DE10103479A1 - Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme - Google Patents

Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme

Info

Publication number
DE10103479A1
DE10103479A1 DE10103479A DE10103479A DE10103479A1 DE 10103479 A1 DE10103479 A1 DE 10103479A1 DE 10103479 A DE10103479 A DE 10103479A DE 10103479 A DE10103479 A DE 10103479A DE 10103479 A1 DE10103479 A1 DE 10103479A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal
channel selection
digital
processing section
ksf
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
DE10103479A
Other languages
English (en)
Inventor
Andre Neubauer
Soenke Mehrgardt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Priority to DE10103479A priority Critical patent/DE10103479A1/de
Priority to PCT/DE2002/000017 priority patent/WO2002059949A2/de
Priority to EP02701167A priority patent/EP1354340B1/de
Priority to CN02804174.7A priority patent/CN1274122C/zh
Priority to DE50206458T priority patent/DE50206458D1/de
Publication of DE10103479A1 publication Critical patent/DE10103479A1/de
Priority to US10/628,788 priority patent/US7116964B2/en
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

Bei dem Verfahren wird zunächst eine Kanalselektion eines empfangenen Signals mittels eines analogen Kanalselektionsfilters (KSF) durchgeführt, dann wird das Signal in ein digitales zeit- und wertediskretes Signal umgewandelt und schließlich wird der zeit- und wertekontinuierliche Signalverlauf anhand einer mathematischen Rekonstruktion unter Verwendung der Nulldurchgänge (t¶i¶) und der Phasenwerte DOLLAR I1 = k¶i¶ È pi/2, k¶i¶ epsilon N¶0¶} mittels eines mathematischen Rekonstruktionsalgorithmus unter Verwendung eines Funktionensystems {phi(t-k)} ermittelt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verfahren zum Verar­ beiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommu­ nikationssystem, insbesondere für ein schnurloses Telefon, sowie eine nach dem Verfahren arbeitende Empfängerschaltung.
Schnurlose digitale Kommunikationssysteme wie beispielsweise DECT, WDCT, Bluetooth, SWAP, WLAN IEEE802.11 benötigen zum drahtlosen Empfang der über die Luftschnittstelle gesendeten hochfrequenten Signale geeignete Empfänger, die in aufwands­ günstiger Weise dem Demodulator ein möglichst verzerrungs­ freies Basisbandsignal liefern. Neben einer hohen Empfind­ lichkeit sind hierbei ein hoher Integrationsgrad, geringe Ko­ sten, niedrige Stromaufnahme sowie Flexibilität hinsichtlich der Anwendbarkeit für verschiedene digitale Kommunikationssy­ steme erwünscht. Zur Ausnutzung der Vorteile der digitalen Schaltungstechnik (keine Drifts, keine Alterung, keine Tempe­ raturabhängigkeit, exakte Reproduzierbarkeit) wird dabei zu­ mindest ein Teil der Empfängerschaltung in Form digitaler Si­ gnalverarbeitungselemente realisiert. Sowohl im analogen Si­ gnalverarbeitungsabschnitt (sogenanntes analoges Empfänger- "Frontend") als auch im digitalen Signalverarbeitungsab­ schnitt können dabei Signalverzerrungen auftreten, deren Cha­ rakteristik von den verwendeten (analogen und digitalen) Si­ gnalverarbeitungselementen abhängen. Derartige Signalverzer­ rungen reduzieren die Leistungseffizienz des Empfängers, d. h. sie beeinträchtigen die Empfindlichkeit bzw. die Reichweite des Empfängers bei vorgegebener Bitfehlerrate.
Für schnurlose digitale Kommunikationssysteme werden derzeit häufig Superheterodyn-Empfänger verwendet. Zur Erzielung ei­ ner höheren Systemintegration und somit niedrigeren Systemkosten kommen vermehrt auch Empfänger mit niedriger Zwischen­ frequenz, sogenannte Low-IF-(Intermediated Frequency-)Emp­ fänger oder Zero-IF-(Homodyn-)Empfänger zum Einsatz, da diese keine externen Filter zur Spiegelfrequenzunterdrückung benö­ tigen und somit eine höhere Systemintegration ermöglichen (siehe beispielsweise DECT, Bluetooth, WDCT). Aufgrund der in den genannten Schnurlos-Systemen verwendeten digitalen Modu­ lation GFSK, für die eine Formulierung auf Basis der Fre­ quenzmodulation möglich ist, kommen derzeit analoge FM-Demo­ dulatoren (Frequency Modulation) basierend auf dem Limiter- Diskriminator-Prinzip zum Einsatz. Nach dem Limiter erfolgt eine analoge frequenzselektive Filterung zur Unterdrückung der durch die Nichtlinearität des Limiters hervorgerufenen höherfrequenten Störungen. Diese Filterung ist aus signal­ theoretischer Sicht nicht optimal, da auch bei exakt bandbe­ grenztem aufmoduliertem Signal bzw. exakt bandbegrenzter Au­ genblicksphase ϕ(t) die der Filterung unterzogene komplexe Einhüllende ei ϕ (t) nicht exakt bandbegrenzt ist.
Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommunikationssystem und eine entsprechende Empfängerschaltung anzugeben, durch die eine aus signaltheo­ retischer Sicht verbesserte Signalverarbeitung, insbesondere bei digitalen Signalübertragungsverfahren wie FSK-(Frequency Shift Keying-)modulierten Signalen ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Pa­ tentansprüche gelöst.
Die Erfindung beruht im wesentlichen auf dem Gedanken, daß nach Durchführung einer Kanalselektion bei dem empfangenen Signal das Signal in ein digitales, Zeit- und wertediskretes Signal umgewandelt wird, und anschließend eine mathematische Rekonstruktion des Signalverlaufs anhand der Nulldurchgänge der komplexen Einhüllenden mittels eines mathematischen Rekonstruktionsalgorithmus unter Verwendung eines Funktionensy­ stems durchgeführt wird.
Im einzelnen weist das erfindungsgemäße Verfahren zum Verar­ beiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommu­ nikationssystem die Schritte auf:
  • - Durchführen einer Kanalselektion mittels eines analogen Ka­ nalselektionsfilters (KSF),
  • - Umwandeln des Signals in ein digitales, Zeit- und wertedis­ kretes Signal,
  • - mathematisches Rekonstruieren des Zeit- und wertekontinu­ ierlichen Signalverlaufs unter Verwendung der Nulldurchgän­ ge {ti} und der Phasenwerte {ϕ(ti) = ki.π/2, ki ∈ N0} mit­ tels eines mathematischen Rekonstruktionsalgorithmus unter Verwendung eines Funktionensystems {ϕ(t - k)}.
In einer Ausführungsform eines digitalen Empfängers wird eine Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz durchgeführt. Ge­ genüber den bekannten Lösungen wird somit bei dem hier vorge­ stellten Verfahren ausgenutzt, daß nach dem Limiter ein wer­ tediskretes (binäres) komplexes Signal vorliegt, dessen Nutz­ information in den Nulldurchgängen von I- und Q- bzw. Real- und Imaginärteil liegt. Da dieses Signal zunächst noch zeit­ kontinuierlich ist, erfolgt die Überführung in ein digitales (Zeit- und wertdediskretes Signal) durch eine äquidistante Tastung mit einer Abtastrate fS. Die mathematische Rekon­ struktion der Augenblicksphase ϕ(t) des Signals erfolgt rein digital ausschließlich unter Verwendung der Nulldurchgänge und den bei geeignet gewählter Zwischenfrequenz bestimmbaren Phasenwerte entsprechend dem weiter unten noch beschriebenen Rekonstruktionsalgorithmus.
Abhängig von den Eigenschaften des zu rekonstruierenden Si­ gnals s(t) können für das Funktionensystem {ϕ(t - k)} bei­ spielsweise verschobene orthogonale sinc-Funktionen (vgl. Shannon-Whittaker-Abtasttheorem) oder orthogonale Skalierungsfunktionen (vgl. Wavelets) verwendet werden. Als Bei­ spiel hierfür können die sogenannten Daubechies-Skalierungs­ funktionen angeführt werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann jedoch auch bei nicht­ orthogonalen Funktionensystemen, beispielsweise bi-ortho­ gonalen Funktionensystemen angewandt werden.
Um die bereits erreichte Signalqualität und die Rauschfilte­ rung noch weiter zu verbessern, kann eine sich an die mathe­ matische Rekonstruktion anschließende Filterung, eine soge­ nannte Post-Filterung mittels eines digitalen Filters mit ei­ ner vorbestimmten Systemfunktion erfolgen.
Das erfindungsgemäße Verfahren eignet sich besonders zur Re­ konstruktion der Augenblicksphase allgemeiner CPM-Signale. Neben den oben bereits angegebenen allgemeinen Vorteilen der digitalen Signalverarbeitung besitzt das Verfahren den Vor­ teil, daß die Signalrekonstruktion bei auf die Signaleigen­ schaften der Augenblicksphase angepaßter Wahl des Funktionen­ systems exakt erfolgen kann. Dies ist aus signaltheoretischen Gründen bei den üblichen Verfahren nur näherungsweise der Fall. Desweiteren ermöglicht ein digitaler Empfänger auf der Basis des erfindungsgemäßen Verfahrens eine Verbesserung der Leistungseffizienz, d. h. eine Verbesserung der Empfindlich­ keit bzw. der Reichweite bei vorgegebener maximaler Bitfeh­ lerrate.
In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens kann nach der Phasenrekonstruktion auch ein Gruppen­ laufzeitentzerrer zur Entzerrung der durch das analoge Kanal­ selektionsfilter hervorgerufenen Gruppenlaufzeitverzerrungen angeordnet werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispie­ len unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltungsbild einer nach dem er­ findungsgemäßen Verfahren arbeitenden Empfänger­ schaltung; und
Fig. 2 ein schematisches Schaltungsbild einer gegenüber Fig. 1 erweiterten Empfängerschaltung; und
Fig. 3 die Skalierungsfunktion eines Daubechies-Wavelets.
Die Fig. 1 zeigt in beispielhafter Weise den Aufbau einer er­ findungsgemäßen Empfängerschaltung, welche beispielsweise in DECT-, WDCT-, Bluetooth-, SWAP-, WLAN-, IEEE802.11-Systemen (Frequenzsprungverfahren) eingesetzt werden kann.
Ein Funksignal wird von einer Antenne A aufgefangen und über ein Eingangsfilter F einem rauscharmen Eingangsverstärker LNA (Low Noise Amplifier) zugeführt. Der Eingangsverstärker LNA verstärkt das hochfrequente Antennensignal mit einer ein­ stellbaren Verstärkung.
Nach der rauscharmen Verstärkung erfolgt eine Umsetzung des verstärkten Signals auf eine Zwischenfrequenz. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal des rauscharmen Verstärkers LNA zwei Mischern M1 und M2 zugeführt. Die Mischer M1 und M2 wer­ den in bekannter Weise unter einem Phasenversatz von 90° mit einer Mischfrequenz betrieben, welche von einem lokalen Os­ zillator (nicht dargestellt) abgeleitet ist. Die beiden zum Betreiben der Mischer M1 und M2 verwendeten Signale entspre­ chen in ihrer Zeitabhängigkeit cos(ω0t) bzw. sin(ω0t), wobei ω0 die der Oszillatorfrequenz zugeordnete Kreisfrequenz und t die Zeit bezeichnen.
An den Ausgängen der Mischer M1 bzw. M2 stehen Inphase (I-) und Quadratur-(Q-)Signale in einer herabgesetzten Frequenzla­ ge, im folgenden als Zwischenfrequenz (ZF) bezeichnet, be­ reit.
Die Ausgänge der beiden Mischer M1 und M2 werden einem I- bzw. einem Q-Signaleingang eines analogen, zur Spiegelfre­ quenzunterdrückung dienenden Kanalselektionsfilters KSF zuge­ führt. Mittels des Kanalselektionsfilters KSF wird ein be­ stimmter Frequenzkanal ausgewählt und dadurch das gewünschte Nutzsignal aus dem eingangsseitig anliegenden, breitbandigen Signal-Störsignal-Gemisch ausgewählt.
An zwei Ausgängen A1, A2 des Kanalselektionsfilters KSF wer­ den die beiden I- und Q-Signalkomponenten mit der Bandbreite des Nutzkanals ausgegeben.
Der Ausgang A1 des Kanalselektionsfilters KSF ist mit einem Eingang eines ersten Limiters L1 verbunden und der Ausgang A2 steht mit einem Eingang eines zweiten, baugleichen Limiters L2 in Verbindung.
Die Ausgänge der Limiter L1 und L2 sind verbunden mit jewei­ ligen Eingängen einer ersten und einer zweiten Abtaststufe AS1 bzw. AS2. Im Signalweg hinter den Abtaststufen AS1 und AS2 beginnt die digitale Signalverarbeitung.
Die Kombination aus Limiter (L1 bzw. L2) und Abtaststufe (AS1 bzw. AS2) repräsentiert einen Analog-Digital-Wandler der Wortbreite 1. Die Wirkungsweise dieser Kombination aus Li­ miter und Abtaststufe, d. h. L1, AS1 bzw. L2, AS2, ist wie folgt:
Der Limiter L1, L2 schneidet alle Eingangspegel oberhalb ei­ ner vorgegebenen Limiter-Pegelschwelle ab, d. h. er erzeugt im Abschneidebereich ein Ausgangssignal mit konstantem Signalpe­ gel. Weist der Limiter L1, L2, wie im vorliegenden Fall, eine hohe Verstärkung und/oder eine niedrige Limiter-Pegelschwelle auf, wird er praktisch ständig im Abschneide- oder Limiter- Bereich betrieben. Dadurch liegt am Ausgang des Limiters L1, L2 bereits ein wertediskretes (binäres), aber noch zeitkontinuierliches Signal vor. Die Nutzinformation der I- und Q- Signalkomponenten an den Ausgängen der Limiter L1 und L2 be­ steht in den Nulldurchgängen dieser Signalkomponenten.
Durch die beiden als Ein-Bit-Abtaster realisierten Abtaststu­ fen AS1, AS2 werden diese wertediskreten analogen Signalkom­ ponenten mit einer Rate fS abgetastet. Die Abtastung erfolgt in Überabtastung bezogen auf die Kanalbandbreite (d. h. die Bandbreite des Signals hinter dem Kanalselektionsfilter KSF).
Beispielsweise kann die Kanalbandbreite 1 MHz betragen und die Abtastung mit fS = 104 MHz erfolgen, d. h. es kann eine Überabtastung um den Faktor 104 vorgenommen werden.
Ein Vorteil dieser Analog-Digital-Umsetzung besteht darin, daß durch den Limiter L1, L2 Amplitudenstörungen des Nutzsig­ nals unterdrückt werden.
Die digitalisierten I- und Q-Signalkomponenten werden einer Phasenrekonstruktionsschaltung PRS zugeführt, in welcher eine Rekonstruktion der Augenblicksphase ϕ(t) numerisch unter Ver­ wendung der Nulldurchgänge {ti} und den bei geeignet gewähl­ ter Zwischenfrequenz bestimmbaren Phasenwerten {ϕ(ti) = ki.π/2, ki ∈ N0} entsprechend dem nachfolgenden Re­ konstruktionsalgorithmus durchgeführt wird. Hier ist s(t) das unter Verwendung eines orthogonalen Funktionensystems {(ϕ(t - k)} zu rekonstruierende Signal.
Für das Funktionensystem {ϕ(t - k)} können beispielsweise ver­ schobene orthogonale sinc-Funktionen oder orthogonale Skalie­ rungsfunktionen wie Wavelets verwendet werden. In der Fig. 3 ist als Beispiel für eine Skalierungsfunktion ein Daubechies- Wavelet der Länge 6 dargestellt. Daubechies-Skalierungs­ funktionen besitzen den Vorteil eines endlichen Trägers.
Zur Verbesserung der Signalqualität und zur Rauschfilterung kann gemäß Fig. 1 auch noch eine Post-Filterung mittels eines digitalen Filters F2 mit der Systemfunktion Hpost(z) erfol­ gen.
In der Fig. 2 ist eine gegenüber der Ausführungsform der Fig. 1 erweiterte Ausführungsform einer Empfängerschaltung darge­ stellt. In dieser ist hinter der Phasenrekonstruktionsschal­ tung PRS ein Gruppenlaufzeitentzerrer zur Entzerrung der durch das analoge Kanalselektionsfilter hervorgerufenen Grup­ penlaufzeitverzerrungen angeordnet. Der Gruppenlaufzeitent­ zerrer besteht aus Allpassfiltern AP1 und AP2, die in den entsprechenden Signalwegen angeordnet sind. Die I- bzw. Q- Signalausgänge der Allpassfilter AP1, AP2 können entsprechen­ den Eingängen eines geeigneten Demodulators zugeführt werden.
Im allgemeinen Fall kann es sich bei dem Demodulator um einen CPM-(Continuous Phase Modulation-)Demodulator handeln. Dieser schätzt aus den seinen Eingängen zugeführten Signalkomponen­ ten, d. h. aus der Augenblicksphase oder der Augenblicksfre­ quenz dieser Signalkomponenten, die Datensymbole der übertra­ genen Datensymbolfolge.

Claims (10)

1. Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals, ins­ besondere eines digital modulierten Signals, in einem schnur­ losen Kommunikationssystem, mit den Schritten:
  • - Durchführen einer Kanalselektion mittels eines analogen Ka­ nalselektionsfilters (KSF),
  • - Umwandeln des Signals in ein digitales, Zeit- und wertedis­ kretes Signal,
  • - mathematisches Rekonstruieren des Zeit- und wertekontinu­ ierlichen Signalverlaufs unter Verwendung der Nulldurchgän­ ge {ti} und der Phasenwerte {ϕ(ti) = ki.π/2, ki ∈ N0} mit­ tels eines mathematischen Rekonstruktionsalgorithmus unter Verwendung eines Funktionensystems {ϕ(t - k)}.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Funktionensystem ein orthogonales Funktionensystem ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Digitalisierung des empfangenen Signals eine Signalli­ mitierung und eine Überabtastung des limitierten Signals vorgenommen wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Überabtastung ein Signal der Wortbreite 1 erzeugt wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das empfangene Signal FSK-moduliert ist.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Signalweg hinter der mathematischen Rekonstruktion eine Gruppenlaufzeitentzerrung durchgeführt wird.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nach der Kanalselektion eine Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz durchgeführt wird.
8. Empfängerschaltung eines schnurlosen Kommunikationssytems, mit
einem analogen Signalverarbeitungsabschnitt und einem digi­ talen Signalverarbeitungsabschnitt, wobei
im analogen Signalverarbeitungsabschnitt ein Kanalselekti­ onsfilter (KSF) enthalten ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
in dem digitalen Signalverarbeitungsabschnitt eine Phasen­ rekonstruktionsschaltung (PRS) zum mathematischen Rekon­ struieren des Zeit- und wertekontinuierlichen Signalver­ laufs unter Verwendung der Nulldurchgänge {ti} und periodi­ schen Phasenwerten {ϕ(ti) = ki.π/2, ki ∈ N0} mittels eines mathematischen Rekonstruktionsalgorithmus unter Verwendung eines Funktionensystems {ϕ(t - k)} enthalten ist.
9. Empfängerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt ein Gruppenlauf­ zeitentzerrer (AP1, AP2) zur Entzerrung zumindest der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signalverzerrung vorgesehen ist.
10. Empfängerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Gruppenlaufzeitentzerrer (AP1, AP2) ein Allpass-Filter ist.
DE10103479A 2001-01-26 2001-01-26 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme Ceased DE10103479A1 (de)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10103479A DE10103479A1 (de) 2001-01-26 2001-01-26 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme
PCT/DE2002/000017 WO2002059949A2 (de) 2001-01-26 2002-01-07 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose kommunikationssysteme
EP02701167A EP1354340B1 (de) 2001-01-26 2002-01-07 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose kommunikationssysteme
CN02804174.7A CN1274122C (zh) 2001-01-26 2002-01-07 无线通信系统之信号接收及处理方法
DE50206458T DE50206458D1 (de) 2001-01-26 2002-01-07 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose kommunikationssysteme
US10/628,788 US7116964B2 (en) 2001-01-26 2003-07-28 Signal reception and processing method for cordless communications systems

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10103479A DE10103479A1 (de) 2001-01-26 2001-01-26 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE10103479A1 true DE10103479A1 (de) 2002-08-08

Family

ID=7671819

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE10103479A Ceased DE10103479A1 (de) 2001-01-26 2001-01-26 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme
DE50206458T Expired - Lifetime DE50206458D1 (de) 2001-01-26 2002-01-07 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose kommunikationssysteme

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE50206458T Expired - Lifetime DE50206458D1 (de) 2001-01-26 2002-01-07 Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose kommunikationssysteme

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7116964B2 (de)
EP (1) EP1354340B1 (de)
CN (1) CN1274122C (de)
DE (2) DE10103479A1 (de)
WO (1) WO2002059949A2 (de)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10342193B3 (de) * 2003-09-12 2005-04-07 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Rekonstruktion von Nulldurchgangsinformation von verrauschten winkelmodulierten Signalen nach einer Limiter-Diskriminator-Signalverarbeitung
DE10342192A1 (de) * 2003-09-12 2005-04-14 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur Berechnung von Nulldurchgangs-Referenzsequenzen für die Signaldetektion winkelmodulierter Signale auf der Basis von Nulldurchgängen des Empfangssignals
DE10342361B3 (de) * 2003-09-12 2005-04-21 Infineon Technologies Ag Demodulation eines frequenzmodulierten Empfangssignals mittel zweistufiger Pfadselektion in einem Trellis-Diagramm
DE10348846A1 (de) * 2003-10-21 2005-06-02 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Schätzung eines Frequenzversatzes eines modulierten Bandpass-Signals
DE10300938B4 (de) * 2003-01-13 2005-12-15 Infineon Technologies Ag Wandlerschaltung für eine Limiter-Empfängerstruktur und Verfahren zur Signalwandlung in einer Limiter-Empfängerstruktur
DE102004028806B3 (de) * 2004-06-15 2005-12-29 Infineon Technologies Ag Empfänger für ein drahtloses Kommunikationssystem
DE10300267B4 (de) * 2003-01-08 2006-01-05 Infineon Technologies Ag Demodulation eines frequenzmodulierten Empfangssignals durch Abbilden der Nulldurchgänge auf eine Folge von Parameterwerten
US7623598B2 (en) 2002-08-19 2009-11-24 Infineon Technologies Ag Demodulation of a frequency-modulated received signal by means of a Viterbi algorithm
US7646827B2 (en) 2002-04-02 2010-01-12 Infineon Technologies Ag Demodulation of a digitally frequency-modulated analog received signal by evaluation of the time intervals between the zero crossings

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070047670A1 (en) * 2005-08-30 2007-03-01 Mediatek Inc. High-frequency detection mechanism and automatic gain control system utilizing the same
WO2007108138A1 (en) * 2006-03-17 2007-09-27 Niigata Seimitsu Co., Ltd. Composite band-pass filter and method of filtering quadrature signals
WO2009106130A1 (de) * 2008-02-26 2009-09-03 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und vorrichtung zur reduzierung eines störsignalanteils sowie kommunikationssystem
US10230413B2 (en) * 2016-08-29 2019-03-12 Skyworks Solutions, Inc. Filtering architectures and methods for wireless applications

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5724396A (en) * 1995-06-07 1998-03-03 Discovision Associates Signal processing system

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4942592A (en) * 1988-06-06 1990-07-17 Motorola, Inc. Synchronous receiver for minimum shift keying transmission
US5469112A (en) * 1994-08-15 1995-11-21 Motorola, Inc. Communication device with zero-crossing demodulator
JP3902661B2 (ja) * 1996-05-09 2007-04-11 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 受信機、復調器および復調方法
US5724001A (en) * 1996-12-02 1998-03-03 Motorola, Inc. Method and apparatus for demodulating a frequency shift keyed signal
US6795485B2 (en) * 2000-12-04 2004-09-21 Share Wave, Inc. Integrated QPSK/FSK demodulator

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5724396A (en) * 1995-06-07 1998-03-03 Discovision Associates Signal processing system

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP-Abstract 06188926 A *

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7646827B2 (en) 2002-04-02 2010-01-12 Infineon Technologies Ag Demodulation of a digitally frequency-modulated analog received signal by evaluation of the time intervals between the zero crossings
US7623598B2 (en) 2002-08-19 2009-11-24 Infineon Technologies Ag Demodulation of a frequency-modulated received signal by means of a Viterbi algorithm
DE10300267B4 (de) * 2003-01-08 2006-01-05 Infineon Technologies Ag Demodulation eines frequenzmodulierten Empfangssignals durch Abbilden der Nulldurchgänge auf eine Folge von Parameterwerten
US7526262B2 (en) 2003-01-13 2009-04-28 Infineon Technologies Ag Converter circuit for a limiter receiver structure and method for converting a signal in a limiter receiver structure
DE10300938B4 (de) * 2003-01-13 2005-12-15 Infineon Technologies Ag Wandlerschaltung für eine Limiter-Empfängerstruktur und Verfahren zur Signalwandlung in einer Limiter-Empfängerstruktur
US7564926B2 (en) 2003-09-12 2009-07-21 Infineon Technologies Ag Method and device for calculating zero-crossing reference sequences for signal detection of angle-modulated signals based on zero crossings of the received signal
DE10342193B3 (de) * 2003-09-12 2005-04-07 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Rekonstruktion von Nulldurchgangsinformation von verrauschten winkelmodulierten Signalen nach einer Limiter-Diskriminator-Signalverarbeitung
DE10342361B3 (de) * 2003-09-12 2005-04-21 Infineon Technologies Ag Demodulation eines frequenzmodulierten Empfangssignals mittel zweistufiger Pfadselektion in einem Trellis-Diagramm
DE10342192A1 (de) * 2003-09-12 2005-04-14 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur Berechnung von Nulldurchgangs-Referenzsequenzen für die Signaldetektion winkelmodulierter Signale auf der Basis von Nulldurchgängen des Empfangssignals
US7940853B2 (en) 2003-09-12 2011-05-10 Intel Mobile Communications GmbH Method and device for calculating zero-croccing reference sequences for signal detection of angle-modulated signals based on zero crossings of the received signal
DE10342192B4 (de) * 2003-09-12 2011-06-16 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur Berechnung von Nulldurchgangs-Referenzsequenzen für die Signaldetektion winkelmodulierter Signale auf der Basis von Nulldurchgängen des Empfangssignals
DE10348846A1 (de) * 2003-10-21 2005-06-02 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Schätzung eines Frequenzversatzes eines modulierten Bandpass-Signals
US7657231B2 (en) 2003-10-21 2010-02-02 Infineon Technologies Ag Method for estimating a frequency offset of a modulated bandpass signal
DE10348846B4 (de) * 2003-10-21 2010-07-08 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Schätzung eines Frequenzversatzes eines modulierten Bandpass-Signals
DE102004028806B3 (de) * 2004-06-15 2005-12-29 Infineon Technologies Ag Empfänger für ein drahtloses Kommunikationssystem
US7746958B2 (en) 2004-06-15 2010-06-29 Infineon Technologies Ag Receiver for a wire-free communication system

Also Published As

Publication number Publication date
CN1489851A (zh) 2004-04-14
US20040029599A1 (en) 2004-02-12
DE50206458D1 (de) 2006-05-24
EP1354340A2 (de) 2003-10-22
EP1354340B1 (de) 2006-04-19
WO2002059949A2 (de) 2002-08-01
US7116964B2 (en) 2006-10-03
WO2002059949A3 (de) 2002-12-12
CN1274122C (zh) 2006-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1374428B1 (de) Sende- und empfangseinheit
DE69818916T2 (de) Verfahren zur Abtastung, Abwärtswandlung, und Digitalisierung eines Bandpass-Signals mit Hilfe eines digitalen Prädiktionscodierers
EP1770868B1 (de) Vorrichtung zum Überführen eines komplexwertigen Bandpasssignals in ein digitales Basisbandsignal
EP0981864A1 (de) Integrierbare funkempfängerschaltung für frequenzmodulierte digitale signale
DE10103479A1 (de) Signalempfangs- und -verarbeitungsverfahren für schnurlose Kommunikationssysteme
DE69829105T2 (de) Empfänger mit steuerbarem verstärkungsmittel
DE69838216T2 (de) Datenwandler
DE102008050217A1 (de) Empfänger mit niedriger Zwischenfrequenz
EP1374397B1 (de) Empfangsschaltung für mobilfunkempfänger mit automatischer verstärkungssteuerung
DE102004052898B4 (de) Kompensation des Trägerfrequenz-Offsets in einer für mehrere Modulationsarten ausgelegten Empfangsvorrichtung eines mobilen Kommunikationssystems
DE102004052897B4 (de) Funkempfänger und Verfahren für den Empfang von mit zwei Modulationsarten modulierten Datenbursts
DE112009005385T5 (de) Funkkommunikationsvorrichtung
DE19942944A1 (de) Kommunikationssystem und entsprechender Empfänger
DE102013005471B4 (de) Steuern einer Filterbandbreite basierend auf Blockiersignalen
EP1238502B1 (de) Empfangsvorrichtung für winkelmodulierte signale unter verwendung digitaler kanalselektion
EP0579100A1 (de) Verfahren und Einrichtung zur Phasenkorrektur im Basisband eines PSK-Empfängers
DE10060425A1 (de) Empfängerschaltung
EP0499827B1 (de) Autoradio mit einer Schaltungsanordnung zur Analog/Digital-Wandlung eines Zwischenfrequenzsignals
DE102008012127A1 (de) Breitband-Empfangssystem
DE102006038963A1 (de) Verfahren bzw. Schaltungsanordnung zum Entscheiden eines Symbols beim Empfang eines mit einem Quadratur-Signalpaar gekoppelten Signals
EP1425846B1 (de) Sendeanordnung, insbesondere für den mobilfunk
DE102004028806B3 (de) Empfänger für ein drahtloses Kommunikationssystem
DE10321743B4 (de) Verbesserte Kanaldecodierung bei der Mehrträger-Signalübertragung durch DC-Offset- und Trägerfrequenz-Offset-abhängige Gewichtung von Zuverlässigkeitsinformationen
DE10300267B4 (de) Demodulation eines frequenzmodulierten Empfangssignals durch Abbilden der Nulldurchgänge auf eine Folge von Parameterwerten
DE102004036994B4 (de) Digitales Low-IF-Empfängerfrontend mit mehreren Modi und entsprechendes Verfahren

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8131 Rejection