DE10085410B3 - Leitungstreiber mit niedriger Verlustleistung und Verstärkungsverfahren - Google Patents

Abstract

Leitungstreiber (12), enthaltend zumindest einen Eingang und zumindest einen Ausgang, wobei der Leitungstreiber von einer Stromversorgung mit einer Stromversorgungsspannung (Vcc) versorgt wird und dafür eingerichtet ist, eine Eingangsspannung (Uin) zu einer Ausgangsspannung (Uout) zu verstärken, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber dafür eingerichtet ist, die gesamte oder einen Teil der Stromversorgungsspannung (Vcc) zu verwenden, um die Ausgangsspannung (Uout) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (Uin) innerhalb eines vordefinierten Bereichs ist, dass der Leitungstreiber weiterhin zumindest einen Kondensator (25) enthält, der dafür eingerichtet ist, mit zumindest einer Kondensatorspannung (Vcc) aufgeladen zu werden und dass der Leitungstreiber dafür eingerichtet ist, die gesamte oder einen Teil der Kondensatorspannung (Vc) zur gesamten oder einem Teil der Stromversorgungsspannung (Vcc) hinzuzuaddieren, um die Ausgangsspannung (Uout) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (Uin) außerhalb des vordefinierten Bereichs ist.

Description

• Technisches Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leitungstreiber und ein Verstärkungsverfahren in dem Leitungstreiber.
• Beschreibung verwandten Stands der Technik
• Vielfachträgermodulation ist ein bekanntes Verfahren zum Übertragen von Breitbandinformation (beispielsweise Video, Internet oder Telephonie) über Funkverbindungen oder Kupferdraht. Der letztere kann beispielsweise xDSL-Systeme wie asymmetrische digitale Abonnentenleitung (ADSL, Asymetric Digital Subscriber Line), Hochgeschwindigkeitsdigitalabonnentenleitung (HDSL, High-Rate Digital Subscriber Line) oder Höchstgeschwindigkeitsasymmetrie-Digitalabonnentenleitung (VDSL, Very High Speed Asymetric Digital Subscriber Line) sein. Zwei ähnliche Verfahren zur Vielfachträgermodulation sind Orthogonales Frequenzteilungsmultiplexing (OFDM), das in Funkanwendungen verwendet wird, und Diskreter Mehrfachton (DMT), der in Kupferdrähten verwendet wird.
• Sehr kurz erklärt, werden die zu übertragenden Bits (beispielsweise eines digitalkodierten Videosignals) als Komplexzahlen in einem Sender kodiert. Im Sender werden eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) und eine Digital/Analogwandlung ausgeführt, woraufhin das Resultat über eine Leitung zu einem Empfänger ausgesandt wird.
• Die IFFT-Modulation ergibt eine Summe orthogonaler Träger und Töne, wobei deren Amplituden und Phasenverschiebung durch die Werte und Phasen der komplexen Zahlen bestimmt werden. Diese Träger werden dann in Zeitschlitzen bei konstanten Zeitintervallen gesendet und werden Symbole genannt. Im Empfänger werden statt dessen eine Analog/Digitalwandlung und eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) ausgeführt. Auf diese Weise werden die Originalbits wiedergewonnen. Abschwächung und Phasenverschiebung kann leicht durch Multiplikation mit einer komplexen Zahl für jeden Träger kompensiert werden.
• In einem xDSL-System gibt es nach der Digital/Analogwandlung einen Leitungstreiber im Sender. Der Leitungstreiber ist ein Verstärker, der die Leitung versorgt. Da die Ausgabe von der IFFT-Modulation ungefähr Gauß-verteilt ist, ist das Spitzezu-Durchschnittsverhältnis sehr hoch. Dies bedeutet, dass der Leitungstreiber eine sehr hohe Versorgungsspannung aufweisen muss, um die gelegentlichen hohen Signalspitzen, die auftreten können, adäquat zu übertragen.
• Leider führt eine solche hohe Versorgungsspannung zu einer wesentlichen Verlustleistung im Leitungstreiber. Tatsächlich werden z. B. in einem typischen kommerziellen ADSL-System 67% der Gesamtenergie im Leitungstreiber verbraucht. Somit gibt es einen Bedarf, die Verlustleistung in solch einem Leitungstreiber zu vermindern. In der Zukunft wird es möglich sein, dissipierte Leistung in digitaler Logik durch verbesserte Halbleitertechnologie zu vermindern, aber die physikalischen Gesetze beschränken die Möglichkeiten zur Verminderung der Leistung im Leitungstreiber.
• In WO99/18662 wird eine verminderte Verlustleistung durch Verwendung mehrerer Stromversorgungen für den Leitungstreiber erreicht. In der ersten Ausführungsform werden zwei verschiedene positive Stromversorgungen verwendet, welche Leistung auf ersten bzw. zweiten Pegeln bereitstellen, wobei der zweite Pegel größer ist als der erste Pegel. Eine Steuerung veranlasst, dass Leistung von der ersten Stromversorgung zum Leitungstreiber geliefert wird, wenn die Größenordnung der Eingangsspannung geringer als oder gleich einem vorgegebenen Schwellenwert ist. Wenn die Größenordnung der Eingangsspannung größer als der Schwellenwert ist, veranlasst die Steuerung, dass Leistung von der zweiten Stromversorgung zum Leitungstreiber geliefert wird.
• Das Problem mit dieser Ausführungsform ist, dass, wenn der Verstärker in einem Ruhezustand ist, er eine Ruhespannung in der Mitte des Spannungsbereichs einnehmen wird. Ruhespannung wird in der vorliegenden Erfindung als die Spannung definiert, die am Ausgang des Leitungstreibers empfangen wird, wenn es kein Eingangssignal für ihn gibt. Dies ist hauptsächlich bei Schaltkreisen anwendbar, die differenziell verschaltet sind, oder in Schaltkreisen, die wechselspannungsverschaltet sind.
• Wenn daher die derzeit verwendete Stromversorgungsspannung 5 V ist, wird die Ruhespannung 2,5 V betragen, und wenn die derzeit verwendete Stromversorgungsspannung 12 V ist, wird die Ruhespannung 6 V sein. Daher unterscheidet sich die Ruhespannung abhängig davon, welche Stromversorgungsspannung es ist, die derzeitig verwendet wird. Dies ist schlecht, weil dann die Ausgangsspannung sich ändern wird, wenn die Stromversorgungsspannung geändert wird, selbst wenn erwartet wird, dass sie sich in einem Ruhezustand befindet. Ein anderes Problem ist, dass es notwendig ist, zwei verschiedene Stromversorgungen zu verwenden, was teuer, ineffizient und platzraubend ist.
• Die zweite Ausführungsform in WO99/18662 verwendet vier Stromversorgungen, zwei positive und zwei negative entsprechender Werte. Dies bringt zu allen Zeitpunkten die Ruhespannung auf Null. Ein Problem mit dieser Ausführungsform ist, dass sogar vier verschiedene Stromversorgungen benötigt werden.
• Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Leitungstreiber wie etwa einen Leitungstreiber und ein Verstärkungsverfahren in einem Mehrfachträgersystem mit niedriger Verlustleistung und einer stabilen Ruhespannung bereit zu stellen, ohne eine große Zahl unterschiedlicher Stromversorgungen verwenden zu müssen.
• Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst wie in Anspruch 1 bzw. 12 angegeben.
• Vorteilhaft wird die oben erwähnte Aufgabe durch Definieren eines Spannungsbereichs gelöst, innerhalb dessen die größte Wahrscheinlichkeit besteht, dass die Eingangsspannung am Leitungstreiber fallen wird. Eine Stromversorgung für den Leitungstreiber wird dementsprechend ausgewählt und die gesamte oder ein Teil der Stromversorgungsspannung wird zum Erzeugen der Ausgangsspannung verwendet, solange die Eingangsspannung innerhalb des Bereichs liegt.
• Weiterhin ist ein Kondensator in dem Leitungstreiber enthalten und er wird auf eine Kondensatorspannung aufgeladen. Die gesamte oder ein Teil der Kondensatorspannung kann dann zusätzlich zu der ganzen oder einem Teil der Stromversorgungsspannung verwendet werden, um die Ausgangsspannung zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung außerhalb des Bereichs liegt.
• Die Vorteile sind, dass eine niedrige Verlustleistung und eine stabile Ruhespannung in einem einfachen Schaltkreis ohne Notwendigkeit vieler Stromversorgungen erreicht wird. Je größer die Wahrscheinlichkeitunterschiede innerhalb des Bereichs verglichen mit außerhalb des Bereichs sind, desto größer ist der Gewinn an verringerter Verlustleistung. Dies wird beispielsweise besonders evident bei Systemen mit Gaußverteilten Eingangsspannungswahrscheinlichkeiten, wie es bei einem Leitungstreiber in einem Mehrfachträgersystem der Fall ist.
• Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Die Merkmale und Vorteile der oben skizzierten vorliegenden Erfindung werden untenstehend in der detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen näher beschrieben, wo gleiche Bezugszeichen sich durchgängig auf gleiche Elemente beziehen.
• 1 ist ein Funktionsblockdiagramm, das ein beispielhaftes Mehrfachträgermodulationssystem zeigt, in dem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann.
• 2a und 2b sind vereinfachte Illustrationen eines Leitungstreibers in einer Digital Subscriber Line-Umgebung.
• 3 ist ein Graph, der eine Gauß'sche Verteilung von Mehrfachträgermodulatorausgangsspannungen zeigt.
• 4a–c ist ein Schaltkreisdiagramm, das einen spannungserzeugenden Block gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 5 ist ein Schaltdiagramm, das eine erste Ausführungsform eines Leitungstreibers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 6 ist ein Schaltdiagramm, das eine zweite Ausführungsform eines Leitungstreibers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 7 ist eine vereinfachte Illustration einer ersten Ausführungsform eines Steuerschaltkreises für die Schaltkreise in den 5 und 6.
• 8 ist eine vereinfachte Illustration einer zweiten Ausführungsform einer Steuerungsschaltung für die Schaltkreise der 5 oder 6.
• 9 ist ein Schaltdiagramm, das eine dritte Ausführungsform eines Leitungstreibers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
• Detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen
• 1 zeigt schematisch, wie die Hauptkomponenten eines Systems aus dem Stand der Technik für Mehrfachträgermodulationen aussehen können. In einem Sender 1 wird eine Modulation von Datenbits, beispielsweise von einem digitalkodierten Videosignal, durchgeführt.
• Die zu übertragenden Bits werden im Sender 1 als N komplexe Zahlen kodiert, bevor eine Hermitesche Symmetrieoperation in einem Berechnungsblock 4 ausgeführt wird. 2N komplexe Zahlen werden erhalten, die einen symmetrischen Realteil und einen asymmetrischen Imaginärteil aufweisen.
• Eine inverse Schnelle Fourier-Transformation (IFFT) wird dann in einer IFFT-Recheneinheit 5 als eine Modulation durchgeführt. Da der Imaginärteil Null wird, kann er eliminiert werden und ein reales Signal bleibt übrig, welches einen Parallel-Nach-Seriell-Wandler 6, einen Digital/Analogwandler 7 und einen Leitungstreiber 12 passiert.
• Dies ergibt eine Summe von orthogonalen Trägern oder Tönen, deren Amplituden und Phasen durch die Werte und Phasen der ursprünglichen komplexen Zahlen bestimmt werden. Diese Träger werden dann in einer Leitung 2 bei konstanten Zeitintervallen/Zeitschlitzen übertragen und Symbole genannt.
• In einem Empfänger 3 passieren die Daten umgekehrt einen Analog/Digitalwandler 8, einen Seriell-Nach-Parallelwandler 9 und eine FFT-Berechnungseinheit 10, in der eine FFT als eine Demodulation ausgeführt wird. Dies ergibt 2N komplexe Zahlen. Aus Symmetriegründen kann beispielsweise die obere Hälfte der 2N komplexen Zahlen verworfen werden, was eine Zahl N von komplexen Zahlen zurücklässt.
• Schließlich wird ein Entzerrer 11 verwendet, der Abschwächung und Phasenverschiebung durch Multiplizieren der verschiedenen Zahlen mit komplexen Zahlen kompensiert, so dass schließlich dieselben Datenbits erhalten werden, die am Anfang übertragen wurden.
• In 2a wird ein Leitungstreiber 12 gezeigt. Eine modulierte Eingangsspannung U_in vom Digital/Analogwandler 7 wird dem Leitungstreiber 12 zugeführt, der ein mit einer Stromversorgungsspannung V_cc versorgter Verstärker ist. Der Leitungstreiber 12 produziert eine Ausgangsspannung U_out an einen Umwandler 13, der die Leitung 2 treibt. Vom Standpunkt des Leitungstreibers 12 kann es so angesehen werden, dass es eine Widerstandsladung R_L am Ausgang des Leitungstreibers gibt, die schematisch in 2b gezeigt ist.
• Verlustleistung P_d ist die Leistung, die zum Aufheizen des Leitungstreibers 12 führt und die in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung gekennzeichnet werden kann: P_d = (V_cc – U_out)·U_out/R_L + P_f (1)
• Der Parameter P_f ist eine technologieabhängige Leistung, die möglicherweise in Zukunft vermindert werden kann, falls neue Halbleitertechnologie erfunden wird. Er hängt jedoch auch teilweise von der Stromversorgungsspannung V_cc ab. Der Rest der Verlustleistung P_d kann nur mittels einer niedrigeren Stromversorgungsspannung V_cc vermindert werden. Jedoch wird, je niedriger die verwendete Stromversorgungsspannung V_cc ist, wird die Abschneidgrenze um so niedriger sein und um so mehr Störungen wird es in dem übertragenen Signal geben. Die Ausgangsspannung U_out von einem Sender in einem DMT, OFDM oder ähnlichen System ist ungefähr Gauß-verteilt, siehe 3, d. h. es folgt ungefähr der Dichtefunktion:

  
• Wo der Parameter m ein Maß dafür ist, wo die Spitze der Kurve ist und der Parameter σ ein Maß für die Form der Spitze ist. Beide Parameter m, σ hängen von der Anwendung ab.
• Falls beispielsweise eine niedrige Wahrscheinlichkeit eines Abschneidens von 10^–8 akzeptiert wird, dann wird der Abschneidpegel bei ungefähr 5,6 σ liegen und daher muss die Versorgungsspannung V_cc zumindest 5,6 σ sein.
• Jedoch sollte bemerkt werden, dass das Ausgangssignal U_out die meiste Zeit im Mittelbereich liegen wird. Es würde daher wünschenswert sein, eine Lösung zu haben, wo eine niedrigere Versorgungsspannung die meiste Zeit verwendet wird und eine hohe Versorgungsspannung nur verwendet wird, wenn es unbedingt notwendig ist. Dies würde die Gesamtverlustleistung im Leitungstreiber vermindern.
• In den 4a–c wird ein Teil der Erfindung in Form eines spannungserzeugenden Blocks 30 gezeigt, der es möglich macht, verschiedene Größenordnungen von Ausgangsspannung zu erzeugen, ohne dass viele Stromversorgungen verwendet werden müssen. Ein erster Schalter 21 und ein zweiter Schalter 22 werden in Serie zwischen eine Stromversorgung V_cc und die Erde G geschaltet. Parallel zum ersten Schalter 21 und zweiten Schalter 22 werden dritte Schalter 23 und vierte Schalter 24 in derselben Weise verbunden. Ein Kondensator 25 wird auf einer Seite mit einem ersten Verbindungspunkt 26 zwischen dem ersten Schalter 21 und dem zweiten Schalter 22 verbunden. Auf der anderen Seite wird der Kondensator 25 mit einem zweiten Verbindungspunkt 27 zwischen dem dritten Schalter 23 und dem vierten Schalter 24 verbunden. Eine Kondensatorspannung U_c wird über dem Kondensator 25 zwischen dem ersten Verbindungspunkt 26 und dem zweiten Verbindungspunkt 27 angezeigt. Die Schalter 21, 22, 23, 24 können vorzugsweise Schalttransistoren sein.
• Um den Kondensator 25 zu laden, werden die Schalter 21, 22, 23, 24 wie in 4a geschaltet. Der erste Schalter 21 und der vierte Schalter 24 sind geschlossen, während der zweite Schalter 22 und der dritte Schalter 23 offen sind. Dies lädt den Kondensator 25 und die Kondensatorspannung U_c wird ungefähr gleich der Versorgungsspannung V_cc minus Verlusten in den Schaltern 21, 24 und anderen Verlusten.
• Wenn eine positive Spannung, die höher ist als die Versorgungsspannung V_cc, verwendet werden soll, werden der erste Schalter 21 und der vierte Schalter 24 geöffnet, während der dritte Schalter 23 geschlossen wird, wie in 4b. Dann ist es möglich, eine erste Spannung V_max zwischen dem ersten Verbindungspunkt 26 und Erde G abzunehmen. Die Ausgangsspannung V_max ist ungefähr gleich 2·V_cc aufgrund der Tatsache, dass die Kondensatorspannung Uc ≈ Vcc zur Versorgungsspannung V_cc hinzuaddiert wird.
• Natürlich wird sich der Kondensator 25 entladen, aber falls die Doppelspannung für kurze Zeit verwendet wird und der Kondensator 25 dann wieder geladen wird, wird die Kondensatorspannung U_c nicht sehr stark fallen. Diese Bedingung ist erfüllt, falls Spannungsspitzen nicht sehr oft vorkommen, wie es z. B. in Mehrfachträgersystemen der Fall ist.
• Falls stattdessen nach dem Laden eine negative Spannung benötigt wird, werden der erste Schalter 21 und der vierte Schalter 24 geöffnet, während der zweite Schalter 22 geschlossen ist, wie in 4c. Dann ist es möglich, eine zweite Spannung V_min zwischen dem zweiten Verbindungspunkt 27 und Erde G zu entnehmen. Die zweite Spannung V_min ist ungefähr gleich –V_cc, aufgrund der Tatsache, dass die Kondensatorspannung U_c ≈ V_cc.
• Somit wird ein Spannungsintervall von V_min bis V_max, d. h. –V_cc bis 2V_cc, erhalten. Dies führt zu einer Ruhespannung von V_cc/2, unabhängig von der Größenordnung der Ausgangsspannung.
• Eine Alternative zu der Ausführungsform in 4a–c besteht darin, zwei Kondensatoren zu verwenden, d. h. einen ersten Kondensator für positive Ausgangsspannungen größer als die Ruhespannung und einen zweiten Kondensator für positive Spannungen kleiner als die Ruhespannungen und für negative Spannungen.
• Ein Beispiel dafür, wie die Ausführungsform mit einem Kondensator in der Praxis in einem Leitungstreiber implementiert werden kann, wird in 5 gezeigt. Das Eingangssignal U_in geht zu einer Treiberstufe 31. Ein erster Transistor 32 und ein zweiter Transistor 33 sind mit ihren jeweiligen Basen mit der Ausgangsseite der Treiberstufe 31 verschaltet. Der spannungserzeugende Block 30 aus 4a–c ist mit seinem ersten Verbindungspunkt 26 mit dem Kollektor des ersten Transistors 32 verbunden und sein zweiter Verbindungspunkt 27 ist mit dem Kollektor des zweiten Transistors 32 verbunden. Weiterhin sind die Emitter der zwei Transistoren 32, 33 in einem dritten Verbindungspunkt 34 verbunden. Die Ausgangsspannung U_out wird am dritten Verbindungspunkt 34 entnommen.
• Wenn eine positive Ausgangsspannung höher als die Ruhespannung benötigt wird, leitet der erste Transistor 32, aber der zweite Transistor 33 leitet nicht. Wenn eine positive Ausgangsspannung niedriger als die Ruhespannung oder eine negative Ausgangsspannung benötigt wird, leitet der zweite Transistor 33, aber der erste Transistor 32 leitet nicht. In beiden Fällen wird die Größenordnung der Ausgangsspannung U_out durch die Treiberstufe 31 über den Basisstrom an die verwendeten Transistoren 32, 33 gesteuert.
• Wenn eine positive Ausgangsspannung höher als die Versorgungsspannung benötigt wird, werden die Schalter wie in 4b beschrieben geschaltet und die erste Spannung V_max kann dem ersten Verbindungspunkt 26 entnommen werden. Somit kann das Ausgangssignal U_out einen Wert bis ungefähr zur ersten Spannung V_max annehmen.
• Wenn eine positive Ausgangsspannung niedriger als die Versorgungsspannung oder eine negative Ausgangsspannung benötigt wird, werden die Schalter wie in 4c beschrieben geschaltet und die zweite Spannung V_min kann am zweiten Verbindungspunkt 27 abgenommen werden. Somit wird das Ausgangssignal U_out einen Wert von ungefähr der zweiten Spannung V_min annehmen.
• In der Figur ist der erste Transistor ein NPN-Transistor und der zweite Transistor ist ein PNP-Transistor. Dies ist nur ein Beispiel. Der Fachmann kann leicht andere Transistoren oder äquivalente Mittel verwenden, um dieselbe Funktion zu erhalten.
• Ein oder mehr Steuerungssignale können eingesetzt werden, um zu steuern, wann und wie die Schalter schalten und um zu steuern, wie die Treiberstufe die Basisströme steuern soll, wenn der spannungserzeugende Block 30 verwendet wird bzw. nicht.
• Weiterhin kann das Ausgangssignal U_out an die Eingangsseite der Treiberstufe 31 rückgekoppelt und verwendet werden, um sicherzustellen, dass das Ausgangssignal U_out eine lineare Funktion des Eingangssignals U_in ist.
• Ein Vorteil bei der Ausführungsform in 5 ist, dass sie einfach ist und nur zwei Transistoren verwendet werden müssten. Ein Nachteil ist, dass der Strom immer Schalter passieren muss, auch wenn keine Spitzenspannungen nötig sind, mit daraus folgenden Verlusten in den Schaltern.
• Ein Weg zum Vermeiden des Passierens von Schaltern, wenn keine Spitzenspannung benötigt wird, wird in 6 gezeigt.
• 6 ist die gleiche Figur wie 5, jedoch mit einem dritten Transistor 41 und einem vierten Transistor 42, die parallel zu den ersten Transistoren 32, 33 hinzugefügt sind. Auch bei diesen Transistoren kann der Fachmann andere Transistoren oder äquivalente Mittel verwenden, um dieselbe Funktion zu erzielen.
• Der dritte Transistor 41 ist mit seiner Basis mit dem Ausgang der Treiberstufe 31 verbunden, mit seinem Kollektor mit der Stromversorgung V_cc verbunden und mit seinem Emitter mit dem dritten Verbindungspunkt 34 verbunden. Der vierte Transistor 42 ist mit seiner Basis mit dem Ausgang der Treiberstufe 31 verbunden, mit seinem Kollektor mit Erde verbunden und mit seinem Emitter mit dem dritten Verbindungspunkt 34 verbunden.
• Auf diese Weise werden die dritten und vierten Transistoren 41, 42 im Mittelspannungsbereich verwendet, während die ersten und zweiten Transistoren 32, 33 und der spannungserzeugende Block 30 verwendet werden, wenn Spannungsspitzen nötig sind. Da die Schalter nur passiert werden, wenn sie notwendig sind, werden Verluste weiter reduziert.
• In der Figur ist der dritte Transistor ein NPN-Transistor und der vierte Transistor ein PNP-Transistor. Dies ist nur ein Beispiel. Der Fachmann kann einfach andere Transistoren oder äquivalente Mittel verwenden, um dieselbe Funktion zu erzielen.
• Um die Schalter und die Treiberstufe zu steuern, kann ein digitales Eingangssignal U_D an Digital/Analog-Wandler 7 wie in 7 verwendet werden. In einem digitalen Komparator 51 wird das digitale Eingangssignal U_D mit einem ersten Schwellenwert V_th1 und einem zweiten Schwellenwert V_th2 verglichen. Falls das digitale Eingangssignal U_D größer ist als der erste Schwellenwert V_th1, werden die Schalter gesteuert, um den Kondensator zu verbinden, um eine erste Spannung V_max zu erzeugen, vgl. 4b, und die Ausgabe von der Treiberstufe 31 wird entsprechend eingestellt.
• Falls das digitale Eingangssignal U_D niedriger ist als der zweite Schwellenwert U_th2, werden die Schalter gesteuert, um den Kondensator 25 zu verbinden zum Erzeugen einer zweiten Spannung V_min, vgl. 4c, und die Ausgabe von der Treiberstufe 31 wird entsprechend eingestellt. Im Bereich zwischen dem ersten V_th1- und dem zweiten V_th2-Schwellenwert wird der Kondensator 25 wieder aufgeladen.
• Der Komparator 51 kann in Hardware oder in Software implementiert werden. Um sicherzustellen, dass die Schalter zur richtigen Zeit geschaltet werden, kann ein Verzögerer 52 vor dem Digital/Analog-Wandler 7 eingeführt werden.
• Zur Steuerung ist es auch möglich, die analoge Ausgabe vom Digital/Analog-Wandler zu verwenden, siehe 8. Der Vergleich wird in diesem Falle in einem analogen Komparator 55 gemacht, arbeitet aber ansonsten wie in 7. Dies erfordert jedoch einen schnelleren Vergleich als in 7.
• In der Praxis werden die Schwellenwerte in den verschiedenen Ausführungsformen nicht implementiert, um exakt Ausgangsspannungen von 0 V und von der Versorgungsspannung zu entsprechen, sondern eher etwas höher als 0 V bzw. etwas niedriger als die Versorgungsspannung. Dies gilt insbesondere im Falle eines analogen Vergleichs, wo dies eine Alternative oder eine Ergänzung zu einem schnellen Vergleich ist.
• Um in der Lage zu sein, einen großen Ausgangsspannungsbereich auszugeben, kann der Leitungstreiber ausgeglichen sein, was in 9 gezeigt wird. Zwischen dem Digital/Analog-Wandler 7 und dem Ausgangsumwandler 13 werden zwei Leitungstreiber 12a, 12b mit 180° Phasendifferenz verschaltet, was in 9 schematisch als ein Phasendifferenzblock 61 gezeigt ist. Die Phasendifferenz kann vor oder nach einem der Leitungstreiber zu Stande kommen. Die Gesamtausgangsspannungsdifferenz wird dann das Zweifache der eines einzelnen Leitungstreibers. In 9 wird die Ausführungsform aus 5 gezeigt, aber natürlich wird die Ausführungsform aus 6 oder etwas Äquivalentes genau so funktionieren.

Claims (21)

1. Leitungstreiber (12), enthaltend zumindest einen Eingang und zumindest einen Ausgang, wobei der Leitungstreiber von einer Stromversorgung mit einer Stromversorgungsspannung (V_cc) versorgt wird und dafür eingerichtet ist, eine Eingangsspannung (U_in) zu einer Ausgangsspannung (U_out) zu verstärken, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber dafür eingerichtet ist, die gesamte oder einen Teil der Stromversorgungsspannung (V_cc) zu verwenden, um die Ausgangsspannung (U_out) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (U_in) innerhalb eines vordefinierten Bereichs ist, dass der Leitungstreiber weiterhin zumindest einen Kondensator (25) enthält, der dafür eingerichtet ist, mit zumindest einer Kondensatorspannung (V_cc) aufgeladen zu werden und dass der Leitungstreiber dafür eingerichtet ist, die gesamte oder einen Teil der Kondensatorspannung (V_c) zur gesamten oder einem Teil der Stromversorgungsspannung (V_cc) hinzuzuaddieren, um die Ausgangsspannung (U_out) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (U_in) außerhalb des vordefinierten Bereichs ist.
2. Leitungstreiber gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber weiterhin einen spannungserzeugenden Block (30) enthält, der einen ersten (21) und einen zweiten (22) Schalter, die in Reihe zwischen der Stromversorgung und Erde verbunden sind, einen dritten (23) und einen vierten (24) Schalter, die in Reihe zwischen der Stromversorgung und. Erde verbunden sind, und den Kondensator (25) enthält, der auf einer Seite mit einem ersten Verbindungspunkt (26) zwischen dem ersten (21) und dem zweiten (22) Schalter und auf der anderen Seite mit einem zweiten Verbindungspunkt (27) zwischen dem dritten (23) und dem vierten (24) Schalter verbunden ist.
3. Leitungstreiber gemäß einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber weiterhin eine Treiberstufe (31) enthält, die mit dem Eingang, einem ersten Transistor (32) und einem zweiten Transistor (33) verbunden ist, dass der erste Transistor (33) mit dem ersten Verbindungspunkt (26) verbunden ist, dass der zweite Transistor (33) mit dem zweiten Verbindungspunkt (27) verbunden ist und dass der erste (32) und der zweite (33) Transistor mit dem Ausgang verbunden sind.
4. Leitungstreiber gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber weiterhin einen dritten Transistor (41) enthält, der mit der Treiberstufe (31) und zwischen der Stromversorgung und dem Ausgang verbunden ist und auch einen vierten Transistor (42) enthält, der mit der Treiberstufe (31) und zwischen Erde und dem Ausgang verbunden ist.
5. Leitungstreiber gemäß Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber weiterhin eine Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang und der Treiberstufe (31) enthält.
6. Leitungstreiber gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber weiterhin einen Komparator (51, 55) enthält, der dafür eingerichtet ist, die Eingangsspannung (U_in) oder eine mit der Eingangsspannung (U_D) verknüpfte Spannung oder Signal mit zumindest einem Schwellenwert (V_th1, V_th2) zu vergleichen.
7. Leitungstreiber, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber einen ersten (12a) und einen zweiten Leitungstreiber (12b) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 enthält, die parallel verschaltet sind und dass er weiterhin einen Phasendifferenzblock (61) enthält, der in Reihe mit dem zweiten Leitungstreiber (12b) verschaltet ist.
8. Leitungstreiber gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber in einem Mehrfachträgermodulationssystem verwendet wird.
9. Leitungstreiber gemäß 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber nach einem Digital/Analog-Wandler (7) mit zumindest einem Eingang verbunden ist und dadurch, dass das auf die Eingangsspannung bezogene Signal ein digitales Signal (U_D) ist, welches auch dafür eingerichtet ist, in den Digital/Analog-Wandler (7) zu gelangen.
10. Leitungstreiber gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verzögerungsschaltung (52) am Eingang zum Digital/Analog-Wandler (7) bereitgestellt ist.
11. Leitungstreiber gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber nach einem Digital/Analog-Wandler (7) verbunden ist und dass der Ausgang des Digital/Analog-Wandlers (7) mit dem Eingang des Komparators (55) verbunden ist.
12. Verstärkungsverfahren in einem Leitungstreiber (12), der von einer Stromversorgung mit einer Stromversorgungsspannung (V_cc) versorgt wird, in welchem Verfahren eine Eingangsspannung (V_in) zu einer Ausgangsspannung (V_out) verstärkt wird, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: – Verwenden der gesamten oder eines Teils der Stromversorgungsspannung (V_cc), um die Ausgangsspannung (V_out) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (V_in) innerhalb eines vordefinierten Bereichs ist, – Laden eines Kondensators (25) mit einer Kondensatorspannung (Vc), – Hinzuaddieren der ganzen oder eines Teils der Kondensatorspannung (V_c) zur gesamten oder einem Teil der Stromversorgungsspannung (V_cc), um die Ausgangsspannung (V_out) zu erzeugen, falls die Eingangsspannung (V_in) außerhalb des vordefinierten Bereichs ist.
13. Verstärkungsverfahren gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator in einem spannungserzeugenden Block (30) enthalten ist, der weiterhin einen ersten (21) und einen zweiten (22) Schalter enthält, die in Reihe zwischen der Stromversorgung und Erde verbunden sind, einen dritten (23) und einen vierten (24) Schalter, die in Reihe zwischen der Stromversorgung und Erde verbunden sind und der Kondensator (25) auf einer Seite mit einem ersten Verbindungspunkt (26) zwischen dem ersten (21) und dem zweiten (22) Schalter und auf der anderen Seite mit einem zweiten (27) Verbindungspunkt zwischen dem dritten (23) und dem vierten (24) Schalter verbunden ist, wobei die folgenden Schritte ausgeführt werden: – Aufladen des Kondensators (25) durch Geschlossenhalten des ersten (21) und vierten (24) Schalters und durch Offenhalten des zweiten (22) und des dritten Schalters.
14. Verstärkungsverfahren gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass, falls eine Spannung außerhalb des vordefinierten Bereichs benötigt wird, die folgenden Schritte nach Laden des Kondensators ausgeführt werden: – Öffnen des ersten (21) und des vierten (24) Schalters, Schließen des dritten (23) Schalters und Offenhalten des zweiten (22) Schalters, – Verwenden eines Spannungspotentials am ersten Verbindungspunkt (26).
15. Verstärkungsverfahren gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass, falls eine Spannung außerhalb des vordefinierten Bereichs benötigt wird, nach Laden des Kondensators die vorliegenden Schritte ausgeführt werden: – Öffnen des ersten (21) und des vierten (24) Schalters, Schließen des zweiten Schalters (22) und Offenhalten des dritten (23) Schalters, – Verwenden eines Spannungspotentials am zweiten Verbindungspunkt 27.
16. Verstärkungsverfahren gemäß einem der Ansprüche 12–15, gekennzeichnet durch die folgenden, Schritte: – Erzeugen eines Steuerungssignals (U_con) durch Vergleichen der Eingabespannung (U_in) oder einer Spannung oder eines Signals, das auf die Eingabespannung (U_d) bezogen ist, mit zumindest einem Schwellenwert (V_th1, V_th2), und – Verwenden des Steuerungssignals (U_con) zum Steuern des Leitungstreibers 12 in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs.
17. Verstärkungsverfahren gemäß einem der Ansprüche 12–16, gekennzeichnet durch – Erzeugen einer Doppelausgangsspannung durch Verwenden eines ersten Leitungstreibers (12a), um eine erste Ausgangsspannung zu erzeugen, und eines zweiten Leitungstreibers (12b), um eine zweite Ausgangsspannung zu erzeugen, und Erzeugen der zwei Ausgangsspannungen mit 180 Phasendifferenz (61).
18. Verstärkungsverfahren gemäß einem der Ansprüche 12–17, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber (12) nach einem Digital/Analogwandler (7) in einem Mehrfachträgermodulationssystem verschaltet ist, wobei der folgende Schritt ausgeführt wird: – Verwenden einer digitalen Eingabespannung am D digital/Analogwandler (7) für den Vergleich.
19. Verstärkungsverfahren gemäß Anspruch 18, gekennzeichnet durch Verzögern (52) der digitalen Eingabespannung (U_p), bevor sie in den Digital/Analogwandler (7) gelangt.
20. Verstärkungsverfahren gemäß einem der Ansprüche 12–17, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungstreiber (12) nach einem Digital/Analogwandler (7) in einem Mehrfachträgermodulationssystem verschaltet ist, wobei der folgende Schritt ausgeführt wird: – Verwenden einer analogen Ausgangsspannung vom Digital/Analogwandler (7) für den Vergleich.
21. Verstärkungsverfahren gemäß Anspruch 20, gekennzeichnet durch Verzögern (52) der analogen Ausgangsspannung, bevor sie in den Leitungstreiber (12) gelangt.

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