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Technisches Gebiet:
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Die
Erfindung betrifft Oszillatorschaltungen für kapazitive Sensoren.
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Bekannt
und vielfach im Einsatz sind kapazitive Sensoren im Bereich berührungslose
oder berührende
Füllstandsüberwachung
fester oder flüssiger
Medien und die Abfrage von Objekten innerhalb einer gewissen Distanz
(Schaltabstand Sn). Das grundsätzliche
physikalische Prinzip beruht auf der Beeinflussung des elektrischen
Feldes zwischen einer aktiven Fühlerelektrode
und dem Erdpotential als Gegenelektrode (aufgeweiteter Plattenkondensator) durch
das zu erfassende Medium oder Objekt. Zu erfassende Medien oder
Objekte besitzen fast immer deutlich höhere Dielektrika als Luft.
Durch das Einbringen dieser Dielektrika in das o.g. elektrische
Feld eines kapazitiven Sensors vergrößert sich die Kapazität des o.g.
aufgeweiteten Plattenkondensators entsprechend der Annäherung und
Höhe des
objektspezifischen Dielektrikums. Ab Überschreitung eines voreingestellten
Kapazitätswertes
(Empfindlichkeit, Schaltabstand) geht der Sensor dann in den betätigten Zustand über und
meldet so die Anwesenheit eines Objektes oder die Erreichung eines
Füllstandes im
Bereich des Sensorfeldes.
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In
der praktische Anwendung liegen die Absolutwerte der zu messenden
Kapazitäten
oder Kapazitätsunterschiede
meist nur im Bereich weniger 10 Femtofarad (0,01 pf) bis einigen
100 Femtofarad (0,1 pf).
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Für die sichere
Detektion bzw. Auflösung solch
verschwindend kleiner Kapazitätswerte
gibt es gemäß dem Stand
der Technik diverse Verfahren und Schaltungstechniken. Als oberstes
Unterscheidungskriterum spalten sich die verschiedensten Messverfahren
in fremdgesteuerte und oszillatorische Verfahren. Bei fremdgesteuerten
Verfahren (z.B.
DE 19701899
A1 ) steuert oder taktet meist ein Generator eine bestimmte
Messschaltung. Bei anderen Verfahren wird direkt die Schwingfrequenz
eines Oszillators durch Kapazitätsänderungen
stark beeinflusst und ausgewertet.
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Bei
den meisten und überwiegend
eingesetzten oszillatorischen Verfahren wird direkt die Schwingbedingung
und somit die Schwingamplitude eines Oszillators durch die Höhe der Messkapazität beeinflusst.
Dies ist sehr vorteilhaft weil die Schwelle, ab welcher die Schwingbedingung
eines Oszillators gerade erfüllt
oder gerade noch nicht erfüllt
ist, extrem schmal ist. Ein Erreichen der Schwingbedingung bedeutet
meist ein kräftiges
Signal mit Schwingamplituden im Voltbereich, während die gerade noch nicht
erfüllte
Schwingbedingung keinerlei Signal erzeugt. Somit lassen sich kleinste
Kapazitätsänderungen
mit wenig Aufwand in große
Ausschläge umwandeln.
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Die
Grundlagen dieses Prinzips wurden Ende der 60er Jahre bereits von
Herrn Schaller patentiert (Schalleroszillator, Patent
DE 16 73 841 C3 ). Dieser
Oszillator wird bis heute überwiegend
mit mehr oder weniger leichten Variationen in fast allen kapazitiven
Sensoren eingesetzt. Diese typische Oszillatorschaltung gemäß Stand
der Technik (
1) besitzt
eine Gegenkopplung (180°)
und Mitkopplung (0°)
in den Verstärkerzweigen.
Die Summe dieser beiden Rückkopplungen
bestimmt u.a. den Gesamtverstärkungsfaktor
und somit die Schwingbedingung. Die Gegenkopplung wird gebildet
durch R8 und der Kapazität
Cg zwischen aktiver (1)- und Schirmelektrode (
2). Die Mitkopplung
erfolgt über
C1. Seine Größe bestimmt
maßgeblich
die Ansprechempfindlichkeit. Bei einer ausreichend großen Kapazität Cm zwischen
aktiver Elektrode (
1) und Erde bzw. Masse (Füllstand,
Objekt) wird die Gegenkopplung soweit über den kapazitiven Spannungsteiler
Cg zu Cm geschwächt
bis die Mitkopplung überwiegt
und der Oszillator schwingt. Die Schwingamplitude wird dann in einer
speziellen Auswerteschaltung detektiert und je nach Höhe in das
Schaltsignal „betätigt" oder „nicht betätigt" gewandelt.
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Diese
Grundschaltung gemäß 1 funktioniert mit relativ
wenig Aufwand in vielen Anwendungen einigermaßen zuverlässig, ist aber dennoch mit einigen
Nachteilen bzw. Grenzen der Anwendbarkeit behaftet:
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1.1 Einstellbarer Empfindlichkeitsbereich,
Einstellbarkeit:
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Die
Vor- bzw. Werkseinstellung der Ansprechempfindlichkeit erfolgt meist
durch einen individuellen Werkabgleich des Festkondensators C1. Dies
ist in der Produktion ein zeitaufwendiger, kostenintensiver Schritt.
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Die
Justage des Schaltabstandes durch den Anwender geschieht in der
Regel durch eine Variation der Versorgungsspannung +Ub. Eine Erhöhung der
Versorgungsspannung Ub bewirkt hierbei eine Erhöhung der Ansprechempfindlichkeit
und umgekehrt. Bei niedrigen Versorgungsspannungen bzw. niedrigen
Empfindlichkeiten verringern sich jedoch Schwingamplituden und sonstige
dynamische Eigenschaften des Oszillators bis zu einem Maß dass eine untere
Empfindlichkeitsgrenze festlegt. Eine weitere Einstellmethode bei
konstanter Ub besteht in einer Veränderung der Mittkopplung meist über R7 als
Potentiometer und einer Art Bypass zu C1. Der nutzbare Einstellbereich
ist hier nicht beliebig nach unten zu geringen Empfindlichkeiten
bzw. großen
Messkapazitäten
verschiebbar ohne die Einstellbarkeit im oberen Empfindlichkeitsbereich
zu zerstören
(hohe Empfindlichkeitssprünge
bei geringsten Änderungen
vom Poti R7). Aus diesem Grund sind insbesondere kapazitive Sensoren
mit großen
aktiven Flächen
(z.B. Bauform M30) nicht unterhalb eines gewissen Schaltabstandes
justierbar. Auch andere bekannte Messverfahren weisen mehr oder
weniger diesen Nachteil auf.
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2.1 Temperaturstabilität:
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Mit
der Erhöhung
der Ansprechempfindlichkeit bzw. Verringerung der aufzulösenden Messgrößen wachsen
weiterhin Instabilitäten
wie kritische Einstellung, Temperatureinflüsse, Einfluss der Versorgungsspannung
an. Parasitäre
Kapazitäten
der Halbleiter, insbesondere die Kollektor-Basiskapazität von T1
und auch die Elektrodenkapazität
Cg, sowie die Stromverstärkungsfaktoren
und Flussspannungsänderungen
der Transistoren mit der Temperatur haben erheblichen Einfluss auf
den nutzbaren Erfassungsbereich (nutzbarer Schaltabstand Sn) des
Sensors. Daher muss fast immer mit Hilfe von bewusst temperaturabhängigen Bauelementen
wie NTC- oder PTC-Widerständen
das Temperaturverhalten des Oszillators mehr oder weniger gut gegenläufig kompensiert
werden. Dies geschieht meist im Bereich der Versorgungsspannung
(hier R1) oder im Bereich der Signalrückkopplungen. Mit einem weiteren
Parallelwiderstand (hier R2) muss der Einfluss des temperaturkompensierenden
Bauelementes auf den benötigten
Bereich eingeengt werden um weder Über- noch Unterkompensation
zu erhalten. Die Temperaturkennlinie solcher Elemente passt nur
in Teilbereichen zu der Temperaturkennlinie des Oszillators. Dies stellt
meist einen mehr oder weniger guten Kompromiss dar welcher auch
mit Schwankungen des Temperaturganges über größere Serienstückzahlen
einhergeht. Ferner sind temperaturabhängige Widerstände meist
teuer, und schwer zu beschaffen.
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3.1 Schutz gegen elektrostatische
Entladung:
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In
der Praxis gibt es einige Anwendungen mit der Gefahr hoher elektrostatischer
Auf- und Entladung
z.B. bei der Abfrage von Kunststoffgranulaten. Hierbei entstehen
solch hohe Spannungen die ausreichen um durch das Sensorkunststoffgehäuse auf aktive
und/oder Schirmelektrode durchzuschlagen. Dies führt bekanntermaßen immer
zur Zerstörung von
T1 und T2 und ggf. nachgeschalteter Stufen. Mit Hilfe von Kleinsignaldioden
in Flussrichtung könnten diese
elektrostatischen Ladungen gegen Masse und +Ub abgeführt und
somit der Oszillator geschützt werden.
Leider sind die Sperrschichtkapazitäten selbst bester Dioden vielfach
höher als
die eigentliche Messgröße Cm und
belasten somit extrem den aktiven Messeingang. Eine Verbindung von
Dioden mit der aktiven Elektrode und Masse sowie +Ub jeweils in
Sperrichtung ist daher ausgeschlossen. Eine Schaltung zwischen Basis
und Emitter von T1 ist ebenfalls schwierig weil der Oszillator auch
an diesem Punkt hochempfindlich gegen kapazitive Lasten am Emitter
von T2 gegen Masse reagiert. Die einzige praktikable Lösung ist
eine Einfügungen
jeweils 2er antiparalleler Dioden zwischen Basis von T1 und Emitter
von T2 (parallel zu R8) im Gegenkopplungszweig und von dort jeweils
noch einer Diode in Sperrichtung gegen Ub+ und Masse. Der Aufwand
wäre hier
mit 4 Dioden schon hoch. Weiterhin bewirken die 2 antiparallelen
Dioden im Gegenkopplungszweig immer noch eine inakzeptable Verschlechterung
des Temperaturverhaltens und Einschränkung der sensorischen Eigenschaften.
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4.1 Langzeitdrift:
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In
der praktischen Ausführung,
insbesondere flachen, scheibenförmigen
kapazitiven Sensoren muss die aktive Elektrode (
1) rückseitig
gegen sämtliche
kapazitive Einflüsse
abgeschirmt sein. Die rückwärtige Schirmelektrode
(
2) wird meist durch eine Schirmlage innerhalb einer mehrlagigen
Multilayerplatine realisiert. Der Abstand zwischen aktiver Fläche und
Schirmelektrode beträgt
dann meist unter 1 mm mit dem Leiterplattenmaterial FR4 als Dielektrikum
dazwischen. Diese Kapazität
Cg liegt entsprechend in der Größenordnung
von vielen pf, also 100 bis 1000mal höher als die eigentliche Messgröße und kann
daher nicht einfach parallel zum aktiven Messeingang gegen Massepotential
geschaltet werden. Idealerweise muss die Schirmelektrode niederohmig und
rückwirkungsfrei
von einem Signal gesteuert werden welches absolut phasen- und amplitudenstarr
mit dem Potential an der aktiven Fläche ist. Nur dann würde sie
nicht belastend wirken. Der Emitter von T1 ist zwar in Phase mit
der Basis bzw. der aktiven Fläche
jedoch reagiert der Oszillator zu empfindlich bei kleinsten kapazitiven
Belastungen dieses Punktes gegen Masse so dass die Schirmelektrode nicht
kapazitiv belastbar wäre
(rückwärtige Sensorempfindlichkeit).
Es müsste
erst ein Trennverstärker dazwischen
geschaltet werden (siehe Patent
DE 27 44 785 B2 )was den technischen Aufwand
erhöht.
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Daher
wird sie mit dem niederohmigen, gegenphasigen Ausgang, dem Emitter
von T2 verbunden. Dieser Punkt ist ohne großen Einfluss auf die Sensorempfindklichkeit
gegen Masse belastbar. Die Spannung ist an diesem Punkt aber etwas
höher in der
Amplitude und gegenphasig (180°)
zur Spannung an der aktiven Fläche
bzw. Basis von T1. Daher wirkt die Schirmkapazität Cg als integraler Bestandteil
des Oszillators in der Gegenkopplung mit zunehmender Höhe empfindlichkeitsreduzierend.
Das Dielektrikum zwischen aktiver Fläche (1) und Schirmelektrode
(2) hat somit einen deutlichen Einfluss auf den Schaltabstand
Sn. Da das meistverwendete Leiterplattenmaterial Fr4 altert und über längere Zeit
bis zu einer gewissen Sättigung
Feuchtigkeit aufnimmt ergibt sich oft ein unerwünschter, sehr langfristiger
Zuwachs der Kapazität
Cg zwischen (1) und (2) über Monate und Jahre und somit
eine schleichende Reduzierung des Schaltabstandes u.U. bis hin zum
Ausfall der Anwendung. Der Sensor müsste dann neu justiert werden.
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Davon
abgesehen bewirkt Cg eine zusätzliche
unerwünschte
Temperaturabhängigkeit
des Sn.
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5.1 Stromaufnahme, Einfluss
der Transistorverstärkung
B:
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Der
Emitter von T1 muss im Mitkopplungszweig niederohmig über C1 angesteuert
werden. Der Emitterwiderstand R7 von T2 muss für eine einwandfreie Funktion
mindestens 5-mal kleiner sein als R6. Dies bedingt eine gewisse
Stromaufnahme der gesamten Oszillatorschaltung da am niederohmigen
R7 für
eine einwandfreie Funktion eine gewisse Gleichspannung abfallen
muss. Die Stromaufnahme lässt sich
somit bei Spezialanwendung wie z.B. 2-Draht-Geräten nicht beliebig reduzieren.
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Der
niederohmige Widerstand R7 muss durch T2 gespeist werden. Da R6
mindestens 5mal größer sein
muss als R7 und R4 wiederum mindestens größergleich R6 sein muss wird
T2 immer relativ hochohmig über
R4 angesteuert und muss diesen Wert mit seinem Stromverstärkungsfaktor
B auf die niedrige Impedanz R7 transformieren. Die Stromverstärkung B
von T2 hat durch diesen schaltungstechnischen Nachteil ebenfalls
einen unerwünschten
Einfluss auf den Schaltabstand. Liegt das B von T2 unter einem gewissen
Wert verschlechtert sich die Entkopplung zwischen dem empfindlichen
Punkt Kollektor von T1 gegen Masse und R7 gegen Masse. Es ergeben
sich dann hohe Abhängigkeiten
des Sn vom B von T2 mit drastischer Verschlechterungen des Temperaturverhaltens.
Gerade aber das B von Transistoren wird von vielen Herstellern oft
innerhalb weit nach unten reichender Grenzen (Bmin.) spezifiziert
die auch innerhalb von, für
diesen Oszillator kritischen Bereiche liegen.
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Durch
die
DE 37 02 169 C2 ist
des Weiteren ein Oszillator mit einer Verstärkeranordnung und mit einem
einseitig geerdeten RLC-Serienschwingkreis bekannt geworden, welcher
mit dem Ausgang der Verstärkeranordnung
verbunden ist und welcher eine Schaltungsanordnung besitzt zur Mitkopplung
eines aus dem Resonanzstrom des RLC-Serienschwingkreises abgeleiteten
Signals auf den Eingang der Verstärkeranordnung, die eine nichtlineare
Charakteristik aufweist, die die Amplitude des Mitkopplungssignals
begrenzt. Als Mitkopplungssignal dient der Spannungsabfall an einem
Widerstand in mindestens einem der Kollektorkreise einer Gegentaktendstufe
mit Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps, deren Emitter
miteinander verbunden sind und den Ausgang der Verstärkeranordnung
bilden, wobei die an dem Widerstand abfallende Spannung dem Eingang
der Verstärkeranordnung über einen Koppelkondensator
zugeführt
ist. Zwischen die positive Versorgungsspannung der Verstärkeranordnung und
den Kollektor des npn-Transistors der Gegentaktendstufe ist ein
erster Widerstand und zwischen die negative Versorgungsspannung
der Verstärkeranordnung
und den Kollektor des pnp-Transistors der Gegentaktendstufe ein
zweiter Widerstand geschaltet, wobei der Kollektor des npn- Transistors der Gegentaktendstufe über einen
ersten Koppelkondensator und einen dritten Widerstand mit der Basis
eines zweiten pnp-Transistors verbunden ist, wobei der Kollektor
des pnp-Transistors der Gegentaktendstufe über einen zweiten Koppelkondensator
und einen vierten Widerstand mit der Basis des zweiten pnp-Transistors verbunden
ist.
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Durch
die
DE 2 18 281 C3 ist
des Weiteren ein kapazitiver Druckgeber bekannt geworden, mit einer
veränderlichen
Kapazität,
die von einem Wandler geregelt wird, der mit dem Arbeitsmedium in
Verbindung steht und mit einer Schaltungsanordnung zusammenwirkt,
welche die Veränderung
der erwähnten
Kapazität
anzeigt. Die Schaltungsanordnung weist eine Integrationsschaltung
auf, deren Integrationswirkung von der veränderlichen Kapazität abhängt, welche
Integrationsschaltung mit einer Schwellwertschaltung zusammenwirkt,
deren Ausgangsimpuls eine monostabile Schaltung steuert, die einerseits
mit dem Eingang der Integrationsschaltung verbunden ist, um den
Rückkopplungskreis
zu schließen
und andererseits mit einer Leistungsschaltung in Verbindung steht,
die ein Anzeigegerät
betätigt.
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Durch
die
DE 3434940 A1 ist
ein kapazitiver Annäherungssensor
bekannt geworden, der die Anwesenheit eines Objekts innerhalb seines über Potentiometer
einstellbaren Nennabstandbereichs in ein Schaltsignal umsetzt und
der bei seinem Einsatz als Messwertgeber eine dem Sensor-Objektabstand entsprechende
Gleichspannung liefert, die mit vorgegebenen Nennabstand als Bezugsgröße für Mess- bzw.
Regelzwecke genutzt werden kann. Die Schwingkreiswechselspannung
seines Sinusoszillators, die über
einen hochohmigen Antennenwiderstand der Antenne zugeführt wird,
schwingt mit konstanter Frequenz und Amplitude weit über den
positiven bzw. negativen Versorgungsspannungsbereich hinaus. Das
ist erforderlich, um eine hohe Sensoransprechempfindlichkeit zu
erreichen.
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Die
vorgenannten Verfahren und Vorrichtungen weisen die allgemeinen
Nachteile auf, dass sie einen ungenügenden Einstellbereich und
damit eine ungenügende
Einstellbarkeit aufweisen, wie sie auch nicht ausreichend temperaturstabil
sind ebenso wie sie ein Vielzahl von Bauelementen in ihrem Aufbau benötigen.
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2. Neue Oszillatorschaltung.
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Zu
patentieren ist folgende neue, in jeder Hinsicht gegenüber dem
Stand der Technik höchst vorteilhafte
Oszillatorschaltung gemäß 2,
welche bei weniger Aufwand alle bisher genannten Nachteile vermeidet
und die Grenzen der Anwendbarkeit ausweitet.
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Funktion:
Der Transistor (4) arbeitet als Differenzverstärker. Kleinste
Signaldifferenzen zwischen Basis und Emitter von (4) erscheinen
hochverstärkt am
Arbeitswiderstand (7). Dieses Signal wird über den
Koppelkondensator (9) und über den Emitterfolger bzw.
Impedanzwandler (3) emittergekoppelt auf den Differenzverstärker (4)
zurückgeführt. Bei Überschreiten
einer gewissen Kapazität
Cm zwischen aktiver Fläche
(1) und Erde erreicht das Differenzsignal an (7)
genügend
Pegel um das ganze System schwingen zu lassen. Das Gebilde bestehend
aus (1),(2),(4),(5),(6)
pendelt gegenüber
dem Erdpotential hin und her und verursacht so durch die erdgebundene
Messkapazität
das Differenzsignal an (7) welches über den Impedanzwandler (3)
rückgekoppelt wird
(Mitkopplung). Die Gegenkopplung wird durch (6) bewirkt.
Bei Unterschreitung eines gewissen Cm reicht das Differenzsignal
nicht mehr aus um die Schwingbedingung aufrecht zu erhalten. Der
Oszillator schwingt nicht. Die Dioden 11 und 12 dienen
nur zum Schutz gegen elektrostatische Entladungen (siehe 1.3 und
2.3) und sind für
die reine Funktion nicht erforderlich.
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Im
Folgendem wird auf die, in 1.1–1.5
genannten Nachteile der bestehenden Oszillatortechnik Bezug genommen
und hieran die Vorteile der zu patentierenden Schaltung erläutert:
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2.1 Einstellbereich, Einstellbarkeit.
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Die
Ansprechempfindlichkeit des Oszillators in 2 ist maßgeblich
abhängig
vom Verhältnis
der Widerstände
(7) zu (8) da dieser Spannungsteiler (8)/((7)+(8))die
Höhe der,
auf die Basis von (3) rückgekoppelten
Spannung bestimmt. Bei konstantem Widerstand (7) wächst die
Ansprechempfindlichkeit mit der Größe vom Widerstand (8).
Wenn (8) gegen null strebt wird keine Spannung mehr rückgekoppelt, d.h.
die untere Empfindlichkeit kann auf beliebige Werte bis hin zu Null
eingestellt werden.
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Da
Versorgungsspannung und sonstige Parameter erhalten bleiben ändert sich
hierbei nicht die sensorische Qualität wie Oszillatordynamik, etc.
Mit Erhöhung
von (8) wird der Quotient (8)/((7)+(8))
bzw. die rückgekoppelte
Spannung immer höher
und die Empfindlichkeit wächst
an bis die obere Grenze erreicht wird.
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Sehr
vorteilhaft hierbei ist die Tatsache dass die relative Änderung
des Quotienten (8)/((7)+(8)) mit steigendem
Wert von (8) immer geringer wird. Gerade im oberen Empfindlichkeitsbereich
verursachen beim Stand der Technik kleinste Änderungen am Einstellpotentiometer
hohe Empfindlichkeitssprünge. Dies
wird hierbei völlig
vermieden. Im unteren Einstellbereich bei geringen Sn hingegen ergeben
sich beim Stand der Technik geringe Änderungen mit der Drehung am
Potentiometer. Man muss oft mehrere Umdrehungen durchführen bevor
man die erforderliche Empfindlichkeit erhält. Da der Quotient (8)/((7)+(8))
sich mit sinkendem (8) immer schneller verringert erreicht
man im unteren Bereich schneller die gewünschten Schwellen. Man erhält somit
ein ausgewogenes lineares „Einstellgefühl", d.h. der Schaltabstand ändert sich
linear mit dem Drehwinkel am Potentiometer (8). Die umständliche
Dimensionierung der Einstellbereiche und der Abgleich eines Festkondensators
wie beim Schalleroszillator können
somit weitestgehend entfallen.
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2.2 Temperaturkompensation.
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Die
Temperaturabhängigkeit
der Sensorempfindlichkeit beruht hauptsächlich auf der Änderung
von Kollektor-Basis-Kapazitäten,
B-Faktoren und Flussspannungsänderungen
der Diodenstrecken in den Transistoren welche ihrerseits wiederum die
anderen Faktoren beeinflussen.
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In
der neuen Oszillatorschaltung kompensieren sich diese Effekte auf
vorteilhafte Weise gegenseitig derartig dass kein Temperaturkompensationsnetzwerk
wie in 1.2 mehr benötigt
wird. Der Temperaturkennlinie des Oszillators wird ausschließlich durch das
Verhältnis
der Festwiderstände
(5) zu (6) bestimmt. Die Kennlinie kann hiermit
beliebig in alle Richtungen optimiert und auch Temperatureinflüsse externer
Komponenten wie z.B das Sensorgehäuse oder Füllstoffen (Gießharz) kompensiert
werden.
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Funktion
der Eigenkompensation: mit steigender Temperatur sinken die Flussspannungen
der Transistordiodenstrecken und somit die gesamte Gleichspannung
zwischen Ub und dem Kollektor von (4). Durch die Verringerung
der Kollektor-Basis-Spannung von (4) steigt die Kollektor-Basis-Kapazität (Miller-Kapazität) von (4)
stark an (Effekt wie bei Kapazitätsdiode).
Je geringer hierbei die Kollektor-Basispannung von (4)
ist desto stärker
geht ihre Änderung
in die Miller-Kapazität ein. Dieser
Effekt wirkt empfindlichkeitsmindernd weil die Millerkapazität in der
Gegenkopplung liegt. Weil Ub jedoch konstant bleibt steigt in gleichem
Maße wie
die Spannung zwischen Ub und Kollektor von (4) sinkt die Spannung über dem
Arbeitswiderstand (7) und somit der Strom durch die Schaltung
an. Dies wirkt wiederum empfindlichkeitserhöhend. Beide Effekte gleichen sich
aus. Die Spannungsänderung
mit der Temperatur zwischen Kollektor und Emitter von (4)
ist über den
Spannungsteilerfaktor (5) zu (6) beeinflussbar
da dieser der Beziehung Uce=Ubex((5)+(6)/(5)
gehorcht. Ube ist hierbei die temperaturabhängige Diodenflussspannung der
Basis-Emitterstrecke eines Transistors. Diese und somit auch ihre Änderung über Temperatur
werden mit o.g. Faktor multipliziert und bestimmen somit die Stärke und
Gewichtung o.g. gegenläufiger
Effekte.
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2.3 Schutz gegen elektrostatische
Entladung (ESD)
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Schädlich hierbei
ist das Auftreten sehr hoher Spannungen in Sperrichtung von Halbleiterdiodenstrecken.
Nur durch Einfügen
zweier gewöhnlichen
Kleinsignaldioden (11), (12), wie in 2 gestrichelt
dargestellt wird die Schaltung ESD-Fest ohne geringsten Einfluss
auf die sensorische Qualität.
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Funktion:
Bei, gegen Erde positiven Entladungen auf (1) werden die
beiden Dioden in Flussrichtung leitend und führen die Entladung gegen die Betriebsspannung
+Ub ab. Diese ist i.d.R mit einem großen Kondensatorwert geblockt,
der die Ladung ohne wesentliche Spannungserhöhung aufnimmt.
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Bei
gegen Erde negativen Impulsen auf (1) fließt der Entladestrom
durch die Basis-Emitterdiode von
(4) und durch den Impedanzwandler (3). Dieser stellt
für negative
Spannungen an seinem Emitter einen sehr niederohmigen Widerstand
dar, nämlich Bx(8),
so dass der Entladeimpuls ebenfalls keinen hohen Spannungsabfall über diesem
Bauteil und (11),(12) erzeugen kann. Negative
Impulse werden somit ebenfalls gegen Ub+ abgeführt.
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Sehr
wichtig hierbei ist die Tatsache dass die Dioden (11),
(12) auf Grund der idealen Ergänzung an unempfindlichen Punkten
der Oszillatorschaltung keinerlei Einfluss auf die sensorische Qualität, also Temperaturgang,
Empfindlichkeit ausüben.
(siehe auch 2.4).
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2.4 Langzeitdrift, Einfluss
der Messkopfkapzität
Cg.
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Bedingt
durch die Entkopplung durch (3) ist der Punkt der gekoppelten
Emitter von (3) und (4) extrem niederimpedant
und unempfindlich bei Belastung gegen Massepotential. Hier wird
das Oszillatorsignal ausgekoppelt und die Schirmelektrode (2)
angeschlossen. Weiterhin sind bei dieser Schaltung die Spannungen
zwischen Basis und Emitter von (4) weitestgehend amplituden-
und phasengleich!
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Dies
bedeutet, dass Kapazitäten
zwischen Basis- und Emitter von (4) weitestgehend kompensiert
werden bzw. keinen Einfluss auf den Sn ausüben. Hierdurch spielt im Gegensatz
zur bestehenden Technik die Alterung und/oder Feuchtigkeitsaufnahme
des Dielektrikums zwischen aktiver Fläche und der Schirmelektrode
(Cg) keine wesentliche Rolle mehr. Ebenso haben auch die Sperrschichtkapazitäten der
Schutzdioden (11), (12) keinen Einfluss auf den
Sn. Die in 1.4 erklärte
Langzeitalterung tritt somit mit der neuen Oszillatorschaltung nicht
mehr auf.
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Ferner
verbessert sich hierdurch auch das Temperaturverhalten da die teilweise
hohe Temperaturabhängigkeit
von Cg im Gegensatz zur bestehenden Technik nicht mehr in das Gesamtverhalten
eingeht.
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2.5 Stromaufnahme, Einfluss
der Transistorstromverstärkung
B
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Der
Arbeitswiderstand (7) ist bei der neuen Oszillatorschaltung
bei brauchbarer Funktion um das vielfache höher dimensionierbar als R7
beim Schalleroszillator. Die Stromaufnahme ist daher um das vielfache
geringer was höchst
vorteilhaft bei speziellen Sonderausführungen (Namur,2-Draht) zum
Tragen kommt. Dies erlaubt z.B. auch den Einsatz von Shuntreglern
oder einfachen Z-Dioden für
die Stabilisierung von Ub mit entsprechend hohen Vorwiderständen.
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Ferner
wird der Impedanzwandler (3) wesentlich geringer durch
(7) belastet bzw. es genügt ein kleinerer Widerstandstransformationsfaktor
bzw. Stromverstärkungsfaktor
B von (3) für
eine einwandfreie Funktion. Der Transistorparameter B geht nicht mehr
so erheblich in die Qualität
ein wie beim bestehenden Oszillator.
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Wird
zudem der Widerstand (7) durch ein Konstantstromsenke ersetzt
erlaubt dies einen Betrieb des neuen Oszillators mit extrem geringen
Versorgungsspannungen/strömen
die bisher nicht erreichbar waren.
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2.6 Technischer Aufwand
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Zusätzlich höchst vorteilhaft
ist die Reduzierung der Anzahl an Bauelementen gegenüber der
bestehenden Technik. Dies senkt Kosten und ermöglicht den Einsatz in Geräten extrem
kleiner Bauform mit geringen Platzangebot.
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3. Zu den Patentansprüchen:
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- 3.1 Der Einsatz der Oszillatorgrundschaltung gemäß 2 in
kapazitiven Sensoren ist gekennzeichnet durch zwei galvanisch emittergekoppelte
Kleinsignaltransistoren (3) und (4), wobei (3)
ein NPN-Transistor und (4) ein PNP-Transistor ist, dessen
Basis mit der aktiven Messelektrode und über einen Widerstand (5)
mit seinem Emitter- und einem Widerstand (6) seinem Kollektoranschluss
verbunden ist, welcher wiederum über
einen Arbeitswiderstand (7) an Masse bzw. Minus-Anschluss
der Versorgungsspannung angebunden wird und welcher eine an (7)
anstehende Wechselspannung wiederum über einen Koppelkondensator
(9) an die Basis des NPN-Transistors (3) in Kollektorschaltung
als Impedanzwandler mit einem einstellbaren Widerstand (8)
zwischen Basis und UB+ überträgt und dieselbe
Kollektorschaltung niederimpedant die Wechselspannung emittergekoppelt
auf die Schaltung mit (4),(5),(6) und
eine Schirmelektrode (2) rückspeist und so die ganze Anordnung
schwingt, sobald ein gewisser zu erfassender Kapazitätswert zwischen
aktiver Elektrode (1) und Erde bzw. Minus überschritten
wird, wobei diese Ansprechempfindlichkeit (Sn) mit der Höhe von (8)
beliebig eingestellt werden kann und außerdem bei Bedarf die ganze
Schaltung durch eine Diode (11) zwischen Basis-und Emitter
von (4) und ihrem Kathodenanschluss am Emitter von (4)
und eine Diode (12) zwischen +Ub und Emitter von (3)
mit dem Kathodenanschluss an +Ub gegen elektrostatische Entladungen
geschützt
werden kann.
- 3.2 Die Oszillatorschaltung gemäß 3 ist des
Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass (4) ein NPN Transistor
und (3) ein PNP-Transistor ist und weiterhin die Polarität der Versorgungsspannungsanschlüsse +Ub
und Minus gegenüber
4.1 getauscht ist.
- 3.3 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass (8) ein Festwiderstand ist und die Ansprechempfindlichkeit
(Sn) über
die Höhe
der Versorgungsspannung Ub eingestellt wird.
- 3.4 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass (7) in 2 gemäß 4 durch
eine Konstantstromsenke und (7) in 3 durch
eine Konstantstromquelle ersetzt werden, wobei Senke oder Quelle
alle Formen elektronischer Konstantstromquellen oder ein Zweig eines
Stromspiegels sein können.
- 3.5 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass die Einstellbarkeit der Ansprechempfindlichkeit wahlweise durch
Variation des Konstantstromes oder von (8) erfolgen kann.
- 3.6 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass der Widerstand (5) durch ein RC-Netzwerk gem. 5 ersetzt
wird um die Ansprechempfindlichkeit bei kleinen aktiven Flächen und
niedrigen Versorgungsspannungen zu steigern.
- 3.7 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass ein Anschluss von (8) nicht direkt mit +Ub oder Masse
verbunden ist sondern gemäß 6 eine, über einen
Spannungsteiler bestehend aus (13) und (14) bestimmte
Vorspannung erhält
was wiederum zu einer Erhöhung
der Schwingamplitude führt.
- 3.8 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
dass gemäß 7 das
Oszillatorsignal durch einen hinreichend großen Koppelkondensator (14)
auf einen, in zwei Widerstände
(7) und (13) aufgeteilten Arbeitswiderstand zwischen
Kollektor von (4) und Masse zurückgeführt wird, so dass auf diese
Weise der Spannungsabfall über
(7) konstant gehalten und somit das Verhalten einer Konstantstromsenke
oder Konstantstromquelle mit höherer Schwingamplitude
des Oszillators erreicht werden.
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4. Gewerbliche Anwendbarkeit
der Erfindung:
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Auf
Grund der hohen Vorteile bei gleichzeitig geringerem Aufwand ist
die neue Oszillatorschaltung für
den grundsätzlichen
Einsatz in allen kapazitiven Standardsensoren, kapazitiven Miniatursensoren, kapazitiven
2-Draht-Sensoren (AC/DC), kapazitiven Namursensoren prädestiniert.