-
Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Radar Front-End und insbesondere
ein Radar Front-End für Automobilanwendungen,
das sowohl für
die Erfassung kurzer als auch mittlerer und/oder großer Entfernungen
geeignet ist.
-
Aus
dem Stand der Technik sind Anordnungen von 4 bis 6 über die
gesamte Fahrzeugbreite (z. B. in der Stoßstange) verteilten eindimensional
messenden Einfachsensoren bekannt, wie u. a. von KLOTZ, Michael
in "An Automotive
Short Range High Resolution Pulse Radar Network", Shaker Verlag, Aachen, 2002, WENGER,
J.; SCHNEIDER, R. in "Automotive
Radar Sensors",
IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium (IMS), Automotive Radar Workshop,
2002, oder GRESHAM, I.; JENKINS, A.; EGRI, R.; ESWARAPPA, C.; KOLAK,
F.; WOHLERT, R.; BENNETT, J.; LANTERI, J-P. in "Ultra Wide Band 24GHz Automotive Radar
Front-End", in IEEE
MTT-S Int. Microwave Symposium (IMS) Digest Bd. 1, 2003, S. 369-372
beschrieben.
-
Die
zweidimensionale Abbildung erfolgt nach dem Prinzip der Multilateration
aus den Entfernungsmessungen aller vorhandener Einzelsensoren und sie
liefert relativ gute Abbildungseigenschaften bei Entfernungen in
der Größenordnung
des Sensorabstands.
-
Die
obige Lösung
ist jedoch insofern nachteilig, da die Winkelauflösung mit
der Entfernung abnimmt und Mehrdeutigkeiten bei komplexen Zielszenarien
entstehen. Darüber
hinaus geht ein hoher Aufwand mit dem Einbau der zahlreichen Sensoren
und deren Vernetzung einher. Die Einbaupositionen müssen auf
wenige Millimeter genau bekannt sein. Da Winkel- und Entfernungsauflösung aus
der zur Verfügung
stehenden Bandbreite gewonnen werden, sind Kompromisse bezüglich Bandbreitenbedarf
und Auflösung
nötig.
-
Ein
weiteres aus dem Stand der Technik bekanntes Verfahren ist das Differenzkeulenverfahren. Dabei
wird die Winkelauflösung
durch vergleichende Auswertung der von Antennen mit unterschiedlichen Strahlungsdiagrammen
empfangenen Radarechos erzielt. Differenzkeulenverfahren finden
bereits jetzt Anwendung in automobilen Radarsensoren wie von OHSHIMA,
S.; ASANO, Y.; HARADA, T.; YAMADA, N.; USHUI, M.; HAYASHI, H.; WATANABE,
T.; IIZUKA, H. in "Phase-Comparison Monopulse
Radar with Switched Transmit Beams for Automotive Application", IEEE MTT-S Int.
Microwave Symposium (IMS) Digest Bd. 4, 1999, S. 1493-1496, von
ASANO, Y.; OHSHIMA, S. in
US
6,246,359 B1 , oder HARTZSTEIN, C. in "76 GHz Radar Sensor for Second Generation
ACC" ATA Bd. 55,
2002, S. 408-416 beschrieben. Insbesondere beschreibt
US 6,246,359 B1 eine Radarvorrichtung,
die eine Vielzahl von sequentiell geschalteten Sendeantennen mit
jeweils unterschiedlich gerichteten Strahlungskeulen umfasst, zwei
nebeneinander angeordnete und von den Sendeantennen versetzte Empfangsantennen
zum Empfang der reflektierten Sendesignale, und eine Vorrichtung
zur Erfassung der azimutalen Richtung aufgrund der Phasen- bzw.
Amplitudendifferenz zwischen den empfangenen reflektierten Sendesignalen.
-
Das
vorstehend beschriebene Differenzkeulenverfahren liefert schnell
eine Abbildung bei paralleler Verarbeitung, wobei Beamforming zur
optimalen Ausleuchtung eines definierten Sichtbereichs erforderlich
ist, und hat somit eine große
Reichweite durch hochbündelnde
Antennenkeulen.
-
Das
Differenzkeulenverfahren weist jedoch auch Nachteile auf, wie z.
B. der große
Platzbedarf für
Antennen und Speisenetzwerke oder die hohen Präzisionsanforderungen bei der
Antennenrealisierung zur Erzielung definierter Strahlungskeulen.
Darüber
hinaus können Änderungen
der Antennendiagramme (Schielfehler, Nebenkeulen) durch Verschmutzung
und Temperatureffekte entstehen und Änderungen in der Einbauumgebung
führen
zu Abbildungsfehlern. Die Winkelauflösung von Objekten in der gleichen
Entfernungszelle ist nicht möglich.
-
Zusätzlich ist
von ASANO, Y.; HARADA, T. in
US 6,288,672 B1 sowie von ASANO, Y. in "Millimeter-Wave Holographic
Radar for Automotive Applications", European Microwave Conference (EuMC), 2001,
eine holographische Radarvorrichtung beschrieben, die eine Vielzahl
von Sendeantennen umfasst, die ebenfalls sequentiell geschaltet
werden, sowie mindestens zwei nebeneinander angeordnete Empfangsantennen,
die die reflektierten Wellen nach einem Zeitmultiplex-Verfahren
erhalten, wobei der Abstand der Sendeantennen in Abhängigkeit
von der Anzahl der Empfangsantennen bestimmt wird.
-
Zudem
liegt der Schwerpunkt des vorstehend beschriebenen Standes der Technik
in dem Abbildungsverfahren und die Probleme zur Realisierung von
Radar Front-Ends werden gar nicht angesprochen.
-
Daher
ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein verbessertes
Radar Front-End zur Verfügung
zu stellen, das eine gute Abbildungsfunktionalität in Verbindung mit einem relativ
geringen Hardwareaufwand realisiert.
-
Im
Rahmen der obigen Aufgabe soll ein Radar Front-End bereitgestellt
werden, das den Bereich vor einem Fahrzeug insbesondere über wenige
Fahrzeugbreiten und bis zu einer mittleren Entfernung (von z. B.
mindestens 30 m) mittels Radar so gut abbildet, dass alle denkbaren
Verkehrsteilnehmer und Hindernisse selbst in komplexen Szenarien
eindeutig als Ziele erkannt und zweidimensional mit guter Auflösung lokalisiert
werden können.
-
Eine
weitere besondere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in
der Bereitstellung eines Radar Front-Ends, das eine gute Abbildungsfunktionalität mit möglichst
geringem Hardwareaufwand auf elektronischem Wege insbesondere ohne
mechanisch bewegte Antennen realisiert.
-
Eine
zusätzliche
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung
eines Radar Front-Ends, das bewegte Ziele erkennt und hinsichtlich
ihrer Relativgeschwindigkeit zum Sensor bewertet.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Diese
und weitere der nachstehenden Beschreibung zu entnehmenden Aufgaben
werden von einem Radar Front-End gemäß Anspruch 1 gelöst. Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angeführt.
-
Weitere
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sowie der Aufbau
und die Wirkungsweise verschiedener Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung werden unten mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen
beschrieben. Die begleitenden Zeichnungen veranschaulichen die vorliegende
Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung weiterhin dazu,
die Grundsätze
der Erfindung zu erklären
und einem Fachmann auf dem betreffenden Gebiet zu ermöglichen,
die Erfindung herzustellen und zu verwenden. Dabei zeigt:
-
1 ein
Blockschaltbild der Grundstruktur des Radar Front-Ends gemäß der vorliegenden
Erfindung;
-
2A ein
Blockschaltbild einer erster Ausführungsform einer Signalquelle,
die im Radar Front-End der 1 einsetzbar
ist;
-
2B ein
Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Signalquelle,
die im Radar Front-End der 1 einsetzbar
ist;
-
3 ein
Blockschaltbild der Grundstruktur des Radar Front-Ends gemäß der vorliegenden
Erfindung, das um eine abgesetzte Empfängerbaugruppe mit einem Empfangselement
erweitert ist;
-
4 ein
Blockschaltbild eines Radar Front-Ends gemäß der vorliegenden Erfindung
mit einer ersten Ausführungsform
einer heterodyner Empfangsstruktur;
-
5 ein
Blockschaltbild eines Radar Front-Ends gemäß der vorliegenden Erfindung
mit einer zweiten Ausführungsform
einer heterodyner Empfangsstruktur; und
-
6 eine
Erweiterung des erfindungsgemäßen Radar
Front-Ends der 4 auf komplexe Empfangskanäle.
-
Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung Unter Bezugnahme auf die 1 basiert
die Lösung
der vorliegenden Erfindung auf einer Grundstruktur mit einer Vielzahl
von horizontal in gleichem Abstand angeordneter gleichartiger zum
Senden verwendeter Sendeelemente 1, welche mit den Ausgängen einer
elektronischen Schaltmatrix 3 operativ verbunden sind,
die ausgebildet ist, die Sendeelemente 1 sequentiell mit
einem Sendesignal zu versorgen. Beidseitig neben den Sendeelementen 1 sind
zwei Empfangselemente 2, die wie ersichtlich nicht mit
der Schaltmatrix 3 verbunden sind. Nach einer gegenwärtig bevorzugten
Ausführungsform
werden mindestens sechzehn (16) Sendeelemente 1 bereitgestellt,
obwohl der Fachmann es verstehen wird, dass deren Anzahl abhängig z.
B. von der gewünschten
azimutalen Auflösung
variieren wird. Weiterhin können
die Empfangselemente 2, wie in der 1 ersichtlich,
in gleichem Abstand zum jeweils angrenzenden Sendeelement 1 angeordnet werden.
-
Nach
einem vorteilhaften Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Abstand
der Antennenelemente (d.h. der Sende- und Empfangselemente) zur Vermeidung
sekundärer
Nebenmaxima im synthetischen Radarbild auf maximal die halbe Freiraumwellenlänge der
Operationsfrequenz (≤λo/2) des
Radar Front-Ends beschränkt.
-
Weiter
wird bevorzugt, dass alle Antennenelemente das gleiche Strahlungsdiagramm
mit möglichst
breitem Öffnungswinkel
in der Horizontalen haben, so dass der gesamte horizontale Sichtbereich von
jedem Einzelelement abgedeckt wird. In der Vertikalen wird bevorzugt,
dass die Antennendiagramme der Antennenelemente eine mit den vertikalen
Sensorabmessungen realisierbare Bündelung aufweisen.
-
Die
beiden neben den Sendeelementen 1 angeordneten Empfangselemente 2 können für mittlere
und große
Entfernungen und Ablagewinkel innerhalb ≤ ± 45° zum Erhöhen der Winkelauflösung gemäß beispielsweise
von KEES, N.; SCHMIDHAMMER, E.; DETLFFSEN, J. in "Improvement of Angular
Resolution of an Millimeterwave Imaging System by Transmitter Location
Multiplexing", IEEE
MTT-S Int. Microwave Symposium (IMS) Digest, 1995, S. 969-972, beschriebener
Vorgehensweise verwendet werden, deren Inhalt durch die Bezugnahme
hierin eingeschlossen ist. Bei großen Ablagewinkeln und kurzen
Entfernungen dienen die Empfangselemente 2, deren Abstand
bei der größten Bandbreite
des Radar Front-Ends größer als
eine Entfernungszelle sein sollte, zur Auflösung von Mehrdeutigkeiten in
den Radarbildern.
-
Wie
in der 1 gezeigt, hat das Schalten nur der Sendeelemente 1 und
nicht der Empfangselemente 2 den Vorteil, dass die Empfangsrauschzahl nicht
durch die Dämpfung
der Schaltmatrix 3 verschlechtert wird. Da die Dämpfung der
Schaltmatrix 3 sendeseitig einfach durch Erhöhen der
Ausgangsleistung eines Sendeverstärkers 10 bis zum Erreichen
der zulässigen
EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power, die angibt, mit welcher
Sendeleistung man eine in alle Raumrichtungen gleichmäßig (isotrop)
abstrahlende Antenne versorgen müsste,
um im Fernfeld dieselbe Leistungsflussdichte zu erreichen wie mit
einer bündelnden
Richtantenne in ihrer Hauptsenderichtung) kompensiert werden kann,
sind moderate Verluste der Schaltmatrix 3 akzeptabel und damit
kostengünstige
Realisierungen möglich.
-
Weiterhin
unter Bezugnahme auf die 1 können die Ausgänge der
Empfangselemente 2 optional über einen entsprechenden rauscharmen
Vorverstärker 4 mit
den Eingängen
von Empfangsmischern 5 verbunden werden, die jeweils mit
den Ausgängen
der Empfangselemente 2 gekoppelt sind. Über die Schaltmatrix 3 wird
ein frequenzmoduliertes Sendesignal sequentiell in jeweils eine
der Sendeantennen 1 eingespeist. Von Zielen (nicht gezeigt)
reflektierte Signale werden parallel durch die beiden Empfangselemente 2 empfangen
und mit einem Teil des Sendesignals, das über die jeweiligen Empfangsmischer 5 zugeführt wird,
homodyn in das Basisband umgesetzt. Die Basisbandsignale werden
in einer jeweiligen mit einem entsprechenden Empfangsmischer 5 verbundenen
Basisbandstufe 6 verstärkt,
mit einem Tiefpass der Basisbandstufe 6 gefiltert und anschließend für die nachfolgende
rechnerische Verarbeitung in einem mit Bezugszeichen 20 bezeichneten
Block für
die Digitale Steuerung und Verarbeitung der Empfangssignale (nachstehend auch
als DSV bezeichnet) in einem jeweils mit dem Tiefpass der Basisbandstufe 6 verbundenen
Analog-Digital-Wandler 7 digitalisiert.
-
Auflösung in
Entfernungsrichtung kann bei dem Radar Front-End der 1 nach
dem Prinzip des frequenzmodulierten Dauerstrichradars (FM-CW Radar)
erzeugt werden. Auflösung
in Querrichtung kann aus den relativen Phasen der nacheinander für verschiedene
Kombinationen aus Sende- und Empfangselementen 1, 2 aufgenommenen
Empfangssignale gewonnen werden. Damit aus den für viele Frequenzen (Frequenzmodulation)
und viele Elementkombinationen aufgenommenen Signalen zweidimensionale
Radarbilder errechnet werden können, müssen alle
Empfangssignale bezüglich
eines Referenzsignals nach Betrag und Phase (kohärent) auswertbar sein. Dies
kann erfindungsgemäß dadurch realisiert
werden, dass ein spannungsgesteuerter Mikrowellenoszillator 8 über einen
Synthesizer 9 an einen hochgenauen niederfrequenten Quartzoszillator 11 gekoppelt
wird, die zusammen eine kohärente
Signalquelle 15 bilden, wobei die Frequenzmodulation der
Sendesignale digital erzeugt wird. Zwei vorteilhafte Ausführungsformen
der hierfür
erfindungsgemäß einsetzbaren
Synthesizerarchitektur der kohärenten
Signalquelle 15 werden im Nachfolgenden in Bezug auf die 2A und 2B ausgeführt. Ein sinnvoller
Frequenzbereich des Radar Front-Ends ergibt sich aus den Anwendungsgebieten
und liegt beispielsweise im Mikro- bzw. Millimeterwellenbereich
(20 GHz – 100
GHz).
-
Die
digitale Signalverarbeitung der Ausgaben der jeweiligen Analog-Digital-Wandler 7,
die den Empfangssignalen entsprechen, erfolgt in der DSV 20,
die als Prozessrechner ausgebildet werden kann. Nachstehend werden
nur die Funktionsabläufe
in der DSV 20 anhand von groben Funktionsblöcken erläutert, da
die Einzelheiten, deren Implementierungen dem Fachmann geläufig sind,
keiner weiteren Klärung
bedürfen.
Insbesondere umfasst die DSV 20 eine Ablaufsteuerung 21 für die Aufnahmesequenz und
die Verarbeitung der durch das Radar Front-End aufgenommenen Empfangssignale
sowie Verarbeitungseinheiten 22 für die Berechnung der Entfernung und
eine Verarbeitungseinheit 23 für die Berechnung der Querrichtung.
-
Zur
Steuerung der Aufnahmesequenz können
bevorzugt der Synthesizer 9, die Schaltmatrix 3 und
die Analog-Digital-Wandler 7 der
beiden Empfangskanäle
(bzw. der beiden Empfangssignale) des Radar Front-Ends durch die
Ablaufsteuerung 21 angesprochen werden. Aus den in einer
Aufnahmesequenz erhaltenen Empfangsdaten wird durch rechnerische
Verarbeitung ein zweidimensionales Radarbild 24 gewonnen.
Die rechnerische Verarbeitung kann, wie in der 1 beispielhaft
dargestellt, sequentiell in Entfernungsrichtung (in den Verarbeitungseinheiten 22)
und Querrichtung (in der Verarbeitungseinheit 23) durchgeführt werden.
-
In
der 2A bzw. 2B werden
zwei Möglichkeiten
zur Realisierung der für
die Funktionsweise des Radar Front-Ends erforderlichen frequenzmodulierten
kohärenten
Signalquelle vorgestellt.
-
In
der Ausführungsform
der 2A, in der die kohärente Signalquelle mit dem
Bezugszeichen 15A bezeichnet ist, wird ein frequenzmoduliertes
niederfrequentes Signal hoher Modulationslinearität und Kohärenz durch
einen direkten digitalen Synthesizer 17 aus einem festfrequenten
hochstabilen Quartzoszillator 11 erzeugt und auf den Referenzfrequenzeingang
einer Phasenregelschleife 16 mit Frequenzteiler (1/N),
Referenzteiler (1/R) und Phasenfrequenzdetektor (PFD) gegeben. Die
Phasenregelschleife setzt das niederfrequente Signal entsprechend
den fest eingestellten ganzzahligen Teilerfaktoren P und N auf die
gewünschte
Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 phasenrichtig
um.
-
In
der Ausführungsform
der 2B, in der die kohärente Signalquelle mit dem
Bezugszeichen 15B bezeichnet ist, wird eine sog. fractional-n
Phasenregelschleife 18 verwendet. Der Frequenzteiler dieser
Phasenregelschleife 18 kann auch auf nicht ganzzahlige
Werte eingestellt werden. Dadurch lassen sich frequenzmodulierte
Signale direkt aus einem festfrequenten Quartzoszillator 11 an
einem PLL Referenzeingang der Phasenregelschleife 18 durch Variation
des Frequenzteilerwertes n erzeugen. Die Variation des Frequenzteilerwertes
wird von einem ebenfalls durch den Quartzoszillator 11 synchronisierten
digitalen Generator 19 entsprechend der vorgegebenen Modulation
gesteuert.
-
Die
obigen zwei Ausführungsformen
der Realisierung kohärenter
frequenzmodulierter Signalquellen sowie weitere, hier nicht erläuterte Signalquellen
sind aus dem Stand der Technik bekannt (siehe z. B. MUSCH, T.; SCHIEK,
B. "A High Precision Analog
Frequency-Ramp Generator Using a Phase-Locked-Loop Structure" in European Microwave Conference
(EUMC) Conferenee Proceedings, 1997, S. 62-68; MUSCH, T.; SCHULTE,
B.; SCHIEK, B. "A Fast
Heterodyne Network Analyzer Based on Precision Linear Frequency
Ramps" in European
Microwave Conference (EUMC) Conference Proceedings, 2001; METZ,
C.; GRUBERT, J.; HEYEN, J.; JACOB, A. F.; JANOT, S.; LISSEL, E.;
OBERSCHMIDT, G., STANGE, L. C. "Fully
integrated automotive radar sensor with versatile resolution" in IEEE Transactions on
Microwave Theory und Techniques 49 (2001), Dezember, Nr. 12, S.
2560-2566; MAYER,
W.; WETZEL, M.; MENZEL, W "A
novel directimaging radar sensor with frequency scanned antenna" in IEEE MTT-S Int. Microwave
Symposium (IMS) Digest Bd. 3, 2003, S. 1941-1944; MAYER, W.; MEILCHEN,
M.; GRABHERR, W.; NÜCHTER,
P.; GÜHL,
R. "Eight-Channel 77
GHz Front-End Module With High-Performance Synthesized Signal Generator
for FM-CW Sensor Applications" IEEE
Transactions an Microwave Theory and Techniques 52 (2004), March,
Nr. 3, und
DE 198
13 604 A1 ). Nach den derzeitig beabsichtigten Ausführungsformen
der Erfindung werden die obigen Signalquellen hinsichtlich Performanz
und Kosten bevorzugt.
-
Eine
verbesserte Abbildung bei sehr kleinen Entfernungen und großen horizontalen
Ablagewinkeln kann mit der Schaltung der 3 erzielt
werden. Diese Verbesserung ist insbesondere für den Anwendungsbereich der
Einparkhilfe relevant und kann erfindungsgemäß dadurch gelöst werden,
dass die Sensorarchitektur um ein mit einem gewissen Abstand D zur
Grundstruktur angebrachtes abgesetztes Empfangselement 31 erweitert
wird und so die Vorteile der Triangulation in dem speziellen Winkel-
und Entfernungsbereich der Einparkfunktion mitgenutzt werden können.
-
Wie
aus der 3 ersichtlich, basiert das Radar
Front-End auf der Ausführungsform
der 1, in der die Signalquelle der 2A implementiert
ist. Daher werden dieselben Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher
Elemente der vorstehend erwähnten
Figuren verwendet und ihre Erläuterung wird
weggelassen. Es ist jedoch auch denkbar, die Ausführungsform
der 3 mit der Signalquelle der 2B zu
implementieren.
-
Eine
abgesetzte Empfängerbaugruppe 30 umfasst
ein Empfangselement 31, einen optionalen rauscharmen Vorverstärker 32,
einen Empfangsmischer 33, eine Basisbandstufe 34 und
einen über eine
Phasenregelschleife 35 gesteuerten Mikrowellenoszillator 36.
Die Anbindung der abgesetzten Empfängerbaugruppe 30 an
die Radar Front-End-Architektur
gemäß 1 mit
der Realisierung der kohärenten Signalquelle
gemäß 2A benötigt nur
zwei niederfrequente Signalleitungen 39 und ist daher einfach
und kostengünstig
zu realisieren. Zur Digitalisierung des Ausgangssignals der abgesetzten
Empfängerbaugruppe 30 wird
die Grundstruktur um einen weiteren Analog-Digital-Wandler 37 ergänzt, dessen Ausgangssignale
dann zusammen mit den Signalen aus den beiden schon vorhandenen
Empfangselementen 1 und 2 der DSV 20 zur
Verfügung
gestellt werden. Die Auswertung dieser Signale erfolgt dann in einer
für den
Fachmann bekannten Art und Weise und wird hierin nicht weiter erläutert.
-
Nach
einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung kann eine Verbesserung
des Zieldynamikbereichs eines Radar Front-Ends erzielt werden, wie nachstehend
unter Bezugnahme auf die 4 und 5 erläutert.
-
Die
in Verbindung mit der Ausführungsform 1 beschriebene
Empfangsanordnung von FM-CW Radar ist homodyn aufgebaut. Dabei wird das
Empfangssignal mit dem Empfangsmischer, dessen Oszillatorsignal
dem Sendesignal entspricht, direkt ins Basisband umgesetzt. Der
Nachteil homodyner Empfangsanordnugnen ist jedoch die durch Phasen-
und Amplitudenrauschen des lokalen Oszillators erhöhte Rauschzahl
bei tiefen Basisbandfrequenzen. Beide Rauschbeiträge nehmen über der
Frequenz ab, begrenzen aber in typischen FM-CW Radarsensoren für kurze
Entfernungen den maximalen Zieldynamikbereich. Während der Beitrag des Phasenrauschens
zur Rauschzahl bei kurzen Zielentfernungen, wie z. B. bei einer
Einparkhilfe, Stauautomatik und einem Precrash, durch den Korrelationseffekt
des Empfangsmischers verringert wird, bildet sich das Amplitudenrauschen
direkt in das Zielspektrum und damit in die Radarmessung ab. Dies
ist insbesondere dann der Fall, wenn die Radar Front-End Architektur alle
Aufgaben von nach vorne gerichteten automobilen Sensoren erfüllen und
gleichzeitig auch überall dort
eingesetzt werden soll, wo zweidimensionale Radarbilder komplexer
Szenarien über
einen großen nahe
am Sensor liegenden Sichtbereich aufgenommen werden sollen.
-
In
wirklichkeitsnahen Verkehrsszenarien sind sehr große Zieldynamikbereiche
zu erwarten. So können
sich z. B. die Rückstreuquerschnitte
eines Kraftfahrzeugs und eines Fussgängers um den Faktor 100 unterscheiden.
Amplitudenrauschen im Empfänger
hat oft seine Ursache in der parasitären Einkopplung des Sende-
oder Lokaloszillatorsignals in den Empfangspfad. Durch die enge
Aneinanderreihung von Sende- und Empfangselementen und den notwendigen
kompakten Aufbau ist diese Problematik in der hier beschriebenen
Architektur zu erwarten.
-
Zur
Lösung
dieses Problems können
erfindungsgemäß jeweilige
heterodyne Varianten des Radar Front-Ends mit hinsichtlich des Beitrags
des Amplitudenrauschens verbesserten Eigenschaften und damit höherem Zieldynamikbereich
bereitgestellt werden, wie in den 4 und 5 erläutert.
-
Insbesondere
wird in der 4 eine erste Ausführungsform
einer Heterodynarchitektur mit getrennten Synthesizern für Sende-
und Lokaloszillatorsignal gezeigt, wobei getrennte Synthesizer für Sendesignal
und Lokaloszillatorsignal bereitgestellt werden. Insbesondere wird
analog zur Ausführungsform der 1 der
Synthesizer 9 bereitgestellt zur Erzeugung des Sendesignals
(SS in der 4) und ein weiterer Synthesizer 41 zur
Erzeugung des Lokaloszillatorsignals (SLO in der 4).
In der 4 werden dieselben Bezugszeichen zur Bezeichnung
gleicher Elemente der 1 verwendet und ihre Erläuterung
wird weggelassen.
-
Das
Sendesignal und das Lokaloszillatorsignal können mit gleicher Frequenzmodulation
jedoch unterschiedlicher Absolutfrequenz erzeugt werden. Die Empfangsmischer 5 sind
jeweils ausgebildet, um die empfangenen Signale mit dem Lokaloszillatorsignal
zu mischen und um ein Zielsignal zu erhalten, das sich dann nicht
ins Basisband sondern als Bandpasssignal auf eine Zwischenfrequenz
abbildet, die der Differenz der für das Sendesignal und das Lokaloszillatorsignal
eingestellten Absolutfrequenzen entspricht. Der durch die Synthesizer-Architekturen
frei einstellbare Frequenzunterschied (fdiff) zwischen
dem Sendesignal und dem Lokaloszillatorsignal wird nun so hoch gewählt, dass
er weit über
dem Frequenzbereich des durch Amplitdenrauschen gestörten Basisbands
liegt. Das an den Ausgängen
der Empfangsmischer 5 erhaltene Bandpasssignal wird in
einer Zwischenfrequenzstufe 45 gefiltert und verstärkt und dann
erst mit einer weiteren Mischstufe 46 zur weiteren Abtastung
ins Basisband umgesetzt. Die Frequenz des Lokaloszillators der weiteren
Mischstufe 46 entspricht der Mittenfrequenz des Bandpasssignals fdiff. Durch die vorangegangene Verstärkung des Bandpasssignals,
sind die Rauschbeiträge
der weiteren Mischstufe 46 vernachlässigbar gegenüber dem Signalpegel
und damit eliminiert. Zum Erhalt der Kohärenz muss auch das Lokaloszillatorsignal
der weiteren Mischstufe 46 mit dem als Referenz verwendeten
Quartzoszillator 11 synchronisiert sein. Dies könnte z.
B. durch einen weiteren Synthesizer (nicht gezeigt) erfolgen. Wird
die Differenzfrequenz fdiff jedoch auf einen
ganzzahligen Teil der Frequenz des Quartzoszillators 11 eingestellt,
so kann das Lokaloszillatorsignal einfach mit einem Teilerbaustein 44 realisiert
werden. Diese Realisierung zeichnet sich nicht nur durch geringen
Aufwand, sondern auch durch minimale Rauschbeiträge aus.
-
In
der 5 wird eine zweite Ausführungsform einer Heterodynarchitektur
mit einem einzigen Synthesizer gezeigt. In der 5 werden
auch dieselben Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher Elemente der 1 verwendet
und ihre Erläuterung
wird weggelassen.
-
Im
Mikro- und Millimeterwellenbereich werden Signale häufig bei
tieferen Frequenzen erzeugt und durch ganzzahlige Frequenzvervielfachung
in den gewünschten
Frequenzbereich umgesetzt. 5 zeigt,
wie in solchen Fällen
eine Heterodynarchitektur mit nur einem Synthesizer und damit geringerem
Hardwareaufwand als in der Ausführungsform der 4 aufgebaut
werden kann. Die frequenzmodulierte kohärente Signalquelle umfassend
den Mikrowellenoszillator 8, den Synthesizer 9 und
den Quartzoszillator 11 könnte wiederum mittels einer Anordnung
gemäß der 2A oder 2B realisiert werden.
Der Frequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators 8 (VCO)
wird zu einem ganzteiligen Teil des gewünschten Nutzfrequenzbereichs des
Radar Front-Ends gewählt.
Das Sendesignal und die Lokaloszillatorsignale für die Empfangsmischer 5 werden
durch Frequenzvervielfachung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten
Oszillators 8 mit zwei getrennten Vervielfacherbausteinen 50 und 51 erzeugt.
Die Vervielfachungsfaktoren dieser Bausteine unterscheiden sich
um den Wert 1, wobei vorzugsweise der größere Wert
zur Erzeugung des Sendesignals verwendet wird. Am Ausgang der Empfangsmischer 5 wird
so ein Bandpasssignal erhalten, dessen Mittenfrequenz der des spannungsgesteuerten
Oszillators 8 entspricht. Dieses kann nach Filterung und
Verstärkung
in jeweiligen Empfangsverstärkern 52 mit
dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 8 in
einer jeweiligen weiteren Mischstufe 53 ins Basisband umgesetzt werden.
Da sich die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 entsprechend
der Frequenzmodulation über
die Zeit ändert,
ist bei diesem Aufbau im Unterschied zur Ausführungsform der 4 die
Mittenfrequenz des Bandpassignals nicht konstant und wesentlich
höher.
Die Empfangsverstärker 52 und
die weiteren Mischstufen 53 müssen somit bei höheren Frequenzen
und relativ breitbandig realisiert werden.
-
Unter
Bezugnahme auf die 6 wird nunmehr eine Erweiterung
des erfindungsgemäßen Radar
Front-Ends der 4 auf komplexe Empfangskanäle erläutert.
-
Relativgeschwindigkeiten
und Entfernungen bewegter Ziele werden bei einfachem FM-CW Radar üblicherweise
durch Umkehren der Modulationssteigung d. h. durch dreieckförmige Frequenzmodulation aufgelöst. Es sind
also (mindestens) zwei Frequenzrampen mit gegenläufiger Steilheit zur Trennung
der Geschwindigkeits- und der Zielinformation eines Entfernungsscans
nötig.
In ähnlicher
Weise gilt diese Aussage auch für
Querauflösung
und Zielgeschwindigkeit bezüglich
der Schaltreihenfolge der Kombinationen aus Sende- und Empfangselementen.
Werden anstelle von reellen Empfängern,
komplexe Empfänger
realisiert, so können
die aus zwei nacheinander durchgeführten gegenläufigen Frequenzrampen
oder Elementscans erhaltenen Informationen gleichzeitig mit jeweils
einer Rampe bzw. mit einem Elementscan gewonnen werden. Die Zeit
zur Aufnahme eines Radarbildes bei bewegten Szenarien kann damit
auf die Hälfte
reduziert werden.
-
In 6 wird
gezeigt, wie die reelle Empfängeranordnung 40 in 4 auf
eine einfache und vorteilhafte Weise zu einer komplexen Empfängeranordnung
ergänzt
werden kann. Nach der Zwischenfrequenzstufe 45 wird das
Signal aufgeteilt und auf einen komplexen Mischer 47 gegeben,
welcher das Zwischenfrequenzsignal in ein Inphase- und ein Quadratursignal
im Basisband konvertiert. Da das Lokaloszillatorsignal der weiteren
Mischstufe 46 in der Ausführungsform der 4 festfrequent
und niederfrequent ist, lässt
sich ein guter I/Q-Mischer einfach und kostengünstig realisieren. In der Sensorgrundstruktur
gemäss 1 müsste ein
I/Q-Mischer im Nutzband des Radar Front-Ends, d. h. bei hoher und zudem nicht
konstanter Lokaloszillatorfrequenz realisiert werden.
-
Aus
der vorstehenden Beschreibung wird ersichtlich, dass die geschilderten
Ausführungsformen der
vorliegende Erfindung die geschilderten Aufgaben erfüllen und
eine Reihe von Vorteilen erzielt. Zu diesen Vorteilen zählen in
einer nicht abschließenden Aufzählung: das
Potential zur Abdeckung mehrerer Funktionen von nach vorne gerichteten
automobilen Umgebungssensoren; die Querauflösung auf elektronische Art
mit (im Vergleich zu phased arrays) moderatem Aufwand an Hochfrequenzkomponenten;
die einfache und kostengünstige
Antennentechnik (im Vergleich zum Differenzkeulenverfahren); bandbreitenunabhängige Winkelauflösung bei
moderatem Hardwareaufwand; die maximale Ausnutzung der zur Verfügung stehenden
horizontalen Apertur zur Querauflösung; die hohe Flexibilität, nämlich Anpassungsmöglichkeit
der Abtastrate und Abtastreihenfolge der Sendeelemente an die Abbildungsanforderungen; die
Maximale Bandbreiteneffizienz durch FM-CW Verfahren; der optimale
Zieldynamikbereich durch kohärente
Integration in Entfernungs- und Winkelrichtung; die Verbesserung
des Zieldynamikbereichs durch Elimination von empfangsseitigen Amplitudenstörungen mit
einer heterodynen Empfangsstruktur; die einfache Anbindung eines
abgesetzten Empfangselements zur Erweiterung des Winkelbereichs
auf ±90° und zur
optionalen Anwendung kohärenter
Triangulationsverfahren für
sehr kurze Entfernungen, nämlich
Einparkhilfe bei Entfernungen, die weniger als 1 m betragen; sowie
die geringe Degradierung der Abbildungsqualität durch Toleranzen und Änderungen
der Einbauumgebung oder durch Verschmutzung der Antennenfläche.
-
Wenn
Merkmale in den Ansprüchen
mit Bezugszeichen versehen sind, so sind diese Bezugszeichen lediglich
zum besseren Verständnis
der Ansprüche
vorhanden. Dementsprechend stellen solche Bezugszeichen keine Einschränkungen
des Schutzumfangs solcher Elemente dar, die nur exemplarisch durch
solche Bezugszeichen gekennzeichnet sind.