DE10112982A1

DE10112982A1 - Verfahren und Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfaktorkorrektur

Info

Publication number: DE10112982A1
Application number: DE10112982A
Authority: DE
Inventors: Dan Carlton
Original assignee: ABB Research Ltd Switzerland
Current assignee: ABB Research Ltd Switzerland
Priority date: 2001-03-17
Filing date: 2001-03-17
Publication date: 2002-09-19

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfaktorkorrektur in Vollbrückenschaltung im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation vorgeschlagen, DOLLAR A - wobei drei unterschiedliche Schaltmuster (A, B, C) mit konstanter Schaltungsperiode (Tsw) und lastabhängiger, jedoch nicht phasenabhängiger Einschaltzeit (Ton) für die zünd- und löschbaren Halbleiterschalter (S1...S6) gebildet werden und DOLLAR A - wobei bei einem ersten Schaltmuster (A) alle drei Phasen eingeschaltet sind, bei einem zweiten Schaltmuster (B) zwei von drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem dritten Schaltmuster (C) keine der Phasen eingeschaltet ist. DOLLAR A Ferner werden ein gleichartiges Verfahren für eine Halbbrückenschaltung und eine Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfaktorkorrektur angegeben.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfaktorkorrektur.

In Prasad A. R., Ziogas P. D., Manias S., "An Active Power Factor Correction Tech nique for Three-Phase Diode Rectifiers", IEEE Transactions on Power Electronics, 1991, pp. 83-92 ist eine Topologie des dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungs faktorkorrektur (PFC = Power Factor Correction) bekannt, der im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) arbeitet. Diese bekannte Schaltung (Einschalter stromkreis) ist in Fig. 8 dargestellt (VA, VB, VC = Spannungen zwischen den Phasen eines Drehstromnetzes, L = Eingangsinduktivität, C = Filterkapazität, R = Lastwider stand). Eine Beschränkung dieser bekannten Schaltung ist darin gegeben, daß die Be dingungen gemäß IEC Standard 1000-3-2 (vorgeschriebener geringer Anteil an Netz frequenzharmonischen) nur für eine hohe Ausgangsspannung und/oder an einer redu zierten Ausgangsleistung erfüllt werden können. Dieses liegt an den nicht proportiona len Drosselströmen während der Freilaufphasen der Schaltungsperioden. Die Phasen ströme weichen stark von der gewünschten Sinusform ab.

Bei Anwendung der Raumzeigertechnik für die Analyse der DCM-Operation der drei phasigen Leistungsfaktorkorrektur hat die Bahn des Raumzeigers des durchschnittli chen Stromes I_AVG für den aus dem zitierten Dokument bekannten Einschalterstrom kreis eine sternähnliche Form, wie in Fig. 9 dargestellt. Wegen der Symmetrie reicht es aus, den (0, π/6)-Zeitabstand zu analysieren. Während dieses Zeitabstandes folgt der Stromraumzeiger dem Spannungsraumzeiger und hat eine variable Amplitude, die vom Phasenwinkel abhängig ist.

Ein sinusförmiger Strom in allen drei Phasen deutet eine kreisförmige Bahn des durch schnittlichen Stromraumzeigers sowie seine Umdrehung mit Konstante ωt (Phasenwin kel) an. Wenn Spannungs- und Stromraumzeiger in Phase sind, dann sind der Pha senverschiebungswinkel ϕ null und cosϕ ist 1. Zur Erzielung einer kreisförmigen Bahn des resultierenden Stromraumzeigers wäre eine Regelung aller drei Drosselströme er forderlich, d. h. es wäre im Vergleich zu diesem bekannten Stand der Technik auf jeden Fall eine größere Anzahl von Halbleiterschaltern notwendig. Die Vollbrückenschaltung und die Halbbrückenschaltung sind dabei geeignete Lösungen.

Eine Möglichkeit der Modulation wäre es, den verzögerten Stromraumzeiger während jeder Schaltungsperiode anzupassen. Hierzu müßte jedoch eine phasenabhängige Modulationsdauer am Anfang oder am Ende der Einschaltzeit verwendet werden. Um die Amplitude des durchschnittlichen Stromraumzeigers konstant zu halten, müßte sich auch die Schaltungsperiode mit dem Winkel verändern. Diese variablen Einschalt- bzw. Ausschaltzeiten ergeben Schwierigkeiten, wenn eine kostengünstige praktische Imple mentierung erreicht werden soll.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein bezüglich der Netzrückwirkungen opti miertes Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfak torkorrektur anzugeben.

Des weiteren soll eine Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstel lers mit Leistungsfaktorkorrektur angegeben werden.

Diese Aufgabe wird gemäß einer ersten Alternative betreffend des Verfahrens erfin dungsgemäß gelöst durch ein Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetz stellers mit Leistungsfaktorkorrektur in Vollbrückenschaltung im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation,

- wobei drei unterschiedliche Schaltmuster mit konstanter Schaltungsperiode und lastabhängiger, jedoch nicht phasenabhängiger Einschaltzeit für die zünd- und löschba ren Halbleiterschalter gebildet werden und
- wobei bei einem ersten Schaltmuster alle drei Phasen eingeschaltet sind, bei einem zweiten Schaltmuster zwei von drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem dritten Schaltmuster keine der Phasen eingeschaltet ist.

Diese Aufgabe wird gemäß einer zweiten Alternative betreffend des Verfahrens erfin dungsgemäß gelöst durch ein Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetz stellers mit Leistungsfaktorkorrektur in Halbbrückenschaltung im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation,

- wobei für die erste Halbwelle drei unterschiedliche Schaltmuster und für die zweite Halbwelle zwei unterschiedliche Schaltmuster mit konstanter Schaltungsperiode und lastabhängiger, jedoch nicht phasenabhängiger Einschaltzeit für die zünd- und löschba ren Halbleiterschalter gebildet werden,
- wobei bei einem ersten Schaltmuster für die erste Halbwelle alle drei Phasen einge schaltet sind, bei einem zweiten Schaltmuster für die erste Halbwelle zwei von drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem dritten Schaltmuster für die erste Halbwelle keine der Phase eingeschaltet ist und
- wobei bei einem ersten Schaltmuster für die zweite Halbwelle alle drei Phasen einge schaltet sind und bei einem zweiten Schaltmuster für die zweite Halbwelle keine der Phasen eingeschaltet ist.

Diese Aufgabe wird betreffend der Regelanordnung erfindungsgemäß gelöst durch eine Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Leistungsfaktor korrektur im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktübersprin gender Modulation,

- mit einem Phasendetektor zur Detektion des Phasenwinkels der Phasen eines Dreh stromnetzes,
- mit einem Modulator, welcher eingangsseitig den Phasenwinkel erhält und ausgangs seitig an eine Logikschaltung angeschlossen ist,
- mit einem Spannungskompensator, welcher ein Spannungsübersetzungsverhältnis aus der Ausgangsgleichspannung und einem Ausgangsgleichspannungssollwert bildet,
- mit einem Pulsweitenmodulator, welcher lastabhängige Einschaltzeiten für die zünd- und löschbaren Halbleiterschalter bildet und der Logikschaltung zuleitet
- und mit der Logikschaltung, welche Schaltmuster mit konstanter Schaltungsperiode und lastabhängiger Einschaltzeit bildet und den Halbleiterschaltern über Zündimpuls geber zuführt.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der Anteil an Netzfrequenzharmonischen niedrig genug ist, so daß die Bedingungen des IEC 1000-3-2 Standards für beliebige Leistung erfüllt sind. Die Schaltverluste werden im Fall der Halbbrückenschaltung auf drei Halbleiterschalter und im Fall der Vollbrücken schaltung auf sechs Halbleiterschalter verteilt, was sich positiv hinsichtlich der notwen digen Dimensionierung der Halbleiterschalter auswirkt (insbesondere bei Verglich mit dem bekannten Einschalterstromkreis). Die Schaltverluste werden dabei relativ gleich mäßig auf alle Halbleiterschalter aufgeteilt, d. h. die Halbleiterschalter können gut aus genutzt werden. Da die Eingangsinduktivitäten im Vergleich zum bekannten Einschal terstromkreis nur relativ klein ausgestaltet sein müssen, ergibt sich eine hohe Dynamik. Die erforderliche Regelung ist relativ einfach ausgebildet.

Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeich net.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfüh rungsbeispiele erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen dreiphasigen Hochsetzsteller in Vollbrückenschaltung,

Fig. 2 den Strom durch die Eingangsinduktivität sowie die Eingangsspannung bei der Vollbrückenschaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 einen dreiphasigen Hochsetzsteller in Halbbrückenschaltung,

Fig. 4 den Strom durch eine Eingangsinduktivität sowie die Eingangsspannung bei der Halbbrückenschaltung gemäß Fig. 3,

Fig. 5 die möglichen Schaltmuster (Zündsignale zur Ansteuerung der Halbleiter schalter) bei der Vollbrückenschaltung und bei der Halbbrückenschaltung,

Fig. 6 den Anteil der möglichen Schaltmuster über dem Phasenwinkel bei der Voll brückenschaltung,

Fig. 7 den Anteil der möglichen Schaltmuster über dem Phasenwinkel bei der Halbbrückenschaltung,

Fig. 8 einen dreiphasigen Hochsetzsteller (Einschalterstromkreis) mit Leistungs faktorkorrektur (Stand der Technik),

Fig. 9 die Bahn des durchschnittlichen Stromraumzeigers für den Einschalter stromkreis gemäß Fig. 8 (Stand der Technik).

In Fig. 1 ist ein dreiphasiger Hochsetzsteller in Vollbrückenschaltung dargestellt. Es sind sechs zünd- und löschbare, in Drehstrom-Vollbrückenschaltung angeordnete Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4, S5, S6 zu erkennen (vorzugsweise IGBT-Halbleiter), welche eingangsseitig über Eingangsinduktivitäten L1, L2, L3 an Phasen a, b, c eines Drehstromnetzes liegen und deren ausgangsseitige Gleichstromanschlüsse an eine Filterkapazität C und einen Lastwiderstand R angeschlossen sind. Die über die Ein gangsinduktivitäten L1, L2, L3 fließenden Ströme sind mit ia, ib, ic bezeichnet, die Aus gangsgleichspannung beträgt Vd.

Die Ansteuerung der Halbleiterschalter S1, S2, S3, S4, S5, S6 erfolgt unter Einsatz ei nes Regelkreises, bestehend aus einem Phasendetektor 1, einem Modulator 2, einer Logikschaltung 3, einem Pulsweitenmodulator 4, einem Spannungskompensator 5 und Zündimpulsgebern 6 für die einzelnen Halbleiterschalter S1 . . . S6. Der Phasendetektor 1 führt den beispielsweise aus den Strömen ib, ic ermittelten Phasenwinkel ωt dem Mo dulator 2 zu (phasensynchronisierte Schleife, feedforward phase-locked loop). Der Spannungskompensator 5 (Spannungsrückführung, voltage follower) empfängt die Differenz zwischen einem vorgegebenen Ausgangsgleichspannungssollwert Vref und der aktuellen Ausgangsgleichspannung Vd (Istwert) und führt das daraus ermittelte Spannungsübersetzungsverhältnis M dem Pulsweitenmodulator 4 zu. Der Pulsweiten modulator 4 übermittelt der Logikschaltung 3 die Einschaltzeit T_on. Ausgangsseitig ist die Logikschaltung 3 jeweils über Zündimpulsgeber 6 mit den Steueranschlüssen der einzelnen Halbleiterschalter S1 bis S6 verbunden.

Vorteilhaft ist nur ein einfach aufgebauter Regelkreis erforderlich, da die Eigenschaften des im DCM betriebenen Schaltkreises durch das vorgeschlagene Modulationsverfah ren nicht geändert werden. Zusätzlich ist eine Phasendetektion erforderlich, um die Modulation periodisch zu wiederholen.

In Fig. 2 sind der Strom ia durch die Eingangsinduktivität L1 bei der Vollbrückenschal tung sowie die Eingangsspannung dargestellt. Es ist jeweils beispielhaft durch Pfeilan gaben gekennzeichnet, bei welchen Phasenwinkeln ωt welche Schaltmuster A, B oder C auftreten, wobei zur Erläuterung der möglichen Schaltmuster A . . . C auf Fig. 5 mit zu gehöriger Beschreibung hingewiesen wird. Der sinusförmige Mittelwert des Stromes ia ist als durchgezogener Linienzug dargestellt.

In Fig. 3 ist ein dreiphasiger Hochsetzsteller in Halbbrückenschaltung dargestellt. Die gezeigte Schaltungsanordnung entspricht im wesentlichen der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 mit dem Unterschied, daß die Halbleiterschalter S1, S2, S3 durch Dioden D1, D2, D3 ersetzt sind. Dementsprechend ist die Logikschaltung 3 lediglich über Zün dimpulsgeber 6 mit den Steueranschlüssen der Halbleiterschalter S4, S5, S6 verbun den, so daß sich insgesamt der Aufwand hinsichtlich Halbleiterschalter beträchtlich ver einfacht.

In Fig. 4 sind der Strom ia durch die Eingangsinduktivität L1 bei der Halbbrückenschal tung sowie die Eingangsspannung dargestellt. Es ist jeweils beispielhaft durch Pfeilan gaben gekennzeichnet, bei welchen Phasenwinkeln ωt welche Schaltmuster A, B oder C (positive Strom-Halbwelle) bzw. E oder D (negative Halbwelle) auftreten, wobei zur Erläuterung der möglichen Schaltmuster A . . . E auf Fig. 5 mit zugehöriger Beschreibung hingewiesen wird. Der sinusförmige Mittelwert des Stromes ia ist als durchgezogener Linienzug dargestellt.

In Fig. 5 sind die möglichen Schaltmuster (Schalterkombinationen, Zündsignale für die Halbleiterschalter) zur Ansteuerung der Halbleiterschalter für eine kreisförmige Bahn des durchschnittlichen Stromraumzeigers dargestellt.

Bei der Vollbrückenschaltung sind folgende drei Schaltmuster einstellbar:

- Schaltmuster A: 111 mit "Alle drei Phasen EIN"
- Schaltmuster B: 110 mit "Zwei Phasen EIN"
- Schaltmuster C: 000 mit "eine Phase EIN"

Bei der Halbbrückenschaltung sind folgende zwei Schaltmuster einstellbar:

- Schaltmuster D: 111 mit "Alle drei Phasen EIN"
- Schaltmuster E: 000 mit "Keine Phase EIN"

Der erfindungsgemäße Vorschlag besteht darin, daß die Schaltungsperiode Tsw fest gelegt ist (immer konstant) und die Einschaltzeit Ton sich nur mit der Last verändert (je doch nicht phasenabhängig). Um den durchschnittlichen Stromraumzeiger mit einer konstanten Amplitude und in Phase zu halten, muß das Einschalt-Signal auf einem oder allen drei Halbleiterschaltern von Zeit zu Zeit gelöscht werden. Die Kombination der Schaltungsperioden Tsw, zu denen drei, zwei oder kein Halbleiterschalter einge schaltet sind bzw. ist, ist vom Phasenwinkel ωt abhängig. Die Ausrichtung der Span nungs- und Stromraumzeiger tritt nur als Durchschnitt über einigen benachbarten Schaltungsperioden Tsw auf. Die vorgeschlagene Modulationstechnik beruht auf der Annahme, daß die Schaltfrequenz der Halbleiterschalter sehr viel höher ist als die Netzfrequenz des Drehstromnetzes mit den Phasen a, b, c. Je höher das Verhältnis Schaltfrequenz/Netzfrequenz ist, desto näher kann die Modulation an den theoreti schen Bestwert kommen.

Die Symmetrie einer vollen dreiphasigen Brücke (Vollbrückenschaltung) garantiert theo retisch null Harmonische. Die Schalterkombinationen, die für den (0, π/6)-Zeitabstand festgestellt werden, können für jeden 30° Zeitabstand (siehe auch Fig. 6) entsprechend wiederholt werden. Im Vergleich zum bekannten Einschalterstromkreis gemäß Fig. 8, 9 hat der resultierende Strom eine niedrigere Amplitude. Dies liegt an der Tatsache, daß die Bedingung 1 < A, B, C < 0 eingehalten werden muß, wenn man den resultierenden Stromraumzeiger errechnet.

Ein eventueller Nachteil der Vollbrückenschaltung liegt in der Vielzahl der notwendigen Halbleiterschalter, was natürlich einen gewissen Aufwand darstellt, deshalb ist die Halbbrückenschaltung aus der Sicht der praktischen Implementierung interessant. In diesem Fall sind zwei Modulationsmuster erforderlich, in einer alternativen Reihenfolge von 60°. Die Modulationsstrategie hält auch in diesem Fall den resultierenden Strom raumzeiger auf einer kreisförmigen Bahn. Wegen der Brückenasymmetrie wird der Stromraumzeiger nur dann phasengleich mit dem Spannungsraumzeiger gehalten, wenn zwei Eingangsspannungen positiv sind.

In Fig. 6 ist der Anteil der drei möglichen Schaltmuster A = 111, B = 110 und C = 000 über dem Phasenwinkel bei der Vollbrückenschaltung gezeigt. Es gilt A + B + C = 1. In Abhängigkeit des Phasenwinkels ωt zwischen 0° und 360° ergibt sich:

In Fig. 7 ist der Anteil der zwei möglichen Schaltmuster D = 111 und E = 000 über dem Phasenwinkel bei der Halbbrückenschaltung gezeigt. Es gilt D + E = 1. In Abhängigkeit des Phasenwinkels ωt zwischen 0° und 360° ergibt sich:

Claims

1. Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Lei stungsfaktorkorrektur in Vollbrückenschaltung im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation,

- wobei drei unterschiedliche Schaltmuster (A, B, C) mit konstanter Schal tungsperiode (Tsw) und lastabhängiger, jedoch nicht phasenabhängiger Einschaltzeit (Ton) für die zünd- und löschbaren Halbleiterschalter (S1 . . . S6) gebildet werden und
- wobei bei einem ersten Schaltmuster (A) alle drei Phasen eingeschaltet sind, bei einem zweiten Schaltmuster (B) zwei von drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem dritten Schaltmuster (C) keine der Phasen eingeschaltet ist.

2. Verfahren zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Lei stungsfaktorkorrektur in Halbbrückenschaltung im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation,

- wobei für die erste Halbwelle drei unterschiedliche Schaltmuster (A, B, C) und für die zweite Halbwelle zwei unterschiedliche Schaltmuster (D, E) mit konstanter Schaltungsperiode (Tsw) und lastabhängiger, jedoch nicht phasenabhängiger Ein schaltzeit (Ton) für die zünd- und löschbaren Halbleiterschalter (S1 . . . S6) gebildet wer den,
- wobei bei einem ersten Schaltmuster (A) für die erste (positive) Halbwelle alle drei Phasen eingeschaltet sind, bei einem zweiten Schaltmuster (B) für die erste Halbwelle zwei von drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem dritten Schaltmuster (C) für die erste Halbwelle keine der Phase eingeschaltet ist und
- wobei bei einem ersten Schaltmuster (D) für die zweite (negative) Halbwelle alle drei Phasen eingeschaltet sind und bei einem zweiten Schaltmuster (E) für die zweite Halbwelle keine der Phasen eingeschaltet ist.

3. Regelanordnung zum Betrieb eines dreiphasigen Hochsetzstellers mit Lei stungsfaktorkorrektur im Lückbetrieb (DCM = Discontinuous Conduction Mode) mit taktüberspringender Modulation,

- mit einem Phasendetektor (1) zur Detektion des Phasenwinkels (ωt) der Phasen eines Drehstromnetzes,
- mit einem Modulator (2), welcher eingangsseitig den Phasenwinkel (ωt) er hält und ausgangsseitig an eine Logikschaltung (3) angeschlossen ist,
- mit einem Spannungskompensator (5), welcher ein Spannungsüberset zungsverhältnis (M) aus der Ausgangsgleichspannung (Vd) und einem Ausgangs gleichspannungssollwert (Vref) bildet,
- mit einem Pulsweitenmodulator (4), welcher lastabhängige Einschaltzeiten (Ton) für die zünd- und löschbaren Halbleiterschalter (S1 . . . S6) bildet und der Logik schaltung (3) zuleitet
- und mit der Logikschaltung (3), welche Schaltmuster (A, B, C, D, E) mit konstanter Schaltungsperiode (Tsw) und lastabhängiger Einschaltzeit bildet und den Halbleiterschaltern (S1 . . . S6) über Zündimpulsgeber (6) zuführt.