DE10104590C1

DE10104590C1 - Akustisches Signalerzeugungsgerät und Verfahren zur Erzeugung eines akustischen Signals

Info

Publication number: DE10104590C1
Application number: DE10104590A
Authority: DE
Inventors: Christian Arndt
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2001-02-01
Publication date: 2002-08-08
Anticipated expiration: 2021-02-02
Also published as: US6819227B2; CN1369876A; US20020105414A1; CN1275221C

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein akustisches Signalerzeugungsgerät, das folgende Merkmale aufweist: DOLLAR A - eine schwingungsfähige Membran (21), DOLLAR A - einen Auslenkungssensor zur Erfassung einer Auslenkung der Membran (21), DOLLAR A - eine an die Membran (21) gekoppelte Erregeranordnung (23, 24), DOLLAR A - einen Leistungs-Halbleiterschalter (T1) mit einer Laststrecke (D-S), die in einem Ansteuerschaltkreis der Erregeranordnung (23, 24) verschaltet ist, und mit einem Ansteueranschluss (G), DOLLAR A - eine Ansteuerschaltung (10) mit einem ersten Anschluss (11), der an den Ansteueranschluss (G) des Leistungs-Halbleiterschalters (T1) angeschlossen ist und an dem ein Ansteuersignal (S1) zur Verfügung steht, und mit einem zweiten Anschluss (12, 13), an den der Auslenkungssensor angeschlossen ist. DOLLAR A Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zur Erzeugung eines akustischen Signals.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein akustisches Signaler zeugungsgerät, insbesondere eine Hupe, gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 und ein Verfahren zur Erzeugung eines akustischen Signals.

Die gattungsgemäßen akustischen Signalerzeugungsgeräte weisen eine schwingungsfähige Membran auf, die üblicherweise aus Me tall besteht, und die an eine Erregeranordnung gekoppelt ist. Diese Erregeranordnung weist üblicherweise eine Erregerspule und einen induktiv mit der Erregerspule gekoppelten Anker, der mit der Membran verbunden ist, auf. Zum Anlegen einer Versorgungsspannung an die Erregerwicklung ist bei den be kannten Geräten ein mechanischer Schalter vorgesehen, wobei der Anker mit der Membran bei geschlossenem Schalter, und da mit stromdurchflossener Spule, ausgelenkt wird und wobei sich die Membran mit dem Anker bei anschließend geöffnetem Schal ter wieder in Richtung ihrer Ausgangsposition zurückbewegt und über diese Ausgangsposition hinausschwingt. Der mechani sche Schalter ist an die Membran gekoppelt und wird wieder geöffnet, wenn die Membran bei geschlossenem Schalter eine bestimmte Auslenkung erreicht hat, die von der Anordnung des mechanischen Schalters an der Membran abhängig ist. Der me chanische Schalter wird auf diese Weise getaktet geöffnet und geschlossen, wobei die Taktfrequenz von der Eigenfrequenz des Schwingungssystems aus Membran und Anker abhängig ist. Die Membran schwingt dadurch mit ihrer Eigenfrequenz, die bei Hu pen im menschlichen Hörbereich liegt.

Die Lautstärke kann durch die Anordnung des mechanischen Schalters an der Membran eingestellt werden, wobei der er zeugte Ton leiser ist, wenn der Schalter bereits bei einer geringen Auslenkung der Membran wieder abgeschaltet wird und wobei der erzeugte Ton lauter ist, wenn der mechanische Schalter erst bei einer größeren Auslenkung der Membran wie der abgeschaltet wird.

Nachteilig bei einer derartigen Anordnung ist es, dass es beim Abschalten der Erregerwicklung von der Versorgungsspan nung an dem mechanischen Schalter zu einer Funkenemission kommen kann, woraus eine unter Umständen starke elektromagne tische Störabstrahlung resultiert.

In dem Schalter, der mit der Eigenfrequenz des Schwingungs systems aus Membran und Anker, die üblicherweise mehrere hun dert Hertz beträgt, getaktet angesteuert wird, fällt zudem unkontrolliert eine erhebliche Verlustleistung an, die die Lebensdauer bekannter Hupen erheblich reduzieren kann.

Aus der DE 42 18 621 C1 ist eine Hupenanordnung bekannt, bei der ein Bipolartransistor als Schalter für die Bestromung der Erregerwicklung dient. Die Basis des Bipolartransistors ist dabei an einen mechanischen Unterbrecherkontakt angeschlos sen, der den Basistromkreis nach Einsetzen eines Erregerstro mes und Auslenken der Membran öffnet und nach Zurückkehren der Membran in die Ausgangsstellung schließt. Derartige me chanische Unterbrecherkontakte sind allerdings aufwändig und kostenintensiv in ihrer Herstellung und unterliegen zudem der Gefahr einer Korrosion der Kontakte.

Die EP 0864719 A1 beschreibt ebenfalls eine Hupenanordnung, bei der ein Transistor als Schalter für die Bestromung der Erregerwicklung dient. Zur Ansteuerung des Transistors ist eine Ansteuerschaltung vorgesehen, die den Strom im Strom kreis der Erregerwicklung auswertet und den Transistor je weils abschaltet, wenn eine negative Steigung der Ableitung des Erregerstromes detektiert wird. Die Auslenkung der Memb ran selbst, die für die Erzeugung eines Hubsignals erforder lich ist, wird bei dieser Hupenanordnung nicht erfasst.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein akustisches Sig nalerzeugungsgerät zur Verfügung zu stellen, das eine redu zierte elektromagnetische Störabstrahlung und eine reduzierte Verlustleistung aufweist und bei der die Auslenkung der Memb ran für die Ansteuerung der Erregerwicklung erfasst wird.

Dieses Ziel wird durch ein akustisches Signalerzeugungsgerät mit den Merkmalen der Patentansprüchs 1 oder 18 gelöst. Ein Verfahren zur Erzeugung eines akustischen Signals ist Gegens tand des Anspruchs 15. Vorteilhaft Ausgestaltungen sind Ge genstand der Unteransprüche.

Danach weist das erfindungsgemäße akustische Signalerzeu gungsgerät neben einer schwingungsfähigen Membran, einem Aus lenkungssensor und einer an die Membran gekoppelten Erreger anordnung einen Leistungs-Halbleiterschalter, und eine An steuerschaltung, die an einen Ansteueranschluss des Leistungs-Halbleiterschalters angeschlossen ist und an die der Auslenkungssensor angeschlossen ist, auf. Der Auslen kungssensor ist ein kapazitiver Sensor, der wenigstens einen Kondensator aufweist.

Die Erregeranordnung besteht vorzugsweise aus einer Erreger wicklung und einem induktiv an die Erregerwicklung gekoppel ten Anker, wobei die Erregerwicklung in Reihe zu einer Last strecke des Leistungs-Halbleiterschalters an eine Versor gungsspannung angeschlossen ist. Die Verwendung eines Leistungs-Halbleiterschalters, insbesondere eines LeistungsMOSFET besitzt gegenüber der Verwendung eines mechanischen Schalters zum Schalten der Erregerwicklung den Vorteil, dass die beim Schalten auftretenden elektromagnetischen Störemis sionen erheblich reduziert sind.

Der verwendete Halbleiterschalter ist vorzugsweise ein tempe raturgeschützter Halbleiterschalter, der beispielsweise von der Infineon Technologies AG, München, unter der Bezeichnung TEMPFET vertrieben wird. Idealerweise besitzt der Halbleiter schalter neben einem Temperaturschutz einen integrierten Ü berspannungsschutz und/oder einen integrierten Kurzschluss schutz, solche Halbleiterschalter werden von der Infineon Technologies AG, München, unter der Bezeichnung HITFET ver trieben. Temperaturgeschützte Halbleiterschalter schützen sich selbst und schalten ab, wenn ihre Temperatur aufgrund der anfallenden Verlustleistung einen vorgegebenen Wert über steigt. Dieser temperaturgeschützte Halbleiterschalter ist vorzugsweise thermisch an das Gehäuse gekoppelt, in dem die Erregeranordnung untergebracht ist. Der Halbleiterschalter überwacht auf diese Weise auch die Temperatur in der Umgebung der Erregeranordnung und schaltet ab, bzw. kann nicht einge schaltet werden, solange diese Temperatur oberhalb eines vor gegebenen Wertes liegt. Diese Maßnahme trägt zur Erhöhung der Lebensdauer des Signalerzeugungsgeräts bei, da hierdurch eine Überhitzung der Erregerspule verhindert wird.

Der Einschaltwiderstand des Halbleiterschalters ist vorzugs weise so gewählt, dass ein nicht unerheblicher Teil der ins gesamt anfallenden Verlustleistung an dem Halbleiterschalter abfällt. Die Verlustleistung an der Erregerwicklung wird durch diese Maßnahme reduziert, was ebenfalls zur Erhöhung der Lebensdauer des Signalgerätes beiträgt.

Der Auslenkungssensor, der an die Ansteuerschaltung ange schlossen ist, ist ein kapazitiver Sensor, der wenigstens ei nen Kondensator aufweist, dessen Kapazität sich abhängig von der Auslenkung der Membran ändert. Die Kapazität dieses wenigstens einen Kondensators wird in der Ansteuer schaltung ausgewertet, wobei der Leistungshalbleiterschalter immer dann geöffnet wird, wenn die Kapazität einen vorgegebe nen Wert übersteigt oder unterschreitet. Zur Ermittlung der Kapazität des variablen Kondensators sind beliebige bekannte Auswerteschaltungen möglich. So ist bei einer Ausführungsform der Erfindung vorgesehen, den Kondensator in Reihe zu einer Stromquelle zu schalten und den Kondensator während einer vorgegebenen Zeitdauer mit dem Strom aus dieser Stromquelle zu beaufschlagen und am Ende dieser Zeitdauer, die an dem Kondensator anliegende Spannung zu messen. Man macht sich hierbei zu nutze, dass die Spannung, die an dem Kondensator durch die auf ihn geflossene Ladung hervorgerufen wird, bei jeweils gleichem Ladestrom und gleicher Ladezeit proportional zu dessen Kapazität ist.

Bei einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, den Kon densator auf eine vorgegebene Spannung aufzuladen und die Än derung der an dem Kondensator anliegenden Spannung zu beo bachten. Die in dem Kondensator gespeicherte Ladung bleibt dabei konstant, so dass die Spannung über dem Kondensator an steigt, wenn sich dessen Kapazität verringert, und umgekehrt.

Bei einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, den Kon densator in einem ersten Serienschwingkreis einer Brücken schaltung zu verschalten, wobei die Brückenschaltung parallel zu dem ersten Serienschwingkreis einen zweiten Serienschwing kreis aufweist und wobei die beiden Serienschwingkreise von einer Wechselspannung erregt werden. Die Frequenz des ersten Serienschwingkreises ändert sich dabei mit dem Wert der Kapa zität des Kondensators des kapazitiven Sensors. Beide Serien schwingkreise weisen jeweils einen Abgriffspunkt zum Abgrei fen eines Potentials in dem jeweiligen Serienschwingkreis auf, wobei diese Abgriffspunkte an eine Auswerteschaltung an geschlossen ist, welche aus der Differenz zwischen diesen beiden Potentialen ein von dem Wert der Kapazität des variab len Kondensators abhängiges Ansteuersignal für den Halbleiterschalter zur Verfügung stellt. Die Ansteuerschaltung wer tet insbesondere den Nulldurchgang dieser Differenzspannung, aus, wobei die Bauelemente der Brückenschaltung so aufeinan der abgestimmt sind, dass der variable Kondensator bei Vor liegen des Nulldurchgangs des Differenzsignals eine Kapazität aufweist, bei der die Auslenkung der Membran erreicht ist, bei der der Schalter abgeschaltet werden soll. Mit dieser Brückenschaltung wird ein Abgleich der Kapazität des variab len Kondensators mit einem Sollwert durchgeführt, der von den übrigen Bauelementen in der Brückenschaltung abhängig ist.

Zur Realisierung des kapazitiven Sensors ist gemäß einer ers ten Ausführungsform der Erfindung vorgesehen, dass eine erste Kondensatorplatte des wenigstens einen Kondensators des kapa zitiven Sensors durch die Membran selbst gebildet ist. Bei einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, dass die erste Kondensatorplatte durch eine erste Elektrode gebildet ist, die mechanisch an die Membran bzw. den Anker gekoppelt ist. Diese erste Elektrode wird dabei wie die Membran ausgelenkt.

Eine zweite Kondensatorplatte des wenigstens einen Kondensa tors des kapazitiven Sensors ist gemäß einer Ausführungsform der Erfindung durch ein die Membran und gegebenenfalls die Erregeranordnung umgebendes Gehäuse, das elektrisch gegenüber der Membran isoliert ist, gebildet. Bei einer weiteren Aus führungsform ist vorgesehen, dass die zweite Kondensatorplat te durch eine zweite Elektrode gebildet ist, die beabstandet zu der Membran und isoliert gegenüber dem Gehäuse angeordnet ist. Die zweite Kondensatorplatte kann auch durch eine über der Membran angeordnete Abdeckung des Gehäuses gebildet sein.

Die Membran oder die erste Elektrode, die die erste Kondensa torplatte bilden, und das Gehäuse, die zweite Elektrode oder die Abdeckung, die die zweite Kondensatorplatte bilden, wei sen geeignete Anschlüsse zum Anschließen an die Ansteuer schaltung auf.

Bei Ausführungsbeispielen, bei welchen die Membran nicht aus Metall besteht, ist vorgesehen, einen Teil der Membran zur Bildung der ersten Kondensatorplatte mit einem Metall zu be dampfen.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbei spielen anhand von Figuren näher erläutert.

In den Figuren zeigt

Fig. 1 ein akustisches Signalerzeugungsgerät mit einer schwingungsfähigen Membran, einem Halbleiterschal ter, einer Ansteuerschaltung und einem kapazitiven Auslenkungssensor,

Fig. 2 ein elektrisches Ersatzschaltbild der Anordnung ge mäß Fig. 1,

Fig. 3 ein akustisches Signalerzeugungsgerät mit einem Auslenkungssensor gemäß einer zweiten Ausführungs form der Erfindung,

Fig. 4 ein akustisches Signalerzeugungsgerät mit einem Auslenkungssensor gemäß einer dritten Ausführungs form der Erfindung,

Fig. 5 ein akustisches Signalerzeugungsgerät mit einem Auslenkungssensor gemäß einer vierten Ausführungs form,

Fig. 6 Ansteuerschaltung gemäß einer ersten Ausführungs form der Erfindung,

Fig. 7 zeitlicher Verlauf ausgewählter Signale bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 über der Zeit,

Fig. 8 Ansteuerschaltung gemäß einer zweiten Ausführungs form der Erfindung,

Fig. 9 Ansteuerschaltung gemäß einer dritten Ausführungs form der Erfindung,

Fig. 10 Ansteuerschaltung gemäß einer weiteren Ausführungs form.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile und Signale mit gleicher Bedeutung.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen akustischen Signalerzeugungsgeräts. Das Signalerzeugungsgerät weist einen Signalgeber 20 mit einer schwingungsfähigen Memb ran 21 auf, die in einem Gehäuse 22 angeordnet ist. Die Memb ran 21 ist in dem Ausführungsbeispiel fest mit einem Anker 23 verbunden, welcher wiederum induktiv mit einer Erregerwick lung 24 gekoppelt ist, wobei diese Erregerwicklung 24 ring förmig ausgebildet ist und wobei der Anker 23 in einer beste henden Aussparung der ringförmigen Erregerwicklung 24 liegt. Das Gehäuse 22 mit der Membran 21 ist in dem Ausführungsbei spiel gemäß Fig. 1 von einer Abdeckung 25 abgedeckt, die e lektrisch gegenüber der Membran 21 isoliert ist. Auch das Ge häuse 22 ist in dem Ausführungsbeispiel elektrisch gegenüber der Membran 21 isoliert. Die Erregerwicklung 24 weist An schlussklemmen A1, A2 auf, die lediglich schematisch darge stellt sind.

Zum Anlegen der Erregerwicklung 24 an eine Versorgungsspan nung ist ein Leistungs-Halbleiterschalter T1 vorgesehen, der in dem Ausführungsbeispiel als Leistungs-MOSFET ausgebildet ist und dessen Drain-Source-Strecke D-S in Reihe zu der Erre gerwicklung 24 geschaltet ist. Die Reihenschaltung aus der Erregerwicklung 24 und dem MOSFET T1 ist an Klemmen für ein erstes Versorgungspotential Vdd und ein zweites Versorgungspotential GND angeschlossen, so dass die Erreckerwicklung 24 bei leitendem MOSFET T1 von einem Strom durchflossen ist. Zur Ansteuerung des MOSFET T1 ist eine Ansteuerschaltung 10 vor gesehen, die einen ersten Anschluss 11 aufweist, der an den Gate-Anschluss G des MOSFET T1 angeschlossen ist und an dem ein Ansteuersignal S1 zur Verfügung steht.

An Anschlüsse 12, 13 der Ansteuerschaltung 10 ist ein Auslen kungssensor angeschlossen. Dieser Auslenkungssensor ist in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 als kapazitiver Sensor ausgebildet, der einen Kondensator aufweist. Eine Kondensa torplatte dieses Kondensators wird dabei durch die metalli sche Membran 21 gebildet, an welche der Anschluss 13 der An steuerschaltung 12 angeschlossen ist. Eine zweite Kondensa torplatte dieses Kondensators wird durch das Gehäuse 22 des Signalgebers 20 gebildet, an welches der Anschluss 12 der An steuerschaltung 10 angeschlossen ist. Zum besseren Verständ nis ist das elektrische Symbol eines Kondensators C zwischen der Membran 21 und dem Gehäuse 22 in Fig. 1 eingezeichnet. Die Kapazität dieses Kondensators C variiert mit dem Abstand zwischen der Membran 21 und dem Gehäuse 22. Anschlüsse der beiden Kondensatorplatten des Kondensators des kapazitiven Sensors sind in Fig. 1 nur schematisch dargestellt.

Wird die Erregerwicklung 24 bei leitendem MOSFET T1 von einem Strom durchflossen, so wird der Anker 23 durch das in der Er regerwicklung 24 induzierte Magnetfeld nach unten bewegt und lenkt die Membran 21 nach unten aus, wodurch sich der Abstand zwischen der Membran 21 und dem Gehäuse 22 verringert. Hier aus resultiert eine Vergrößerung des Kapazitätswertes des zwischen der Membran 21 und dem Gehäuse 22 gebildeten Konden sators C. Die Ansteuerschaltung 10 ist dazu ausgebildet, den MOSFET T1 abhängig von dem Wert der Kapazität des Kondensa tors C anzusteuern, wobei im vorliegenden Fall der MOSFET T1 gesperrt wird, wenn die Kapazität des Kondensators C einen vorgegebenen Wert übersteigt. Der Wert der Kapazität dieses Kondensators C stellt ein Maß für die Auslenkung der Membran 21 gegenüber ihrem Ausgangszustand dar. Bewegt sich die Memb ran nach einer Auslenkung wieder in Richtung ihrer Ausgangs lage zurück und sinkt dadurch der Wert der Kapazität des Kon densators C, so wird der MOSFET T1 wieder eingeschaltet, um den Anker 23 mit der Membran 21 erneut auszulenken.

Die Membran 21 schwingt bei einer derartigen Ansteuerung mit ihrer Eigenfrequenz, die durch die physikalischen Eigenschaf ten der Membran 21 und des an die Membran 21 gekoppelten An kers 23 bestimmt ist. Diese Eigenfrequenz liegt bei Hupen im Bereich des menschlichen Hörvermögens und beträgt vorzugswei se einige hundert Hertz.

Fig. 2 zeigt ein elektrisches Ersatzschaltbild der Anordnung gemäß Fig. 2, in welchem die Erregerwicklung 24 als in Reihe zu dem MOSFET T1 geschaltete Induktivität dargestellt ist und bei welcher der kapazitive Sensor als Kondensator C zwischen den Anschlüssen 12, 13 der Ansteuerschaltung 10 dargestellt ist.

Die Ansteuerschaltung 10 weist einen weiteren Anschluss 14 zur Zuführung eines Einschaltsignals Son auf. Dieses Signal Son bestimmt, ob ein akustisches Signal von dem Signalgeber 20 erzeugt werden soll, ob der MOSFET T1 also getaktet abhän gig von der Kapazität des Kondensators C angesteuert werden soll, um über die Erregerwicklung 24 und den Anker 23 die Membran 21 in Schwingung zu versetzen.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Signal gebers 20 mit einem eingebauten kapazitiven Auslenkungssen sor, der an die Anschlussklemmen 12, 13 der Ansteuerschaltung 10 anschließbar ist. Eine erste Kondensatorplatte eines Kon densators des kapazitiven Sensors wird wie bei dem Ausfüh rungsbeispiel gemäß Fig. 1 durch die schwingungsfähige Memb ran 21 gebildet. Zur Bildung einer zweiten Kondensatorplatte ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 eine erste E lektrode 26 vorgesehen, die beabstandet zu der Membran 21 angeordnet ist und die auf einer Halterung 27 ruht, die sich gegen das Gehäuse 22 abstützt. Diese Halterung 27 ist vor zugsweise aus einem elektrisch isolierenden Material ausge bildet. Die erste Elektrode 26 ruht starr in dem Gehäuse 22, die Kapazität des aus der Membran 21 und der ersten Elektrode 26 gebildeten Kondensators wird durch den Abstand zwischen der Membran 21 und der ersten Elektrode 26 bestimmt. Diese Kapazität variiert mit der Auslenkung der Membran 21. Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß der Fig. 1 ist die Membran 21 an den Anschluss 13 der Ansteuerschaltung 10 angeschlossen. Die erste Elektrode 26 ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 an den Anschluss 12 der Ansteuerschaltung 10 ange schlossen, wobei auch hier die Anschlüsse an die Kondensator platten nur schematisch dargestellt sind.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Signal gebers 20 mit integriertem kapazitiven Auslenkungssensor, wo bei bei diesem Ausführungsbeispiel die zweite Kondensator platte eines Kondensators des kapazitiven Sensors durch die erste Elektrode 26 gebildet ist, die starr auf einer Halte rung 27 in dem Gehäuse 22 ruht. Die erste Kondensatorplatte des Kondensators des kapazitiven Sensors ist bei dem Ausfüh rungsbeispiel gemäß der 4 durch eine zweite Elektrode 28 ge bildet, die fest mit dem Anker 23 verbunden ist und die beabstandet zu der ersten Elektrode 26 angeordnet ist, wenn sich der Anker 23 in seiner Ruheposition befindet. Wird der Anker bei stromdurchflossener Erregerwicklung 24 nach unten ausgelenkt, so verringert sich der Abstand zwischen der ers ten Elektrode 26 und der zweiten Elektrode 28, wodurch sich die Kapazität des durch diese beiden Elektroden 26, 28 gebil deten Kondensators vergrößert. Die erste Elektrode 26 ist bei diesem Ausführungsbeispiel an den Anschluss 12 der Ansteuer schaltung 10 angeschlossen und die zweite Elektrode 28 ist an den Anschluss 13 der Ansteuerschaltung 10 angeschlossen. Durch die feste Verbindung der zweiten Elektrode 28 mit dem Anker 23 ist die erste Elektrode 28 mit der Membran 21 gekop pelt, das heißt der Abstand zwischen der ersten Elektrode 26 und der zweiten Elektrode 28 verkleinert sich, wenn die Memb ran 21 bei stromdurchflossener Erregerwicklung 24 nach unten ausgelenkt wird, und dieser Abstand vergrößert sich wieder, wenn sich die Membran 21 anschließend bei gesperrtem Halblei terschalter wieder in ihre Ausgangsposition zurückbewegt.

Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfin dungsgemäßen Signalgebers mit integriertem kapazitiven Aus lenkungssensor, bei dem die erste Kondensatorplatte eines Kondensators dieses kapazitiven Auslenkungssensors durch die Membran 21 gebildet ist und bei dem eine zweite Kondensator platte des Kondensators dieses Auslenkungssensors durch eine Abdeckung 25' gebildet ist, die isoliert gegenüber der Memb ran 21 ausgebildet ist und die in der Mitte eine Aussparung aufweist. Die offene Abdeckung 25' ist dabei an den Anschluss 12 der Ansteuerschaltung 10 angeschlossen und die Membran 21 ist an den Anschluss 13 der Ansteuerschaltung 10 angeschlos sen.

Den Ausführungsbeispielen gemäß der Fig. 1 und 3 bis 5 ist gemeinsam, dass sich die Kapazität eines Kondensators C, der Bestandteil eines in dem Gehäuse 22 des Signalgebers 20 in tegrierten kapazitiven Sensors ist, mit zunehmender Auslen kung der Membran 21 gegenüber ihrer Ausgangslage vergrößert. In den folgenden Figuren, in denen Ausführungsbeispiele von Ansteuerschaltungen zur Ansteuerung des Leistungstransistors T1 beschrieben sind, ist der kapazitive Auslenkungssensor un abhängig von seiner tatsächlichen Realisierung in dem Signal geber 20 als veränderlicher Kondensator C dargestellt.

Als Leistungstransistor zum Anlegen der Erregerwicklung 24 an die Versorgungsspannung zwischen Vdd und GND findet bei dem erfindungsgemäßen Signalerzeugungsgerät vorzugsweise ein tem peraturgeschützter Leistungstransistor Anwendung, der ab schaltet und/oder ein Einschalten verhindert, wenn die Tempe ratur des Halbleiterkörpers/Chips, in dem er integriert ist, einen vorgegebenen Wert übersteigt. Vorzugsweise ist der Halbleiterkörper/Chip, in dem der Leistungstransistor T1 in tegriert ist, thermisch gut mit dem Gehäuse 22, vorzugsweise im Bereich der Erregerwicklung 24, gekoppelt. Neben seiner eigenen Temperatur überwacht der Leistungstransistor T1 bei dieser Ausführungsform auch die Temperatur in dem Signalge ber. Wird der Chip des Leistungstransistors T1 durch die Er regerwicklung 24 in dem Gehäuse 22 so stark erwärmt, dass die Abschalttemperatur erreicht wird, so schaltet der Leistungs transistor T1 ab, wobei ein Wiedereinschalten solange verhin dert wird, bis die Temperatur wieder abgesunken ist. Diese Maßnahme, nämlich das Anordnen eines temperaturgeschützten Leistungstransistors T1 an dem Gehäuse 22, verhindert eine Überhitzung der Erregerwicklung 24 und trägt so zur Erhöhung der Lebensdauer des Signalgebers 20 bei.

Fig. 6 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Ansteuer schaltung 10, die ein Ansteuersignal S1 für den Leistungs transistor T1 abhängig von einer Kapazität des Kondensators C zwischen den Anschlüssen 12, 13 und abhängig von dem Ein schaltsignal Son an dem Anschluss 14 zur Verfügung stellt.

Die in Fig. 6 gezeigte Ansteuerschaltung wertet den Kapazi tätswert des veränderlichen Kondensators C aus und schaltet den Leistungstransistor T1 über das Ansteuersignal S1 ab, wenn der Wert der Kapazität des Kondensators C über einen vorgegebenen Wert angestiegen ist. Sinkt der Kapazitätswert wieder unter einen vorgegebenen Wert, so wird der Leistungs transistor T1 wieder eingeschaltet. Das getaktete Ein- und Ausschalten des Leistungstransistors T1 nach Maßgabe des An steuersignals S1 erfolgt dabei nur solange, solange das Ein schaltsignal Son, nach dessen Maßgabe ein akustisches Signal erzeugt werden soll, einen oberen Ansteuerpegel aufweist.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 wird der Kapazi tätswert des Kondensators C dadurch ermittelt, dass der Kon densator in regelmäßigen Zeitabständen mit einer konstanten elektrischen Ladung aufgeladen und anschließend entladen wird. Die über dem Kondensator C anliegende Spannung Uc ist von der Kapazität des Kondensators C und der in dem Kondensa tor gespeicherten elektrischen Ladung abhängig, wobei bei gleicher Ladung die Spannung mit zunehmendem Kapazitätswert abnimmt. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 wird ein Abschaltsignal für den Schalter erzeugt, wenn die Kapazität am Ende einer Ladezeit des Kondensators C über einen vorgege benen Wert angestiegen ist, das heißt wenn die über dem Kon densator anliegende Spannung Uc am Ende einer Ladezeit gerin ger als eine vorgegebene Referenzspannung Vref ist.

Zur Realisierung dieser Funktionalität weist die Ansteuer schaltung 10 eine Stromquelle Iq auf, die in Reihe zu dem Kondensator C zwischen einem Versorgungspotential V+ und Be zugspotential GND verschaltet ist. Parallel zu dem Kondensa tor C ist ein erster Schalter SW1 geschaltet, der getaktet abhängig von einem Taktsignal S2 geöffnet und geschlossen wird. Das Taktsignal S2 wird von einem Taktgenerator CLK zur Verfügung gestellt. Die Ansteuerschaltung weist des weiteren einen Komparator K1 auf, dessen Minus-Eingang zum Erfassen der über dem Kondensator C anliegenden Spannung Uc an einen der Stromquelle Iq und dem Kondensator C gemeinsamen Knoten angeschlossen ist und an dessen Plus-Eingang eine von einer Referenzspannungsquelle gelieferte Referenzspannung Vref an liegt. An einem Ausgang des Komparators K1 steht ein Aus gangssignal S3 zur Verfügung.

Dem Komparator K1 ist ein RS-Flip-Flop RS-FF nachgeschaltet, an dessen Reset-Eingang R der Ausgang des Komparators K1 an geschlossen ist und an dessen Set-Eingang S ein Signal S4 an liegt, das durch Invertieren mittels eines Invertierers INV aus dem Ausgangssignal S3 des Komparators K1 hervorgeht. Ei nem Takteingang des RS-Flip-Flops ist das Taktsignal S2 zuge führt, wobei das RS-Flip-Flop RS-FF derart ausgebildet ist, dass es die an dem Set- und Reset-Eingang S, R anliegenden Signale jeweils mit einer steigenden Flanke des Taktsignals S2 auswertet, bzw. übernimmt.

Das Ansteuersignal S1 liegt am Ausgang eines Und-Glieds UND an, an dessen einen Eingang der Q-Ausgang des RS-Flip-Flops angeschlossen ist und an dessen anderem Eingang das Ein schaltsignal Son anliegt.

Die Funktionsweise der Ansteuerschaltung 10 gemäß Fig. 6 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 7 erläutert, in welcher der zeitliche Verlauf des Taktsignals S2 (Fig. 7a), der zeitliche Verlauf der Spannung Uc über dem Kondensator C und der Referenzspannung Vref (Fig. 7b), des am Ausgangs des Komparators K1 anliegenden Signals S3 (Fig. 7c) und des An steuersignals S1 (Fig. 7d) dargestellt ist.

Der Kondensator C wird durch die Stromquelle Iq regelmäßig im Takt des Taktsignals S2 geladen und entladen, wobei der Kon densator C geladen wird, wenn das Taktsignal S2 einen unteren Ansteuerpegel aufweist und der Schalter SW1 dadurch geöffnet ist, und wobei der Kondensator entladen wird, wenn das Takt signal einen oberen Ansteuerpegel aufweist und der Schalter SW1 dadurch geschlossen ist. Es wird davon ausgegangen, dass die Taktfrequenz des Signals S2 wesentlich größer ist als die Eigenfrequenz des Schwingungssystems aus Membran 21 und des Ankers 23 gemäß der Fig. 1 und 3 bis 5, so dass die Kapa zität des Kondensators C für die Dauer einer halben Periode des Taktsignals S2 als konstant angenommen werden kann. Die Spannung Uc über dem Kondensator C steigt über der Zeit an, wenn der Strom Im in den Kondensator C fließt. Nimmt das Taktsignal S2 anschließend einen oberen Ansteuerpegel an, so wird der Schalter SW1 geschlossen und der Kondensator C nach Bezugspotential entladen. Der maximale Wert der Spannung Uc, kurz vor Einschalten des ersten Schalters SW1 ist abhängig von der auf den Kondensator C geflossenen Ladung und dem Wert der Kapazität des Kondensators C, wobei gilt, dass die Span nung bei gleicher Ladung umso kleiner ist, je größer der Wert der Kapazität C ist. Mit anderen Worten: die Spannung Uc über der Kapazität C steigt umso langsamer bei geöffnetem ersten Schalter SW1 an, je größer der Wert der Kapazität C ist. Dies ist in Fig. 7b veranschaulicht, in der ersichtlich ist, dass die Spannung Uc zu einem Zeitpunkt t1 am Ende eines ersten Ladevorgangs größer ist als zu einem Zeitpunkt t2 am Ende ei nes weiteren Ladevorgangs. Die Kapazität des Kondensators C vergrößert sich also über der Zeit, was eine Folge der Aus lenkung der Membran 21 bei stromdurchflossener Erregerspule 24 ist.

Der Komparator K1 vergleicht die Kondensatorspannung Uc mit der Referenzspannung Vref, wobei das Ausgangssignal S3 des Komparators einen unteren Signalpegel annimmt, wenn die Kon densatorspannung Uc größer als die Referenzspannung Vref ist. Das Komparatorausgangssignal S3 bzw. das invertierte Aus gangssignal S4 werden mit jeder steigenden Flanke des Takt signals S2, also dann, wenn die Kondensatorspannung Uc ihren jeweiligen Maximalwert aufweist ausgewertet bzw. durch das RS-Flip-Flop RS-FF übernommen. Das Flip-Flop wird durch das Signal S4 an dem Set-Eingang S gesetzt, wenn die Kondensator spannung Uc zu den Auswertezeitpunkten, die durch die stei genden Flanken des Taktsignals S2 definiert sind, größer als die Referenzspannung Vref ist. Das Ausgangssignal S1 nimmt dabei einen oberen Signalpegel zur Ansteuerung des Schalters T1 an, wenn auch das Einschaltsignal Son einen oberen Signal pegel annimmt. In dem Ausführungsbeispiel befindet sich das Ansteuersignal S1 vor dem Auswertezeitpunkt t1 auf einem niedrigen Ansteuerpegel und steigt mit Setzen des Flip-Flops zum Zeitpunkt t1 an.

Das Flip-Flop RS-FF bleibt so lange gesetzt, bis zu einem Auswertezeitpunkt bei einer steigenden Flanke des Taktsignals S2, in dem Beispiel zum Zeitpunkt t3, die Kondensatorspannung kleiner als die Referenzspannung Vref ist. Das Flip-Flop RS- FF wird dann zurückgesetzt und das Ansteuersignal S1 nimmt einen unteren Ansteuerpegel an, um den Schalter T1 abzuschal ten. Der Schalter Tl wird nachfolgend wieder eingeschaltet, wenn die Kapazität des Kondensators C so weit abgenommen hat, dass die Kondensatorspannung Uc zu einem späteren Auswerte zeitpunkt größer als die Referenzspannung Vref ist.

Vorzugsweise werden in nicht näher dargestellter Weise unter schiedliche Referenzspannungen zum Setzen und Rücksetzen des Flip-Flops herangezogen, um den Schalter abzuschalten, wenn die Kapazität des Kondensators einen ersten Schwellenwert ü berstiegen hat und den Schalter erst dann wieder einzuschal ten, wenn die Kapazität unter einen Schwellenwert abgesunken ist, der kleiner als der erste Schwellenwert ist. Schaltungs technisch kann dies dadurch realisiert werden, dass dem Set- Eingang S des RS-Flip-Flops RS-FF ein zweiter Komparator vor geschaltet ist, dessen Plus-Eingang die Kondensatorspannung und dessen Minus-Eingang eine zweite Referenzspannung zuge führt ist, die größer als die erste Referenzspannung ist. Das Flip-Flop RS-FF wird auf diese nur dann gesetzt, um den Schalter T1 abhängig von dem Einschaltsignal Son wieder ein zuschalten wenn die Kondensatorspannung zum Auswertezeitpunkt die zweite Referenzspannung übersteigt.

Die Referenzspannung Vref, abhängig von der ein Abschalten des Schalters erfolgt ist vorzugsweise durch ein Signal CS einstellbar, wie in Fig. 6 dargestellt ist. Auf diese Weise kann die Lautstärke des erzeugten akustischen Signals einge stellt werden, denn das erzeugte Signal ist um so lauter je größer die Auslenkung der Membran 21 ist bevor der Schalter T1 wieder geöffnet wird. Das Signal CS ist vorzugsweise von der Kapazität des veränderlichen Kondensators C im nicht aus gelenkten Zustand abhängig. dazu wird zu Beginn eines jeden Signalerzeugungsvorgangs die Kapazität des veränderlichen Kondensators ermittelt bevor die Membran 21 ausgelenkt wird. Dies kann dadurch erfolgen, dass der Kondensator mit einer bestimmten elektrischen Ladung geladen und die daraus resul tierende Spannung über dem Kondensator ermittelt wird. Diese Spannung ist ein Maß für die Kapazität des Kondensators. Das Signal CS wird dann abhängig von dieser ermittelten Spannung gewählt. Die durch das Signal CS eingestellte Referenzspannung Vref beträgt vorzugsweise einen fest vorgegebenen Bruch teil der anfangs ermittelten Spannung, um den Schalter T1 zu öffnen, wenn die Kapazität des Kondensators C bei Auslenkung der Membran 21 um einen bestimmten Prozentsatz zugenommen hat. Durch Ein- und Ausschalten des Schalters abhängig von prozentualen Veränderungen der Kapazität des veränderlichen Kondensators C haben absolute Änderungen der Kapazität keine Auswirkung auf das erzeugte Signal. Die Kapazität des Konden sators kann sich beispielsweise im Laufe der Zeit durch Alte rungsprozesse oder auch durch sich langsam ändernde Umwelt einflüsse, wie beispielsweise die Luftfeuchtigkeit, ändern. Zum anderen unterliegen die in dem Signalgeber realisierten Kondensatoren fertigungsbedingten Schwankungen.

Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteu erschaltung zur Bereitstellung eines Ansteuersignals S1 für den Leistungstransistor T1. Diese Ansteuerschaltung weist ei ne Brückenschaltung mit einem ersten Serienschwingkreis L1, C und einem zweiten Serienschwingkreis C2, L2 auf, die parallel geschaltet und an eine Wechselspannung Uw angeschlossen sind. Der erste Serienschwingkreis besteht aus einer Induktivität L1 und dem veränderlichen Kondensator C des kapazitiven Sen sors. Der zweite Serienschwingkreis besteht aus einem Konden sator C2 mit konstanter Kapazität und aus einer konstanten Induktivität L2. Die Ansteuerschaltung 10 weist des weiteren eine Verarbeitungsschaltung 101 auf, die mit einer ersten An schlussklemme an einen der Spule L1 und dem Kondensator C ge meinsamen Knoten N1 angeschlossen ist und die über eine zwei te Anschlussklemme an einen dem Kondensator C2 und der Induk tivität L2 gemeinsamen Knoten N2 angeschlossen ist. Eine Spannung ΔU ist dabei Null, wenn die beiden Serienschwing kreise in Phase schwingen. Die Auswerteschaltung 101 wertet diese Spannungsdifferenz und insbesondere die Nulldurchgänge des Differenzsignals aus, wobei die Induktivitäten L1, L2 und die Kapazität C2 so gewählt sind, dass bei einem Nulldurch gang des Differenzsignals ΔU der variable Kondensator C ei nen Kapazitätswert annimmt, bei welchem die maximale Auslenkung der Membran erreicht ist und die Erregerwicklung abge schaltet werden soll. Das Ansteuersignal S1 nimmt also immer dann einen unteren Ansteuerpegel an, wenn das Differenzsignal ΔU Null wird.

Die Induktivitäten L1, L2 können bei einer in Fig. 9 darge stellten Ausführungsform der Erfindung durch Widerstände R1, R2 ersetzt sein, wobei auch bei dieser Ausführungsform eine an die gemeinsamen Knoten N3, N4 der Kondensatoren C1, C2 und der Widerstände R1, R2 angeschlossenen Auswerteschaltung die Nulldurchgänge einer zwischen diesen Knoten N3, N4 anliegen den Spannung auswertet.

Neben Änderungen des Kapazitätswertes durch Auslenkung der Membran unterliegt der veränderliche Kondensator C Störein flüssen. Der Referenzkondensator C2 gemäß den Ausführungsbei spiel in den Fig. 8 und 9, dessen Kapazitätswert zur Aus wertung des Kapazitätswertes des veränderlichen Kondensators C herangezogen wird, ist vorzugsweise derart ausgestaltet, dass er denselben Störeinflüssen wie der veränderliche Kon densator C unterliegt. Gemäß einer Ausführungsform der Erfin dung ist daher vorgesehen, den Kondensator C2 ebenfalls in dem Signalgeber 20 anzuordnen, wie anhand des Ausführungsbei spiels in Fig. 3 erläutert ist. Zur Bildung des Kondensators C2 ist unterhalb der Elektrode 26, die eine Kondensatorplatte des veränderlichen Kondensators C bildet, eine weitere Elekt rode 29 angeordnet, die vorzugsweise durch den isolierenden Träger 29 gehalten ist. Die Elektrode 26 und die Elektrode 29 bilden die Kondensatorplatten des Kondensators C2, wobei die Elektrode 26 dem veränderlichen Kondensator C und dem Refe renzkondensator C2 gemeinsam ist.

Soll eine gemeinsame Kondensatorplatte vermieden werden, so ist gemäß einer weiteren nicht näher dargestellten Ausfüh rungsform vorgesehen, zwei elektrisch gegeneinander isolierte Elektroden unterhalb der Elektrode 26 vorzusehen, die Konden satorplatten des Referenzkondensators C2 bilden. Dabei kann auch das Gehäuse 22 eine Kondensatorplatte des Referenzkon densators C2 bilden.

Der Abstand der Kondensatorplatten des Referenzkondensators C2 ist konstant und wird durch die schwingende Membran nicht beeinflusst. Die Kapazität des Referenzkondensators unter liegt jedoch den gleichen Störeinflüssen wie der veränderli che Kondensator, wodurch der Einfluss dieser Störungen auf den veränderlichen Kondensator C mit geringem Schaltungsauf wand kompensiert werden kann.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 ist ein Operations verstärker OPV in der Auswerteschaltung an die beiden Knoten N1, N2 angeschlossen. Ergeben sich durch Störeinflüsse Poten tialverschiebungen an dem veränderlichen Kondensator C so ist der in demselben Gehäuse angeordnete Referenzkondensator C2 im selben Maß betroffen, wodurch das Ausgangssignal des Ope rationsverstärkers OPV von der Störung nicht beeinflusst ist. Eine Schaltungsanordnung 102, die dem Operationsverstärker nachgeschaltet ist, stellt abhängig von dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPV das Schaltsignal S1 zur Verfü gung.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteu erschaltung 10 zur Bereitstellung des Ansteuersignals S1 für den Leistungstransistor T1.

Diese Ansteuerschaltung 10 weist eine Diode D1 auf, die in Reihe zu dem Kondensator C an den Klemmen 12, 13 geschaltet ist, wobei die Reihenschaltung aus der Diode D1 und dem Kon densator C zwischen Klemmen für ein Versorgungspotential V+ und für ein Bezugspotential GND verschaltet ist. Parallel zu dem Kondensator C ist ein zweiter Schalter SW2 geschaltet, der abhängig von dem Einschaltsignal Son geöffnet oder ge schlossen ist. Ein Vergleicher K1, dessen Plus-Eingang an ei nen der Diode D1 und dem Kondensator C gemeinsamen Knoten an geschlossen ist, vergleicht die Kondensatorspannung Uc mit einer Referenzspannung Vref. Ein Ausgang des Komparators K2 ist an ein Und-Glied UND angeschlossen, dessen anderem Ein gang das Einschaltsignal Son zugeführt ist.

Die Funktionsweise dieser in Fig. 10 dargestellten Ansteuer schaltung ergibt sich wie folgt. Solange das Einschaltsignal Son einen unteren Ansteuerpegel annimmt, nimmt auch das An steuersignal S1 einen unteren Ansteuerpegel an und der Leis tungstransistor T1 sperrt. Der zweite Schalter SW2 ist ge schlossen, wodurch der Kondensator C entladen ist. Nimmt das Einschaltsignal Son anschließend einen oberen Ansteuerpegel an, so wird der Kondensator C sehr schnell auf eine Spannung Uc0 aufgeladen, die größer als die Referenzspannung Vref ge wählt ist. Mit zunehmender Auslenkung der Membran bei einge schalteter Erregerspule 24 nimmt der Abstand zwischen dem Kondensatorplatten ab, wodurch der Wert der Kapazität des Kondensators C ansteigt und wodurch die Spannung Uc aufgrund der konstanten in dem Kondensator C gespeicherten Laddung ab sinkt. Unterschreitet diese Spannung Uc den Wert der Refe renzspannung Vref so nimmt das Ansteuersignal S1 einen unte ren Ansteuerpegel an, bis die Kondensatorspannung Uc wieder abgesunken ist, wenn sich die Membran in Richtung ihrer Aus gangslage zurückbewegt.

Vorzugsweise ist bei den in Fig. 6, 8 und 9 dargestellten Ansteuerschaltungen eine in den Figuren nicht näher darge stellte Schaltungsanordnung vorhanden, welche die Kapazität des Kondensators C zu Beginn eines jeden Signalerzeugungsvor gangs, also dann, wenn das Einschaltsignal Son auf den oberen Ansteuerpegel ansteigt, ermittelt. Der Wert der Kapazität dieses Kondensators bei Ruhelage der Membran kann dann zur Ermittlung der Ausschaltschwelle des Leistungstransistor T1 herangezogen werden. Der Schalter T1 wird dabei vorzugsweise dann abgeschaltet, wenn die Kapazität um einen bestimmten prozentualen Wert gegenüber dem Ausgangswert bei nicht ausge lenkter Membran zugenommen hat. Bei den Ansteuerschaltungen gemäß der Fig. 6 und 10 sind die Referenzspannungen Vref, abhängig von denen der Leistungstransistor wieder ausgeschal tet wird, vorzugsweise abhängig von einem Kondensatorsignal CS einstellbar, wobei dieses Kondensatorsignal CS abhängig von der Kapazität des Kondensators in Ruhelage der Membran ist.

Die Referenzspannung Vref dient des weiteren der Einstellung der Lautstärke des erzeugten Signals. Werden die Referenz spannungen Vref angehoben, so wird die Membran weiter ausge lenkt, bis der Leistungstransistor wieder abgeschaltet wird. Dies führt zu einer höheren Lautstärke des erzeugten Signals. Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen ist jeweils ein kapazitiver Auslenkungssensor vorhanden, dessen Kapazität ermittelt wird, um die Auslenkung der Membran zu bestimmen. In den Beispielen nimmt die Kapazität dieses Kondensators mit zunehmender Auslenkung, bzw. zunehmender Einschaltdauer zu. selbstverständlich sind auch Sensoren einsetzbar, bei denen die Kapazität des Kondensators mit zunehmender Einschaltdauer abnimmt, wobei die Auswerteschaltungen dann entsprechend zu ändern sind. Neben den zuvor beschriebenen Ansteuerschaltun gen sind beliebige weitere Schaltungsanordnungen zur Auswer tung der Kapazität eines Kondensators einsetzbar.

Darüber hinaus sind neben kapazitiven Auslenkungssensoren be liebige weitere Auslenkungssensoren einsetzbar, abhängig von denen der Leistungstransistor getaktet ein- und ausgeschaltet wird, um die Membran in Schwingung zu versetzen.

Bezugszeichenliste

10

Ansteuerschaltung

11

,

12

,

13

,

14

Anschlüsse der Ansteuerschaltung

20

Signalgenerator

21

Membran

22

Gehäuse

23

Anker

24

Erregerwicklung

25

Abdeckung

26

erste Elektrode

27

Isolierende Halterung

28

zweite Elektrode

29

Eelektrode

101

Auswerteschaltung
A1, A2 Anschlussklemmen der Erregerwicklung
C Kondensator
C2 Kondensator
CLK Taktgenerator
CS kapazitätsabhängiges Signal
D Drain-Anschluss
D1 Diode
G Gate-Anschluss
Iq Stromquelle
Im Strom
K1, K2 Komperatoren
L1, L2 Induktivitäten
RS-FF RS-Flip-Flop
S Source-Anschluss
S1 Ansteuersignal
Son Einschaltsignal
SW1, SW2 Schalter
T1 Leistungstransistor
Vdd, V+, END Ansteuerpotentiale
Vref Referenzspannung
Uc Kondensatorspannung
UND Und-Glied
Uw Wechselspannung

Claims

1. Akustisches Signalerzeugungsgerät, das folgende Merkmale aufweist:

- eine schwingungsfähige Membran (21),
- einen Auslenkungssensor zur Erfassung einer Auslenkung der Membran (21),
- eine an die Membran (21) gekoppelte Erregeranordnung (23, 24),
- einen Leistungs-Halbleiterschalter (T1) mit einer Laststre cke (D-S), die in einem Ansteuerschaltkreis der Erregeranord nung (23, 24) verschaltet ist, und mit einem Ansteueran schluss (G),
- eine Ansteuerschaltung (10) mit einem ersten Anschluss (11), der an den Ansteueranschluss (G) des LeistungsHalblei terschalters (T1) angeschlossen ist und an dem ein Ansteuer signal (S1) zur Verfügung steht, und mit einem zweiten An schluss (12, 13), an den der Auslenkungssensor angeschlossen ist,

dadurch gekennzeichnet,

- dass der Auslenkungssensor ein kapazitiver Sensor ist, der wenigstens einen Kondensator aufweist.

2. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 1, bei dem die Ansteuerschaltung (10) einen weiteren Anschluss zur Zu führung eines Einschaltsignals (EIN/AUS) aufweist.

3. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 2, bei dem eine erste Kondensatorplatte des Kondensators (C) des kapazi tiven Sensors durch die Membran (21) gebildet ist.

4. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 2, das ei ne mit der Membran (21) gekoppelte schwingungsfähige erste Elektrode (28) aufweist, die die erste Kondensatorplatte des Kondensators (C) des kapazitiven Sensors bildet.

5. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der vorange henden Ansprüche, das ein gegenüber der Membran (21) und/oder der ersten Elektrode (28) isoliertes Gehäuse (22) aufweist, das eine zweite Kondensatorplatte des Kondensators (C) des kapazitiven Sensors bildet.

6. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das eine gegenüber dem Gehäuse (22) isolierte zweite Elektrode (26) aufweist, die eine zweite Kondensatorplatte des Kondensators (C) des kapazitiven Sensors bildet.

7. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der vorange henden Ansprüche, bei dem das Ansteuersignal (S1) von der Ka pazität des wenigstens einen Kondensators (C) des kapazitiven Sensors abhängig ist.

8. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der vorange henden Ansprüche, bei dem die Ansteuerschaltung (10) zur Aus wertung der Kapazität des Kondensators (C) eine Stromquelle (Iq), einen parallel zu dem Kondensator (C) geschalteten Schalter (SW1) und eine Vergleicheranordnung (K1) aufweist, wobei die Stromquelle (Iq) in Reihe zu dem Kondensator (C) geschaltet ist, und wobei die Vergleicheranordnung (K1) eine Spannung (Uc) über dem Kondensator (C) mit einer Referenz spannung (Vref) vergleicht und an einem Ausgang ein von die sem Vergleich abhängiges Signal (S3) zur Verfügung stellt.

9. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 8, bei dem das Ansteuersignal (S1) von dem Signal (S3) am Ausgang der Vergleicheranordnung (K1) und von dem Einschaltsignal (EIN/AUS) abhängig ist.

10. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der Ansprü che 1 bis 8, bei dem die Ansteuerschaltung (10) eine Brücken schaltung mit zwei Serienschwingkreisen und eine Auswerte schaltung (101) aufweist, wobei einer der Serienschwingkreise den Kondensator (C) des kapazitiven Sensors enthält und wobei die Auswerteschaltung (101) das Potential an einem ersten Ab griffspunkt (N1) in einem der Schwingkreise und das Potential an einem zweiten Abgriffspunkt (N2) in dem anderen Schwing kreis erfasst und abhängig von einem Vergleich dieser beiden Potentiale das Ansteuersignal (S1) bereitstellt.

11. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der Ansprü che 1 bis 8, bei dem die Ansteuerschaltung eine Diode (D1), einen parallel zu dem Kondensator (C) des kapazitiven Sensors geschalteten Schalter (SW2) und eine Vergleicheranordnung (K2) aufweist, wobei die Diode (D1) in Reihe zu dem Kondensa tor (C) geschaltet ist.

12. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der vorange henden Ansprüche, bei dem die Erregeranordnung eine Erreger wicklung (24) und einen mit der Membran (21) gekoppelten An ker (23) aufweist, wobei die Erregerwicklung (24) in Reihe zu dem Leistungs-Halbleiterschalter (T1) an eine Versorgungs spannung (Vdd) angeschlossen ist.

13. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach einem der vorange henden Ansprüche, bei dem der Leistungs-Halbleiterschalter ein temperaturgeschützter Leistungstransistor ist.

14. Akustisches Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 12, bei dem der Leistungstransistor (T1) thermisch an das Gehäuse (22) gekoppelt ist.

15. Verfahren zur Erzeugung eines akustischen Signals abhän gig von einem Einschaltsignal (Son), das folgende Merkmale aufweist:

- Bereitstellen einer schwingungsfähigen Membran (21) und ei ner an die Membran (21) gekoppelten Erregeranordnung (23, 24), eines Leistungs-Halbleiterschalters (T1), der in einem Ansteuerschaltkreis der Erregeranordnung (23, 24) verschaltet ist, und eines Auslenkungssensors zur Erfassung einer Auslen kung der Membran (21),

- getaktetes Öffnen und Schließen des Leistungs- Halbleiterschalters (T1), solange das Einschaltsignal einen ersten Wert aufweist, wobei die Schließdauer, während der der Leistungs-Halbleiterschalter (T1) während einer Taktperiode geschlossen ist, von dem Auslenkungssensor abhängig ist, wo bei der Auslenkungssensor ein kapazitiver Sensor mit wenigs tens einem variablen Kondensator (C) ist und bei dem die Schließdauer von der Kapazität des Kondensators (C) abhängig ist.

16. Verfahren nach Anspruche 15, bei dem die Kapazität des Kondensators (C) bei geöffnetem Schalter (T1) ermittelt wird nachdem das Einschaltsignal (Son) den ersten Wert angenommen hat, und wobei dieser ermittelte Wert der Kapazität des Kon densators (C), bei der Ermittlung der Schließdauer des Schal ters (T) berücksichtigt wird.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Schalter (T1) nach dem Schließen wieder geöffnet wird, wenn sich die Kapa zität des Kondensators (C) um einen vorgegebenen prozentualen Wert geändert hat.

18. Akustische Signalerzeugungsgerät mit einer schwingungsfä higen Membran (21), einer Erregeranordnung (23, 24) und einem kapazitiven Auslenkungssensor.

19. Akustische Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 18, bei der der kapazitive Auslenkungssensor wenigstens einen veränderlichen Kondensator aufweist, wobei eine der Kondensator platten des Kondensators durch die Membran (21) gebildet ist.

20. Akustische Signalerzeugungsgerät nach Anspruch 18, bei der der kapazitive Auslenkungssensor wenigstens einen verän derlichen Kondensator aufweist, wobei eine der Kondensator platten durch eine an die Membran gekoppelte schwingungsfähi ge erste Elektrode (28) gebildet ist und/oder bei der die an dere der Kondensatorplatten durch eine zweite Elektrode (26) gebildet ist.