Technisches Gebiet
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Die Erfindung betrifft Oszillatorschaltungen für kapazitiven Sensoren.
Stand der Technik
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Bekannt und vielfach im Einsatz sind kapazitive Sensoren im Bereich berührungslose
oder berührende Füllstandsüberwachung fester oder flüssiger Medien und die
Abfrage von Objekten innerhalb einer gewissen Distanz (Schaltabstand Sn).
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Das grundsätzliche physikalische Prinzip beruht auf der Beeinflussung des
elektrischen Feldes zwischen einer aktiven Fühlerelektrode und dem Erdpotential als
Gegenelektrode (aufgeweiteter Plattenkondensator) durch das zu erfassende
Medium oder Objekt. Zu erfassende Medien oder Objekte besitzen fast immer
deutlich höhere Dielektrika als Luft. Durch das Einbringen dieser Dielektrika in das
o. g. elektrische Feld eines kapazitiven Sensors vergrößert sich die Kapazität des o. g.
aufgeweiteten Plattenkondensators entsprechend der Annäherung und Höhe des
objektspezifischen Dielektrikums. Ab Überschreitung eines voreingestellten
Kapazitätswertes (Empfindlichkeit, Schaltabstand) geht der Sensor dann in den
betätigten Zustand über und meldet so die Anwesenheit eines Objektes oder die
Erreichung eines Füllstandes im Bereich des Sensorfeldes.
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In der praktische Anwendung liegen die Absolutwerte der zu messenden
Kapazitäten oder Kapazitätsunterschiede meist nur im Bereich weniger 10
Femtofarad (0,01 pf) bis einigen 100 Femtofarad (0,1 pf).
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Für die sichere Detektion bzw. Auflösung solch verschwindend kleiner
Kapazitätswerte gibt es gemäß dem Stand der Technik diverse Verfahren und
Schaltungstechniken. Als oberstes Unterscheidungskriterum spalten sich die
verschiedensten Meßverfahren in fremdgesteuerte und oszillatorische Verfahren. Bei
den fremdgesteuerten Verfahren (z. B. DE 197 01 899 A1) steuert oder taktet meist ein
Generator eine bestimmte Meßschaltung. Bei anderen Verfahren wird direkt die
Schwingfrequenz eines Oszillators durch Kapazitätsänderungen stark beeinflußt und
ausgewertet.
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Bei den meisten und überwiegend eingesetzten oszillatorischen Verfahren wird
hingegen direkt die Schwingbedingung und somit die Schwingamplitude eines
Oszillators durch die Höhe der Meßkapazität beeinflußt. Dies ist sehr vorteilhaft weil
die Schwelle ab welcher die Schwingbedingung eines Oszillators gerade erfüllt oder
gerade noch nicht erfüllt ist extrem schmal ist. Ein Erreichen der Schwingbedingung
bedeutet meist ein kräftiges Signal mit Schwingamplituden im Voltbereich, während
die gerade noch nicht erfüllte Schwingbedingung keinerlei Signal erzeugt. Somit
lassen sich kleinste Kapazitätsänderungen mit wenig Aufwand in große Ausschläge
umwandeln.
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Die Grundlagen dieses Prinzips wurden Ende der 60er Jahre bereits von Herrn
Schaller patentiert (Schalleroszillator, Patent DE 16 73 841 C3). Dieser Oszillator wird
bis heute überwiegend mit mehr oder weniger leichten Variationen in fast allen
kapazitiven Sensoren eingesetzt. Diese typische Oszillatorschaltung gemäß Stand
der Technik (Fig. 1) besitzt eine Gegenkopplung (180°) und Mitkopplung (0°) in den
Verstärkerzweigen. Die Summe dieser beiden Rückkopplungen bestimmt u. a. den
Gesamtverstärkungsfaktor und somit die Schwingbedingung. Die Gegenkopplung
wird gebildet durch R8 und der Kapazität Cg zwischen aktiver (1)- und
Schirmelektrode (2). Die Mitkopplung erfolgt über C1. Seine Größe bestimmt
maßgeblich die Ansprechempfindlichkeit. Bei einer ausreichend großen Kapazität
Cm zwischen aktiver Elektrode (1) und Erde bzw. Masse (Füllstand, Objekt) wird die
Gegenkopplung soweit über den kapazitiven Spannungsteiler Cg zu Cm geschwächt
bis die Mitkopplung überwiegt und der Oszillator schwingt. Die Schwingamplitude
wird dann in einer speziellen Auswerteschaltung detektiert und je nach Höhe in das
Schaltsignal "betätigt" oder "nicht betätigt" gewandelt.
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Diese Grundschaltung gemäß Fig. 1 funktioniert mit relativ wenig Aufwand in
vielen Anwendungen einigermaßen zuverlässig, ist aber dennoch mit einigen
Nachteilen bzw. Grenzen der Anwendbarkeit behaftet:
1.1 Einstellbarer Empfindlichkeitsbereich, Einstellbarkeit
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Die Vor- bzw. Werkseinstellung der Ansprechempfindlichkeit erfolgt meist durch
einen individuellen Werkabgleich des Festkondensators C1. Dies ist in der
Produktion ein zeitaufwendiger, kostenintensiver Schritt.
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Die Justage des Schaltabstandes durch den Anwender geschieht in der Regel durch
eine Variation der Versorgungsspannung +Ub. Eine Erhöhung der
Versorgungsspannung Ub bewirkt hierbei eine Erhöhung der
Ansprechempfindlichkeit und umgekehrt. Bei niedrigen Versorgungsspannungen
bzw. niedrigen Empfindlichkeiten verringern sich jedoch Schwingamplituden und
sonstige dynamische Eigenschaften des Oszillators bis zu einem Maß daß eine
untere Empfindlichkeitsgrenze festlegt. Eine weitere Einstellmethode bei konstanter
Ub besteht in einer Veränderung der Mittkopplung meist über R7 als Potentiometer
und einer Art Bypass zu C1. Der nutzbare Einstellbereich ist hier nicht beliebig nach
unten zu geringen Empfindlichkeiten bzw. großen Meßkapazitäten verschiebbar
ohne die Einstellbarkeit im oberen Empfindlichkeitsbereich zu zerstören (hohe
Empfindlichkeitssprünge bei geringsten Änderungen vom Poti R7). Aus diesem
Grund sind insbesondere kapazitive Sensoren mit großen aktiven Flächen (z. B.
Bauform M30) nicht unterhalb eines gewissen Schaltabstandes justierbar. Auch
andere bekannte Meßverfahren weisen mehr oder weniger diesen Nachteil auf.
2.1 Temperaturstabilität
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Mit der Erhöhung der Ansprechempfindlichkeit bzw. Verringerung der
aufzulösenden Meßgrößen wachsen weiterhin Instabilitäten wie kritische
Einstellung, Temperatureinflüsse, Einfluß der Versorgungsspannung emminent an.
Parasitäre Kapazitäten der Halbleiter, insbesondere die Kollektor-Basiskapazität von
T1 und auch die Elektrodenkapazität Cg, sowie die Stromverstärkungsfaktoren und
Flußspannungsänderungen der Transistoren mit der Temperatur haben erheblichen
Einfluß auf den nutzbaren Erfassungsbereich (nutzbarer Schaltabstand Sn) des
Sensors. Daher muß fast immer mit Hilfe von bewußt temperaturabhängigen
Bauelementen wie NTC- oder PTC-Widerständen das Temperaturverhalten des
Oszillators mehr oder weniger gut gegenläufig kompensiert werden. Dies geschieht
meist im Bereich der Versorgungsspannung (hier R1) oder im Bereich der
Signalrückkopplungen. Mit einem weiteren Parallelwiderstand (hier R2) muß der
Einfluß des temperaturkompensierenden Bauelementes auf den benötigten Bereich
eingeengt werden um weder Über- noch Unterkompensation zu erhalten. Die
Temperaturkennlinie solcher Elemente paßt nur in Teilbereichen zu der
Temperaturkennlinie des Oszillators. Dies stellt meist einen mehr oder weniger
guten Kompromiß dar welcher auch mit Schwankungen des Temperaturganges über
größere Serienstückzahlen einhergeht. Ferner sind temperaturabhängige
Widerstände meist teuer, und schwer zu beschaffen.
3.1 Schutz gegen elektrostatische Entladung
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In der Praxis gibt es einige Anwendungen mit der Gefahr hoher elektrostatischer
Auf- und Entladung z. B. bei der Abfrage von Kunststoffgranulaten. Hierbei
entstehen solch hohe Spannungen die ausreichen um durch das
Sensorkunststoffgehäuse auf aktive und/oder Schirmelektrode durchzuschlagen.
Dies führt bekanntermaßen immer zur Zerstörung von T1 und T2 und ggf.
nachgeschalteter Stufen. Mit Hilfe von Kleinsignaldioden in Flußrichtung könnten
diese elektrostatischen Ladungen gegen Masse und +Ub abgeführt und somit der
Oszillator geschützt werden. Leider sind die Sperrschichtkapazitäten selbst bester
Dioden vielfach höher als die eigentliche Meßgröße Cm und belasten somit extrem
den aktiven Meßeingang. Eine Verbindung von Dioden mit der aktiven Elektrode
und Masse sowie +Ub jeweils in Sperrichtung ist daher ausgeschlossen. Eine
Schaltung zwischen Basis und Emitter von T1 ist ebenfalls schwierig weil der
Oszillator auch an diesem Punkt hochempfindlich gegen kapazitive Lasten am
Emitter von T2 gegen Masse reagiert. Die einzige praktikable Lösung ist eine
Einfügungen jeweils 2er antiparalleler Dioden zwischen Basis von T1 und Emitter
von T2 (parallel zu R8) im Gegenkopplungszweig und von dort jeweils noch einer
Diode in Sperrichtung gegen Ub+ und Masse. Der Aufwand wäre hier mit 4 Dioden
schon hoch. Weiterhin bewirken die 2 antiparallelen Dioden im
Gegenkopplungszweig immer noch eine inakzeptable Verschlechterung des
Temperaturverhaltens und Einschränkung der sensorischen Eigenschaften.
4.1 Langzeitdrift
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In der praktischen Ausführung, insbesondere flachen, scheibenförmigen kapazitiven
Sensoren muß die aktive Elektrode (1) rückseitig gegen sämtliche kapazitive
Einflüsse abgeschirmt sein. Die rückwärtige Schirmelektrode (2) wird meist durch
eine Schirmlage innerhalb einer mehrlagigen Multilayerplatine realisiert. Der
Abstand zwischen aktiver Fläche und Schirmelektrode beträgt dann meist unter
1 mm mit dem Leiterplattenmaterial FR4 als Dielektrikum dazwischen. Diese
Kapazität Cg liegt entsprechend in der Größenordnung von vielen pf, also 100 bis
1000mal höher als die eigentliche Meßgröße und kann daher nicht einfach parallel
zum aktiven Meßeingang gegen Massepotential geschaltet werden. Idealerweise
muß die Schirmelektrode niederohmig und rückwirkungsfrei von einem Signal
gesteuert werden welches absolut phasen- und amplitudenstarr mit dem Potential an
der aktiven Fläche ist. Nur dann würde sie nicht belastend wirken. Der Emitter von
T1 ist zwar in Phase mit der Basis bzw. der aktiven Fläche jedoch reagiert der
Oszillator zu empfindlich bei kleinsten kapazitiven Belastungen dieses Punktes
gegen Masse so daß die Schirmelektrode nicht kapazitiv belastbar wäre (rückwärtige
Sensorempfindlichkeit). Es müßte erst ein Trennverstärker dazwischen geschaltet
werden (siehe Patent DE 27 44 785 B2) was den technischen Aufwand erhöht.
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Daher wird sie mit dem niederohmigen, gegenphasigen Ausgang, dem Emitter von
T2 verbunden. Dieser Punkt ist ohne großen Einfluß auf die Sensorempfindklichkeit
gegen Masse belastbar. Die Spannung ist an diesem Punkt aber etwas höher in der
Amplitude und gegenphasig (180°) zur Spannung an der aktiven Fläche bzw. Basis
von T1. Daher wirkt die Schirmkapazität Cg als integraler Bestandteil des Oszillators
in der Gegenkopplung mit zunehmender Höhe empfindlichkeitsreduzierend. Das
Dielektrikum zwischen aktiver Fläche (1) und Schirmelektrode (2) hat somit einen
deutlichen Einfluß auf den Schaltabstand Sn. Da das meistverwendete
Leiterplattenmaterial Fr4 altert und über längere Zeit bis zu einer gewissen Sättigung
Feuchtigkeit aufnimmt ergibt sich oft ein unerwünschter, sehr langfristiger Zuwachs
der Kapazität Cg zwischen (1) und (2) über Monate und Jahre und somit eine
schleichende Reduzierung des Schaltabstandes u. U. bis hin zum Ausfall der
Anwendung. Der Sensor müßte dann neu justiert werden.
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Davon abgesehen bewirkt Cg eine zusätzliche unerwünschte
Temperaturabhängigkeit des Sn.
5.1 Stromaufnahme, Einfluß der Transistorverstärkung B
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Der Emitter von T1 muß im Mitkopplungszweig niederohmig über C1 angesteuert
werden. Der Emitterwiderstand R7 von T2 muß für eine einwandfreie Funktion
mindestens 5-mal kleiner sein als R6. Dies bedingt eine gewisse Stromaufnahme der
gesamten Oszillatorschaltung da am niederohmigen R7 für eine einwandfreie
Funktion eine gewisse Gleichspannung abfallen muß. Die Stromaufnahme läßt sich
somit bei Spezialanwendung wie z. b. 2-Draht-Geräten nicht beliebig reduzieren.
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Der niederohmige Widerstand R7 muß durch T2 gespeist werden. Da R6 mindestens
5mal größer sein muß als R7 und R4 wiederum mindestens größergleich R6 sein muß
wird T2 immer relativ hochohmig über R4 angesteuert und muß diesen Wert mit
seinem Stromverstärkungsfaktor B auf die niedrige Impedanz R7 transformieren. Die
Stromverstärkung B von T2 hat durch diesen schaltungstechnischen Nachteil
ebenfalls einen unerwünschten Einfluß auf den Schaltabstand. Liegt das B von T2
unter einem gewissen Wert verschlechtert sich die Entkopplung zwischen dem
empfindlichen Punkt Kollektor von T1 gegen Masse und R7 gegen Masse. Es
ergeben sich dann hohe Abhängigkeiten des Sn vom B von T2 mit drastischer
Verschlechterungen des Temperaturverhaltens. Gerade aber das B von Transistoren
wird von vielen Herstellern oft innerhalb weit nach unten reichender Grenzen
(Bmin.) spezifiziert die auch innerhalb von, für diesen Oszillator kritischen Bereiche
liegen.
2. Neue Oszillatorschaltung.
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Zu patentieren ist folgende neue, in jeder Hinsicht gegenüber dem Stand der
Technik höchst vorteilhafte Oszillatorschaltung gemäß Fig. 2, welche bei weniger
Aufwand alle bisher genannten Nachteile vermeidet und die Grenzen der
Anwendbarkeit ausweitet.
Funktion
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Der Transistor (4) arbeitet als Differenzverstärker. Kleinste
Signaldifferenzen zwischen Basis und Emitter von (4) erscheinen hochverstärkt am
Arbeitswiderstand (7). Dieses Signal wird über den Koppelkondensator (9) und über
den Emitterfolger bzw. Impedanzwandler (3) emittergekoppelt auf den
Differenzverstärker (4) zurückgeführt. Bei Überschreiten einer gewissen Kapazität
Cm zwischen aktiver Fläche(1) und Erde erreicht das Differenzsignal an (7)
genügend Pegel um das ganze System schwingen zu lassen. Das Gebilde bestehend
aus (1), (2), (4), (5), (6) pendelt gegenüber dem Erdpotential hin und her und verursacht
so durch die erdgebundene Meßkapazität das Differenzsignal an (7) welches über
den Impedanzwandler (3) rückgekoppelt wird (Mitkopplung). Die Gegenkopplung
wird durch (6) bewirkt. Bei Unterschreitung eines gewissen Cm reicht das
Differenzsignal nicht mehr aus um die Schwingbedingung aufrecht zu erhalten. Der
Oszillator schwingt nicht. Die Dioden 11 und 12 dienen nur zum Schutz gegen
elektrostatische Entladungen (siehe 1.3 und 2.3) und sind für die reine Funktion nicht
erforderlich.
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Im Folgendem wird auf die, in 1.1-1.5 genannten Nachteile der bestehenden
Oszillatortechnik Bezug genommen und hieran die Vorteile der zu patentierenden
Schaltung erläutert:
2.1 Einstellbereich, Einstellbarkeit.
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Die Ansprechempfindlichkeit des Oszillators in Fig. 2 ist maßgeblich abhängig vom
Verhältnis der Widerstände (7) zu (8) da dieser Spannungsteiler (8)/((7) + (8))die
Höhe der, auf die Basis von (3) rückgekoppelten Spannung bestimmt. Bei
konstantem Widerstand (7) wächst die Ansprechempfindlichkeit mit der Größe vom
Widerstand (8). Wenn (8) gegen null strebt wird keine Spannung mehr
rückgekoppelt, d. h. die untere Empfindlichkeit kann auf beliebige Werte bis hin zu
Null eingestellt werden. Da Versorgungsspannung und sonstige Parameter erhalten
bleiben ändert sich hierbei nicht die sensorische Qualität wie Oszillatordynamik, etc.
Mit Erhöhung von (8) wird der Quotient (8)/((7) + (8)) bzw. die rückgekoppelte
Spannung immer höher und die Empfindlichkeit wächst an bis die obere Grenze
erreicht wird.
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Sehr vorteilhaft hierbei ist die Tatsache daß die relative Änderung des Quotienten
(8)/((7) + (8)) mit steigendem Wert von (8) immer geringer wird. Gerade im oberen
Empfindlichkeitsbereich verursachen beim Stand der Technik kleinste Änderungen
am Einstellpotentiometer hohe Empfindlichkeitssprünge. Dies wird hierbei völlig
vermieden. Im unteren Einstellbereich bei geringen Sn hingegen ergeben sich beim
Stand der Technik geringe Änderungen mit der Drehung am Potentiometer. Man
muß oft mehrere Umdrehungen durchführen bevor man die erforderliche
Empfindlichkeit erhält. Da der Quotient (8)/((7) + (8)) sich mit sinkendem (8) immer
schneller verringert erreicht man im unteren Bereich schneller die gewünschten
Schwellen. Man erhält somit ein ausgewogenes lineares "Einstellgefühl", d. h. der
Schaltabstand ändert sich linear mit dem Drehwinkel am Potentiometer (8). Die
umständliche Dimensionierung der Einstellbereiche und der Abgleich eines
Festkondensators wie beim Schalleroszillator können somit weitestgehend entfallen.
2.2 Temperaturkompensation.
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Die Temperaturabhängigkeit der Sensorempfindlichkeit beruht hauptsächlich auf
der Änderung von Kollektor-Basis-Kapazitäten, B-Faktoren und
Flußspannungsänderungen der Diodenstrecken in den Transistoren welche ihrerseits
wiederum die anderen Faktoren beeinflussen.
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In der neuen Oszillatorschaltung kompensieren sich diese Effekte auf vorteilhafte
Weise gegenseitig derartig daß kein Temperaturkompensationsnetzwerk wie in 1.2
mehr benötigt wird. Der Temperaturkennlinie des Oszillators wird ausschließlich
durch das Verhältnis der Festwiderstände (5) zu (6) bestimmt. Die Kennlinie kann
hiermit beliebig in alle Richtungen optimiert und auch Temperatureinflüsse externer
Komponenten wie z. b das Sensorgehäuse oder Füllstoffen (Gießharz) kompensiert
werden.
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Funktion der Eigenkompensation: mit steigender Temperatur sinken die
Flußspannungen der Transistordiodenstrecken und somit die gesamte
Gleichspannung zwischen Ub und dem Kollektor von (4). Durch die Verringerung
der Kollektor-Basis-Spannung von (4) steigt die Kollektor-Basis-Kapazität (Miller-
Kapazität) von (4) stark an (Effekt wie bei Kapazitätsdiode). Je geringer hierbei die
Kollektor-Basispannung von (4) ist desto stärker geht ihre Änderung in die Miller-
Kapazität ein. Dieser Effekt wirkt empfindlichkeitsmindernd weil die Millerkapazität
in der Gegenkopplung liegt. Weil Ub jedoch konstant bleibt steigt in gleichem Maße
wie die Spannung zwischen Ub und Kollektor von (4) sinkt die Spannung über dem
Arbeitswiderstand (7) und somit der Strom durch die Schaltung an. Dies wirkt
wiederum empfindlichkeitserhöhend. Beide Effekte gleichen sich aus. Die
Spannungsänderung mit der Temperatur zwischen Kollektor und Emitter von (4) ist
über den Spannungsteilerfaktor (5) zu (6) beeinflußbar da dieser der Beziehung
Uce = Ubex((5)+(6)/(5) gehorcht. Ube ist hierbei die temperaturabhängige
Diodenflußspannung der Basis-Emitterstrecke eines Transistors. Diese und somit
auch ihre Änderung über Temperatur werden mit o. g. Faktor multipliziert und
bestimmen somit die Stärke und Gewichtung o. g. gegenläufiger Effekte.
2.3 Schutz gegen elektrostatische Entladung (ESD)
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Schädlich hierbei ist das Auftreten sehr hoher Spannungen in Sperrichtung von
Halbleiterdiodenstrecken. Nur durch Einfügen zweier gewöhnlichen
Kleinsignaldioden (11), (12), wie in Fig. 2 gestrichelt dargestellt wird die Schaltung
ESD-Fest ohne geringsten Einfluß auf die sensorische Qualität.
Funktion
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Bei, gegen Erde positiven Entladungen auf (1) werden die beiden Dioden
in Flußrichtung leitend und führen die Entladung gegen die Betriebsspannung +Ub
ab. Diese ist i. d. R mit einem großen Kondensatorwert geblockt, der die Ladung ohne
wesentliche Spannungserhöhung aufnimmt.
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Bei gegen Erde negativen Impulsen auf (1) fließt der Entladestrom durch die Basis-
Emitterdiode von (4) und durch den Impedanzwandler (3). Dieser stellt für negative
Spannungen an seinem Emitter einen sehr niederohmigen Widerstand dar, nämlich
B × (8), so daß der Entladeimpuls ebenfalls keinen hohen Spannungsabfall über
diesem Bauteil und (11), (12) erzeugen kann. Negative Impulse werden somit
ebenfalls gegen Ub+ abgeführt.
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Sehr wichtig hierbei ist die Tatsache daß die Dioden (11), (12) auf Grund der idealen
Ergänzung an unempfindlichen Punkten der Oszillatorschaltung keinerlei Einfluß
auf die sensorische Qualität, also Temperaturgang, Empfindlichkeit ausüben. (siehe
auch 2.4).
2.4 Langzeitdrift, Einfluß der Meßkopfkapzität Cg.
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Bedingt durch die Entkopplung durch (3) ist der Punkt der gekoppelten Emitter von
(3) und(4) extrem niederimpedant und unempfindlich bei Belastung gegen
Massepotential. Hier wird das Oszillatorsignal ausgekoppelt und die
Schirmelektrode (2) angeschlossen. Weiterhin sind bei dieser Schaltung die
Spannungen zwischen Basis und Emitter von (4) weitestgehend amplituden- und
phasengleich!
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Dies bedeutet, daß Kapazitäten zwischen Basis- und Emitter von (4) weitestgehend
kompensiert werden bzw. keinen Einfluß auf den Sn ausüben. Hierdurch spielt im
Gegensatz zur bestehenden Technik die Alterung und/oder Feuchtigkeitsaufnahme
des Dielektrikums zwischen aktiver Fläche und der Schirmelektrode (Cg) keine
wesentliche Rolle mehr. Ebenso haben auch die Sperrschichtkapazitäten der
Schutzdioden (11), (12) keinen Einfluß auf den Sn. Die in 1.4 erklärte
Langzeitalterung tritt somit mit der neuen Oszillatorschaltung nicht mehr auf.
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Ferner verbessert sich hierdurch auch das Temperaturverhalten da die teilweise hohe
Temperaturabhängigkeit von Cg im Gegensatz zur bestehenden Technik nicht mehr
in das Gesamtverhalten eingeht.
2.5 Stromaufnahme, Einfluß der Transistorstromverstärkung B
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Der Arbeitswiderstand (7) ist bei der neuen Oszillatorschaltung bei brauchbarer
Funktion um das vielfache höher dimensionierbar als R7 beim Schalleroszillator.
Die Stromaufnahme ist daher um das vielfache geringer was höchst vorteilhaft bei
speziellen Sonderausführungen (Namur,2-Draht) zum Tragen kommt. Dies erlaubt
z. B. auch den Einsatz von Shuntreglern oder einfachen Z-Dioden für die
Stabilisierung von Ub mit entsprechend hohen Vorwiderständen.
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Ferner wird der Impedanzwandler (3) wesentlich geringer durch (7) belastet bzw. es
genügt ein kleinerer Widerstandstransformationsfaktor bzw.
Stromverstärkungsfaktor B von (3) für eine einwandfreie Funktion. Der Transistorparameter 8 geht
nicht mehr so erheblich in die Qualität ein wie beim bestehenden Oszillator.
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Wird zudem der Widerstand (7) durch ein Konstantstromsenke ersetzt erlaubt dies
einen Betrieb des neuen Oszillators mit extrem geringen
Versorgungsspannungen/strömen die bisher nicht erreichbar waren.
2.6 Technischer Aufwand
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Zusätzlich höchst vorteilhaft ist die Reduzierung der Anzahl an Bauelementen
gegenüber der bestehenden Technik. Dies senkt Kosten und ermöglicht den Einsatz
in Geräten extrem kleiner Bauform mit geringen Platzangebot.
3. Zu den Patentansprüchen
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- 1. 3.1 Der Einsatz der Oszillatorgrundschaltung gemäß Fig. 2 in kapazitiven Sensoren ist
gekennzeichnet durch zwei galvanisch emittergekoppelte Kleinsignaltransistoren (3)
und (4), wobei (3) ein NPN-Transistor und (4) ein PNP-Transistor ist, dessen Basis
mit der aktiven Meßelektrode und über einen Widerstand (5) mit seinem Emitter-
und einem Widerstand (6) seinem Kollektoranschluß verbunden ist, welcher
wiederum über einen Arbeitswiderstand (7) an Masse bzw. Minus-Anschluß der
Versorgungsspannung angebunden wird und welcher eine an (7) anstehende
Wechselspannung wiederum über einen Koppelkondensator (9) an die Basis des
NPN-Transistors (3) in Kollektorschaltung als Impedanzwandler mit einem
einstellbaren Widerstand (8) zwischen Basis und UB+ überträgt und dieselbe
Kollektorschaltung niederimpedant die Wechselspannung emittergekoppelt auf die
Schaltung mit (4), (5), (6) und eine Schirmelektrode (2) rückspeist und so die ganze
Anordnung schwingt, sobald ein gewisser zu erfassender Kapazitätswert zwischen
aktiver Elektrode (1) und Erde bzw. Minus überschritten wird, wobei diese
Ansprechempfindlichkeit (Sn) mit der Höhe von (8) beliebig eingestellt werden kann
und außerdem bei Bedarf die ganze Schaltung durch eine Diode (11) zwischen Basis-
und Emitter von (4) und ihrem Kathodenanschluß am Emitter von (4) und eine
Diode (12) zwischen +Ub und Emitter von (3) mit dem Kathodenanschluß an +Ub
gegen elektrostatische Entladungen geschützt werden kann.
- 2. 3.2 Die Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3 ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet,
daß (4) ein NPN Transistor und (3) ein PNP-Transistor ist und weiterhin die Polarität
der Versorgungsspannungsanschlüsse +Ub und Minus gegenüber 4.1 getauscht ist;
ebenso des Weiteren dadurch, daß (8) ein Festwiderstand ist und die
Ansprechempfindlichkeit (Sn) über die Höhe der Versorgungsspannung Ub
eingestellt wird.
- 3. 3.4 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet, daß (7) in Fig. 2
gemäß Fig. 4 durch eine Konstantstromsenke und (7) in Fig. 3 durch eine
Kostantstromquelle ersetzt werden, wobei Senke oder Quelle alle Formen
elektronischer Konstantstromquellen oder ein Zweig eines Stromspiegels sein können.
- 4. 3.5 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet, daß die
Einstellbarkeit der Ansprechempfindlichkeit wahlweise durch Variation des
Konstantstromes oder von (8) erfolgen kann.
- 5. 3.6 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet, daß der
Widerstand (5) durch ein RC-Netzwerk gem. Fig. 5 ersetzt wird um die
Ansprechempfindlichkeit bei kleinen aktiven Flächen und niedrigen
Versorgungsspannungen zu steigern.
- 6. 3.7 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet, daß ein
Anschluß von (8) nicht direkt mit +Ub oder Masse verbunden ist sondern gemäß Fig.
6 eine, über einen Spannungsteiler bestehend aus (13) und (14) bestimmte
Vorspannung erhält was wiederum zu einer Erhöhung der Schwingamplitude führt.
- 7. 3.8 Die Oszillatorschaltung ist des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass gemäß
Fig. 7 das Oszillatorsignal durch einen hinreichend großen Koppelkondensator (14)
auf einen, in zwei Widerstäde (7) und (13) aufgeteilten Arbeitswiderstand zwischen
Kollektor von (4) und Masse zurückgeführt wird, so daß auf diese Weise der
Spannungsabfall über (7) konstant gehalten und somit das Verhalten einer
Konstantstromsenke oder Konstantstromquelle mit höherer Schwingamplitude des
Oszillators erreicht werden.
4. Gewerbliche Anwendbarkeit der Erfindung
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Auf Grund der hohen Vorteile bei gleichzeitig geringerem Aufwand ist die neue
Oszillatorschaltung für den grundsätzlichen Einsatz in allen kapazitiven
Standardsensoren, kapazitiven Miniatursensoren, kapazitiven 2-Draht-Sensoren
(AC/DC), kapazitiven Namursensensoren prädistiniert.