DE10137434A1

DE10137434A1 - Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung

Info

Publication number: DE10137434A1
Application number: DE2001137434
Authority: DE
Inventors: Michael Asam
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-07-31
Filing date: 2001-07-31
Publication date: 2003-01-23
Also published as: EP1417751A1; WO2003015262A1

Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zur Konversion eines Spannungssignals in ein Stromsignal angegeben, bei der ein Ausgangstransistor (4) mit einer Steuerspannung angesteuert wird, welche aus einer Überlagerung einer Eingangsspannung und einer rückgekoppelten Spannung besteht. Die rückgekoppelte Spannung ist dabei aus dem Ausgangsstrom des Transistors (4) abgeleitet und mittels eines weiteren Transistors (3) gebildet, welche die gleiche nichtlineare Kennlinie wie Transistor (4) aufweist, wobei die rückgekoppelte Spannung Nichtlinearitäten im Transistor (4) entgegenwirkt. Hierdurch ist bei geringem Strombedarf eine hohe Linearität erzielt. Die Schaltung ist insbesondere für Hochfrequenzanwendungen, beispielsweise zur Eingangsbeschaltung von Hochfrequenzmischern, in analoger Schaltungstechnik geeignet.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung.

In der analogen Schaltungstechnik liegen elektrische Signale zwischen einzelnen Funktionsblöcken üblicherweise als Spannung vor, das heißt, daß der Informationsgehalt des Signals durch den Spannungswert desselben repräsentiert ist. Beispielsweise in Hochfrequenz-Schaltungen ist es gewünscht, ein derartiges Spannungssignal mit möglichst guter Linearität in ein Stromsignal umzuwandeln. Dies ist normalerweise eingangsseitig an Multipliziererschaltungen erforderlich, die vom Gilbert-Typ sind und das elektrische Äquivalent einer Multiplikation repräsentieren. Wird ein derartiger Gilbert-Multiplizierer als Hochfrequenzmischer betrieben, so weist er üblicherweise einen linearen und einen schaltenden Eingang auf. Am linearen Eingang ist üblicherweise ein Differenzverstärker angeschlossen, der ein symmetrisches Spannungssignal in ein symmetrisches Stromsignal wandelt. Dieses Stromsignal wird einem mit einem Lokaloszillatorsignal schaltend angesteuerten Transistorquartett zugeführt, welches die eigentliche Multiplikation durchführt.

Es sind mehrere Möglichkeiten bekannt, ein Spannungssignal linear in ein Stromsignal zu konvertieren und die üblicherweise bei Übertragungskennlinien von Transistoren auftretenden Nichtlinearitäten zu kompensieren:
Ein gegengekoppelter Differenzverstärker, wie beispielsweise in dem Dokument Tietze, Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 10. Auflage, 1993, Seite 73 angegeben, ermöglicht eine Reduzierung der Nichtlinearität der Spannungs-/Stromwandlung, die aufgrund der stark nichtlinearen Übertragungskennlinie von Transistoren auftritt. Der gegengekoppelte Differenzverstärker benötigt jedoch zusätzliche Stromquellen an den Emitteranschlüssen und weist aufgrund des mit den Linearitätseigenschaften korrelierten Strombedarfs für eine gute Linearität einen verhältnismäßig hohen Stromverbrauch auf. Zudem müssen zusätzliche Transistorebenen zwischen Bezugs- und Versorgungspotential eingefügt werden, so daß sich bei geringen Versorgungsspannungen lediglich verhältnismäßig kleine Signalamplituden erzielen lassen.

Auch Operationsverstärkerschaltungen bieten die Möglichkeit der linearen Umwandlung eines Spannungssignals in ein Stromsignal aufgrund des hohen Eingangs- und des geringen Ausgangswiderstands. Da der Aufbau eines Operationsverstärkers jedoch aufwendig ist, erfordert dies einen großen Platzbedarf. Aufgrund der hohen Anzahl von erforderlichen Bauelementen zur Bildung eines Operationsverstärkers treten Fehlanpassungen auf, so daß sich Schaltungsoffsets ergeben. Operationsverstärkerschaltungen können weiterhin instabil werden und haben verhältnismäßig schlechte Rauscheigenschaften.

Schließlich könnte ein Transistor in Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung oder Spannungsgegenkopplung eingesetzt werden. Auch hier gilt wie beim Differenzverstärker jedoch, daß die Linearitätseigenschaften vom Gleichstromdurchfluß durch den Widerstand, der zur Gegenkopplung benötigt wird, bestimmt werden, so daß sich in einer derartigen Schaltung ein hoher Stromverbrauch ergibt. Zudem ist bei verhältnismäßig großen Gegenkopplungsspannungen der zur Aussteuerung zur Verfügung stehende Spannungsbereich am Transistorausgang stark eingeschränkt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung zur Wandlung eines Spannungssignal in ein Stromsignal anzugeben, welche einen geringen Strombedarf aufweist, für den Betrieb mit geringen Versorgungsspannungen geeignet ist, gute Rauscheigenschaften hat und gute Linearitätseigenschaften bietet.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, umfassend

- einen Signaleingang zum Zuführen einer Eingangsspannung,
- einen Signalausgang zum Bereitstellen eines Ausgangsstroms,
- einen Ausgangstransistor, der mit dem Signalausgang gekoppelt ist und in Abhängigkeit von einem überlagerten Steuersignal den Ausgangsstrom bereitstellt, und
- einen Eingangstransistor, der eine Übertragungskennlinie mit einem festen Verhältnis zu der Übertragungskennlinie des Ausgangstransistors aufweist, der den Signaleingang mit dem Ausgangstransistor koppelt und der zur Bereitstellung des überlagerten Steuersignals der Eingangsspannung ein vom Ausgangsstrom abhängiges Spannungssignal überlagert, derart, daß der Ausgangsstrom in einem Arbeitsbereich eine lineare Abhängigkeit von der Eingangsspannung aufweist.

Als Übertragungskennlinie ist bei Bipolar-Transistoren der Zusammenhang zwischen Eingangsspannung, das heißt Basis- Emitter-Spannung, und zwischen Ausgangsstrom, das heißt Kollektorstrom verstanden. Bei Feldeffekt-Transistoren bestimmt die Übertragungskennlinie den Zusammenhang zwischen Drainstrom und Gate-Source-Spannung.

Bei der Umwandlung einer Spannung in einen Strom mit einen aktiven Bauelement, beispielsweise einem Bipolar-Transistor, einem Metal Oxide Semiconductor(MOS)-Feldeffekttransistor, einer Röhre et cetera, welches als spannungsgesteuerte Stromquelle dient, treten aufgrund der üblicherweise immer vorhandenen, nichtlinearen Übertragungskennlinie des Bauelementes Verzerrungen auf. Es ist jedoch nicht nur jeder Eingangsspannung ein fester Ausgangsstrom-Wert zugeordnet, sondern auch umgekehrt kann mit einem bekannten Ausgangsstrom auf die zugrundeliegende Eingangsspannung zurückgeschlossen werden. Dementsprechend kann durch Kenntnis des Ausgangsstromes wieder eine zugehörige Spannung mit der gleichen nichtlinearen Kennlinie wie bei der Spannungs-/Stromwandlung erzeugt und der ursprünglichen Eingangsspannung entgegengesetzt und damit die Nichtlinearitäten kompensierend überlagert werden. Insgesamt entsteht durch das angegebene Prinzip ein stark linearer Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und Eingangsspannung.

Die Vorverzerrung der Eingangsspannung durch Erzeugen einer rückkoppelnden Spannung aus dem Ausgangsstrom in kompensierender Weise ersetzt demnach bei vorliegendem Prinzip eine Gegenkopplung zur Linearisierung der Kennlinie.

Die vorverzerrte Spannung weist demnach nichtlineare Komponenten auf, die denjenigen der aktiven Schaltung gerade entgegengesetzt sind, derart, daß sich am Ausgang ein bezüglich der Eingangsspannung linearer Ausgangsstrom ergibt.

Die aus dem Ausgangsstrom erzeugte, sich mit der Eingangsspannung überlagernde Spannung wird bevorzugt mittels eines Transistors erzeugt, der die gleiche nichtlineare Kennlinie wie derjenige Transistor aufweist, der die eigentliche Spannungs-/Stromwandlung durchführt.

Da auf eine herkömmliche Strom- oder Spannungsgegenkopplung verzichtet wird, ermöglicht die Schaltungsanordnung gemäß dem vorliegenden Prinzip das Erzielen einer hohen Linearität bei zugleich geringem Stromverbrauch. Die Schaltung ist mit verhältnismäßig wenigen Bauelementen realisierbar und bietet hierdurch die Integrationsmöglichkeit mit geringem Flächenbedarf bei gutem Matching und hierdurch geringen Offsets.

Schließlich ermöglicht das vorliegende Prinzip den Betrieb an geringen Versorgungsspannungen bei zugleich hohem Aussteuerbereich.

In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Rückkopplung des Ausgangsstroms auf den Eingangstransistor ein Stromspiegel vorgesehen, der den Ausgangstransistor mit dem Eingangstransistor koppelt.

Die Kopplung der Strompfade in Ausgangs- und Eingangstransistor mittels eines Stromspiegels bietet eine präzise Stromübertragung bei hoher Verzerrungsfreiheit. So ist sichergestellt, daß Eingangs- und Ausgangstransistor vom gleichen Strom, jedoch gegensinnig durchflossen sind.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung haben der Eingangstransistor und der Ausgangstransistor einen entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp.

Falls die Schaltungsanordnung in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildet ist, so ist gemäß der bevorzugten Weiterbildung einer der beiden Transistoren als NPN- und der andere der beiden Transistoren als PNP-Transistor ausgebildet. Ist die Schaltung in MOS-Schaltungstechnik ausgebildet, so ist einer der beiden Transistoren als n-Kanal-Transistor und der andere der beiden Transistoren als p-Kanal-Transistor ausgebildet. Hierdurch sind Eingangs- und Ausgangstransistor von einem entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp, so daß sich die gewünschte, kompensierende Überlagerung von Eingangsspannung einerseits und aus dem Ausgangsstrom abgeleiteter Spannung andererseits ergibt.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Schaltungsanordnung symmetrisch aufgebaut, mit zwei Eingangstransistoren und zwei Ausgangstransistoren, wobei zur Rückkopplung der Ausgangstransistoren auf die Eingangstransistoren eine Kreuzkopplung vorgesehen ist. Die Überlagerung des Ausgangs- auf das Eingangssignal in entgegengesetzter Weise ist bei einem differentiell, das heißt als Gegentaktsignal auf einer symmetrischen Leitung geführten Ein- und Ausgangssignal in besonders einfacher Weise durch die beschriebene Kreuzkopplung möglich.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung haben Ein- und Ausgangstransistoren gleichen Leitfähigkeitstyp.

Wenn, wie oben beschrieben, ein symmetrischer Schaltungsaufbau zum Betrieb mit Gegentaktsignalen vorgesehen ist, können alle Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp sein, das heißt alle Transistoren können als NPN- oder als PNP- Transistoren ausgebildet sein. Die Überlagerung in entgegengesetzter Weise erfolgt dabei, wie oben beschrieben, aufgrund der Kreuzkopplung mit dem jeweiligen Gegentaktsignal.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Ausgangstransistor in einem ersten Strompfad angeordnet, und zum Auskoppeln des Ausgangsstroms ist ein zweiter Strompfad, der einen Auskoppeltransistor umfaßt, vorgesehen, wobei der zweite Strompfad parallel zum ersten Strompfad geschaltet ist und ebenfalls vom überlagerten Steuersignal angesteuert ist. Der zweite Strompfad koppelt dabei den Ausgangstransistor mit dem Signalausgang der Schaltungsanordnung.

Mit dem weiteren Strompfad, der bevorzugt einen Transistor aufweist, der die gleichen elektrischen Eigenschaften wie der Ausgangstransistor hat, ist unter Beibehaltung der guten Linearität zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom eine rückwirkungsfreie Auskopplung des Ausgangssignals bei guter Linearität bezüglich des Eingangssignals möglich.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Eingangstransistor in Kollektorschaltung und der Ausgangstransistor in Emitterschaltung betrieben.

Der Eingangstransistor arbeitet demnach als Emitterfolger, so daß an seinem Emitteranschluß die Eingangsspannung mit einem um die Basis-Emitterspannung erhöhten Pegel und vorverzerrt mit der Kennlinie des Eingangstransistors bereitgestellt ist. An den Emitteranschluß des Eingangstransistors ist der Basisanschluß des in Kollektorschaltung betriebenen Ausgangstransistors angeschlossen, so daß sich der gewünschte, lineare Strom aufgrund der beschriebenen Überlagerung eines vom Ausgangsstrom abhängigen Überlagerungssignal einstellt.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist der Ausgangstransistor einen Emitteranschluß mit einem gegen einen Bezugspotentialanschluß geschalteten Emitterwiderstand auf.

Der Emitterwiderstand dient zur eigentlichen Spannungs- zu Strom-Wandlung, so daß ein Strom erzeugt wird, der zur gewünschten Vorverzerrung zur Kompensation der Nichtlinearitäten des aktiven Transistors verwendet wird.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Signalausgang mit einem Eingang einer Multipliziererschaltung zur Zuführung eines zu multiplizierenden Signals verbunden.

Insbesondere Multipliziererschaltungen, die als Hochfrequenzmischer ausgebildet sind, erfordern zu ihrer Ansteuerung mit zwei zu multiplizierenden Signalen an je einem Eingang des Multiplizierers, daß zumindest eines dieser zu multiplizierenden Signale als Stromsignal bereitgestellt ist. Dieses ist üblicherweise am Emitteranschluß des Transistorquartetts, welches zwei kreuzgekoppelte Differenzverstärker bildet, zuzuführen, und beispielsweise ein Nutzsignal, welches von einer vorangehenden Stufe, beispielsweise einer Basisband- Signalverarbeitungskette, bereitgestellt ist. Derartige, zwischen Funktionsblöcken zu übergehende Signale stehen üblicherweise als Spannungssignal bereit, so daß der mit vorliegender Schaltungsanordnung ergänzte Signaleingang des Multiplizierers die mit vorliegender Schaltung erzielbaren Vorteile aufweist.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Spannungs-/Stromwandlung gemäß dem vorliegenden Prinzip,
Fig. 2 eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Fig. 1 für symmetrische Signale,
Fig. 3 das vorliegende Prinzip gemäß Fig. 1, angewendet auf einen Differenzverstärker,
Fig. 4 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung gemäß dem Prinzip von Fig. 2, angewendet auf einen Differenzverstärker,
Fig. 5 die vorliegende Schaltungsanordnung in einer Weiterbildung des Ausführungsbeispiels von Fig. 2, angewendet auf eine Mischerschaltung und
Fig. 6 die bekannte, nichtlineare Übertragungskennlinie eines Bipolar-Transistors.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, welche in bipolarer Schaltungstechnik aufgebaut ist. Dabei ist an einem Signaleingang 1 eine Eingangsspannung zuführbar, und an einem Signalausgang 2 ist ein Ausgangsstrom ableitbar, der in einem linearen Zusammenhang zur Eingangsspannung steht. Der Signaleingang 1 ist mit dem Basisanschluß eines Eingangstransistors 3 verbunden, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Transistor 3 ist als PNP- Transistor ausgebildet und mit seinem Emitteranschluß mit dem Basisanschluß eines Ausgangstransistors 4 verbunden, welcher in Emitterschaltung betrieben ist. Weiterhin ist an den Emitteranschluß und den Basisanschluß von Eingangs- beziehungsweise Ausgangstransistor 3, 4 der Basisanschluß eines Koppeltransistors 5 angeschlossen, der ebenso wie der Ausgangstransistor 4 als NPN-Transistor ausgebildet ist. Koppeltransistor 5 ist ebenso wie Ausgangstransistor 4 in Emitterschaltung betrieben. Der Signalausgang 2 ist durch den Kollektoranschluß des Koppeltransistors 5 gebildet. Weiterhin ist ein Stromspiegel 6, 7 vorgesehen, welcher den Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 4 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 2 koppelt und einen als Diode geschalteten PNP-Transistor 6 mit nachgeschaltetem PNP-Transistor 7 umfaßt. Die Stromspiegeltransistoren 6, 7 sind jeweils mit ihrem Emitteranschluß mit einem Versorgungspotentialanschluß 8 verbunden. Die Emitteranschlüsse von Ausgangstransistor 4 und Koppeltransistor 5 sind über je einen Widerstand 9, welche gleiche Widerstandswerte haben, an einen Bezugspotentialanschluß 10 angeschlossen, mit dem auch der Kollektoranschluß des Eingangstransistors 3 verbunden ist.
Der Eingangstransistor 1 dient als Level-Shifter beziehungsweise Pegelschieber und stellt die notwendige Vorverzerrung der Eingangsspannung mit seiner Kennlinie bereit. Abgesehen von Nichtlinearitäten seiner Übertragungskennlinie steht eine um seine Basis-Emitter-Spannung erhöhte Spannung am Emitterausgang des Eingangstransistors bezüglich der Eingangsspannung des Transistors bereit. Der Ausgangstransistor 4, der mit dem Emitterausgang des Eingangstransistors 3 verbunden ist, stellt an seinem Emitterausgang die an seinem Basis anliegende Spannung um seine Basis-Emitter-Spannung vermindert bereit. Am Emitteranschluß des Ausgangstransistors 4 liegt demnach, abgesehen von Verzerrungen, die am Signaleingang 1 anliegende Eingangsspannung an. Der am Emitteranschluß des Ausgangstransistors 4 angeschlossene Widerstand 9 bewirkt eine Spannung- zu Strom-Wandlung, wobei der hierbei erzeugte Strom für die notwendige Vorverzerrung des Eingangssignals verwendet wird.
Im Unterschied zu einer Stromgegenkopplung mittels eines Emitterwiderstands eines in Emitterschaltung betriebenen Transistors fällt bei vorliegender Schaltung über dem Emitterwiderstand 9 lediglich eine geringe Gleichspannung ab, so daß zum einen ein geringer Strombedarf erzielt ist und zum anderen ein großer Aussteuerbereich erzielt ist bei zugleich kleiner Versorgungsspannung. Bei vorliegender Schaltung ist der Emitterwiderstand lediglich zur Spannungs-/Stromwandlung, nicht jedoch zur eigentlichen Stromgegenkopplung erforderlich.
Die einen Stromspiegel bildenden Transistoren 6, 7 stellen sicher, daß durch Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 der betragsmäßig gleiche Strom fließt. Hierdurch ist in Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 sichergestellt, daß jeweils die gleichen, strombedingten, nichtlinearen Schwankungen bezüglich ihrer Basis-Emitter-Spannungen entstehen. Da die Basis- Emitter-Strecken der Transistoren 3, 4 im Signalpfad der Schaltungsanordnung zwischen Signalein- und -ausgang 1, 2 entgegengesetzt liegen, heben sich diese Nichtlinearitäten gegenseitig auf. Der Kollektorstrom des Transistors 4, das heißt des Ausgangstransistors, ist demnach linear von der am Signaleingang 1 anliegenden Eingangsspannung abhängig. Zum Auskoppeln dieses Kollektorstromes ist der Ausgangstransistor 4 inklusive Emitterwiderstand 9 in Kopie vorgesehen, nämlich als Koppeltransistor 5, an dessen Emitteranschluß ebenfalls ein gleich großer Emitterwiderstand 9 wie am Ausgangstransistor 4 angeschlossen ist. Die Basisanschlüsse von Ausgangstransistor 4 und Koppeltransistor 5 sind unmittelbar miteinander verbunden, so daß hierdurch und aufgrund der identischen Widerstandswerte und der gleichen Transistortypen der gleiche Kollektorstrom im Kollektor des Transistors 5 wie im Kollektor des Transistors 4 fließt. Demnach ist auch der Ausgangsstrom, der am Kollektoranschluß des Koppeltransistors 5 bereitgestellt ist, linear von der Eingangsspannung abhängig.
Aufgrund der exponentiellen Kennlinie der gezeigten Bipolar- Transistoren könnte jeweils in Serie zu den Emitterwiderständen 9 je eine Diode geschaltet werden. Hierdurch erhöht sich der Arbeitspunkt am Eingang, wobei ebenfalls alle Nichtlinearitäten kompensiert werden.
Die Schaltung gemäß Fig. 1 mit der beschriebenen Vorverzerrung der Eingangsspannung macht eine Gegenkopplung überflüssig und bietet bei hoher Linearität einen besonders geringen Strombedarf. Da bezüglich bekannter Spannungs-/Stromwandlerschaltungen Stromquellen eingespart werden können, beziehungsweise Stromquellen mit geringerem Strombedarf verwendet werden können, weist die Schaltung ein verbessertes Rauschverhalten auf. Eine weitere Reduzierung des Rauschens erfolgt dadurch, daß die Vorverzerrungsschaltung das Eingangssignal nicht bedämpft, wie es beispielsweise bei der Vorverzerrung eines Differenzverstärkers mittels Dioden der Fall wäre.
Da die Vorverzerrungsschaltung wie in Fig. 1 einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand aufweist, werden Rauschströme am Eingang der aktiven Bauelemente, das heißt der Transistoren, praktisch nicht in Rauschspannungen umgewandelt. Da das Nutzsignal am Eingang der Transistoren jedoch als Spannung vorliegt, ergibt sich ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis. Da am Ausgang der Schaltung lediglich ein Transistor und keine in Serie geschalteten Transistoren vorgesehen sind, ergibt sich ein großer spannungsmäßiger Aussteuerbereich am Ausgang, so daß die Schaltung für niedrige Versorgungsspannungen bei großen Signalamplituden geeignet ist.
Der Auskoppeltransistor 5 mit angeschlossenem Emitterwiderstand 9 kann zur Bildung eines Übersetzungsverhältnisses ungleich eins auch so ausgelegt sein, daß am Ausgang 2 ein Ausgangsstrom bereitsteht, der ein Vielfaches des durch Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 fließenden Stroms ist.
Fig. 2 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Fig. 1, bei der Signalein- und -ausgang symmetrisch ausgeführt sind.
Im einzelnen sind zwei Eingangstransistoren 11, 12 vorgesehen, welche mit jeweils ihrem Basisanschluß mit dem symmetrisch ausgebildeten Signaleingang 1, 1' verbunden sind. Die Emitteranschlüsse der Eingangstransistoren 11, 12 sind mit je einem Ausgangstransistor 13, 14 jeweils an dessen Basisanschluß verbunden. Zur Rückkopplung des Ausgangsstroms vom Ausgangstransistor 13, 14 auf Eingangstransistoren 11, 12 ist eine Kreuzkopplung vorgesehen, derart, daß der Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 13 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 12 und der Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 14 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 11 verbunden ist.
Zur Signalauskopplung ist wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1 der Signalausgang 2, 2' an den Kollektoranschlüssen der Koppeltransistoren 15, 16 gebildet. Die Koppeltransistoren 15, 16 sind ein elektrisches Abbild der Ausgangstransistoren 13, 14 und weisen deshalb wie diese je einen Emitterwiderstand gegen einen Bezugspotentialanschluß 10 auf. Die Kollektoranschlüsse der Eingangstransistoren 11, 12 sind kollektorseitig mit Versorgungspotentialanschluß 8 verbunden.
Die Kreuzkopplung der Eingangstransistoren 11, 12 mit den Ausgangstransistoren 13, 14 ist aus Übersichtlichkeitsgründen nicht eingezeichnet, sondern jeweils durch die miteinander verbundenen Schaltungsknoten A und B bezeichnet. Dabei sind jeweils Schaltungsknoten mit gleichem Bezugszeichen miteinander elektrisch verbunden.
Bei der Schaltung gemäß Fig. 2, die auf dem Prinzip gemäß der Schaltung von Fig. 1 beruht, wird der jeweils komplementäre Ausgangsstrom der Transistoren 13, 14 für eine geeignete Vorverzerrung verwendet. Demnach sind die Transistoren 11, 14 vom gleichen Strom durchflossen und ebenso sind die Transistoren 12, 13 vom gleichen Strom durchflossen. Die Basisströme sind bei dieser Betrachtung jeweils vernachlässigt. Folglich bilden sich an den jeweiligen Transistoren auch die gleichen Basis-Emitter-Spannungen aus, nämlich an den Transistoren 11, 14 die Basis-Emitter-Spannung U_BE1 und an den Transistoren 12, 13 jeweils die Basis-Emitter-Spannung U_BE2. Zwischen Signaleingang 1, 1' und Widerstand 9 ergibt sich demnach auf beiden Seiten der gleiche Summen-Spannungsabfall U_BE1 + U_BE2, der sich aus der Summe der beiden Basis-Emitter- Spannungen berechnet. Daher liegt die differentielle Eingangsspannung auch zwischen den Emitteranschlüssen der Transistoren 13, 14 an, jeweils um die Summe der Basis-Emitter- Spannungen vermindert. Der differentielle Strom zwischen den Emitterknoten der Transistoren 13, 14 ergibt sich demnach aus dem Quotienten aus der Eingangs-Differenzspannung und dem zweifachen Widerstandswert des Widerstands 9. Daher ist der Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und Eingangsspannung linear und unabhängig von nichtlinearen Transistorkennlinien. Die Transistoren 15, 16 mit den Emitterwiderständen 9 sind als Duplikate der Ausgangswiderstände 13, 14 mit Emitterwiderständen 9 aufgebaut, daher fließt der gleiche Strom am Signalausgang 2, 2'.
Fig. 3 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Fig. 1, angewendet auf einen Differenzverstärker, zu dessen zusätzlicher Linearisierung. Dabei ist wie in Fig. 1 ein Signaleingang 1 mit einem Eingangstransistor 3, einem Ausgangstransistor 4 sowie Stromspiegeltransistoren 6, 7 verschaltet. Ebenso wie in Fig. 1 ist weiterhin ein Koppeltransistor 5 an den Ausgangstransistor 4 angeschlossen, an dem der Signalausgang 2 kollektorseitig gebildet ist. Bezüglich dieser Bauelemente entspricht die Schaltung nach Fig. 3 in Aufbau und Funktion der von Fig. 1 und wird nicht noch einmal im einzelnen erläutert. Im Unterschied zu Fig. 1 ist an dem Emitteranschluß des Transistors 4 jedoch unmittelbar der Emitteranschluß des Transistors 5 angeschlossen und dieser Emitterknoten ist über eine Gleichstromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10verbunden. Eine derartige Teilschaltung ist gemäß Fig. 3 weiterhin spiegelbildlich vorgesehen, wobei die gespiegelten Bauelemente jeweils mit einem entsprechenden, jedoch mit Hochkomma ' versehenen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Zur Bildung des Differenzverstärkers sind die beiden gespiegelten Teilschaltungen emitterseitig bezüglich der Ausgangstransistoren 4, 4' miteinander unmittelbar oder, wie gezeigt, über einen optionalen Gegenkopplungswiderstand 18 miteinander verbunden. Der Gegenkopplungswiderstand 18 bietet einen vergrößerten Aussteuerbereich, das heißt die maximale Amplitude des differentiellen Spannungssignals, welches an den Signaleingängen 1, 1' zuführbar ist, ist vergrößert. Für die hohe Linearität ist der Gegenkopplungswiderstand 18 jedoch nicht erforderlich.
Das Ausgangssignal der Schaltung gemäß Fig. 3 kann am differentiellen Stromausgang 2, 2' der Auskopplungstransistoren 5, 5' abgegriffen.
Fig. 4 zeigt ebenfalls das beschriebene Linearisierungsprinzip durch Vorverzerrung des Eingangssignals, angewendet auf einen Differenzverstärker, jedoch mit einer Kreuzkopplung der symmetrischen Ströme wie in Fig. 2 gezeigt. Die Schaltung gemäß Fig. 4 entspricht dabei in Aufbau und Funktion weitgehend der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. Gegenüber dieser unterscheidet sich die Schaltung gemäß Fig. 4 jedoch dadurch, daß die Emitterwiderstände 9 der Transistoren 13 bis 16 entfallen. Stattdessen sind die Emitteranschlüsse der Transistoren 13, 15 miteinander unmittelbar sowie über eine Stromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10 verbunden. Spiegelsymmetrisch sind dementsprechend auch Ausgangstransistor 14 und Auskopplungstransistor 16 emitterseitig unmittelbar miteinander und über Stromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10 verbunden. Zur Bildung eines Differenzverstärkers sind die Emitteranschlüsse der Ausgangstransistoren 13, 14 über einen Gegenkopplungswiderstand 18, der in alternativen Ausführungsformen auch entfallen kann, verbunden. Auch bei der Schaltung gemäß Fig. 4 ist der Gegenkopplungswiderstand 18 zur Vergrößerung des Aussteuerbereichs am Eingang 1, 1', nicht jedoch zur Linearisierung der Schaltung erforderlich.
Bei den Schaltungen gemäß Fig. 1 bis 4 können die Koppeltransistoren 5, 5', 15, 16 sowie die Widerstände 9 entweder als Duplikate der Ausgangstransistoren ausgebildet sein, oder in gewünschter Weise skaliert sein, um den Ausgangsstrom um einen konstanten Faktor zu erhöhen oder zu erniedrigen.
Fig. 5 schließlich zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Fig. 2 mit einem an den Signalausgang 2, 2' angeschlossenen Multipliziererkern, der das elektrische Äquivalent einer Multiplikation repräsentiert.
Der Schaltungsaufbau von Fig. 2 findet sich bei der Schaltung in Fig. 5 mit gleichen Bezugszeichen versehen in Aufbau und Funktion wieder und wird daher an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt. Lediglich die Kopplungen A und B, die in der Zeichnung von Fig. 2 nicht durchverbunden gezeichnet sind, sind bei Fig. 5 aufgelöst gezeichnet.
Die Transistoren 11, 12, 13, 14, 15, 16 sind bei der Schaltung gemäß Fig. 5 aus Integrationsgründen jeweils doppelt ausgebildet.
Der Multipliziererkern umfaßt zwei Transistorpaare, die jeweils wie Differenzverstärker verschaltet, das heißt paarweise emitterseitig miteinander gekoppelt sind. Diese Emitterknoten der Transistorpaare 19, 20 sowie 21, 22 sind mit dem Signalausgang 2, 2' der Spannungs-/Stromwandlerschaltung verbunden. Basisseitig sind die Transistorpaare 19, 20; 21, 22 zur Bildung eines weiteren Signaleingangs parallel geschaltet, dabei ist dieser parallel geschaltete Eingang mit einem Lokaloszillator-Eingang 23, 24 verbunden, dem ein zweites zu multiplizierendes Signal zuführbar ist. Das erste zu multiplizierende Signal ist wie bereits erwähnt am Spannungseingang 1, 1' zuführbar. Kollektorseitig sind die Transistorpaare 19, 20; 21, 22 in einer Kreuzkopplung miteinander verbunden und bilden den Schaltungsausgang 25, 26 des Multiplizierers, an dem das multiplizierte beziehungsweise gemischte Signal abgreifbar ist.
Die beschriebene Mischerschaltung bietet eine hohe Linearität bei geringem Strombedarf sowie einen großen Aussteuerbereich bei Betrieb mit geringer Versorgungsspannung.
Fig. 6 zeigt die bekannte Übertragungskennlinie eines Bipolar-Transistors, die den Zusammenhang zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom angibt. Gemäß dem gezeigten Schaubild ist der Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Basis-Emitter- Spannung angegeben.
Die Transistoren, insbesondere die Eingangs-, Ausgangs- und Koppeltransistoren gemäß Fig. 1 bis 5 können beispielsweise jeweils Übertragungskennlinien wie in Fig. 6 gezeigt haben.
Man erkennt, daß auch bei einer Kleinsignal-Aussteuerung eines Transistors aufgrund der gezeigten, nichtlinearen Übertragungskennlinie normalerweise Nichtlinearitäten, das heißt Verzerrungen auftreten. Diese sind bei den Schaltungsanordnungen gemäß vorliegendem Prinzip wie beschrieben kompensiert. Bezugszeichenliste 1 Signaleingang
2 Signalausgang
3 Eingangstransistor
4 Ausgangstransistor
5 Koppeltransistor
6 Stromspiegel
7 Stromspiegel
8 Versorgungspotentialanschluß
9 Widerstand
10 Bezugspotentialanschluß
11 Eingangstransistor
12 Eingangstransistor
13 Ausgangstransistor
14 Ausgangstransistor
15 Koppeltransistor
16 Koppeltransistor
17 Stromquelle
18 Widerstand
19 Transistor
20 Transistor
21 Transistor
22 Transistor
23 Eingang
24 Eingang
25 Ausgang
26 Ausgang

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, aufweisend
einen Signaleingang (1) zum Zuführen einer Eingangsspannung,
einen Signalausgang (2) zum Bereitstellen eines Ausgangsstroms,
einen Ausgangstransistor (4), der mit dem Signalausgang (2) gekoppelt ist und in Abhängigkeit von einem überlagerten Steuersignal den Ausgangsstrom bereitstellt, und
einen Eingangstransistor (3), der eine Übertragungskennlinie mit einem festen Verhältnis zu der Übertragungskennlinie des Ausgangstransistors (4) aufweist, der den Signaleingang (1) mit dem Ausgangstransistor (4) koppelt und der zur Bereitstellung des überlagerten Steuersignals der Eingangsspannung ein vom Ausgangsstrom abhängiges Spannungssignal überlagert, derart, daß der Ausgangsstrom in einem Arbeitsbereich eine lineare Abhängigkeit von der Eingangsspannung aufweist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Rückkopplung des Ausgangsstroms auf den Eingangstransistor (3) ein Stromspiegel (6, 7) vorgesehen ist, der den Ausgangstransistor (4) mit dem Eingangstransistor (3) koppelt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor (3) und der Ausgangstransistor (4) einen entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp haben.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung symmetrisch aufgebaut ist mit zwei Eingangstransistoren (11, 12) und mit zwei Ausgangstransistoren (13, 14), und daß zur Rückkopplung von den Ausgangstransistoren (13, 14) auf die Eingangstransistoren (11, 12) eine Kreuzkopplung vorgesehen ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstransistoren (11, 12) und die Ausgangstransistoren (13, 14) von einem gleichen Leitfähigkeitstyp sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstransistor (4) in einem ersten Strompfad angeordnet ist und daß zum Auskoppeln des Ausgangsstroms ein zweiter Strompfad mit einem Auskoppeltransistor (5) vorgesehen ist, der ebenfalls vom überlagerten Steuersignal angesteuert wird und der den Ausgangstransistor (4) mit dem Signalausgang (2) der Schaltungsanordnung koppelt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor (3) in Kollektorschaltung und der Ausgangstransistor (4) in Emitterschaltung betrieben ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstransistor (4) einen Emitteranschluß mit einem gegen einen Bezugspotentialanschluß geschalteten Emitterwiderstand (9) aufweist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalausgang (2) mit einem Eingang einer Multipliziererschaltung (19, 20; 21, 22) zur Zuführung eines zu multiplizierenden Signals verbunden ist.