DE10117299A1

DE10117299A1 - Digitale Transsistorschaltung zur Versorgung eines Elektromagneten

Info

Publication number: DE10117299A1
Application number: DE2001117299
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Nestler; Matthias Wangemann
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-04-06
Filing date: 2001-04-06
Publication date: 2002-10-31

Description

Die Erfindung betrifft die energiesparende und temporär leistungssteigernde Ansteuerung von Elektrohubmagneten zum Antrieb von beispielsweise Magnetventilen, Bremsmotoren, Schwingankerpumpen etc. durch einen Mikrocontroller direkt aus dem Gleichstromnetz.

Stand der Technik

Bekannt sind Schaltungen zur Anzugsüberhöhung, bei denen nach der Anzugsphase dem Verbraucher eine gepulste Gleichspannung zugeführt wird, beispielsweise WP DD-243 794.

Nachteilig bei diesen Schaltungen ist es, daß die notwendigen Zeit- und Regelglieder mit analogen Bauelementen aufgebaut und damit stark toleranzbehaftet sind und daß vor allem die Zeit- Kondensatoren einer weiteren Miniaturisierung Grenzen setzten.

Zweck der Erfindung

Zweck der Erfindung ist es, einem Elektrohubmagneten sofort nach dem Einschalten eine hohe Leistung P1 (Anzugsüberhöhung) zuzuführen und diese Leistung nach Ablauf der Einschaltzeit t1 auf eine sehr viel geringere Leistung P2 (Dauerleistung) verlustfrei herabzusetzen.

Wichtig dabei ist, daß die Leistung P2 stabil über die gesamte Einschaltzeit bleibt, damit zum Einen die Wicklung des Elektromagneten thermisch nicht überlastet wird und zum Anderen der Magnetanker des Elektromagneten nicht abfällt.

Aufgabe der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine digitale Schaltung so zu konzipieren, daß sie als Vierpol zwischen Wechselstromnetz und Schalter einerseits und dem Elektromagneten andererseits geschaltet wird und alle folgenden Funktionen mit geringstem Hardwareaufwand im Wesentlichen softwaremäßig realisiert:

- Wahl der Art der Leistungsreduzierung als Impulsbreitenmodulation oder als Kondensatorstoßentladung durch z. B. Drahtbrücken- oder DIL-Schalterprogrammierung,
- Wahl der Ausgangsspannung nach der Anzugsüberhöhung durch Drahtbrücken- oder DIL-Schatterprogrammierung oder mittels analogem Eingangssignal.
- Wahl der Zeit t1 der Anzugsüberhöhung durch Drahtbrücken- oder DIL-Schalterprogrammierung,
- Ermitttlung der Abweichung dar Netzspannung vom Sollwert ohne A/D-Wandlung,
- optional Stabilisierung der Ausgangsleistung für Dauereinschaltung P2 und/oder für Anzugsüberhöhung P1, d. h. Steuerung so, daß die dem Verbraucher zugeführte Leistung unabhängig von Netzspannungsschwankungen und Temperatur wird.
- optional Überwachung der Wicklungstemperatur und Abschaltung oder Zurückregelung der Ausgangsspannung bei Überschreitung einer Grenztemperatur bzw. gleitende Temperaturkompensation der Leistungsaufnahme der Spule(n)

Die Schaltung soll auf sehr kleinem Raum (wenige cm²) untergebracht sein, ihre Energie aus dem Netz beziehen und als "Vierpol" direkt zwischen Netz (2 Pole Eingang) und Verbraucher (2 Pole Ausgang) geschaltet werden.

Erfindungsgemäße Lösung

1. Eine energiesparende Ansteuerung von Elektrohubmagneten zum Antrieb von beispielsweise Magnetventilen durch einen Mikrocontroller wird erfindungsgemäß hardwaremäßig durch eine vierpolige Schaltung nach Fig. 1 realisiert, deren Eingangsklemmen 1 und 2 direkt ans Gleichstromnetz gelegt werden, deren Ausgangsklemmen 3 und 4 den Elektromagneten speisen, die Leistungsbauelemente Diode D1, Nulldiode D2 und einen Transistor Q enthält, der über den Widerstand R3 direkt vom einem Ausgangspin (z. B. Pin 5) des Mikrocontrollers MC angesteuert wird, wobei die Masse des Mikrocontrollers (z. B. Pin 8) auf Emitterpotential des Transistors Q liegt, die Stromversorgung (z. B. Pin 1) des Mikrocontrollers MC direkt aus dem Netz über Widerstand R0, Begrenzungs-Zenerdiode Z1 und Glättungskondensator C0 gewonnen wird.
2. Weiterhin werden erfindungsgemäß nicht benötigte Pins wahlweise über änderbare Drahtbrücken oder DIL-Schalter (DIL) mit Masse oder Speisespannung verbunden, damit vor Inbetriebnahme Höhe und Dauer der Anzugsüberhöhung einstellbar ist.
3. Weiterhin erfindungsgemäß erfaßt ein Pin (im Beispiel Pin 6) während der Taktpause den Zeitpunkt, zu dem eine Referenzspannung überschritten wird, um so die Höhe der momentanen Betriebsspannung rechnerisch erfassbar zu machen, indem dieser Pin über einen Zenerdiode Z2 mit dem auf Fig. 1 dargestelltem Netzwerk der Bauelemente R1, R2, D3, C1 mit Emitter und Kollektor des Schalttransistors Q verbunden ist, und so optional die Ausgangsleistung für Dauereinschaltung P2 und/oder für Anzugsüberhöhung P1 stabilisiert, d. h. so gesteuert werden kann, daß die dem Verbraucher zugeführte Leistung unabhängig von Netzspannungsschwankungen wird.
4. Weiterhin erfindungsgemäß wird ein Pin (im Beispiel Pin 2) mit einem Spannungsteiler bestehend aus einem an Masse liegenden Thermistor TM und einem an höherer Spannung liegendem Widerstand R6 verbunden, um die Wicklungstemperatur oder die Temperatur auf der Leiterplatte zu überwachen und beim Überschreiten eines Grenzwertes die Leistungszufuhr und abschalten oder zurückregeln zu können. Bei Verwendung eines Mikrocontrollers mit Analogeinganges ist eine gleitende Temperaturkompensation möglich.
5. Weiterhin erfindungsgemäß führt der Mikrocontroller nach jedem Einschatten der Betriebsspannung ein Reset aus, danach werden alle Pins auf Ein- bzw. Ausgang initialisiert, eine Schalterzelle wird auf Null gesetzt und eine Zählerzelle wird als Maß für die Zeit der Anzugsüberhöhung tAnzug geladen, dessen Zahl durch Abfrage eines oder mehrere Programmierpins bestimmt wird. Alternaiv wird ein Timer des MC entsprechend programmiert.
6. Weiterhin erfindungsgemäß wird der Schalttransistor Q während der Anzugszeit tAnzug über einem Pin des MC (z. B. Pin 5) und einem Schutzwiderstand R3 voll durchgesteuert, um dem Elektrohubmagneten die volle Leistung zuzuführen und damit die notwendige Anzugsüberhöhung zu realisieren. Dazu wird softwaremäßig die unter 5 auf Null gesetzte Schalterzelle abgefragt.
7. Weiterhin erfindungsgemäß wird die unter 5 initialisierte Zählerzelle in jeder Programmschleife herabgezählt. Alternativ wird auf das Interrupt des Timers gewartet.
8. Weiterhin erfindungsgemäß gibt der MC über den unter 6 genannten Pin Pulse auf den Schalttransistor Q, wenn die unter 5 initialisierte Zählerzelle den Wert Null erreicht hat oder alternativ der Timerinterrupt erfolgt ist, wodurch dem Verbraucher nur eine geringe Leistung zugeführt wird.
9. Weiterhin erfindungsgemäß wird dazu nach jedem der unter 8 genannten Pulse ein interner Zähler (GTC) gestartet wird. Nach Erreichen einer Zahl n3 wird über einen internen Interrupt die Ausgabe des Pulses beendet. Damit so festgelegte Pulsbreite bestimmt die mittlere Ausgangspannung. Die Zahl n3 und damit Pulsbreite und mittlere Ausgangsspannung kann noch durch Abfrage eines weiteren Programmierpins in Stufen eingestellt werden.
10. Weiterhin erfindungsgemäß wird optional die Höhe der Netzspannung durch das unter 3 beschriebene Netzwerk ermittelt, indem beim Überschreiten einer Referenzspannung ein Interrupt ausgelöst wird und bei der Berechnung der Pulsbreite berücksichtigt wird.
11. Weiterhin erfindungsgemäß kann die Schaltung einen teuren Leistungsschalter ersetzen. Der Ein/Aus Modus läßt sich leistungsarm über einen Pin des MC mittels Logikpegel oder z. B. durch einfaches Unterbrechen der MG Speisung realisieren. Standbyschaltungen oder Ankopplungen an Feldbussysteme werden dadurch einfach realisierbar. Um den Forderungen hinsichtlich des Berührungsschutzes gerecht zu werden, kann ein preiswerter Optokoppler die galvanische Trennung von Steuerkreis und der hier beschriebenen Steuerung übernehmen.
12. Erfindungsgemäß wird bei der Variante Kondensatorstoffentladung nach Anlegen der Schaltung über die Pole 1, 2 an das DC-Netz zunächst ein Kondensator C3 in Fig. 7 oder CIII in Fig. 9 auf eine mehrfach höhere Betriebsapannung geladen. Erst danach wird diese Kondenstorladung gemeinsam mit der Betriebsspannung über einen Thyristor Th an den Elektromagneten GM geschaltet. Die Dioden D3 und D4 in Fig. 7 bzw. DI, DII und DIII entkoppeln die unterschiedlichen Spannungen untereinander. Nach Abklingen der Kondensatorentladung und Anziehen des Magnetankers übernimmt die Netzspannung die Speisung des Magneten und damit das Hatten des Magnetankerns.
13. Weiterhin erfindungsgemäß wird bei einer weiteren Variante des Prinzips der Kondensatorstoßentladung vor der Stoßentladung zunächst eine Spannungsverfielfachung erzielt. Dazu werden im Beispiel Fig. 9 die Elektroden einer Reihe von Kondensatoren CI, CII und CII jeweils in einem Takt an Masse und Betriebsspannung geschaltet, so taktweise geladen und im nächsten Takt hintereinander geschaltet werden, wobei der letzte Kondensator CIII als Speicherkondensator dient. Die Dioden DI, DII und DIII entkoppeln die Kondensatoren beim weiterreichen der Ladung.

Hat der letzte Kondensator die volle, vierfache, Betriebsspannung erreicht, so zündet der Mikrokontroller MC den Thyristor Th wie unter 12 dargelegt. Im vorliegenden Beispiel wird diese Zündung zeitabhängig durch internes Timing vom MC ausgelöst. Auf Fig. 10, 11 und 12 sind Schalttakte und Kondensatorladespannung dargestellt.

Beispiel

Die Erfindung soll nachstehend an 2 Beispielen erläutert werden

Fig. 1-6 stellen die Schaltung mit Pulsweitenmodulation darf,

Fig. 7-11 die Schaltungen mit Kondensatorstoßentladung.

Bauelemente

D1, D2 Leistungsdioden
Q Transsistor
MC Mikrocontroller
R0. . .R7 Widerstände
C0, C1 Kondensatoren
Z1, Z2 Zenerdioden
TM Thermistor
DIL DIL-Schalter

1

,

2

Eingangsklemmen

3

,

4

Ausgangsklemmen
GM Elektromagnet

1. Beispiel Pulsweitenmodulation nach Fig. 1 bis 6

Auf Fig. 1 und 6 sind die Schaltungen für das Prinzip Pulsweitenmodulatio dargestellt, Fig. 2 bis 5 stellen dabei den Verlauf der Ströme und Spannungen während der Taktung dar.

Ein durch die Bauelemte R0, Z1, und C0 mit stabiler Gleichspannung versorgter Mikrokontroller MC steuert den mit der Nulldiode D2 überbrückten Gleichstrommagneten GM über den Stelltransistor 4, dessen Basisistrom durch Widerstand R3 begrenzt wird.

Weitere Bauelemente sind eine Verpolschutzdiode D1 und optional (in Fig. 6) ein Vortransistor Q1. Das Netzwerk der Bauelemte Z2, C1, D3, R1, R2 dient zur Ermittlung der Spannungshöhe der DC- Netzspannung.

Ein an den Ausgangsklemmen 3 und 4 (Fig. 1)angeschlossener Gleichstrommagnet GM wird sofort nach Anlegen der Betriebsgeleichspannung, beispielsweise 24 Volt, an die Eingangsklemmen 1, 2 eines Vierpols für eine kurze Anzugszeit tAnzug (Fig. 2) über den Transistor 4 direkt oder über den Vortransistor Q1 (auf Fig. 6 dargestellt) eingeschaltet.

Dabei wird dem Magneten der Anzugsstrom IA nach Fig. 3 zugeführt.

Nach dieser Anzugsüberhöhung taktet der Transsistor Q den Elektromagneten GM so, daß der mittlere Strom niedriger, zwischen Imin und Imax nach Fig. 3. liegt, wobei Imin noch mit Sicherheit für das Halten des Magnetankers ausreicht.

Das Aufladen des Magnetkreisese erfolgt während der Einschaltphase tEin des Taktes, wobei die Stromaufnahme auf Imax ansteigt.

Die Nulldiode D2 hält den Spulenstrom während der Taktpausen tAus, wobei er wegen des endlichen Spulenwiderstandes von Imax auf Imin absinkt.

Die Taktfrequenz ist so gewählt, daß Imin nicht unerträglich absinkt.

Der Elektromagnet GM wird low-aktiv getastet, um den Stelltransistor Q direkt oder über Vortransistor (auf Fig. 6 dargestellt) vom Mikrokontroller MC ohne Potentialtrennung ansteuern zu können. Auf Fig. 4 ist diese Low-Taktung als Spannung U4 über den Transsistor Q dargestellt.

Im Programm des MC werden Anzugszeit tAnzug, Taktfrequenz und Taktverhältnis tEin/tAus für verschiedene genräuchliche Varianten festgelegt.

Durch nachträgliches Programmieren der mit DIL gekennzeichneten Pins 2, 3, 4, 7 über Lötbrücken oder DIL-Schalter des MC lassen sich die vorprogrammierten Anzugszeiten bzw. Taktverhältnisse aktivieren. Intern legt ein Timer des MC das Ende der Anzugszeit sowie Takt, Beginn und Ende der Einschaltzeit innehalb des Taktes fest.

Bei geöffnetem Transsistor Q, während der Impulspausen tAus beginnt ein Ladezyklus für den Kondensator C1 über den Ladewiderstand R1.

Dies ist in Fig. 5 dargestellt.

Zu Beginn der Impulspause läuft im MC ein weiterer Timer im MC an.

Erreicht der Kondensator C1 eine durch die Zehnerdiode Z2 festgelete Referenzspannung Uref, so wird im MC ein Interrupt ausgelöst.

Die Zeit tref läßt sich durch Auslesen dieses Timers ermitteln und ist ein Maß für den Istwert der Betriebsspannung.

Softwaremäßig wird die Einschaltzeit tEin dabei so korrigiert, daß der Ausgangsstrom konstant, d. h. unabhängig von der ggf. schwankenden Netzspannung ist.

Während des Einschaltimpulses, bei geschlossenem Transsistor Tr, entlädt sich der Kondensator C1 über Entladewiderstand R2 und Diode D3.

Damit werden die Ausgangsbedingungen wieder hergestellt.

2. Beispiel Kondensatorstoßentladung nach Fig. 7 bis 11

Auf Fig. 7 ist die Schaltung für das Prinzip Kondensatorladung dargestellt, auf Fig. 8 ist der der Verlauf der Kondensatorladung zu sehen.

Ein durch die Bauelemte R0, Z1, und C0 mit stabiler Gleichspannung versorgter Mikrokontroller MC schaltet getaktet über Pin 5 sofort nach Anlegen der Netzgleichspannung an die Eingangsklemmen 1 und 2 des Vierpos über seine internen Transistorschalter die negative Kondensatorplatte von C1 zunächst an Massepotential 2. Über die Diode D5 wird der Kondensator während dieser Zeit geladen. Danach hebt Pin 5 die negantive Kondensatorplatte von C1 auf Versorgungsspannungspotential, wodurch die positive Kondensatorplatte kurzzeitig auf doppelte Versorgungsspannung angehoben wird.

Über Diode D6 fließt nun ein Teil der Ladung von C1 auf den Kondensator C2, der dadurch stufenweise durch die Ladeimpulse in der Ladezeit tLade (Fig. 8) auf die doppelte Betriebsspannung aufgeladen wird.

Am Ende des Ladezyklus übersteigt der vom hochohmigen Spannungsteiler an PIN 6 des Mikrocontrollers geliefert Spannungsanteil R1/R2 seine stabilisierte Betriebsapannung und löst damit ein Interrupt aus.

Nach einem weiteren, geringen Zeitverzug (tt) liefert der Mikrokontroller MC über Pin 7 einen Zündimpuls an das Gate des Thyristors Th.

Damit werden gleichzeitig die überhöhte Kondensatorspannung Umax sowie die Netzspannung UN an den mit der Nulldiode D2 überbrückten Gleichstrommagneten GM geschaltet, der an den Ausgangsklemmen 3 und 4 (Fig. 7)angeschlossen ist.

Beide Spannungen sind durch die Dioden D3 und D4 gegeneinander entkoppelt, so das jeweil nur die höhere wirksam wird.

Während der Entladezeit tA (Fig. 8) zieht der Magnetanker an, der Luftspalt schließt sich, und es wird zunehmend weniger Erregerspannung benötigt. Die abfallende Entladekurve kommt dem tatsächlichen Energiebedarf des Elektromagneten entgegen. Während dieser Zeit tA schaltet der Mikrokontroller über seinem Pin 5 die Impulse ab.

Wenn die Kondensatorspannung am Ende des Anzugsimpulses die Netzspannung unterschreitet, übernimmt diese über die Diode D3 die weitere Speisung des Elektromagneten GM.

Die Nulldiode D2 verhindert, daß induktive Spannungsspitzen beim Abschalten der Netzspannung interne Baulelemente spannungsmäßig überlasten.

Auf Fig. 9 ist das Beispiel einer Vervierfachung der Betreibespannung durch externe Umschalter SI, SII, SIII dargestellt.

Um die Ladung nicht zwischenspeichern zu müssen, werden dies Schalter im Gegentakt, d. h. phasenversetzt zueinander geschaltet, s. Fig. 10 zu Fig. 12. Während Schalter SI high ist, also das Potential von CI auf (maximal) doppelter Betriebsspannung angehoben ist, wird mit diesem Potential CII geladen, wobei SII low getaktet ist.

Danach hebt SII die negative Kondensatorplatte CII auf Betriebsspannungspotential, wobei dann seine positive Kondensatorplatte auf dreifache Betriebspannung gehoben wird.

In der letzten Stufe wird dann der Kondensator CIII schließlich auf vierfache Betriebsspannung angehoben.

Dieser Kondensator CIII wird gleichzeitig als Energiespeicherkondensator genutzt.

Werden die Ladesimpulse durch die Widerstände RL und die Entladeimpulse durch die Widerstände RE (letzterer über die Stromverstärkung) begrenzt, so ist die Entladungsstromstärke des Speicherkondensators CIII sehr hoch. Um die Schalterhalbleiter nicht damit zu belasten, wird der kräftige Entladestromstoß über die Leistungsdiode geführt, wenn der Leistungsthyristor dies zeitgesteuert auslöst.

Claims

1. Energiesparende Ansteuerung von Elektrohubmagneten zum Antrieb von beispielsweise Magnetventilen durch einen Mikrocontroller dadurch gekennzeichnet, daß eine vierpolige Schaltung nach Fig. 1 angeordnet wird, deren Eingangsklemmen 1 und 2 direkt ans Gleichstromnetz gelegt werden, deren Ausgangsklemmen 3 und 4 den Elektromagneten speisen, die Leistungsbauelemente Diode D1, Nulldiode D2 und einen Transistor Q enthält, der über den Widerstand R3 direkt vom einem Ausgangspin (z. B. Pin 5) des Mikrocontrollers MC angesteuert wird, wobei die Masse des Mikrocontrollers (z. B. Pin 8) auf Emitterpotential des Transistors Q liegt, die Stromversorgung (z. B. Pin 1) des Mikrocontrollers MC direkt aus dem Netz über Widerstand R0, Begrenzungs-Zenerdiode Z1 und Glättungskondensator C0 gewonnen wird.

2. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß nicht benötigte Pins wahlweise über änderbare Drahtbrücken oder DIL-Schalter (DIL) mit Masse oder Speisespannung verbunden sind, womit vor Inbetriebnahme Höhe und Dauer der Anzugsüberhöhung einstellbar ist.

3. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 und 2 dadurch gekennzeichnet, daß ein Pin (im Beispiel Pin 8) während der Taktpause den Zeitpunkt, zu dem eine Referenzspannung überschritten wird, um so die Höhe der momentanen Betriebsspannung rechnerisch erfassbar zu machen, indem dieser Pin über einen Zenerdiode Z2 mit dem auf Fig. 1 dargestelltem Netzwerk der Bauelemente R1, R2, p3, C1 mit Emitter und Kollektor des Schalttransistors Q verbunden ist, und so optional die Ausgangsleistung für Dauereinschaltung P2 und/oder für Anzugsüberhöhung P1 stabilisiert, d. h. so gesteuert werden kann, daß die dem Verbraucher zugeführte Leistung unabhängig von Netzspannungsschwankungen wird.

4. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, daß ein Pin (im Beispiel Pin 2) mit einem Spannungsteiler bestehend aus einem an Masse liegenden Thermistor TM und einem an höherer Spannung liegendem Widerstand R6 verbunden ist, um die Wicklungstemperatur oder die temperatur auf der Leiterplatte zu überwachen und beim Überschreiten eines Grenzwertes die Leistungszufuhr und abschalten oder zurückregeln zu können. Bei Verwendung eines Mikrocontrollers mit Analogeinganges ist erfindungsgemäß eine gleitende Temperaturkompensation möglich.

5. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrocontroller nach jedem Einschalten der Betriebsspannung ein Reset ausführt, wobei alle Pins auf Ein- bzw. Ausgang initialisiert werden, eine Schalterzelle auf Null gesetzt und eine Zählerzelle als Maß für die Zeit der Anzugsüberhöhung tAnzug geladen wird, dessen Zahl durch Abfrage eines oder mehrere Programmierpins bestimmt wird. Alternaiv wird erfindungsgemäß ein Timer des MC entsprechend programmiert.

6. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 5 dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor Q während der Anzugszeit tAnzug über einem Pin des MC (z. B. Pin 5) und einem Schutzwiderstand R3 zunächst ständig durchgesteuert wird, um dem Elektrohubmagneten die volle Leistung zuzuführen und damit die notwendige Anzugsüberhöhung zu realisieren. Dazu wird softwaremäßig die unter 5 auf Null gesetzte Schalterzelle abgefragt.

7. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, daß die unter 5 initialisierte Zählerzelle in jeder Programmschleife herabgezählt wird. Alternativ wird erfindungsgemäß auf das Interrupt des Timers gewartet.

8. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 7 dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrocontroller MC über den unter 6 genannten Pin Pulse auf den Schalttransistor Q gibt, nachdem die unter 6 initialisierte Zählerzelle den Wert Null erreicht hat oder alternativ der Timerinterrupt erfolgt ist, wodurch dem Verbraucher nur eine geringe Leistung zugeführt wird.

9. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 8 dadurch gekennzeichnet, daß nach jedem der unter 8 genannten Pulse ein interner Zähler (CTC) gestartet wird. Nach Erreichen einer Zahl n3 wird über einen internen Interrupt die Ausgabe des Pulses beendet. Die damit so festgelegte Pulsbreite bestimmt die mittlere Ausgangspannung. Die Zahl n3 und damit Pulsbreite und mittlere Ausgangsspannung kann erfindungsgemäß durch Abfrage eines weiteren Programmierpins in Stufen eingestellt werden.

10. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 9 dadurch gekennzeichnet, daß optional die Höhe der Netzspannung durch das unter 3 beschriebene Netzwerk ermittelt wird, indem beim Überschreiten einer Referenzspannung ein Interrupt ausgelöst und bei der Berechnung der Pulsbreite berücksichtigt wird.

11. Energiesparende Ansteuerung nach Anspruch 1 bis 10 dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung einen teuren Leistungsschalter ersetzten kann. Der Ein/Aus Modus läßt sich erfindungsgemäß leistungsarm über einen Pin des MC mittels Logikpegel oder z. B. durch einfaches Unterbrechen der MC Speisung realisieren. Standbyschaltungen oder Ankopplungen an Feldbussysteme werden dadurch einfach realisierbar. Um den Forderungen hinsichtlich des Berührungsschutzes gerecht zu wenden, kann erfindungsgemäß ein preiswerter Optokoppler die galvanische Trennung von Steuerkreis und der hier beschriebenen Steuerung übernehmen.

12. Energiesparende Ansteuerung eines Elektrohubmagneten nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß bei der Variante Kondensatorstoßentladung nach Anlegen der Schaltung über die Pole 1, 2 an das DC-Netz zunächst ein Kondensator C3 in Fig. 7 oder CIII in Fig. 9 auf eine mehrfach höhere Betriebsspannung geladen. Erst danach wird diese Kondenstorladung gemeinsam mit der Betriebsspannung über einen Thyristor Th an den Elektromagneten GM geschaltet. Die Dioden D3 und D4 in Fig. 7 bzw. DI, DII und DIII entkoppeln erfindungsgemäß die unterschiedlichen Spannungen untereinander. Nach Abklingen der Kondensatorentladung und Anziehen des Magnetankers übernimmt die Netzspannung die Speisung des Magneten und damit das Halten des Magnetankers.