DE102004047717A1

DE102004047717A1 - Verfahren und Schaltungsanordung zur Reduzierung von RFI-Störungen

Info

Publication number: DE102004047717A1
Application number: DE102004047717A
Authority: DE
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2004-09-30
Filing date: 2004-09-30
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2024-10-01
Also published as: US20060088113A1; DE102004047717B4; US7813450B2

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von RFI-Störungen bei der Mehrträger-Datenübertragung, mit den Verfahrensschritten: DOLLAR A (a) Bereitstellen zumindest einer normierten komplexen Spektralfunktion für alle Träger des Störsignals; DOLLAR A (b) Durchführen einer FFT zur Gewinnung spektraler Werte eines empfangenen DMT-Datensignals; DOLLAR A (c) einem aktuellen DMT-Rahmen des DMT-Empfangssignals wird ein Beobachtungsfenster zugeordnet, innerhalb dem zumindest eine Störfrequenz vorhanden ist; DOLLAR A (d) Berechnen eines komplexen Bewertungskoeffizienten für einen aktuellen DMT-Rahmen, der sich für diesen DMT-Rahmen aus den spektralen Werten des DMT-Empfangssignals im Beobachtungsintervall ergibt und der für alle Frequenzen innerhalb des aktuellen DMT-Rahmens gleich ist; DOLLAR A (e) Berechnen des Kompensationssignals aus dem Produkt der komplexen normierten Spektralfunktion mit dem komplexen Bewertungskoeffizienten.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Reduzierung von RFI-Störungen bei einer DMT-Datenübertragung.
In der modernen Telekommunikation spielt die hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine zunehmend größere Rolle, insbesondere deshalb, da man sich von ihr eine größere nutzbare Bandbreite der zu übertragenden Daten kombiniert mit einer bidirektionalen Datenkommunikation verspricht.

Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die so genannte Mehrträger-Datenübertragung, die auch als "Multi-Carrier"-Übertragung, als „Discrete Multi-Tone"-Übertragung (DMT) oder als „Orthogonal Frequency Division Multiplexing"-Übertragung (OFDM) bekannt ist. Die DMT-Übertragung eignet sich insbesondere für die Datenübertragung über linear verzerrte Kanäle. Gegenüber der Einträgerdatenübertragung ergeben sich auch Vorteile hinsichtlich der Flexibilität bei der Anpassung der Datenrate oder des Sendespektrums an den Übertragungskanal oder an die Störumgebung. Die DMT-Übertragung wird beispielsweise bei leitergebundenen Systemen, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen verwendet. Anwendungen der DMT-Übertragung sind zum Beispiel der digitale Rundfunk (DAB = Digital Audio Broadcast) und das digitale Fernsehen (DVB = Digital Video Broadcast).

Ein Vertreter der DMT-Übertragung ist beispielsweise die ADSL-Technik, wobei ADSL für „Asymmetric Digital Subscriber Line" steht, also den digitalen asymmetrischen Teilnehmeranschluss über eine normale Telefonleitung. Mit ADSL ist eine Technik bezeichnet, die die Übertragung eines hochbitratigen Bitstromes von einer Zentrale zu einem Teilnehmer und eines niederbitratigen, vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstromes erlaubt. Bei dieser Technik wird die Telekommunikationsleitung in zumindest einen Kanal für herkömmliche Telefondienste (also Sprachübertragung) und mindestens einen weiteren Kanal für die Datenübertragung unterteilt. Neben der ADSL-Technik existieren noch weitere Vertreter der so genannten xDSL-Technik, so zum Beispiel der breitbandige Teilnehmeranschluss (VDSL = Very High speed digital Subscriber Line).

DMT-Übertragungssysteme verwenden eine Vielzahl von Trägerfrequenzen, wobei der zu sendende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt wird, welche im Frequenzmultiplex übertragen werden. Diese Teilströme werden auch als Einzelträger bezeichnet. Für die Modulation setzt sich das Sendesignal aus vielen sinusförmigen Signalen zusammen, wobei jedes einzelne Sinussignal sowohl in der Amplitude als auch in der Phase moduliert wird. Man erhält somit eine Vielzahl von quadraturamplitudenmodulierten Signalen. Für die DMT-Übertragung verwendet man im Sender eine IFFT-Transformation und im Empfänger eine FFT-Transformation. Sowohl für die IFFT wie auch für die FFT existieren effiziente und schnelle Signalverarbeitungsalgorithmen.

Wenngleich bereits sehr viele Probleme bei DMT-Übertragungssystemen wie ADSL und VDSL gelöst sind, bleiben immer noch einige Probleme ungelöst.

Ein vor allem mit der sehr breitbandigen DMT-Übertragung einher gehendes Problem ergibt sich dadurch, dass sich der nutzbare Frequenzbereich bis über 12 MHz und mehr erstreckt. Allerdings befinden sich in diesem weiten Frequenzbereich auch Frequenzbänder andere Dienste, wie zum Beispiel die Frequenzbänder für den Mittelwellen- und Kurzwellen-Rundfunk oder die Frequenzbereiche für den Amateurfunk. Je nach räumlicher Lage können die Teilnehmerendgeräte der DMT-Übertragung durch diese Dienste, die den gleichen Frequenzbereich der DMT-Übertragung nutzen, gestört werden. Man spricht hier von der so genannten RFI-Störungen, wobei RFI für "Radio Frequency Interference" steht. Diese RFI-Störungen stellen bezogen auf den für die DMT-Übertragung genutzten, sehr breitbandigen Frequenzbereich Schmalbandstörungen, so genannte Narrow-Band Interferences, dar, da diese störenden RFI-Frequenzbereiche typischerweise nur einige wenige Kilohertz breit sind.

Wird ein solches schmalbandiges Störsignal dem DMT-Empfangssignal überlagert, dann wird dadurch das demodulierte DMT-Empfangssignal negativ beeinflusst. Dabei werden nicht nur die Werte (Trägerfrequenzen) in der unmittelbaren Nähe der Schwerpunktsfrequenz dieser Störung gestört. Auch viel weiter von dieser Störfrequenz entfernt liegende Trägerfrequenzen (bzw. Nutzkanäle) des DMT-Empfangssignals werden gestört.

Dies sei anhand eines Beispiels im Falle einer VDSL-Datenübertragung und einer angenommenen, rein sinusförmigen Störung der Frequenz f₀ = 1211,1 kHz erläutert. Der DMT-Empfänger demoduliert das empfangene DMT-Empfangssignal mit Hilfe einer FFT-Transformation. Gemäß dem VDSL-Standard beträgt der Frequenzabstand der einzelnen synchronen Trägerfrequenzen genau Δf = 4,3125 kHz. Die Störfrequenz f₀ entspricht somit keiner der bei der DMT-Übertragung verwendeten Trägerfrequenz, dass heißt die Störfrequenz ist zu den Trägerfrequenzen der DMT-Übertragung asynchron.

1 zeigt die normierte Leistungsdichte Pst eines Störsignals der Frequenz f₀ = 1211,1 kHz nach der FFT-Demodulation in der Umgebung der normierten Störfrequenz f₀/Δf ≈ 281 in Abhängigkeit von der Trägerfrequenz f. Die Trägerfrequenz f ist hier auf den Frequenzabstand Δf normiert. In 1 ist das sich ergebende Störspektrum – auf den Maximalwert der Störfrequenz f₀/Δf normiert – in dB dargestellt. Man erkennt, dass das Störspektrum ohne weitere Maßnahmen erst nach etwa 50 Trägerfrequenzen (f/Δf) unterhalb und oberhalb der Störfrequenz f₀/Δf um etwa 50 dB abgeklungen ist. Das bedeutet, dass Nutzkanäle des DMT-Empfangssignals, die bezogen auf die Bandbreite des Störsignals relativ weit von der Schwerpunktfrequenz f₀/Δf des Störsignals entfernt liegen, immer noch durch eben diese Störung gestört werden. Dies liegt daran, dass das schmalbandige Störsignal typischerweise nicht orthogonal bzw. synchron zu den für die Übertragung genutzten Trägerfrequenzen vorliegt und damit auch nicht vollständig eliminiert wird.

Bei den RFI-Störungen handelt es sich, wie bereits oben erwähnt, um relativ schmalbandige Störungen, die zum Beispiel auf Rundfunkwellen oder auf Amateurfunkwellen zurückzuführen sind. Beim Mittelwellen- oder Kurzwellenrundfunk werden die gesendeten Signale mit Hilfe einer Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit Trägern moduliert und ausgesendet. Folglich ist hier mit einer permanenten Störung, die eine konstante Mittenfrequenz aufweist, zu rechnen (Störung erster Art). Hingegen verwendet man beim Amateurfunk eine Einseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger. Hier treten daher keine permanenten Störungen auf (Störung zweiter Art). Vielmehr sind hier die Störungen vom Amateurfunk-Sender, also dem Sprecher, abhängig.

In dem Artikel "A Narrow-Band Interference Canceller for OFDM-based Systems" von Rickard Nilsson, Frank Sjöberg und James P. Leblanc in Proceedings of 4^th European Personal Mobile Communications Conference (EPMCC 2001), Wien, 17.–22. Februar 2001 wird ein Verfahren zur Lösung dieses Problems beschrieben. Dieses Verfahren behandelt sowohl das Auftreten von Störungen der ersten Art als auch Störungen der zweiten Art. Bei dem dort beschriebenen Verfahren wird davon ausgegangen, dass die Trägerfrequenzen in der unmittelbaren Umgebung der Störfrequenz, im so genannten Beobachtungsintervall, nicht für die Datenübertragung genutzt werden. Dazu wird nach der FFT-Demodulation im Empfänger zunächst die genaue spekt rale Lage des Störsignals bestimmt. Durch geeignete Verarbeitung der komplexen Frequenzwerte in dem Beobachtungsintervall, in dem auch die Störfrequenz liegt und in dem keine Anteile des Nutzsignals enthalten sind, kann ein Kompensationssignal in Form eines komplexen Signalvektors generiert werden. Dieser komplexe Signalvektor wird anschließend von dem demodulierten Signalvektor der Datenübertragung subtrahiert.

Bei diesem Verfahren wird zur Generierung des Kompensationssignals allerdings eine exakte a priori Information über das empfangene Störsignal vorausgesetzt, zum Beispiel in Form einer vorab bekannten oder ermittelten, möglichst exakten spektralen Leistungsdichte des Störsignals. Ferner ist eine möglichst genaue Kenntnis der Art und des Verlaufs, also der Form, des Störsignals erforderlich, also ob die Störung zum Beispiel sinusförmig ist. Dieses Verfahren versucht nun, den Verlauf der Störung außerhalb des Beobachtungsintervalls möglichst genau nachzubilden, was allein schon deshalb sehr kompliziert ist. Dadurch wird aber der die Anwendbarkeit, die Leistungsfähigkeit und damit der Nutzen dieses bekannten Verfahrens signifikant eingeschränkt. Außerdem ist für die Realisierung und Implementierung dieses Verfahrens ein exorbitant hoher Hardeware- und Software-Aufwand für die Ermittlung der a priori Informationen sowie für die Berechnung der entsprechenden Kompensationssignale erforderlich.

Vor diesem Hintergrund liegt der vorliegenden Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, vor allem bei breitbandigen DMT-Übertragungssystemen eine effektive, schnelle und möglichst einfache Reduzierung einer RFI-Störung zu ermöglichen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie durch eine Empfängerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 15 gelöst.

Demgemäß ist vorgesehen:

– Ein Verfahren zur Reduzierung von RFI-Störungen bei einer DMT-Datenübertragung, bei dem ein Kompensationssignal zum Reduzieren eines einem gesendeten DMT-Empfangssignal überlagerten RFI-Störungssignals erzeugt wird, bei dem zur Erzeugung des Kompensationssignals lediglich Trägerfrequenzen des DMT-Empfangssignals in der Umgebung der Störfrequenz des Störsignals, die für die Datenübertragung nicht genutzt werden, herangezogen werden und bei dem ferner folgende Verfahrensschritte vorgenommen werden: (a) Bereitstellen zumindest einer normierten komplexen Spektralfunktion für alle Träger des Störsignals; (b) Durchführen einer FFT zur Gewinnung spektraler Werte eines empfangenen DMT-Datensignals; (c) Einem aktuellen DMT-Rahmen des DMT-Empfangssignals, wird ein Beobachtungsfenster zugeordnet, innerhalb dem zumindest eine Störfrequenz vorhanden ist; (d) Berechnen eines komplexen Bewertungskoeffizienten für einen aktuellen DMT-Rahmen, der sich für diesen DMT-Rahmen aus den spektralen Werten des DMT-Empfangssignals im Beobachtungsintervall ergibt und der für alle Frequenzen innerhalb des aktuellen DMT-Rahmens gleich ist; (e) Berechnen des Kompensationssignals aus dem Produkt der komplexen normierten Spektralfunktion mit dem komplexen Bewertungskoeffizienten. (Patentanspruch 1)
– Eine DMT-Empfängerschaltung für ein DMT-Datenübertragungssystem, mit einer FFT-Einrichtung, die zur Gewinnung spektraler Werte des DMT-Datensignals das empfangene Datensignal einer FFT unterzieht, und mit einem der FFT-Einrichtung nachgeschalteten RFI-Kompensator, der unter Einsatz eines erfindungsgemäßen Verfahrens innerhalb eines aktuellen DMT-Datenrahmens eine Kompensation eines dem empfangenen Datensignal überlagerten Störsignals durchführt. (Patentanspruch 15)

In der vorliegenden Patentanmeldung wird ein Verfahren und eine Schaltung beschrieben, mit dem bzw. mit der RFI-Störungen beider Arten, also Störungen der vorstehend genannten ersten Art und der zweiten Art, signifikant reduziert werden. Insgesamt kann dadurch ein wesentlich größerer Teil des zur Verfügung stehenden Frequenzbereichs genutzt werden und dadurch die Datenrate für die Datenübertragung erheblich gesteigert werden.

Ähnlich wie bei dem oben beschriebenen bekannten Verfahren werden bei dem erfindungsgemäßen Verfahren die Trägerfrequenzen in einem Beobachtungsintervall in der unmittelbaren Umgebung der schmalbandigen Störfrequenz für die Datenübertragung nicht benutzt. Diese ungenutzten Trägerfrequenzen werden vielmehr für die Generierung eines Kompensationssignals herangezogen. Im Unterschied zu dem bekannten Verfahren werden bei dem erfindungsgemäßen Verfahren allerdings keinerlei a priori Annahmen, Informationen oder Aussagen über die spektrale Verteilung der Störung des schmalbandigen Störers getroffen. Lediglich eine grobe Kenntnis der spektralen Bandbreite des Störsignals wird vorausgesetzt, da von dieser die Länge des Beobachtungsintervalls abhängt. Dies ist allerdings ohne große Maßnahmen sehr einfach realisierbar, da die Art der Störung (i.e. RFI-Störung) bekannt ist und damit bekannt ist, dass es sich bei der Störung um eine schmalbandige Störung handelt. Der besondere Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht aber darin, dass die Art, die Form und der Verlauf eines Störsignals für das erfindungsgemäße Verfahren keinerlei Rolle spielt.

Die Grundidee des erfindungsgemäßen Verfahrens basiert auf der Annahme, dass das momentane Störsignal für einen beliebig ausgewählten DMT-Rahmen näherungsweise als ein Sinussignal mit zunächst noch unbekannter Amplitude und unbekannter Phase dargestellt werden kann. Das Spektrum dieses Sinussignals stellt unmittelbar das Kompensationssignal für alle Frequenzen dar. Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende I dee besteht nun darin, dass das Kompensationssignal zum Reduzieren des Einflusses eines RFI-Störsignals auf ein übertragenes Datensignal mit Hilfe einer normierten Spektralfunktion gewonnen werden kann. Die Werte dieser normierten Spektralfunktion, also deren Realteil und deren Imaginärteil, werden gespeichert. Das Kompensationssignal für jede Nutzfrequenz ergibt sich dann als komplexes Produkt der jeweils gespeicherten normierten Spektralfunktion mit einem komplexen Bewertungskoeffizient. Dieser komplexe Bewertungskoeffizient ist für alle Frequenzen eines jeweils betrachteten Rahmens gleich, muss aber für jeden DMT-Rahmen wieder neu berechnet werden. Dieser komplexe Bewertungskoeffizient hängt von den nach der FFT-Transformation sich ergebenden spektralen Werten im Beobachtungsintervall (Umgebung der Störfrequenz, kein Nutzsignal) ab.

Der wesentliche Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass keinerlei Kenntnis über die Art, den Verlauf und die Eigenschaften des Störsignals vorhanden sein müssen. Es ist lediglich erforderlich, zu wissen, an welcher spektralen Stelle sich das Störsignal befindet und welche Bandbreite das Störsignal in etwa aufweist. Das erfindungsgemäße Verfahren gestaltet sich daher sehr einfach und lässt sich zudem mit sehr einfachen schaltungstechnischen Mitteln oder Softwaremitteln implementieren.

Die Störung wird dabei immer durch eine Sinusfunktion nachgebildet, auch wenn die Störung beliebig anders gestaltet ist. Dabei wird für die Reduzierung bzw. Kompensierung einer Störung jeder Rahmen getrennt behandelt, dass heißt es wird für jeden Rahmen jeweils der Betrag und die Phase der RFI-Störung neu berechnet. Die Berechnung des Kompensationssignals erfolgt dann für den jeweiligen Rahmen unter Berücksichtigung der jeweils ermittelten Bewertungskoeffizienten und auf der Basis der normierten abgespeicherten spektralen Funktion, die die sinusförmige Störung nachbildet und die auch eine Information über die verwendete Fensterung enthält.

Besonders vorteilhaft ist die Erfindung dabei, wenn für die Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten lediglich die Werte am Rand des Beobachtungsintervalls herangezogen werden, nicht aber die Werte innerhalb des Beobachtungsintervalls. Es reicht dabei aus, zu wissen, dass eine Störung in der Nähe einer Frequenz im Beobachtungsintervall ist. Die Sinusfunktion zur Reduzierung bzw. zur Kompensation des Störsignals wird nun so berechnet, dass die Werte außerhalb des Beobachtungsintervalls sehr gut getroffen werden.

Die Kenntnis über die Lage der Störung kann dabei a priori bekannt sein, beispielsweise wenn bekannt ist, welcher Art die Störung ist, oder durch eine Messung, beispielsweise vor dem Senden der Nutzdaten, ermittelt werden.

Wie viele Trägerfrequenzen zur Bestimmung des Kompensationssignals benötig werden, hängt von mehreren Bedingungen ab:

– von der Breite des Beobachtungsfensters;
– von der Art und Stärke der verwendeten Fensterung (Störungen klingen bei starker Fensterung schneller ab);
– von den Anforderungen (Vorgaben), zum Beispiel ab welcher dB-Schwelle eine Störung als akzeptabel und damit unkritisch angesehen wird;
– von der Bandbreite der Störung.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind den weiteren Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird als Basis für die normierte komplexe Spektralfunktion eine sinusförmige Funktion verwendet.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird der komplexe Bewertungskoeffizient für jeden DMT-Rahmen neu berechnet.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird das Kompensationssignals von dem empfangenen, mit dem Störsignal überlagerten komplexen Empfangssignal subtrahiert. Vorzugsweise wird dabei das Kompensationssignal vor der Subtraktion in die korrekte spektrale Lage, welche durch die spektrale Lage des Frequenzmaximums des Störsignals vorgegeben ist, verschoben.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird für die Bestimmung der spektralen Lage eines im aktuellen DMT-Rahmen befindlichen Störsignals das Frequenzmaximum dieses Störsignals herangezogen, wobei hier auch ein anderes Maß verwendet werden kann. Typischerweise werden für diese Untersuchung, ob in dem aktuellen DMT-Rahmen ein Störsignal vorhanden ist, die Betragswerte und/oder die Betragsquadratswerte der Trägerfrequenzen des empfangenen Datensignals überwacht.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung werden die Werte der komplexen Spektralfunktion in einem Speicher abgespeichert.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird das Kompensationssignal lediglich für Träger des Datensignals, die außerhalb des Beobachtungsintervalls liegen, berechnet.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung werden für die Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten und damit für die Bestimmung des Kompensationssignals lediglich die beiden Werte des spektralen DMT-Empfangssignals am Rand des Beobachtungsintervalls herangezogen.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung erfolgt die Berechnung des Kompensationssignals lediglich für solche Trägerfrequenzen außerhalb des Beobachtungsintervalls, bei denen der Betrag der Störleistungsdichte des Störsignals und/oder des Kompensationssignal oberhalb einer vorgegebenen Schwelle liegt. Diese vorgegebene Schwelle liegt zum Beispiel im Bereich zwischen 60 dB und 45 dB, vorzugsweise bei etwa 50 dB.

Ein vorteilhafter Aspekt der Erfindung sieht vor, dass die Breite des verwendeten Beobachtungsintervalls in Abhängigkeit von der Art des Störsignals und/oder von der Art der verwendeten Fensterung gewählt wird.

Ein weiterer vorteilhafter Aspekt der Erfindung sieht vor, dass die Breite des Beobachtungsintervalls einstellbar ist.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
1 die normierte Leistungsdichte Pst eines asynchronen Störsignals nach der Demodulation bezogen auf den Maximalwert der Störung;
2 ein prinzipielles Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen DMT-Übertragungssystems;
3 ein Blockschaltbild für einen erfindungsgemäßen RFI-Kompensator;
4 eine graphische Darstellung der Fensterungsoperation vor der FFT im Empfänger;
5 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β;
6 ein schmalbandiges Rauschsignal (Simulationsbeispiel 1: Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit Trägerzusatz);
7 die Störleistungsdichte nach der Demodulation (FFT) ohne und mit RFI-Kompensation für das Simulationsbeispiel 1;
8 ein schmalbandiges Rauschsignal (Simulationsbeispiel 3: Einseitenband-Amplitudenmodulation ohne Trägerzusatz, unteres Seitenband);
9 die Störleistungsdichte nach der Demodulation (FFT) mit und ohne RFI-Kompensation für das Simulationsbeispiel 3;
10 ein schmalbandiges Rauschsignal (Simulationsbeispiel 2; Einseitenband-Amplitudenmodulation ohne Trägerzusatz, oberes Seitenband);
11 die Störleistungsdichte nach der Demodulation (FFT) mit und ohne RFI-Kompensation für das Simulationsbeispiel 2.
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche und funktionsgleiche Elemente, Signale und Funktionen – sofern nichts anderes angegeben ist – mit denselben Bezugszeichen versehen worden.
2 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen DMT-Übertragungssystems.
In 2 ist mit Bezugszeichen 1 das erfindungsgemäße DMT-Übertragungssystem bezeichnet, wobei nachfolgend davon ausgegangen wird, dass es sich bei dem DMT-Übertragungssystem 1 um ein so genanntes VDSL-Übertragungssystem 1 handelt. Das DMT-Datenübertragungssystem 1 besteht aus einem senderseitigen Teil 2, aus einem empfängerseitigen Teil 3 sowie einer zwischen Sender 2 und Empfänger 3 angeordneten Datenübertragungsstrecke 4. Der Sender 2 sowie der Empfänger 3 können beispielsweise Teilnehmer-Endgeräte, wie zum Beispiel ein analoges oder digitales Telefon, ein PC, ein Modem oder dergleichen, sein. Wenngleich bei dem Sender 2 lediglich der Sendepfad und bei dem Empfänger 3 lediglich der Empfangspfad dargestellt sind, versteht sich von selbst, dass diese gege benenfalls zusätzlich auch einen Empfangspfad bzw. einen Sendepfad aufweisen können. Der Übersichtlichkeit halber wurden diese in 2 allerdings nicht dargestellt.
Im vorliegendem Ausführungsbeispiel weist der Sender 2 einen Seriell-/Parallelwandler 5 auf, dem eingangsseitig die zu übertragenden Datensignale S0 aufgeführt werden. Dem Seriell-/Parallelwandler 5 ist nacheinander ein Codierer 6, ein IFFT-Block 7, ein Parallel-/Seriellwandler 8, ein Digital-/Analogwandler 9 und ein Leitungstreiber 10 nachgeschaltet angeordnet. Der Leitungstreiber 10 bildet dabei die senderseitige physikalische Schnittstelle des Senders 2 zu der Datenübertragungsstrecke 4, welche im Wesentlichen eine analoge Leitung 11, die auch als Kanal bezeichnet wird, aufweist. Nach der Codierung, also am Ausgang des Codierers 6, liegen die zu übertragenen Daten in Form von Frequenzpunkten vor. Diese werden in dem IFFT-Block 7 einer inversen Fast-Fourier-Transformation unterzogen und anschließend in dem Parallel-/Seriellwandler 8 in einen seriellen Datenstrom gewandelt.
Der Empfänger 3 weist eingangsseitig einen Entzerrer 12 auf, der die empfängerseitige physikalische Schnittstelle zu der Datenübertragungsstrecke 4 bildet. Dem Entzerrer 12 ist ausgangsseitig ein Seriell-/Parallelwandler 13, ein FFT-Block 14, ein Entzerrer 15, ein Entscheider 16, ein Decodierer 32 sowie ein Parallel-/Seriellwandler 17 nachgeschaltet. Der Entzerrer 15 nimmt eine Entzerrung der empfangenen Datensignale im Frequenzbereich vor und der nachgeschaltete Entscheider 16 nimmt, da die Datenübertragung typischerweise nicht ideal ist, eine Zuordnung der richtigen Datenwerte vor. Ausgangsseitig des Parallel-/Seriellwandlers 17 liegen dann die empfangenen Datensignale S2 in entsprechend aufbereiteter serieller Form vor.
An dieser Stelle sei angemerkt, dass der Aufbau des Senders 2 und des Empfängers 3 in 2 lediglich schematisch dargestellt wurde und nicht den Anspruch auf Vollständigkeit er hebt. Insbesondere versteht es sich von selbst, dass ein Sender 2 ausgangsseitig der IFFT-Einrichtung 7 noch ein Sendefilter und gegebenenfalls eine Schaltungsanordnung zur Crestfaktorreduzierung aufweisen kann und das nach dem Digital-Analog-Wandler 9 gegebenenfalls ein analoges Filter vorgesehen sein kann. Auch sind typischerweise im Empfänger 3 unmittelbar nach dem Entzerrer 12 ein analoges Filter, ein Analog-Digital-Wandler, eine Addiereinrichtung sowie ein Empfangsfilter vorgesehen.
Typischerweise ist das über den Kanal 11 übertragene Datensignal 1, welches dem eingangsseitig eingekoppelten Datensignal S0 entsprechen soll, mit einem mehr oder weniger starken Störsignal überlagert. Im gezeigten Beispiel kann dieses Störsignal ein schmalbandiges Störsignal SS und/oder ein breitbandiges Störsignal BS sein. Diese Störsignale BS, SS werden im Kanal 11 dem übertragenen Datensignal S1 überlagert, was in 2 durch dem Block 18 angedeutet wird. Das in den Entzerrer 12 eingekoppelte, übertragene Datensignal S1' ist somit gegenüber dem ausgangsseitig des Leitungstreibers 10 ausgegebenen Signal S1 mit einem Störsignal BS, SS überlagert.
Um dieses Störsignal BS, SS im Empfänger 3 zumindest zu reduzieren oder idealerweise gänzlich zu kompensieren, weist der Empfänger 3 eine erfindungsgemäße Kompensationseinrichtung 19 auf. Typischerweise erfolgt dabei keine 100%-ige Kompensation, sondern lediglich eine Reduzierung des Einflusses des Störsignals BS, SS.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Kompensationseinrichtung 19, die nachfolgend kurz als RFI-Kompensator 19 bezeichnet wird, unmittelbar dem FFT-Block 14 nachgeschaltet angeordnet, jedoch wäre auch denkbar den RFI-Kompensator 19 dem Entzerrer 15 nachzuschalten. Der Aufbau und die Funktionsweise dieses RFI-Kompensators 19 wird nachfolgend detailliert beschrieben.
3 zeigt das Blockschaltbild für einen erfindungsgemäßen RFI-Kompensator. Die in 3 eingezeichneten Doppelstriche sollen verdeutlichen, dass es sich bei den jeweiligen Signalen um komplexe Signale bestehend aus einem Realteil und einem Imaginärteil handelt.
In 3 ist dem FFT-Block 14 ein Parallel-/Seriellwandler 30 nachgeschaltet, der die ausgangsseitig am FFT-Block 14 parallel anliegenden komplexen Werte in einen seriellen Datenstrom S2 wandelt. Der RFI-Kompensator 19 ist unmittelbar nach diesem Parallel-/Seriellumsetzer 30 angeordnet, so dass dem RFI-Kompensator 19 eingangsseitig das serielle Datensignal S2 zugeführt wird. Der RFI-Kompensator 19 weist eine Einrichtung 20 zum Erkennen eines dem Datensignal S2 überlagerten Störsignals auf. Das komplexe Datensignal S2 wird hierzu zunächst in die Einrichtung 20 eingekoppelt. Die Einrichtung 20 erkennt, ob innerhalb eines speziellen Rahmens diesem Signal S2 ein schmalbandiges Störsignal überlagert ist. Im Falle des Vorhandenseins eines schmalbandigen Störsignals im Signal S2 bestimmt die Einrichtung 20 – bezogen auf den jeweils betrachteten Rahmen – die ungefähre Lage des Frequenzmaximums i_max dieses Störsignals.
Der Einrichtung 20 ist eine Einrichtung 21 nachgeschaltet angeordnet, die der erfindungsgemäßen Bestimmung des komplexen Bewertungskoeffizienten α + j·β dient. Dabei wird dieser komplexe Bewertungskoeffizient lediglich für solche Trägerfrequenzen im empfangenen Signal S2 bestimmt, deren Werte innerhalb eines vorgegebenen Beobachtungsintervalls B1 liegen. Der komplexe Bewertungskoeffizient α + j·β bleibt dann für den jeweils betrachteten Rahmen immer gleich, wird aber für jeden Rahmen wieder neu bestimmt. Die Breite des Beobachtungsintervalls B1, welches um das Frequenzmaximums i_max der Störung gelegt wird, wird durch einen Block 31 vorgegeben. Die Breite des Beobachtungsintervalls B1 bezeichnet, wie viele Werte (Trägerfrequenzen) das Beobachtungsintervall B1 aufweist.
Vorteilhafterweise lässt sich die Breite des Beobachtungsintervall B1 abhängig von den Anforderungen und zum Beispiel von der verwendeten Fensterung einstellen.
Der RFI-Kompensator 19 enthält ferner eine Speichereinrichtung 22, in der jeweils eine normierte spektrale Funktion, beispielsweise ein Spektrum einer normierten Sinus-Funktion, in Form einer Vielzahl von diskreten Werten abgelegt ist. Diese normierte spektrale Funktion ist für alle Trägerfrequenzen des gesendeten Datensignals S2 gleich. Die normierte spektrale Funktion enthält insbesondere auch eine Information über verwendete Art der Fensterung sowie deren Stärke. Denkbar wäre auch, dass mehr als eine Art der Fensterung verwendet wird, jedoch müssten dann entsprechend viele normierte spektrale Funktionen im Speicher abgelegt werden. Im Falle einer symmetrischen normierten Funktion, wie beispielsweise dem Spektrum der Sinus-Funktion, kann zum aufgrund dessen Symmetrie auf die Hälfte der Werte verzichtet werden, wodurch der dafür erforderliche Speicherbedarf signifikant reduziert wird.
Der in der Einrichtung 21 ermittelte komplexe Bewertungskoeffizient α + j·β wird in einer Verknüpfungseinrichtung 23, einem Multiplikator 23, mit den entsprechenden Werten der in der Speichereinrichtung 22 abgelegten normierten spektralen Funktion multipliziert. Da es sich bei dem komplexen Bewertungskoeffizient α + j·β wie auch bei den Werten K0 der normierten spektralen Funktionen um komplexe Werte bestehend aus einem Realteil und einem Imaginärteil handelt, müssen für jede Frequenz insgesamt vier Multiplikation vorgenommen werden. Aus den durch die Multiplikationen gewonnenen Ergebnissen lässt sich – wie nachfolgend noch ausführlich beschrieben wird – ein normiertes Kompensationssignal K1 berechnen, welches ausgangsseitig der Verknüpfungseinrichtung 23 bereitstehen.
Um mit diesem normierten Kompensationssignal K1 die dem Signal S2 überlagerte Störung zu kompensieren bzw. zumindest zu reduzieren, muss dieses an die entsprechende Stelle der Trägerfrequenz verschoben werden. Zu diesem Zweck weist der RFI-Kompensator 19 ferner eine Einrichtung 24 auf, der eingangsseitig das normierte Kompensationssignal K1 sowie eine Information über die Lage des Frequenzmaximums i_max, welche in der Einrichtung 20 gewonnen wird, zugeführt wird. In der Einrichtung 24 erfolgt dann eine Anpassung des Kompensationssignals K1 an die jeweilige Störfrequenz, so dass ausgangsseitig ein entsprechend an die Lage der Störfrequenz angepasstes Kompensationssignal K2 anliegt.
Ferner ist eine Verknüpfungseinrichtung 25, die im vorliegenden Beispiel als Addiereinrichtung (bzw. als Subtrahiereinrichtung) ausgebildet ist, vorgesehen. Der Verknüpfungseinrichtung 25 wird eingangsseitig das mit einem Störsignal überlagerte, empfangene serielle Signal S2 und das mit negativem Vorzeichen versehene serielle Kompensationssignal K2 zugeführt. Bei den Signalen S2, K2 handelt es sich dabei ebenfalls um komplexe Werte. Durch Subtraktion des Kompensationssignals K2 von dem Signal S2 ergibt sich ausgangsseitig das komplexe Datensignal S2', das hinsichtlich der überlagerten Störung zumindest reduziert ist. Dieses seriell vorliegende Datensignal S2' wird einem ausgangsseitig Seriell-Parallelwandler 33 zugeführt, der dieses Datensignal S2' für den nachgeschalteten Block 15 in ein parallelen Datenstrom umwandelt.
Für die Erzeugung des Kompensationssignals K1 wird vorausgesetzt, dass die Trägerfrequenzen in der nahen Umgebung eines schmalbandigen Störsignals nicht für die Datenübertragung genutzt werden. Nach der FFT-Transformation wird zunächst in diesem so genannten Beobachtungsintervall Bereich, also in der nahen Umgebung des Störsignals, untersucht, ob in dem entsprechenden empfangenen DMT-Rahmensignal ein Störsignal vorhanden ist oder nicht. Dies kann durch Überwachung der Be tragswerte oder der Betragsquadratswerte ausgeführt werden. Die Lage des Maximums definiert dabei die spektrale Lage des in dem empfangenen DMT-Rahmen enthaltenen schmalbandigen Störsignals. Die Spektralwerte unmittelbar vor und nach diesem Maximum (bezogen auf die Frequenz) dienen als Messwerte für die Generierung des Kompensationssignals. Verwendet man eine Anzahl Δ-Werte vor und Δ-Werte nach dem Maximum, dann erhält man insgesamt eine Anzahl von 2·Δ +1 Werten, mit deren Hilfe der komplexe Bewertungskoeffizient α + j·β berechnet werden kann. Diese Δ-Werte vor und Δ-Werte nach dem Maximum definieren das Beobachtungsintervall. Diese Werte innerhalb des Beobachtungsintervalls enthalten jedoch keine Nutzinformation. Das Kompensationssignal K1 für den aktuellen DMT-Rahmen erhält man dann durch komplexe Multiplikation eines normierten Kompensationssignals K0, welches zum Beispiel aus einem eigens dafür vorgesehenen Speicher 22 ausgelesen wird, mit dem komplexen Bewertungskoeffizienten α + j·β. Es sind hierbei insgesamt vier reelle Multiplikationen für jede zu kompensierender Trägerfrequenz erforderlich. Vor der endgültigen Subtraktion des Kompensationssignals in der Verknüpfungseinrichtung 25 von dem empfangenen Signal S2 muss das so gewonnene Kompensationssignal K1 noch in die korrekte spektrale Lage verschoben werden, welche durch die spektrale Lage i_max des Störspektrums bzw. des Störsignals definiert ist.
Nachfolgend wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Gewinnung der komplexen Bewertungskoeffizienten α + j·β sowie des Kompensationssignals K2 anhand eines Beispiels näher erläutert. Dem Beispiel wird eine Datenübertragung gemäß dem VDSL-Standard und ein entsprechend ausgestalteten DMT-Empfänger zugrunde gelegt. Der Frequenzabstand beträgt hier Δf = 4,3125 kHz:
Es werden zunächst die Werte für die normierte Spektralfunktion K0 berechnet, die in dem Speicher 22 abgelegt werden. Die Länge der abzuspeichernden Spektralfunktion und somit der Kompensationsbereich des Störsignals beträgt N + 1 = 2n +1
Diese Länge muss nicht notwendigerweise mit der FFT-Länge des DMT-Übertragungssystems übereinstimmen, da die Kompensation eines einzigen schmalbandigen Störsignals eben nicht über den gesamten breiten Frequenzbereich erfolgen muss. Im vorliegenden Beispiel wird für N ein Wert von 512 angenommen, der maximale Kompensationsbereich ist somit N + 1 = 513. Demgegenüber sind bei VDSL für die FFT-Transformation maximal 4097 Spektralwerte (Träger) vorgesehen. In praktischen Anwendungen kann die Kompensationslänge – je nach Wahl der verwendeten Fensterung bei der FFT-Transformation im Empfänger, im Beobachtungsintervall sowie für die gewünschte Qualität der Kompensation – weiter reduziert werden. Diese Fensterung beeinflusst das Abklingverhalten der schmalbandigen Störung in Bezug auf Nachbarfrequenzen sehr stark. Nachfolgend sei eine Rechteckfensterung angenommen, jedoch kann auch jede beliebige andere Fensterung verwendet werden, sofern dies der Standard (wie bei VDSL) der Datenübertragung zulässt.
Zunächst werden die beiden folgenden reellen zeitdiskreten Signalvektoren
mit
k = 0, 1, ..., 2·N – 1
definiert und mit Hilfe einer FFT in den Frequenzbereich transformiert. Man erhält dann N + 1 komplexe Frequenzwerte U_a(μ) und U_b (μ) mit μ = 0, 1, ..., N.
Für die Frequenz x₀ der beiden Basisfunktionen kann mit Ausnahme von 0 ein Wert zwischen –1 und +1 gewählt werden. Untersuchungen haben gezeigt, dass sich dieser Wert für x₀ = 0,25 als besonders günstig erweist.
Wird bei der Demodulation eine Fensterung der empfangenen DMT-Rahmen durchgeführt, so wie es bei VDSL prinzipiell möglich ist, dann sind die beiden oben definierten Signalvektoren vor Durchführung der FFT ebenfalls dieser Fensterungsoperation zu unterwerfen. 4 zeigt eine graphische Darstellung einer solchen Fensterungsoperation, die sie vor der FFT im Empfänger vorgenommen wird. Mit LFFT ist die FFT-Länge eines Rahmens bezeichnet. ΔN bezeichnet die Breite und damit die Stärke der verwendeten Fensterung. Wird eine starke Fensterung und damit ein großer Wert für ΔN verwendet, dann klingen Störungen schneller ab.
Der DMT-Rahmen, der bei VDSL sendeseitig in bekannter Weise durch ein Präfix und ein Suffix erweitert wurde, wird zunächst mit einer in 4 beispielhaft dargestellten Fensterfunktion multipliziert. Der Signalvektor ist daher um 2·ΔN Werte zu erweitern. Nach der Bewertung mit dieser Fensterfunktion sind die Werte am Ende des gefensterten DMT-Rahmens zu den Werten am FFT-Rahmenanfang und die Werte am Anfang des gefensterten Rahmens zu den Werten am FFT-Rahmenende, so wie es im 4 dargestellt ist, zu addieren.
Bei Anwendung der Fensterung im Empfänger müssen für die beiden oben definierten Sinus- und Cosinus-Signalvektoren zunächst 2·ΔN + 2·N Werte berechnet werden. Nach Durchführung der Fensteroperation ergeben sich wieder Signalvektoren der Länge 2·N, die in gewohnter Weise mit Hilfe der FFT in den Frequenzbereich transformiert werden können.
Die Fensterung bewirkt also ein schnelleres Abklingen der Störbeeinflussung innerhalb eines FFT-Frequenzrahmens auf der Frequenzachse. Dabei klingt die Störung mit steigendem Überlappungsbereich auch schneller ab.
Anschließend wird die Lage der Mittenfrequenz für die abzuspeichernde Spektralfunktion mit
definiert. Aus den beiden Basis-Spektralfunktionen U_a(μ) und U_b(μ) berechnet man zunächst die beiden Bandpassfunktionen
und mit diesen die abzuspeichernde normierte komplexe Spektralfunktion S(μ) = X(μ) + j·Y(μ) für μ = 0, 1, ..., Ndie sich aus der Realteilfunktion SR(μ) = Re{X(μ)} – Im{Y(μ)}und der Imaginärteilfunktion SI(μ) = Im{X(μ)} + Re{Y(μ)}zusammensetzt, also S(μ) = SR(μ) + j·SI(μ).
Mit ()* sind vorstehend jeweils die konjugiert komplexen Werte bezeichnet.
Zur Kompensation bzw. zur Reduzierung des schmalbandigen Störsignals ermittelt man zunächst die Lage der Mittenfrequenz i_max des schmalbandigen Störsignals. Hierzu sind für die komplexen Empfangswerte im erwarteten Frequenzbereich die Betragsquadrate zu bilden und die spektrale Lage des Maximums i_max herauszufinden. Zur Generierung des Kompensationssignals werden nun zunächst die Werte im Beobachtungsfrequenzbereich von i_max – Δ und i_max + Δ übernommen und weiter verarbeitet. Der Wert Δ definiert dabei die Länge des Beobachtungsintervalls. Dieser ist von der erwarteten Bandbreite der schmalbandigen Störung abhängig und ist als a priori Information vorgegeben.
Mit den für einen beliebigen DMT-Rahmen ermittelten Frequenzwerten im Beobachtungsbereich wird nun ein komplexer Bewertungskoeffizient derart bestimmt, dass – nach Multiplikation dieses Bewertungskoeffizienten mit der gespeicherten Spektralfunktion – sich die gleichen Werte wie für die schmalbandige Störung im gesamten Frequenzbereich ergeben. Eine möglichst gute Übereinstimmung sollte sich dabei insbesondere außerhalb des Beobachtungsbereichs ergeben, da der Beobachtungsbereich mit diesem Verfahren selbst nicht kompensiert werden kann und daher hier auch keine Übereinstimmung vorhanden sein muss.
Es zeigt sich, dass dies am besten zu erreichen ist, wenn lediglich die Ränder des Beobachtungsintervalls untersucht werden, so dass also eine möglichst gute Übereinstimmung der gespeicherten Spektralfunktion mit dem Störspektrum an den Rändern des Beobachtungsintervalls gefordert wird. Es werden daher für die weitere Verarbeitung nicht alle Werte im Beobachtungsintervall, sondern lediglich die beiden Werte am Rand des Beobachtungsintervalls, also V(i_max – Δ) und V(i_max + Δ), benö tigt, wobei mit V(μ) die Frequenzwerte nach der FFT bezeichnet sind.
Zur Bestimmung des ein Störspektrum repräsentierenden komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β bestehend aus dem noch unbekannten Realteil α sowie dem noch unbekannten Imaginärteil β stellt man nun ein Gleichungssystem auf. Dabei sind jeweils Realteil V_R und Imaginärteil V_I einzeln zu berücksichtigen. Die beiden Messwerte am Rand des Beobachtungsbereichs werden wie folgt bezeichnet: V(imax – Δ) = VR(imax – Δ) + j·VI(imax – Δ) V(imax + Δ) = VR(imax + Δ) + j·VI(imax + Δ)
Es ergibt sich das folgende Gleichungssystem:
oder kompakt geschrieben S·γ = V,wobei die unterstrichenen Größen Matrizen oder Vektoren darstellen.
Man erhält also insgesamt vier Gleichungen für die beiden unbekannten reellen Größen α und β. Die geforderte Übereinstimmung an den Rändern des Beobachtungsbereiches kann somit nicht exakt eingehalten werden. Eine Lösung kann nur unter Tolerierung von Abweichungen gewonnen werden. Daher wird die obige Bestimmungsgleichung durch einen Fehlervektor δ, der dann minimiert werden kann, wie folgt erweitert: S·γ = V + δ
Aufgelöst nach dem Fehlervektor ergibt sich die Zielfunktion F wie folgt: F = δ T ·G·δ,wobei die Gewichtsmatrix G eine 4 × 4 Diagonalmatrix mit den Diagonalwerten g₁, g₂, g₃, g₄ darstellt und das hochgestellte T den Transponierungs-Operator bezeichnet. Die Zielfunktion F stellt eine skalare Funktion in Abhängigkeit der Komponenten des Fehlervektors dar. Es ergibt sich somit für die Zielfunktion F der folgende Zusammenhang: F = g1 ·δ1 2 + g2·δ2 2 + g3·δ3 2 + g4·δ4 2
Als Zielfunktion F ergibt sich somit eine gewichtete Summe der quadratischen Abweichungen. Die Zielfunktion F lässt sich minimieren und man erhält für den gesuchten Vektor γ mit den beiden Komponenten α, β die folgende Beziehung: γ = [S T·G·S]–1·S T·G·V oder kompakt geschrieben γ = B·V,mit B = [S T·G·S]–1·S T·G
Hierbei stellt B eine Matrix mit zwei Zeilen und vier Spalten dar, deren Koeffizienten sich aus den Werten der abgespeicherten Spektralfunktion S und den Gewichtskoeffizienten g₁ bis g₄ der Gewichtsmatrix G berechnen lassen. Bei Vorgabe des Beobachtungsbereichs definiert durch den Wert Δ und den Koeffizienten g₁ – g₄ brauchen die Koeffizienten der Matrix B nur einmal berechnet zu werden. Die Komponenten α, β des gesuchten komplexen Bewertungskoeffizienten δ erhält man dann durch die Beziehungen: α = b1,1·VR(imax – Δ) + b1,2·VR(imax + Δ) + b1,3·VI(imax – Δ) + b1,4·VI(imax + Δ) β = b2,1·VR(imax – Δ) + b2,2·VR(imax + Δ) + b2,3·VI(imax – Δ) +b2,4·VI(imax – Δ)
Es sind somit für die Berechnung sowohl des Realteils α als auch für die Berechnung des Imaginärteils β des komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β jeweils vier reelle Multiplikationen durchzuführen.
Es sei an dieser Stelle noch angemerkt, dass zwischen den Komponenten des zweiten Zeilenvektors und den Koeffizienten des ersten Zeilenvektors der Matrix B der folgende Zusammenhang besteht: b2,3 = b1,1 b2,4 = b1,2 b2,1 = –b1,3 b2,2 = –b1,4.
Das Kompensationssignal Y_K(μ) = K2, das von dem empfangenen FFT-Vektor S2 subtrahiert werden muss, erhält man schließlich durch die Beziehung YK(μ) = [SR(μ – Δi)·α – SI(μ – Δi)·β] + j·[SI(μ – Δi)·α + SR(μ – Δi)·β
Hierbei bezeichnet Δi die Verschiebung der Schwerpunktfrequenz des schmalbandigen Störsignals von der Schwerpunktfrequenz der abgespeicherten Spektralfunktion Δi = imax – i0
5 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung 21 zur Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β, wie es vorstehend beschrieben wurde.
Das Beobachtungsintervall, innerhalb dem die Trägerfrequenzen beobachtet werden, ist in der 5 mit Bezugszeichen 29 bezeichnet. Dabei werden in einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung allerdings nur die beiden komplexen Werte an den beiden Rändern des Beobachtungsintervalls (± Δ) betrachtet, also insgesamt die beiden Realteile V_R(i_max + Δ), V_R(i_max – Δ) und die beiden Imaginärteile Realteile V_L(i_max + Δ), V_L(i_max – Δ).
Zwar können grundsätzlich auch zusätzlich weitere komplexe Werte innerhalb des Beobachtungsintervalls für die Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β verwendet werden. Allerdings wird dadurch zum einen die Berechnung außerordentlich aufwändig und komplizierter. Zudem hat es sich gezeigt, dass dadurch die Ergebnisse eher schlechter werden. Insbesondere hat die Anmelderin die Erkenntnis gewonnen, dass die Werte an den Rändern die größte Information über die jeweilige Störung außerhalb des Beobachtungsintervalls aufweist. Die weiteren Werte innerhalb des Beobachtungsintervalls haben demgegenüber eine geringere Information über die jeweilige Störung und sind demnach auch nicht so gut geeignet, die Störung nachzubilden.
Die Multiplikation der Komponenten der Matrix B mit den entsprechenden Komponenten der Matrix V entsprechend der obigen Gleichungen erfolgt unter Verwendung von Multiplikationseinrichtungen 26. Ferner erfolgt die Addition der aus dieser Multiplikationen gewonnenen Produkten in einer jeweiligen Addiereinrichtung 27, 28, wobei am Ausgang der ersten Addiereinrichtung 27 der Realteil und somit der Koeffizient α und am Ausgang der zweiten Addiereinrichtung 28 der Imaginärteil und somit der Koeffizient β des komplexen Bewertungskoeffizienten γ = α + j·β anliegt.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann noch wie folgt modifiziert werden. Der Restfehler kann weiter verringert und damit die Störunterdrückung verbessert werden, wenn für den Frequenzbereich unterhalb und oberhalb der Schwerpunktfrequenz i_max der Störung mit verschiedenen komplexen γ-Werten gearbeitet wird. Zur Berechnung des γ-Wertes unterhalb der Störungsschwerpunktsfrequenz bewertet man den Fehler am oberen Rand des Beobachtungsbereichs geringer und zur Berechnung des γ-Wertes oberhalb der Schwerpunktfrequenz bewertet man den Fehler am unteren Rand geringer. Man definiert damit die beiden Gewichtsmatrizen G1, G2 wie folgt:
wobei für die Koeffizienten g₁, g₂ gelten sollte: g1, g2 ≤ 1.
Man erhält damit folgenden Zusammenhang für die Matrizen B1, B2: B1 = [S T·G1·S]–1·S T·G1, B2 = [S T·G2·S]–1·S T·G2
Hieraus werden die beiden komplexen Koeffizienten γ1, γ2 für Frequenzen unterhalb der Störungsschwerpunktsfrequenz (γ1) und für Frequenzen oberhalb der Störungsschwerpunktsfrequenz (γ2) wie folgt gewonnen: γ1 = B1·V γ2 = B2·V
Die Wirksamkeit und die Vorteile der vorstehend beschriebenen, erfindungsgemäßen Kompensationsverfahrens werden nachfolgend anhand einiger Simulationsbeispiele, die von der Anmelderin durchgeführt wurden, beschrieben.
Für die Simulation werden DMT-Rahmen im Zeitbereich generiert, die der besseren Überprüfbarkeit der Wirksamkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens nur Störsignale, jedoch keine Nutzdaten enthalten. Diese DMT-Rahmen werden mit einer geeigneten Fensterfunktion bewertet, mittels FFT in den Frequenzbereich transformiert und als Eingangssignale für den RFI-Kompensator verwendet.
Das schmalbandige Störsignal u_RFI(k) wird in folgender Weise berechnet:
Dabei stellt das Signal u_TP(k) ein schmalbandiges Basisband Rauschsignal (Tiefpass Signal) dar. Mit H(u_TP(k)) wird die Hilbert-Transformierte des Rauschsignals u_TP(k) bezeichnet. k bezeichnet den Zeitindex, f₀ die Trägerfrequenz der Amplitudenmodulation und f_A die Abtastfrequenz des zeitdiskreten schmalbandigen Rauschsignals.
Durch geeignete Wahl der Parameter g und m können die wichtigsten Anwendungsfälle nachgebildet werden:
1. Anwendungsfall:
0 < g < 1, m = 0; Zweiseitenbandamplitudenmodulation, mit Träger; Anwendung vor allem Mittelwellen- und Kurzwellenrundfunk.
2. Anwendungsfall:
g = 0, m = 1; Einseitenbandamplitudenmodulation ohne Träger, oberes Seitenband; Anwendung vor allem Amateurfunk.
3. Anwendungsfall:
g = 0, m = –1; Einseitenbandamplitudenmodulation ohne Träger, unteres Seitenband; Anwendung vor allem Amateurfunk.
Den Simulationsbeispielen liegt jeweils eine Blocklänge von N = 513 komplexen Frequenzwerten bzw. 1024 reellen Zeitwerten und ein Frequenzabstand von Δf = 4,3125 kHz zugrunde. Vor der empfangsseitigen FFT-Transformation wurde eine Fensterung durchgeführt, wobei als Überlappungsbereich jeweils ΔN = 4 gewählt wurde. Dem schmalbandigen Rauschsignal wurde jeweils noch ein breitbandiges weißes Rauschsignal mit um 60 db geringerer Signalleistung überlagert. Die Trägerfrequenz für die Amplitudenmodulation beträgt jeweils 264,4·Δf, also entsprechend 1139,79 kHz.
Zur Berechnung der komplexen Koeffizienten unterhalb und oberhalb der Störungsschwerpunktsfrequenz wurden für die beiden Gewichtsfaktoren g1, g2 der jeweiligen Gewichtsmatrizen G1, G2 die Werte g1 = g2 = 0,75gewählt. Damit ergeben sich für die beiden Matrizen B1, B2 die Zahlenwerte
Bei der Simulation wurden die Fehler auf der Basis von 256 empfangenen FFT-Rahmen ermittelt.
6 zeigt ein schmalbandiges Rauschsignal für den oben genannten ersten Anwendungsfall. In 6(a) wurde als Schmalbandrauschen ein amplitudenmoduliertes bandbegrenztes Rauschsignal (Tiefpass) betrachtet. Die spektrale Verteilung des Rauschsignals ist in 6(b) dargestellt. In 6(c) ist ferner ein Ausschnitt aus dem Zeitsignal des schmalbandigen Rauschsignals dargestellt.
Das 7 zeigt die Simulationsergebnisse der Störleistungsdichte nach der Demodulation (FFT) für den ersten Anwendungsfall im Falle eines Rauschsignals entsprechend 6 ohne Kompensation (oberster Graph) und mit Kompensation für verschiedene Beobachtungsbereiche (Δ = 2, 3, 4). Es zeigt sich, dass mit zunehmender Breite des Beobachtungsbereichs, das heißt mit steigendem Δ, das Schmalbandrauschen besser kompensiert werden kann.
Dies gilt auch für andere Störszenarien, wie die folgenden beiden Beispiele (Anwendungsfälle 2 und 3) zeigen. Hier wurde als Störsignal ein schmalbandiges einseitenbandamplitudenmoduliertes Signal ohne Trägerzusatz gewählt. Dabei wurde im Anwendungsfall 3 (8, 9)) das untere Seitenband und im Anwendungsfall 2 (10,11) das obere Seitenband ausgewählt.
In den Bildern 8 und 10 sind jeweils die Spektralmasken des Störsignals im Tiefpassbereich (a), das Spektrum des simulierten Störsignals (b) und ein Ausschnitt aus dem schmalbandigen Rauschsignal (c) dargestellt. Die Bilder 9 und 11 zeigen jeweils die Simulationsergebnisse, die sich für Δ = 2, 3 und 4 ergeben. Es zeigt sich, dass mit steigendem Beobachtungsbereich Δ der Restfehler signifikant verringert werden kann. Insgesamt zeigt sich also, dass das erfindungsgemäße Verfahren nicht auf eine spezielle Form oder Art der Störung bezogen ist, sondern sehr vorteilhaft bei beliebig ausgebildeten Störungen (Einsseitenband- oder Mehrseitenbandmodulation mit und ohne Träger) anwendbar ist.
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern ist auf vielfältige Weise modifizierbar.
Insbesondere ist die Erfindung nicht auf die vorstehenden Datenübertragungssysteme und Verfahren beschränkt, sondern lässt sich zum Zwecke der RFI-Kompensation auf sämtliche, auf Multiträger-Datenübertragung basierende Systeme und Verfahren erweitern. Insbesondere sei die Erfindung nicht auf eine VDSL-Datenübertragung beschränkt, sondern lässt sich auf sämtliche xDSL-Datenübertragungen erweitern. Denkbar sind auch mobile Anwendungen wie DAB (= Digital Audio Broadcasting) oder DVB-T (= Digital Video Broadcasting-Terrestrial) oder OFDM-basierte WLAN-Anwendungen (Wireless Local Area Network).
Es versteht sich, dass die Elemente der erfindungsgemäßen Kompensationseinrichtung sowie die angegebenen FFT-Module, IFFT-Module und Filter herkömmliche Hardware-Komponenten sind, die aber auch softwaremäßig realisiert werden können. Statt einer FFT- bzw. IFFT-Transformation lassen sich auch beliebig andere, für Mehrträgerübertragung geeignete Transformationen verwenden.
Insbesondere sei die Erfindung nicht auf die vorstehenden Zahlenangaben beschränkt, sondern lässt sich im Rahmen der Erfindung und des fachmännischen Wissens in beliebiger Weise abändern.
In der vorliegenden Patentanmeldung ist der Terminus "Kompensation von RFI-Störungen" immer auch als "Reduzierung von RFI-Störungen" zu verstehen.

1: DMT-Übertragungssystem, VDSL-Übertragungssystem
2: senderseitigen Teil, Sender
3: empfängerseitigen Teil, Empfänger
4: Datenübertragungsstrecke
5: Seriell-/Parallelwandler
6: Codierer
7: IFFT-Block
8: Parallel-/Seriellwandler
9: Digital-/Analogwandler
10: Leitungstreiber
11: analoge Leitung
12: Entzerrer
13: Seriell-/Parallelwandler
14: FFT-Block
15: Empfangsfilter
16: Einrichtung
17: Parallel-/Seriellwandler
18: Block
19: Kompensationseinrichtung, RFI-Kompensator
20: Einrichtung
21: Einrichtung
22: Speichereinrichtung
23: Verknüpfungseinrichtung, Multiplikator
24: Einrichtung
25: Verknüpfungseinrichtung, Addiereinrichtung
26: Multiplikationseinrichtungen
27: Addiereinrichtungen
28: Addiereinrichtungen
29: Beobachtungsintervall
30: Parallel-Seriellwandler
31: Block für Vorgabe des Beobachtungsintervalls
32: Decodierer
33: Seriell-Parallelwandler
α + j·β: komplexer Bewertungskoeffizient
B1: Beobachtungsintervall
BS: breitbandiges Störsignal
i_max: Frequenzmaximum des Störsignals
K0: Werte der normierten spektralen Funktion
K1: normiertes Kompensationssignal
K2: (an die Lage der Störfrequenz angepasstes) normier
: tes Kompensationssignal
S0: (zu übertragenes) Datensignal
S1: übertragenes Datensignal
S1': mit Störsignal überlagertes, übertragenes Datensig
: nal
S2: empfangenes, serielles Datensignal
S2': Störsignal reduziertes, empfangenes Datensignal
S3: Störsignal reduziertes, empfangenes Datensignal
SS: schmalbandiges Störsignal
ΔN: Fensterung
Δ: Breite des Beobachtungsintervalls
LFFT: Breite des FFT-Rahmens

Claims

Verfahren zur Reduzierung von RFI-Störungen bei einer DMT-Datenübertragung, bei dem ein Kompensationssignal zum Reduzieren eines einem gesendeten DMT-Empfangssignal überlagerten RFI-Störungssignals erzeugt wird, bei dem zur Erzeugung des Kompensationssignals lediglich Trägerfrequenzen des DMT-Empfangssignals in der Umgebung der Störfrequenz des Störsignals, die für die Datenübertragung nicht genutzt werden, herangezogen werden und bei dem ferner folgende Verfahrensschritte vorgenommen werden: (a) Bereitstellen zumindest einer normierten komplexen Spektralfunktion (K0) für alle Träger des Störsignals; (b) Durchführen einer FFT zur Gewinnung spektraler Werte eines empfangenen DMT-Datensignals (S2); (c) Einem aktuellen DMT-Rahmen des DMT-Empfangssignals (S2), wird ein Beobachtungsfenster (B1, 29) zugeordnet, innerhalb dem zumindest eine Störfrequenz (i_max) vorhanden ist; (d) Berechnen eines komplexen Bewertungskoeffizienten (α + j·β) für einen aktuellen DMT-Rahmen, der sich für diesen DMT-Rahmen aus den spektralen Werten des DMT-Empfangssignals (S2) im Beobachtungsintervall (B1, 29) ergibt und der für alle Frequenzen innerhalb des aktuellen DMT-Rahmens gleich ist; (e) Berechnen des Kompensationssignals (K1, K2) aus dem Produkt der komplexen normierten Spektralfunktion (K0) mit dem komplexen Bewertungskoeffizienten (α + j·β).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Basis für die normierte komplexe Spektralfunktion (K0) eine sinusförmige Funktion (K0) verwendet wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bewertungskoeffizient (α + j·β) für jeden DMT-Rahmen neu berechnet wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignals (K2) von dem empfangenen, mit dem Störsignal überlagerten komplexen Empfangssignal (S2) subtrahiert wird.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignal (K1) vor der Subtraktion in die korrekte spektrale Lage, welche durch die spektrale Lage des Frequenzmaximums (i_max) des Störsignals vorgegeben ist, verschoben wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für die Bestimmung der spektralen Lage eines im aktuellen DMT-Rahmen befindlichen Störsignals das Frequenzmaximum (i_max) dieses Störsignals herangezogen wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für diese Untersuchung, ob in dem aktuellen DMT-Rahmen ein Störsignal vorhanden ist, die Betragswerte und/oder die Betragsquadratswerte der Trägerfrequenzen des empfangenen Datensignals überwacht werden.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Werte der komplexen Spektralfunktion (K0) in einem Speicher (22) abgespeichert werden.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignal (K1, K2) lediglich für Träger des Datensignals (S2), die außerhalb des Beobachtungsintervalls (B1, 29) liegen, berechnet wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für die Berechnung des komplexen Bewertungskoeffizienten (α + j·β) und damit für die Bestimmung des Kompensationssignals (K1, K2) lediglich die beiden Werte des spektralen DMT-Empfangssignals (S2) am Rand des Beobachtungsintervalls herangezogen werden.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung des Kompensationssignals (K1, K2) lediglich für solche Trägerfrequenzen außerhalb des Beobachtungsintervalls (B1, 29) erfolgt, bei denen der Betrag der Störleistungsdichte (Pst) des Störsignals und/oder des Kompensationssignal (K1, K2) oberhalb einer vorgegebenen Schwelle liegt.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Schwelle im Bereich zwischen 60 dB und 45 dB, insbesondere bei etwa 50 dB, beträgt.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite des verwendeten Beobachtungsintervalls (B1, 29) in Abhängigkeit von der Art des Störsignals und/oder von der Art der verwendeten Fensterung gewählt wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite des Beobachtungsintervalls (B1, 29) einstellbar ist.
DMT-Empfängerschaltung für ein DMT-Datenübertragungssystem, – mit einer FFT-Einrichtung (14), die zur Gewinnung spektraler Werte des DMT-Datensignals das empfangene Datensignal einer FFT unterzieht, und – mit einem der FFT-Einrichtung (14) nachgeschalteten RFI-Kompensator (19), der unter Einsatz eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüchen innerhalb eines aktuellen DMT-Datenrahmens eine Kompensation eines dem empfangenen Datensignal überlagerten Störsignals durchführt.
Empfängerschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine erste Speichereinrichtung (22) aufweist, in der zumindest eine normierte komplexe Spektralfunktion (K0) für alle Träger des Störsignals (BS, SS) abgelegt sind.
Empfängerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine zweite Speichereinrichtung (31) aufweist, in der zumindest die Werte eines Beobachtungsintervalls (B1, 29) abgelegt sind.
Empfängerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine Einrichtung (20) zur Bestimmung des Frequenzmaximums (i_max) eines innerhalb eines aktuellen DMT-Datenrahmens des empfangenen Datensignals (S2) befindlichen Störsignals aufweist.
Empfängerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine erste Berechnungseinrichtung (21) aufweist, die einen für alle Frequenzen innerhalb des aktuellen DMT-Rahmens gleichen komplexen Bewertungskoeffizienten (α + j·β) bestimmt, der sich aus den spektralen Werten des DMT-Empfangssignals (S2) im Beobachtungsintervall (B1, 29) ergibt.
Empfängerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine zweite Berechnungseinrichtung (23) aufweist, die aus dem Produkt der abgelegten komplexen normierten Spektralfunktion (K0) und dem komplexen Bewertungskoeffizienten (α + j·β) das Kompensationssignal (K1, K2) berechnet.
Empfängerschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine Verschiebungseinrichtung (24) aufweist, die eine Anpassung des Kompensationssignals (K1) an die Lage des Frequenzmaximums i_max des jeweiligen Störsignals vornimmt und die ausgangsseitig ein an die Lage der Störsignals angepasstes Kompensationssignal (K2) bereitstellt.
Empfängerschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass der RFI-Kompensator (19) eine dritte Berechnungseinrichtung (25) aufweist, die das berechnete Kompensationssignal (K2) von dem empfangenen Datensignal (S2) abzieht und die ausgangsseitig ein Störsignal reduziertes Datensignal (S2') bereitstellt.