Nachrichtensignal aufweist, und dass die Steuereingänge des Demultiplexers (5; 5') mit dem als übereinstimmend angenommenen Nachrichtensignal beschaltet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass das erfasste Merkmal für jedes Symbol angibt, ob es richtig oder falsch empfangen wurde.
Vorrichtung nach Anspruch 25 oder 26, dadurch gekennzeichnet, dass jede Auswerteeinheit (9, 11, 12) einen ersten Zähler (9) umfasst, um zu zählen, wie oft ein Signal, das Falschempfang (oder Richtigempfang) eines Symbols anzeigt, zu der Auswerteeinheit durchgeschaltet wurde.
Vorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass jede Auswerteeinheit (9, 11, 12) einen zweiten Zähler (11) umfasst, um zu zählen, wie oft der der Auswerteeinheit zugeordnete Ausgang des Demultiplexers (5) spezifiziert wurde.
Vorrichtung nach Anspruch 24 oder 25, dadurch gekennzeichnet, dass das erfasste Merkmal für jedes Symbol dessen Signalamplitude angibt, und das die Auswerteeinheit (16) eine Schaltung (17–21) zum Bilden eines Mittelwerts der Signalamplitude umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 24 oder 25, dadurch gekennzeichnet, dass der erfasste Wert für jedes Symbol dessen Signalamplitude angibt, und dass die Auswerteeinheit (16) eine Schaltung (22, 23) zum Bilden eines Histogramms der Signalamplitude umfasst.