DE10082058B4

DE10082058B4 - Verfahren und Schaltung zur Verlustmessung

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Publication number: DE10082058B4
Application number: DE10082058.1T
Authority: DE
Inventors: Patentinhaber gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Koller Roman De
Priority date: 1999-07-15
Filing date: 2000-07-17
Publication date: 2018-10-31
Anticipated expiration: 2020-07-18
Also published as: AU6138500A; WO2001006269A9; WO2001006269A1; DE10082058D2

Abstract

Verfahren zur Verlustmessung, bei dem mit einem Schwingkreis (LM,Cp) durch galvanische Anschaltung, oder durch induktive Einkopplung über eine Sensorspule (LM) ein Verlust (1/RVM) gemessen wird,
wobei die Schaltung die Eigenschaft aufweist, für eine der Resonanzfrequenz entsprechende Messfrequenz den Verlust an einem rein ohmschen Widerstand, dies an einem Schwingkreis (LM,Cp) bei Resonanzfrequenz zu messen;
und die Schaltung weiters die Eigenschaft aufweist,
dass der an der Messstelle gemessene Verlust durch einen, über Stellgröße (Rp) veränderbaren negativen Leitwert (-gT) so beeinflussbar ist, als wäre dieser Einfluss an der Messstelle vorgenommen worden;
wobei der zu messende Verlust (1/RVM) stets angeschaltet oder eingekoppelt ist und der Summenverlust (1/RVM + (-gT)), bestehend aus dem zu messenden Verlust (1/RVM) an der Messstelle und dem über die Stellgröße (Rp) beeinflussten negativen Leitwert (-gT) gemessen wird und über eine Bewertung (BW) aus dem Wert des negativen Leitwerts oder dessen Stellgröße (Rp), und einer Amplitudenregelung (us) an dem Schwingkreis (LM,Cp) der eingekoppelte Verlust als Messwert (mp) ermittelt wird,
i. wobei der negative Leitwert (-gT) an den Schwingkreis parallel angeschaltet oder angekoppelt ist,
ii. wobei bei einem Abgleich auf den Summenverlust (1/RVM + (-gT)) der negative Leitwert (-gT) solange in negativer Richtung schrittweise vergrößert wird, bis am Schwingkreis (LM,Cp) eine selbsttätige Schwingung einsetzt, ohne einen Rückkopplungsverstärker oder eine Fremdeinspeisung zu verwenden;
iii. und hierbei der negative Leitwert (-gT) über seine Stellgröße (Rp) innerhalb eines die Messung betreffenden Verfahrensschritts (t) solange verändert wird, bis sich die Amplitude (us) der Schwingkreisspannung auf einen konstanten Wert einstellt;
iv. wobei der in die Messspule (LM) des Schwingkreises (LM,Cp) transformierte negative Leitwert (-gT) als negativer Serienwiderstand in Serie zum Spulenverlustwiderstand auftritt.

Description

Die Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren nach Anspruch 1. Im Besonderen ein Verfahren zur Messung eines Verlustes unter Verwendung eines entsprechenden Sensors, der Gegenstand des Anspruchs 3 ist. Abgekürzt ist dieser Sensor im Weiteren auch nur als „Verlustsensor“ bezeichnet. Bevor mit der Erläuterung zu diesem Sensor, bzw. Verfahren begonnen wird, soll der Stand der Technik dargestellt werden.
Der Stand der Technik kennt für die Verlustmessung neben Tippmessungen, die den Einschwing- oder Abklingvorgang an der Messspule auswerten, weiters noch Brückenschaltungen, oder auch Filterschaltungen, wie Resonanzkreise (LM, Cp aus 1) oder Bandfilterschaltungen, in denen jeweils die Messspule (LM) geschaltet ist. Beispiele sind DE 37 33 944 C2 , DE 34 40 538 C1 , DE 32 13 602 C2 , DE 30 42 781 C2 , DE 28 05 935 C1 , DE 26 41 798 A1 , DE 42 22 990 A1 , DE 39 20 051 A1 , DE 39 19 916 A1 , DE 31 31490 A1 , DE 25 49 627 B2 , FR 26 64 972 A1 , EP 0 404 065 A1 , EP 0 261 353 A2 , EP 0 245 605 A2 . Weitere Quellen sind die in der DE 42 40 739 C2 weiterhin angegebenen Druckschriften, und die nachfolgend zitierten weiteren Schriften.
Die in DE 32 48 034 A1 angegebene Schaltung, welche unter Verwendung von Referenzwiderständen, kalibrierte Istwerte ersatzweise an den Messeingang anschaltet, ist dem Durchschnittsfachmann als Eichverfahren durch Lernen allgemein bekannt und darf nicht mit dem in vorliegender Erfindung beanspruchten Verfahren verwechselt werden.
EP 0 352 507 A2 , beschreibt einen Verlustsensor, der nach dem Prinzip des Abklingens einer gedämpften Schwingung der Hüllkurve eines frei Schwingenden Oszillators arbeitet und die Hüllkurve über mehrere aufeinanderfolgende Messintervalle auswertet. Dabei wird vorwiegend der kapazitive Verlust eines Schwingkreises als Messgröße ausgewertet, der Verlust selbst wird bei der Messung nicht variiert.
Ein ähnliches Prinzip für die Messung eines induktiven Verlustes ist beispielsweise in der DE 34 40 538 C1 beschrieben. Diese Sensoren sehen keine Variation des Verlustes an der Messstelle vor. Es werden keine Relationen zwischen gesteuerten Verluständerungen und Amplitudenänderungen für die Ermittlung des Messergebnisses vorgenommen.
SU 1 651 255 A1 wird mit angegeben, tangiert die vorliegende Erfindung jedoch gleichfalls nicht.
DE 21 64 263 A betrifft ein Verfahren zum Feststellen von Impedanzwechseln bei Metallteilen mit Hilfe von Wirbelstrom und benutzt eine Schaltung, bei welcher ein negativer Widerstand parallel zu einem Schwingkreis liegt und diesen entdämpft. Der negative Widerstand ist nicht steuerbar, wobei der Parallelwiderstand des Schwingkreises parallel zum negativen Widerstand liegt und der negative Widerstand seinen Gleichgewichtszustand dadurch herstellt, dass bei Erreichen der Abschnürspannung in der Nähe der Versorgungsspannung der verwendeten elektronischen Schaltung (geschaltet als negativer Widerstand), der genannte negative Widerstand sich extrem nichtlinear im positiven Bereich verhält. Die Amplitude der am Schwingkreis entstehenden Schwingung stellt sich von selbst irgendwie ein. Um den Amplitudenanstieg aber zu begrenzen, geht der negative Widerstand in die Sättigung. Diese Kompensation wirkt sich nur am Parallelwiderstand des Schwingkreises aus, aber nicht ausreichend im Serienwiderstand r der Spule, weshalb keine lineare Entdämpfung des Serienwiderstandes r der Spule auftritt oder erhalten werden kann. Das bekannte Verfahren ist daher in seiner Anwendung auf die Schwellenwertbewertung begrenzt, weshalb es sich auf das Feststellen von Impedanzwechseln beschränkt.
Das Verfahren verwendet also den üblichen Effekt eines negativen Widerstands, wie er schon seit langem bekannt war, um mit einer solchen Schaltung eine Schwingung an einem LC Schwingkreis zu erzeugen.
AT 403 322 B beschreibt einen Temperatursensor, der einen Resonanzkreis mit einer temperaturabhängigen Resonanzfrequenz verwendet, wobei diese Temperatur durch eine mit einem Bimetallstreifen aufgebaute Spule des Resonanzkreises über die temperaturabhängige Verformung des Bimetallstreifens (und der dadurch bewirkten Induktivitätsänderung der Spule) festgestellt wird.
DE 40 06 885 A1 betrifft einen Sensor zur berührungslosen Messung der Betriebstemperatur von Bremsscheiben unter Nutzung induktiver Kopplung einer mit der Bremsscheibe mitrotierenden LC-Kombination und einer Sender-Rückkopplungseinrichtung.
Bei nach dem Stand der Technik besprochenen Sensoren wird die Einstreuung an der Messstelle in Kauf genommen. Es gibt derzeit keine Sensoren, die in dem Ausmaß, wie es das Prinzip der beanspruchten Erfindung ermöglicht, von Einstreuungen an der Messstelle völlig unabhängig wären.
Aufgabenstellung der Erfindung ist, das Verfahren aus der DE 42 40 739 C2 so abzuändern, dass bei dem Messprinzip kein zusätzlicher Verlust an die Messspule angeschaltet wird, und weiterhin auch besonders hochohmige Verluste in die Messspule induktiv eingekoppelt und genau gemessen werden können. Sogar besonders niederohmige (kleine) Widerstandswerte, die der Wechselfeldspule (LM) in Serie geschaltet sind, sollen genau gemessen werden können.
Gelöst wird dies mit der mit Anspruch 1 oder 3 beanspruchten Erfindung.
Wenn z.B. eine der Messfrequenz entsprechende Frequenz direkt in den Resonanzkreis (LM, Cp) der Wechselfeldspule (LM) einstrahlt, dann soll dies nichts ausmachen, auch wenn z.B. die aufgenommene Störstrahlung ein Vielfaches der Messamplitude wäre. Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, dass zum Erhalt eines dem zu messenden Verlust des Sensors entsprechenden Messwertes nicht nur ein einzelner, oder konstant gehaltener Amplitudenwert gemessen ist, sondern mehrere Messungen als Relativmessungen zueinander (Relationen) vorgenommen sind, die so zueinander in Relation gesetzt werden, dass daraus das Messergebnis unabhängig von den absoluten Werten der Messamplitude des Resonanzkreises (z.B. als deren Verhältnis) unter Einbeziehung der benutzen Widerstandsverhältnisse abgeleitet werden kann.
In weiterer Verbesserung ist bei Verwendung der Option, in der die Wechselfeldspule (LM) in einen Resonanzkreis geschaltet ist, noch eine Konstantstromeinspeisung für den Resonanzkreis verwendet, die das Verfahren noch weiterhin in Bezug auf Störsignalunterdrückung verbessert. Diese Konstantstromspeisung ist jedoch nicht zwingend notwendig.
Eigenschaften des Sensors können sein ...

• Messprinzip: Misst induktiv berührungslos oder auch über feste Kontaktierung sämtliche physikalischen Größen, die sich an Messteilen, Flüssigkeiten und Gasen über den ohmschen Widerstand, bzw. Leitwert, der für die Messschaltung einen zu messenden Verlust bildet, ableiten lassen, wie Abstände, Temperatur, Feuchtigkeit, Leitfähigkeit, Abtastung von Schwingungen und Vibrationen, Aussagen über Molekularstruktur (bei Gasen). Oder auch direkte Signalübertragung, wobei anstelle von durch Laufzeit- und Einstreuung verfälschter Signale, durch Verlustvariation kodierte Signale über lange Leitungen problemlos übertragen werden können, indem der Verlust unabhängig von absoluten Amplitudenwerten gemessen ist.
• Weiters kann der vorliegende Sensor für jeden physikalischen Sensor, dessen Messgröße über ein sich zu einem Fixpunkt bewegendes und für den Sensor noch erfassbare elektrische Leitfähigkeit aufweisendes Teil gemessen ist, angewendet werden, wenn z.B. an diesem Fixpunkt die Messspule angebracht ist, die den Verlust des durch die physikalische Größe bewegten Teiles misst. (z.B. der Abstand der Fläche einer Druckmessdose zu einer Messspule, usw.) Weitere Anwendungsmöglichkeiten ergeben sich aus dem Stand der Technik zu solchen Sensoren, wie z.B. Schichtdickenmessung, Abtastung von Schwebekörpern für die Durchflussmessung usw. Es ist evident, dass dabei auch das Messteil fest und die Messspule bewegt sein kann, falls erforderlich.
• Alternativ zur berührungslosen Messung ist auch die Anschaltung über Kontakte gegeben.
• Die Messung kann bei kleinsten Leistungen durchgeführt werden, bei hoher zulässiger Störeinstrahlungsunterdrückung. Die Unterdrückung der Störeinstrahlung an der Messstelle erfolgt im Wesentlichen durch das Messprinzip und nicht durch Schirmungsmaßnahmen. Das bedeutet bei berührungslosen Messungen, wie z. Bsp. Abstandsmessungen, offene Bauweise und beste Integration in die jeweilige Applikation ist möglich, ohne dass mögliche Störeinstrahlungen berücksichtigt werden müssten.
• Freie Wahl einer niedrigeren Messfrequenz in der Messspule (LM) über den der Verlust der Messspule bei freier Wahl der Güte gemessen ist.
• Messen des Einflusses des Skineffektes bei der berührungslosen Verlustmessung an festen Körpern (insbesondere Schichten), Flüssigkeiten (z.B. Blut, oder Feststellen der Reinheit von destilliertem Wasser), und Gasen, bei jeweils gleichem Eigenverlust des Sensors für unterschiedliche Messfrequenzen.
• Absolute Temperaturkompensation des Temperaturganges der Messspule, Hochtemperatur Ausführungen der Messspule mit beliebigen Legierungen bei frei wählbarer (bester) Güte des Messkreises.
• Absolute Unempfindlichkeit gegen Störeinstrahlung, insbesondere auch für Frequenzen, die unmittelbar der Messfrequenz des in der Messspule fließenden Messstromes entsprechen und sich mit dem Messstrom zu einer wesentlichen Störgröße überlagern. Wobei die Störeinstrahlung ein beliebiges (auch moduliertes) Frequenzspektrum aufweisen darf.
• Wegen seiner extrem geringen Messleistung und Störunempfindlichkeit kann der Sensor auch kabellos nach dem Transponderprinzip ausgeführt werden. Die kabellosen Sensoren können über HF-Übertragung gut untereinander, bzw. mit einer oder mehreren zentralen Steuerungen vernetzt werden. Als Alternative können die Sensoren auch kontaktlos, induktiv über ein einadriges Induktionskabel durchgehend verbunden werden, wobei über das Induktionskabel induktiv die Versorgungsspannung und die Datenkommunikation den Sensoren zugeführt ist.
• Das Verfahren kann auch zur Beseitigung von Verlusten (einem Entdämpfen) an völlig anderen Messprinzipien eingesetzt werden, die ansonsten mit einer Verlustmessung nichts zu tun haben und der dabei auftretende Verlust stört.
• Alle Messvorgänge können Sabotage sicher, und über den gesamten Messbereich Selbsttest sicher zuverlässig durchgeführt werden.

Vorzugsanwendungen sind...
Präzise berührungslose Längen- und Abstandsmesssensoren für alle physikalischen Sensoren, bei denen eine dynamische oder statische Abstandsänderung zu messen ist, wie Winkel- oder Wegpositionsdetektoren, Drehmomentsensoren, Verbeulungs-Detektoren an Karosserien, Drucksensoren, Messung von Federwegen, berührungslose Temperaturmessung an Teilen und auch in Gasen, z.B. Verbrennungsräumen von Verbrennungsmotoren. Vernetzte Messungen mit kabellosen Sensoren für Schraubensicherungsdetektoren (unmittelbar eingebaut in Kopf oder Mutter), Überwachung der Verbindungsfestigkeit verbundener Teile, Überwachung der Verbindungsfestigkeit rotierender Teile, Abtastung von Körperschall und Vibrationen von festen oder sich bewegenden oder rotierenden Teilen, Längen- oder Temperaturmessung im Hochtemperaturbereich oder für große Temperaturdifferenzen, Messungen von Widerständen für den medizinischen Bereich, kabellos vernetzte Sicherheitsanwendungen: Bahngleisüberwachung, Sicherheitskodierung von Gegenständen und Bauteilen wie z.B. KFZ- oder Flugzeugersatzteilen. Vernetzte Lagepositionserkennung von Transponder gesicherten Teilen, wie z.B. Warenlagerplätze, Aktenstellplätze. Weiters berührungslose Messung besonders hochohmiger Leitwerte für Schichtdickenmessungen, wie sie mit dem Stand der Technik entsprechenden Sensoren derzeit nicht durchgeführt werden können, z.B. Messen der Schichtdicke von Druckerschwärze, bzw. -farbe; insbesondere auch zur induktiven Messung des Befeuchtungsgrades neuer durch elektrostatisches Feld in ihrer Farbe schaltbarer Tinten. Weiters, örtlich spezifische Schichtdickenmessung besonders hochohmiger Schichten über Niederfrequenz (z.B. Sensorkopf mit Messspule LM für zeilenweise Vorschub-Abtastung von Flächen, weiters z.B. Messung von sehr dünner selbstklebender Alu- oder Kupferfolie, die auf zu messenden Temperaturflächen, z.B. auch Hauttemperatur für die Medizin aufgeklebt sind zum Zwecke der Temperaturmessung, dito direkte Messung von Hautwiderständen, Bestimmung der Leitfähigkeit von Blut, etc. Aussage über den Einfluss des Skineffektes bei Blutmessungen, ähnlich wie bei der Messung von Gasen, etc.
Die Erfindung betrifft die wesentliche Verbesserung für einen Verlustmesssensor um den Sensor völlig unempfindlich gegen Störeinstrahlung an der Messstelle zu machen. Dies erfolgt durch ein Verfahren, welches über eine Verlustmessung den Leitwert eines induktiv in eine Messspule (LM) eingekoppelten elektrisch leitenden Messteils (K) oder eines galvanisch oder kapazitiv angeschalteten Widerstandes, oder einer angeschalteten, bzw. eingekoppelten Kapazität, völlig unabhängig von der an der Messstelle auftretenden Amplitude der Messwechselspannung über zwei oder mehrere Schritte, bzw. Messzeitintervalle in Relationen misst. Dabei sind zwei alternative Messverfahren vorgesehen, die sich jedoch von einem gemeinsamen erfinderischen Gedanken ableiten lassen: In einer ersten Ausführungsvariante wird der Messwert nach einer vorgegebenen Relation von mittels Stellgröße unmittelbar an der Messstelle variierten Verlustwerten aus den zugehörigen Spannungswerten abgeleitet. In einer zweiten Ausführungsvariante wird der Messwert nach einer vorgegebenen Relation der Spannungswerte, wie sie sich durch entsprechende zugehörige Einstellung der mittels Stellgröße unmittelbar an der Messstelle variierten Verlustwerte ergeben, aus der Stellgröße der Verlustwerte (bzw. der Relation der Verlustwerte) abgeleitet. Beiden Varianten ist der erfinderische Gedanke gemeinsam, über zwei oder mehrere Messschritte unmittelbar an der Messstelle, ohne dass an der Messstelle eine Umschalteinrichtung oder ähnliches verwendet werden muss, eine Variation des an der Messstelle direkt gemessenen Verlustes vorzunehmen, und aus der existierenden Relationszuordnung von Verluständerung und zugehörig auftretender Amplitudenänderung die Messgröße an der Messstelle völlig unabhängig vom absoluten Amplitudenwert (der Oszillatorschwingung oder einer Einstreuung, etc.) zu ermitteln. Dabei ist es egal, ob die als Widerstandswert bzw. Leitwert existierende Messgröße an den Sensor ohmsch angeschaltet ist (6) oder berührungs- und kontaktlos induktiv von einer Messspule (LM, 1) erfasst wird. Das erfindungsgemäße Messverfahren ist somit universell und kann mit einer nach dem Stand der Technik ausgeführten Schaltungsanordnung unmittelbar durchgeführt werden. Nachfolgend sind jedoch noch weiterbildende Schaltungsmaßnahmen angegeben, die sich für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens besonders gut eignen. Anwendungen sind: Bei induktiver Kopplung, die berührungslose Messung von Abständen und Leitwerten, bzw. über dessen Funktionsabhängigkeit weitere physikalische Größen wie Temperatur des Messteils, Dehnungsmessung, Schichtdickenmessungen von Beschichtungen etc.; bei direkter Kontaktanschaltung z.B. mit der Messspule in Serie liegenden niederohmigen Widerständen oder wie z.B. aus DE 32 48 034 A1 oder DE 38 25 111 A1 oder EP 0 352 507 A2 ) zu entnehmen ist, dazu parallel liegende hochohmige Widerstände, bzw. entsprechende physikalische Abhängigkeitsfunktionen, wie z.B. Temperatur, Feuchtigkeit über den Verlust des Dielektrikums eines Schwingkreiskondensators, etc. Im Besonderen verwendet das Verfahren eine Messspulenanordnung bestehend aus einer Wechselfeldspule (LM), deren Verlust von dem elektrisch leitenden Messteil mitbestimmt wird. Dabei kann als Messteil z.B. unmittelbar an die Wechselfeldspule (LM) über ohmschen Kontakt ein Widerstand (Rx, 6) angeschaltet sein, oder über das elektromagnetische Feld der Wechselfeldspule (LM) das Messteil (K) in die Messstelle kontakt- und berührungslos eingekoppelt sein (1). Somit das Messteil den Verlust der Spule, bzw. des Spulenkreises mitbestimmt (Verlust 1/RVM) und von einer Messeinrichtung gemessen wird, insbesondere nach Anspruch 1. Da das Messteil K nicht galvanisch an die Spule angeschaltet sein muss, lässt sich somit an dem Messteil, bzw. Medium, der Abstand zwischen Wechselfeldspule (LM) und Messteil (K) berührungslos messen oder bei gleich bleibendem Abstand auch die Temperatur des Messteils (K) berührungslos messen. Die berührungslose Messung des Messteils (K) ist ein großer Vorteil, jedoch kann die Erfindung beispielsweise genauso verwendet werden um ohmsche Widerstände, insbesondere besonders niederohmige kleine Widerstandswerte (Rx, 6), die der Wechselfeldspule (LM) in Serie geschaltet sind, störstrahlungsfrei zu messen. Oder in Weiterbildung, ein Verfahren für eine durch Verlustvariation vorgenommene Signalübertragung durchzuführen.
Voraussetzungen:
Das erfindungsgemäße Verfahren kann im Prinzip mit jedem dem Stand der Technik entsprechenden Sensor durchgeführt werden, wenn er folgende Eigenschaft aufweist: er benötigt eine über Stellglied umschaltbare Verlusteinstelleinrichtung, welche die Eigenschaft aufweisen muss, dass der vom Verlustmesssensor gemessene Verlustwert unmittelbar an der Messstelle, das ist die Stelle wo die Feldlinien in das Medium (K) bzw. Messteil (1/RVM) eindringen (oder bei alternativer galvanischer Anschaltung die Fläche bzw. das Volumen des gemessenen Widerstandswertes), der vom Verlustmesssensor gemessene Verlustwert in seinem Messwert mittels Stellgröße (BD 1) so beeinflussbar ist, als wäre dieser Einfluss an der Messstelle selbst (1/RVM) durch das Messteil vorgenommen worden. An dieser Stelle (Messstelle) wird nämlich eine gegebenenfalls vorhandene Störsignaleinstreuung aufgenommen, die bei berührungsloser Messung im praktischen Anwendungsfall nicht abschirmbar ist. Diese Eigenschaft soll als Messstellen identische Selbsttesteigenschaft des Sensors bezeichnet werden, bei der durch Steuersignal bzw. Stellgröße BD ein zusätzlicher ohmscher Verlust unmittelbar an der Messstelle als Offsetmessgrösse ohne Verwendung von zusätzlichen Kontaktverbindungen oder Umschalteinrichtungen additiv zum aktuell gemessenen Verlust eingespeist werden kann. Diese Eigenschaft erfüllt nach dem Stand der Technik nur ein Sensorprinzip, das in der DE 42 40 739 C2 veröffentlicht ist und in 1 als Beispiel dargestellt ist. Jedoch können nahezu alle dem Stand der Technik entsprechenden Sensorvarianten auf dieses Prinzip umgerüstet werden.
Im Unterschied zu diesem einmaligen Prinzip ist es in der Sensortechnik ansonsten üblich, Selbsttest- oder Kalibrierungszyklen über ein an den Messeingang angeschaltetes Nachbildungsbauteil vorzunehmen, unter Verwendung von entsprechenden Umschaltern, bzw. Multiplexern. Eine solche Methode ist für einen Sensor der DE 32 48 034 A1 verwendet. Das verwendete Kalibrierungsprinzip kann zwar störende Nebeneinflüsse am Messschwingkreis eliminieren, jedoch nicht die Störeinstrahlung an der Messstelle, da diese in unterschiedlichen Messzyklen an unterschiedlichen Bauteilen (Messwiderstand und Nachbildungs- bzw. Referenzwiderstände) unterschiedlich stark sich auswirken. Außerdem kann mit einem Sensor nach der DE 32 48 034 A1 nicht berührungslos gemessen werden. Insbesondere ist die Abschaltung des als Verlust zu messenden Widerstandes vom Sensoreingang während der wechselseitigen Anschaltung der Nachbildungs- bzw. Referenzwiderstände zwingend erforderlich, daher dieses Prinzip zur Erfüllung vorliegender Aufgabenstellung der Erfindung grundsätzlich ungeeignet.
Der vorliegenden Erfindung am nächsten kommt der in der DE 42 40 739 C2 vom gleichen Anmelder veröffentlichte Sensor mit berührungsloser Messung, der als einziger die oben genannte Messstellen identische Selbsttesteigenschaft aufweist, über die eine Offsetmessgröße unmittelbar an der Messstelle eingespeist werden kann, ohne dass ein Schalter, Umschalter oder Multiplexer erforderlich wäre, bei andauernd angeschaltetem Verlust (1/RVM) der Messgröße. Die vorliegende Erfindung kann als Verbesserungserfindung der DE 42 40 739 C2 (veranschaulicht in 1) angesehen werden, welcher ein Verfahren zur Messung eines in eine Messspulenanordnung eingekoppelten Verlustes (1/RVM) betrifft, bestehend aus einer Wechselfeld-Messspule (LM) und einem durch Stellsignal (BD) verstellbaren Widerstand (Rp) der als zusätzlicher Verlust (1/RVL) an die Messspule angeschaltet ist und den Gesamtverlust (1/RVM + 1/RVL) der Messspule (LM) entsprechend variiert. Weiters einer Bewertung (BW), die aus dem Wert des verstellbaren Widerstandes (Rp) und einer Amplitudenmessung (us) der Messspule den in die Messspule eingekoppelten Verlust als Messwert (MP) ermittelt. Dabei ist bevorzugt die Messspule (LM) Bestandteil eines Parallelschwingkreises (LM, CP) über dessen Transformationswirkung der parallel dazu angeschaltete verstellbare Widerstand (Rp) als serieller Verlust in die Messspule LM eingekoppelt ist und als Gesamtverlust (1/RVM + 1/RVL) auftritt, wobei 1/RVM der über die Messstelle (K) eingekoppelte Verlust ist inklusive des Eigenverlustes durch den ohmschen seriellen Widerstand der Messspule, und 1/RVL der über die Transformation des Schwingkreises angeschaltete Verlust des Stellwiderstandes Rp ist. Als Sonderfall ist der Stellwiderstand Rp als geschalteter Festwiderstand ausgebildet der über einen elektronischen Schalter HS wahlweise angeschaltet oder abgeschaltet (unendlich) wird. Die unterschiedlichen Ausführungsvarianten sind der DE 42 40 739 C2 (als Stand der Technik) zu entnehmen. 1 ist auch dieser Anmeldung entnommen. 1 zeigt die in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagene Ausführungsvariante, bei der die Messspule (LM) Bestandteil eines Resonanzkreises (LM, Cp) ist. K betrifft die elektrische Leitfähigkeit eines Materials bzw. einer Umgebung, innerhalb der sich die Feldlinien der Messspule (LM) befinden.
Die Verbesserung in vorliegender Erfindung betrifft die erfinderische Maßnahme, dass ein Messwert (MP) über mehrere (mindestens zwei) Messschritte (t1, t2) ermittelt ist, in welchen der verstellbare Widerstand (Rp) unterschiedlich eingestellt ist und zu diesen unterschiedlichen Widerstandseinstellungen (Rp1, Rp2) die Amplitudenmessungen (us1, us2) an der Messspule (LM) jeweils vorgenommen sind, wobei im Unterschied zur DE 42 40 739 C2 , der Messwert (MP) aus der Werteänderung (z.B. aus dem Verhältnis) der in den einzelnen Messschritten (t1, t2) verwendeten Widerstandseinstellungen (Rp1, Rp2) und zugehörigen Amplitudenänderungen (us1, us2) ermittelt ist, z.B. unter Verwendung einer Verhältnisrechnung und/oder Abrufen tabellarisch gespeicherter Funktionswerte. Vgl. dazu nachfolgend die zu 2b und 2c beschriebenen Ausführungsvarianten.
Bei dem bevorzugten Verfahren wird die Eigenschaft des Verfahrens nach der DE 42 40 739 C2 weiterhin genutzt, welche der Bewertungseinrichtung (BW) gestattet, eine Verluständerung des Messergebnisses gesteuert (vgl. Stellgröße BD, 1) so vorzunehmen, als wäre dieser Einfluss an der Messstelle selbst, welche sich (z.B. kontaktfrei) im elektromagnetischen Feld der Messspule befindet, vorgenommen worden.
Die Lösung der gestellten technischen Aufgabe entspricht oben genannter Verbesserung, also dem Anspruch 1.
Die Schaltung nach 1 kann unmittelbar dazu verwendet werden, um entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren in den Messzeitintervallen t1 und t2 die Rp-Werte über ein Steuersignal (BD) entsprechend umzuschalten, was nach der DE 42 40 739 C2 einer entsprechenden Variation der Messgröße unmittelbar an der Messstelle (1/RVM) durch das Messteil selbst entspricht. In erfindungsgemäßer Erweiterung sind zu jedem Umschaltwert von Rp (Rp1, Rp2), bzw. zu dem sich daraus ergebenden Variationswert des Summenverlustes an der Messstelle, die dabei auftretenden zugehörigen unterschiedlichen Spannungswerte u1 und u2 gemessen. Im nachfolgenden Abschnitt „Bevorzugte Ausführungsbeispiele und Varianten“ sind zwei Sonderfälle für die Durchführung dieses Messverfahrens beschrieben und als Variante 1 und Variante 2 bezeichnet.
Somit ergeben sich unter Bezugnahme des zitierten Standes der Technik folgende Unterschiede:
Das in vorliegender Erfindung verwendete Verfahren schaltet an den Messeingang keine Kalibrierungswiderstände als Ersatzwiderstand zum Messwert an, sondern vergrößert lediglich den Verlust der Messgröße an der Messstelle bei über sämtliche Messschritte des Verfahrens fortdauernd (d.h. ständig) angeschaltetem Messwert (ohne dass eine Umschaltung an der Messstelle vorgenommen ist). In Weiterbildung kann der Verlust der Messgröße an der Messstelle nicht nur vergrößert, sondern durch Hinzuaddieren eines genauen negativen Verlustes insbesondere auch verringert werden. Dadurch wird ein völlig neues Anwendungsfeld für einen solchen Sensor erschlossen.
In sämtlichen Messzyklen bleibt die eigentliche Messgröße ständig angeschaltet (im Unterschied zu den in das Prüfungsverfahren mit einbezogenen Druckschriften). Dito sind auch keine Multiplexer für die Anschaltung von Referenzwiderständen am Sensoreingang vorgesehen.
Außerdem, und das ist ein sehr wesentlicher Unterschied, sind in den Veröffentlichungen der recherchierten Druckschriften, keine Relationsdefinitionen für in unterschiedlichen Messzyklen durch (additive) Stellgröße unterschiedlich eingestellte Verlustwerte zu entsprechenden Messwerte- bzw. Spannungswerterelationen für die Bestimmung des Messwertes vorgesehen. Somit durch vorliegende Erfindung diesbezüglich völliges Neuland für die Möglichkeiten der Benutzung eines Verlust Messsensors betreten wird.
In der vorliegender Erfindung ist die bevorzugte Relationsdefinition in das erfindungsgemäße Verfahren eingebunden, und kann in zwei alternativen Varianten in beide Richtungen angewendet werden (über die Messschritte t1 und t2: mit 1/RVL1 und us1 in t1; bzw. mit 1/RVL2 und us2 in t2):

a) in einer ersten Variante wird aus der sich zu einer über die Stellgröße (BD) eingestellten Verlustwerterelation (1/RVL1 + 1/RVM bzw. 1/RVL2 + 1/RVM) ergebenden Amplitudenwerterelation (us1, us2) auf die Messgröße (MP) geschlossen (Verlustwerterelation wird als Konstante vorgegeben, sich einstellende Amplitudenwerterelation wird gemessen).
b) in einer zweiten Variante wird zu einer vorgegebenen Amplitudenwerterelation (us1, us2), die über die Stellgröße (BD) durch Nachstellen der Verlustwerterelation (1/RVL1 + 1/RVM, 1/RVL2 +1/RVM) erreicht ist, aus der entsprechenden Verlustwerterelation auf die Messgröße (MP) geschlossen (Amplitudenwerterelation wird als Konstante vorgegeben und über die Verlustwerterelation eingestellt).

Figurenliste

1 zeigt die in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagene Ausführungsvariante, bei der die Messspule (LM) Bestandteil eines Resonanzkreises (LM, Cp) ist. K betrifft die elektrische Leitfähigkeit eines Materials bzw. einer Umgebung, innerhalb der sich die Feldlinien der Messspule (LM) befinden.
2a veranschaulicht den Ablauf nach DE 42 40 739 C2 ohne die erfindungsgemäßen Verfahrensverbesserung anzuwenden: An Rp wird der Wert von 1/RVL innerhalb des Verfahrensschrittes (t) solange verändert bis us sich auf einen bestimmten Wert einstellt.
2b und 2c beschreiben Beispiele für den Verfahrensablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens, dabei stellen 2b und 2c zwei unterschiedliche Varianten dar.
3 bis 6 betreffen Weiterbildungen der Erfindung bezüglich Schaltungsausgestaltungen.
7 betrifft eine Anwendung an einer Bremsscheibe, bei der das Verfahren auch für eine Temperaturmessung beschrieben ist, wie auch bereits in der zitierten DE 42 40 739 C2 vorgeschlagen.
8 zeigt eine Ersatzschaltung mit ausführlicher Erläuterung zur bevorzugten Entdämpfung der Verlustmessung mit einem negativen Widerstand, bzw. Leitwert.
9 veranschaulicht die Kennlinie für ein Beispiel einer als negativer Leitwert -gT verwendeten Tunneldiode mit den beiden Tangentialpunkten PA und PB, in denen der differentielle negative Widerstand unendlich, bzw. Leitwert zu Null wird.
10a veranschaulicht eine Schaltung, bei der die Stellspannung (UV=) zum Einstellen des negativen Leitwertes der Tunneldiode über einen Vorwiderstand RV vorgesehen ist, der den Ausgangswiderstand der Stellspannung (UV=) vergrößert und relativ hochohmig sein muss, da er wechselspannungsmäßig parallel zur Tunneldiode liegt. Um RV für einen niedrigeren Leistungsverbrauch niederohmiger machen zu können, kann noch eine HF-Drossel in Serie geschaltet sein.
10b (am Ende) veranschaulicht eine Schaltung, die sich für die bevorzugte Weiterbildungsausführung als Transponder Schaltung sehr gut eignet, bei der die bevorzugte Tunneldioden-Schaltung über eine empfangene HF-Frequenz versorgt wird.
11 veranschaulicht ein Anwendungsbeispiel für eine hochgenaue Messung einer dynamisch wechselnden Verlustgröße 1/d~RVM (vgl. dynamische Relativmessung nach 8) einer Rad-, bzw. Reifenüberwachung für ein Schienenrad, z.B. für einen Eisenbahnzug. 12a,
12b betreffen beispielsweise Anwendungsbeispiele für die zu 8 beschriebene kompensierte Güteeinstellung 1/RVM_Q = 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) zur Messung einer gegenüber dem eingestellten Offsetwert geringfügigen statischen Verluständerung 1/dRVM, welche die zur 8 beschriebene Temperaturkompensation aufweist (vgl. statische Relativmessung).
13 zeigt eine Applikation für die Messung der jeweiligen Belastung einer Stoßdämpferfeder (FSP).
14 zeigt als Beispiel die Abtastung einer Blattfeder.
15 betrifft eine weitere Anwendung des Sensors für den Bahnbereich, bei der der Sensor in sehr kurzer Distanz zur Schiene für die Abtastung von Bahngleisen verwendet ist.

Die weiteren Figuren betreffen Weiterbildungsvarianten der Erfindung, die die Möglichkeiten des neuen Verfahrens für unterschiedlichste Anwendungen aufzeigen, so ist z.B. mit 36 die Anwendung des Verfahrens für ein Störsignal unempfindliches Signalübertragungs-Verfahren beschrieben, mit den zu weiteren Figuren beschriebenen vielfältigen Anwendungsmöglichkeiten.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele und Varianten
Ausführungsvariante 1
Für nachfolgend erläuterte Ausführungsvariante 1, werden in den Messintervallen t1 und t2 jeweils nach festen Relationen umgeschaltete Verlustwerte, bzw. Widerstände (Umschaltung von Wert Rp=Rp1 in t1 auf Wert Rp=Rp2 in t2) verwendet. Dabei sind die Messintervalle t1 und t2 so gewählt, dass in den aufeinanderfolgenden Messintervallen von einer gleichbleibenden Messgröße (1/RVM) ausgegangen werden kann. Die den umgeschalteten Verlustwerten zugehörigen Amplitudenwerte (Spannungswerte u1 in t1 bzw. us2 in t2) werden gemessen und aus der Relation von Verlustwerten (Rp1, Rp2) und Spannungswerten (u1, u2) die Messgröße ermittelt. Diese Vorzugsvariante des Verfahrens wird in 2b veranschaulicht (vgl. ergänzende Erläuterung in nachfolgendem Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen“).
In bevorzugter Weiterbildung ist für eine weitere Vereinfachung, die bevorzugte Anschaltung zweier unterschiedlicher Verlustwerte (1/RVL) über den stellbaren Widerstand Rp der Sonderfall bevorzugt, einen konstanten Parallelwiderstand Rp für eine der beiden Messungen (t2) anzuschalten, und für die andere Messung (t1) abzuschalten, wobei die Messungen so schnell hintereinander erfolgen, dass sich der gemessene Verlustwert (1/RVM) zwischen diesen Messungen nicht wesentlich ändert. Bei konstantem Resonanzkreisstrom (ires) ergibt sich die Beziehung: $us1 / us2 = Rp1 / Rp2,$
wobei

Rp1 = unendlich ist, somit 1/RVL=0 ist und 1/RVM gemessen wird;
Rp2 = Rp, bzw. 1/RVL angeschaltet ist und
1/RVL + 1/RVM = 1/Rp' gemessen wird.

Wäre z.B. us1 = 2 * us2, dann ist 1/RVL= 1/RVM mit 1/RVM zu messender Verlust, dem noch der Eigenverlust der Spule abzuziehen ist, was z.B. durch Tabelle berücksichtigt ist, vgl. DE 42 40 739 C2 . Je nach Erfordernis können die Sensoren auch durch Lernvorgang exemplarisch geeicht werden, z.B. auch bei Temperatur-Messanwendungen mit einem Referenzsensor, der ein anderes physikalisches Prinzip aufweist. Oder bei Schichtdickenmessungen von Beschichtungen durch exemplarisches Testen.
Allgemein gilt: RVM ~ Rp' * us1/us2, wobei
~ für proportional steht (z.B. als Eingangswert für eine Linearisierungstabelle). Dabei kann Rp auch eine Konstante sein, weshalb man mit einem Widerstandswert für Rp auskommt.
Ausführungsvariante 2:
In nachfolgend erläuterter Ausführungsvariante 2 wird in den Messintervallen t1 und t2 eine feste Relation der jeweils gemessenen Spannungswerte (u1 in t1 bzw. us2 in t2) durch entsprechende Widerstandsabgleichvariation über die in den Messintervallen umgeschalteten Verlustwerte, bzw. Widerstände (Umschaltung von Wert Rp=Rp1 in t1 auf Wert Rp=Rp2 in t2) eingestellt und aus der beim Widerstandsabgleich erhaltenen Verlustwertrelation die Messgröße ermittelt. Diese Vorzugsvariante des Verfahrens wird in 2c veranschaulicht (vgl. auch nachfolgendes Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen“).
Diese Ausführungsvariante ermöglicht es den Analog/Digitalwandler für die Umwandlung der Messspannung us, weiters auch die Rechenoperation us1/us2 einzusparen. Anstelle des Analog/Digitalwandlers kann mittels Spannungsteiler und Komparator ein festes Verhältnis us1/us2 geprüft werden, z.B. ob us1/us2=2 ist. Ist dies der Fall, dann ist 1/RVL=1/RVM (vgl. obiges Beispiel). Um us1/us2=2 zu erreichen, ist dann der verstellbare Widerstand Rp als digital einstellbare Widerstandskaskade ausgebildet, z.B. ein bei A/D-Wandlern übliches Netzwerk dessen erstes oder weitere MSB (most significant Bit) den betreffenden Widerstandswert entsprechend statisch hochohmig setzen (als Offsetwert), wobei mit den niederwertigeren Bits der Abgleich von us1/us2 vorgenommen ist. Vgl. dazu auch DE 42 40 739 C2 , weiters nachfolgend erläutertes Beispiel zu 3 Durch schrittweise Fortschaltung oder sukzessive Approximation wird dann die Einstellung von us1/us2=Konstante, z.B. gleich 2, vorgenommen. Dabei kann für diese Konstante das Verhältnis us1/us2 beliebig festgelegt werden, wenn dies bei der Ergebnisumsetzung entsprechend berücksichtigt wird. Weiters kann, wie in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagen, die Verstellung der Widerstandskaskade Rp über eine Linearisierungstabelle derart erfolgen, dass als Endergebnis bereits der Messwert vorliegt, der dann der oben angegebenen mathematischen Beziehung entspricht (skaliert nach Messaufgabe).
In Unterscheidung zur DE 42 40 739 C2 werden bei den Beispielen des beanspruchten Verfahrens für die Ermittlung eines Messwertes (mp) jedoch mindestens zwei Messschritte vorgesehen, ein Messschritt (t1), bei der der Widerstand Rp=unendlich geschaltet ist (der Einfachheit wegen lediglich mit HS abgeschaltet) und ein weiterer Messschritt (t2), der in eine Vielzahl von Abgleichschritten zur Herstellung des festen Verhältnisses us1/us2=Konstante unterteilt ist (zur Vereinfachung, damit mit einem billigen Mikrocontroller der Dividiervorgang eingespart werden kann). Wird jedoch das Verfahren mit unmittelbarer Berechnung des Verhältnisses us1/us2 (variabel) bei Rp2=konstanter Wert entsprechend der Ausführungsvariante 1 benutzt, dann entfallen zwar die Abgleichschritte innerhalb von t2, jedoch kann us1/us2 nicht mehr als Konstante festgelegt werden.
Wird beispielsweise für das vorliegende erfindungsgemäße Verfahren die Ausführungsvariante 2 mit Verwendung des bevorzugten Abgleichs nach einem konstanten Spannungsverhältnis us1/us2=konstant bei variablem Rp2 gewählt und weiterhin eine Tabelle für die Auswertung benutzt, wie z.B. in nachfolgender Erläuterung zu 2c beschrieben, dann kann auf die Konstanthaltung des Resonanzkreisspeisestromes verzichtet werden; es ist ausreichend wenn der Speisewiderstand (Ri) des Resonanzkreises konstant bleibt, wobei dann z.B. eine entsprechend ausreichend stabile Speiseschaltung, z.B. ein Oszillator (OSZ), in dem der Resonanzkreis (LM, Cp) frequenzbestimmend geschaltet ist, verwendet ist. Vgl. dazu die nachfolgende Erläuterung zu den Figuren zu 2c.
Weiterbildende Ausführung mit einer Konstantwechselstrom-Speisung des Resonanzkreisstromes:
Kann für die Schaltungsauslegung der Speisewiderstand (Ri) des Resonanzreises für eine verlangte Messgenauigkeit nicht entsprechend hochohmig gegenüber der Messgröße RVM (vgl. 1/RVM) gemacht werden, dann ist als optionale Weiterbildung eine Konstant-Wechselstromspeisung (ires) für die Speisung des Parallelschwingkreises vorgesehen. Dies gewährleistet, dass die über die Zeitintervalle t1 und t2 zu unterschiedlichen Rp bzw. 1/RVL Werten gemessenen unterschiedlichen Spannungswerte u1 und u2 stets zu identischen Strömen (ires1 = ires2) des Resonanzkreises (LM, Cp) auftreten.
In einer einfacheren Version, kann die Konstantregelung des in den Schwingkreis eingespeisten Konstant-Wechselstroms (ires) gut über das Stellen der Versorgungsspannung des Oszillators erfolgen, wenn der an den Parallelschwingkreis (LM, Cp) der Sensorspule (LM) angekoppelte Ausgangsinnenwiderstand der Speiseschaltung konstant bleibt. Über einen mit dem Ausgangsinnenwiderstand des Oszillators (OSZ) in Serie geschalteten Messwiderstand (Rmi, 5) wird der Resonanzkreisstrom auf maximale Amplitude überwacht (Fühlerspannung) und über den Mikrocontroller ein D/A-Wandler angesteuert, der über eine entsprechende Verstärkerschaltung die Oszillatorversorgungsspannung liefert. (vgl. auch nachfolgend zu 5).
Weiters kann auch anstelle einer durch den Parallelresonanzkreis frequenzbestimmend durch Rückkopplung der Schwingkreisschaltung selbsterregend geschalteten Oszillatorschaltung eine Fremdspeisung des Parallelschwingkreises (LM,Cp) vorgenommen sein, bei der in den Schwingkreis ein Konstant-Wechselstrom durch eine weitere Oszillatorschaltung (z.B. als Rechteckspannung) eingespeist wird. Die Fremdspeisung von als Verlustmesssensoren ausgeführten Parallelschwingkreisen ist jedoch grundsätzlich Stand der Technik, vgl. z.B. die eingangs zitierte DE 32 48 034 A1 .
Nachfolgend sind weitere grundsätzliche Weiterbildungsausführungen der Erfindung beschrieben: eine betrifft die Anwendung der bevorzugten relationalen Messung zur Herstellung einer Korrelationsbeziehung zwischen einer gegebenenfalls vorhandenen Hüllkurve des am Messschwingkreis auftretenden Signals und zugehöriger Ableitung der für die Verlustbestimmung benötigten Spannungswerte us1, us2, bzw. dito für die weiterhin nachfolgend beschriebene Kompensationsmessung uoff, uon.
Nachfolgend sind noch weiterhin bevorzugte Weiterbildungen beschrieben:
Analyse der Eigenschaften für die, die Störsignalunterdrückung betreffende Weiterbildung, vgl. dazu auch 49.
Die erforderliche Messzeitdauer Ttot muss die bei der Verstellung des Verlustes (Rp) des Parallelresonanzkreises gegebenen Einschwingzeiten (tset) berücksichtigen bis nach einer Verstellung des Verlustes (Rp1 bzw. Rp2) die Amplituden den Relationen von us1 und us2 entsprechen. Weiters ist in tuset auch die Einschwingzeit für die Konstantreglung der Schwingkreis-Amplitude enthalten. Wie nachfolgend noch eingehend erläutert wird, ist das Zeitraster von Ttot auch dazu verwendet, um den durch die Hüllkurve einer Störsignalüberlagerung entstandenen Fehler des Messsignals zwecks Korrektur dieses Fehlers mitabzutasten. Dabei wird zwischen einem asynchronen und einem synchronen Modus unterschieden: Im asynchronen Modus wird ein festes Messzeitraster Ttot verwendet, in synchronen Modus hingegen, wird das Messzeitraster durch sich periodisch wiederholende Stellen der Hüllkurve des Störsignals (z.B. Maximum- Minimum Werte) gebildet.
Für ein Störsignal, dessen gegebenenfalls vorhandene Hüllkurvenperiodendauer (TH) wesentlich länger ist als die erforderliche Messzeitdauer Ttot, ist für die Wahl des Messzeitrasters für die Durchführung der Messschritte t1 bzw. t2, in denen die Verlustwerteeinstellung (Rp1, dito für Rp2) zur nachfolgenden Messung der Maximalwerte (us1, dito für us2) der Spannungsamplitude erfolgt, keine Synchronisation zur Hüllkurvenperiode der Störeinstrahlung erforderlich. Da bei einer solchen Messung die Abtastung der Amplitudenwerte in willkürlicher Phasenlage zur Hüllkurve des Messsignals erfolgt, bezeichnen wir diese Betriebsweise (Modus) als asynchronen Modus.
Beeinträchtigt dagegen eine in Relation zur erforderlichen Messzeitdauer Ttot zu kurze Hüllkurvenperiodendauer (TH) die geforderte Genauigkeit der Messwertermittlung, dann werden die Zeitpunkte für die Einleitung der Messschritte t1, t2 nach stabilen Phasenlagen des Messsignals in Bezug auf Periodizität der Störsignal-Hüllkurve des Messsignals synchronisiert. Diese Art der Messung bezeichnen wird daher als synchronen Modus. Die stabilen Phasenlagen ergeben sich z.B. jeweils aus einem Minimalwert oder Maximalwert der Hüllkurve im jeweils eingeschwungenen Zustand des Parallelschwingkreises. Eine Abtastung dieser Werte erfolgt z.B. derart, dass (in absoluten Werten gesehen), der Umkehrpunkt der ständig zunehmenden (oder negativ abnehmenden) Amplitudenwerte der Hüllkurve durch ständigen Vergleich mit dem jeweils vorherigen Wert ermittelt wird, und bei Erhalt des Umkehrpunktes, der vorherige Wert als Maximalwert, bzw. Minimalwert definiert wird.
In vorzugsweiser Weiterbildung ist eine automatische Umschaltung von synchronen und asynchronen Modus vorgesehen, mit dem Vorteil, dass bei einer gegenüber der Messfrequenz des Sensors besonders niedrigen Hüllkurvenfrequenz einer gegebenenfalls vorhandenen Störeinstrahlung (z.B. Netzeinstreuung), die Messwiederholrate des Sensors nicht unzulässig abnimmt (was im Synchronmodus der Fall wäre). Die Ableitung eines Detektorsignals für die Umschaltung der beiden Modi erfolgt durch ständige Messung der zwischen den Maximum-Minimum Werten der gegebenenfalls vorhandenen Hüllkurve liegenden Zeiten TH. Unterschreitet das Verhältnis TH/Ttot einen bestimmten Wert, dann erfolgt die Umschaltung in den Synchronmodus, bei Überschreitung dieses Wertes die Rückschaltung in den asynchronen Modus.
Nähere Beschreibung des asynchronen Modus:
Im asynchronen Modus erfolgt die Detektierung der Hüllkurve des Störsignals zum Zwecke der Ableitung einer Korrekturgröße für die Relationsbeziehung zwischen vorgenommener Verlustwerterelation Rp1/Rp2 und dazu gemessenen Spannungswerten, um ein Korrelationsverfahren durchführen zu können. Dabei ist darauf geachtet, dass die zur Ableitung der Korrekturgröße vorgenommene Abtastung der Hüllkurve über die Zeitdauer eines stabil gehaltenen Stellwiderstandes Rp (entsprechend voreingestelltem Wert Rp1 oder Rp2) erfolgt. Bei dieser Hüllkurvenabtastung wird davon ausgegangen, dass innerhalb der erforderlichen Messzeitdauer Ttot, welche alle Vorgänge zur Ermittlung eines jeweils zu messenden Verlustwertes beinhaltet (vgl. t1:Rp1,us1, dito t2:Rp2,us2), die jeweils gemessenen Spannungswerte einer Interpolationsvorschrift folgen, die eine lineare Interpolation der von der Hüllkurve innerhalb der Messzeitdauer Ttot vorgenommenen Werteveränderung zulässt. Dabei ist auch die Abfrage implementiert, ob dies innerhalb der geforderten Messgenauigkeit des Sensors auch zutrifft.
Es ist für Tot ein festes Zeitraster vorgesehen, das zu jeder Umschaltung vom synchronen in den asynchronen Modus gestartet (getriggert) wird und anschließend frei läuft und erforderlichenfalls auch mit einem von der Frequenz der Hüllkurve abgeleiteten Synchronsignal derart nachsynchronisiert werden kann, dass die Frequenz des Messzeitrasters Ttot ein stabiles Verhältnis zu einem ganzzahligen Vielfachen der Messfrequenz des zur Verlustmessung verwendeten Parallelschwingkreises (LM, Cp) hat.
Über jeweils zwei aufeinanderfolgende Zeitabschnitte von (jeweils) Ttot wird der durch die Stellgröße BD eingestellte Verlustwert Rp konstant gehalten, wobei zu Beginn des ersten Zeitabschnittes Ttot(n) die Verstellung des Widerstandswertes Rp erfolgt. Am Ende von Tot(n) wird der zugehörige Spannungswert us* gemessen (* steht für us1, bzw. us2 je nachdem ob Rp1 oder Rp2 selektiert ist) und als Vergleichswert us*(vorher)=us* in den nachfolgenden zweiten Zeitabschnitt Ttot(n+1) übernommen. Im zweiten Zeitabschnitt Ttot(n+1) bleibt der im vorherigen Zeitabschnitt Tot(n) eingestellte Verlustwert von Rp unverändert. Am Ende von Ttot (n+1) wird der aktuelle Wert von us* (us1, bzw. us2 je nachdem ob Rp1 oder Rp2 selektiert ist) wieder gemessen und mit dem aus dem vorherigen Zeitabschnitt Ttot (n) übernommenen Wert us*(n) zur Ermittlung des Anstieges der Hüllkurve (durch Differenzbildung) in Relation gesetzt, ergibt/us*(vorher)-us*/=DIFF(us1) bzw. DIFF(us2), je nachdem ob Rp1 oder Rp2 selektiert ist.
Da entsprechend dem weitergebildeten Verfahren zwei generelle Verfahrensschritte, bezeichnet mit t1 und t2, vorgesehen sind, und ein jeder dieser Schritte jeweils zwei aufeinanderfolgende Zeitabschnitte des Zeitrasters Ttot enthält, sind somit vier aufeinanderfolgende Zeitabschnitte von Ttot für die Abarbeitung der Verfahrensschritte t1 und t2 für die Ermittlung eines Messwertes vorgesehen. Durch diese Verfahren kann dann eine gegebenenfalls durch ein Störsignal eingestreute Hüllkurve auch für einen sehr großen Modulations- bzw. Überlagerungsgrad bei der Ermittlung des Messwertes völlig eliminiert werden. Dabei kann sowohl für den Stellwert Rp1 mit us1, als auch für den Stellwert Rp2 mit us2 jeweils der Anstieg der Hüllkurve ermittelt werden. Somit erhalten wir die Ergebnisse DIFF(us1) und DIFF(us2) als Differenzwerte der Amplitudendifferenz, welche der Hüllkurve des Störsignals im Messzeitraster Ttot jeweils zu den Messzeitpunkten von us1 und us2 entsprechen. Um eine Aussage zu machen, ob über einen Kleinsignalbereich (bei Annäherung des Anstiegs mit einer dem Anstieg entsprechenden Tangente) dieser Kleinsignalbereich über die Dauer des Verfahrens entsprechend der Schritte t1 und t2 ausreichend linear ist, werden die jeweils erhaltenen Differenzwerte DIFF(us1) und DIFF(us2) jeweils mit den aus den vorherigen Schritten DIFF(us1 vorher) und DIFF(us2 vorher) ins Verhältnis gesetzt um die Änderung (also die zweite Ableitung) vom Anstieg der Hüllkurve zu erhalten: Vus1 = DIFF(us1 vorher)/DIFF(us1) bzw. Vus2 = DIFF (us2 vorher)/DIFF (us2). Je nach Erfordernis kann dabei auch noch Vus1/Vus2 ins Verhältnis gesetzt werden, dito die Verhältniskette auch aus DIFF(us1 vorher)/DIFF(us2) bzw. DIFF (us2 vorher)/DIFF (us1) gebildet werden, usw. Durch diese Verhältniskette wird geprüft, ob die an der Messung us1/us2 beteiligten Werte einer einigermaßen linearen Beziehung für die Anstiegsveränderung entsprechend dem Hüllkurvenverlauf folgen, wenn ja werden die Ergebnisse verwertet, wenn nein, dann werden die Ergebnisse nicht verwendet. Je nach Aufwand, kann anstelle des linearen Verlaufs auch nachgerechnet werden, ob der Verlauf z.B. einer Sinus Funktion entspricht.
Somit sind an der Hüllkurvenabtastung jeweils die letzten acht Zeitabschnitte des Zeitrasters Tot mit den sich wiederholend enthaltenen Messschritte Paaren (t1_vorher und t1), bzw. (t2_vorher und t2), beteiligt. Für eine absolute Linearität der Tangente (damit ist ein unveränderlicher Anstieg der Hüllkurve über die gesamte Messfolge aller acht Zeitrasterschritte Tot gemeint), ist keine Änderung des Anstieges zwischen den Messschritte Paaren (t1_vorher und t1) bzw. (t2_vorher und t2) feststellbar, dann ist dieser Wert V(us1)=1 bzw. V(us2)=1. Abweichend davon (1+x oder 1-x) zeigt das Ergebnis an, ob der Fehler F (F größer, bzw. kleiner x) zulässig ist. Ist der Fehler F in Bezug auf geforderte Genauigkeit zu groß, dann wird der Wert nicht berücksichtigt, und die Ausgabe neuer Messwerte solange unterdrückt, bis der Fehler F wieder im zulässigen Bereich liegt. Das kommt jedoch auf die Applikation an. Für bestimmte Applikationen ist es auch sinnvoll, auch ungenaue Messwerte (us1, us2) zu verwenden indem sie entsprechend dem Hüllkurvenverlauf korreliert werden.
Weiters ist noch vorgesehen, als eine Art Rauschsperre die absoluten Differenzwerte DIFF (us1) bzw. DIFF (us2) in Relation zum vorhandenen Absolutwert der als Maximalwert jeweils gemessenen Amplitude us* zu setzen: W=DIFF*/us* (* steht für entsprechende us1 bzw. us2), ob der Überlagerungs- bzw. Modulationsgrad der Hüllkurve in Nähe des Nulldurchganges überhaupt noch eine brauchbare Messsignalabtastung zulässt. Für den Fall, dass W zu klein gerät, ist die Amplitude us* zu klein im Vergleich zur mit diesem Amplitudenwert DIFF gebildeten Differenz, d.h. die abgetastete us* befindet sich in Nähe des Nulldurchganges der Hüllkurve bei einem zu großen Überlagerungs- bzw. Modulationsfaktor der Einstreuung. In diesem Fall (W zu klein), werden die ermittelten Messwerte solange ausgelassen, bis W wieder ausreichend groß wird.
Ist W ausreichend groß und liegt der festgestellte Krümmungsfehler F (bezüglich des Anstiegsvergleichs der Tangenten in den Messpunkten u1 (vorher) mit us1, bzw. us2 (vorher) mit us2) innerhalb der zulässigen Toleranz, dann wird mit dem erhaltenen Fehlerwert x, bzw. der erhaltenen Relationsfaktor 1+x (wobei x positiv oder negativ) das erhaltene Amplitudenverhältnis us1/us2 entsprechend korrigiert, da die Relationsdefinition eine waagrechte Tangente (also eine Hüllkurve mit dem Anstieg Null, d.h. keine Hüllkurve) voraussetzt. Dies ist einfach wenn die erste Ausführungsvariante 1 mit vorgegebener Verlustwerterelation (Rp1/Rp2) durchgeführt wird. Wenn dagegen die zweite Ausführungsvariante 2 mit Nachstellung des Widerstandswertes Rp zwecks Abgleich für ein definiertes Amplitudenverhältnis (us/1/us2=Konstante) verwendet ist, dann wird anstelle einer rechnerischen Korrektur eines gemessenen Amplitudenverhältnisses us1/us2, diese Konstante korrigiert nach der Rp mit us2 (bei angeschaltetem Rp) jeweils abgeglichen werden soll. Für eine Schaltung nach 4b entspricht diese Konstante dem Widerstandsverhältnis des Spannungsteilers Rva/Rvb, wobei einer der beiden Widerstände des Spannungsteilers digital einstellbar gemacht ist und diese Einstellung vom Mikrocontroller entsprechend dem erhaltenen Ergebnis von V(us2) als Korrekturgröße vorgenommen wird. Das Ergebnis von V(us1) bleibt dabei unberücksichtigt, da dieser Amplitudenwert ohne Abgleich bei abgeschaltetem Stellwiderstand Rp im vereinfachten Verfahren mit Schaltung nach 4b gemessen ist.
Beispiel:
Zeitraster Ttot (n) ... Ttot (n+x), triggerbar und quarzstabilisiert.
Der nachfolgend dargestellte Abschnitt beginnt und endet jeweils nach dem Kontrollschritt des Anstieges von t2 und Korrekturschritt von us2 in ständiger Wiederholung, wenn nicht in den synchronen Modus umgeschaltet wird. t1 und t2 bezeichnen jeweils die us1 und us2 zugehörigen Messzyklen, bzw. -schritte entsprechend dem bevorzugten Verfahren.
Rp1 mit Messung von us1 betrifft Abgleichschritt 1 (Rp=unendlich) Rp2 mit Messung von us2 betrifft Abgleichschritt 2 (Rp=angeschaltet)
Für Ausführungsvariante 1, Rp = an - und abschaltbarer Festwiderstand, us1/us2 gemessen und daraus Messwert 1/RVM' ermittelt, Rechnerisch: RM=Rp*(u1/u2-1), wobei der Zusammenhang zwischen RM und 1/RVM' über Tabelle, oder 1/RVM' unmittelbar über Tabelle aus us1/us2.
Für Ausführungsvariante 2, Rp = Abgleichkaskade (z.B. D/A-Konverternetzwerk) und Spannungsteiler zur Festlegung der Konstante us1/us2 digital einstellbar, wobei Messwert 1/RVM' über Tabelle aus Stellgröße BD von Rp ermittelt.

Ttot (n-4) war Abgleichschritt für t1
Ttot (n-3) war Kontrollschritt des Anstieges von t1, liefert DIFF(us1), Vorzeichen des Anstieges
Ttot (n-2) war Abgleichschritt für t2
Ttot (n-1) war Kontrollschritt des Anstiegs von t2, liefert DIFF(us2), Vorzeichen des Anstieges

in Ttot (n-3) DIFF(us1) zwischenspeichern;

Ttot (n): Abgleichschritt für t1
1. (1) Rp einstellen, z.B. Rp1
2. (2) Ires abgleichen (Option), über Zeitdauer tiset
3. (3) Bei Ende von Ttot(n), d.h. auch mit Sicherheit Zeit tuset eingehalten, erfolgt Messung von z.B. us1,
  - Rp1 bleibt unverändert,
  - us1 zwischenspeichern,
Ttot (n+1): Kontrollschritt des Anstiegs von t1
aus Ttot (n-3) wird DIFF (us1 vorher) übernommen,
aus Ttot (n-1) wird DIFF (us2 vorher) übernommen, dito Vorzeichen des Anstieges,

aus Ttot (n) wird us1(vorher) übernommen,
1. (1) Bei Ende von Ttot (n+1) nochmals us1 messen und die Differenz DIFF (us1)= aktuelles us1 minus übernommenes us1(vorher) bilden, $V (us1) = DIFF (us1 vorher) / DIFF (us1)$
  $V (us2,1) = DIFF (us2 vorher) / DIFF (us1)$
  - Anmerkung: Anstiegsrelation von us1 (vorheriger/aktueller)
  - Wenn V (us1) nicht entspricht, dann ungültige Werte.
  - Wenn V (us2,1) nicht entspricht, dann ungültige Werte. Bei Vorzeichenwechsel Erzeugen eines Gateimpulses für die ständige Überwachung von TH. $W = DIFF* / Amplitude*Relation von DIFF* zu Amplitude us*$
  - Wenn W zu klein, dann ungültige Werte.
  - DIFF (us1) zwischenspeichern,
Ttot (n+2): Abgleichschritt für t2
1. (1) Rp einstellen, z.B. Rp2
2. (2) Ires abgleichen (Option), über Zeitdauer tiset
3. (3) Bei Ende von Ttot (n), d.h. auch mit Sicherheit tuset eingehalten, erfolgt Messung von z.B. us2,
  - Rp2 bleibt unverändert,
  - us2 zwischenspeichern,
Ttot (n+3): Kontrollschritt des Anstiegs von t2 und Korrekturschritt von us2
aus Ttot (n-1) wird DIFF (us2 vorher) übernommen,
aus Ttot (n+1) wird DIFF (us1 vorher) übernommen, dito Vorzeichen des Anstieges,

aus Ttot (n+2) wird us2 (vorher) übernommen,
1. (1) Bei Ende von Ttot (n+3) nochmals us2 messen und die Differenz DIFF (us2)=aktuelles us2 minus übernommenes us2 (vorher) bilden,
(2) $V (us2) = DIFF (us2 vorher) / DIFF (us2)$
$V (us1,2) = DIFF (us1 vorher) / DIFF (us2)$
- Anmerkung: Anstiegsrelation von us2 (vorheriger/aktueller)
- Wenn V (us2) nicht entspricht, dann ungültige Werte.
- Wenn V (us1,2) nicht entspricht, dann ungültige Werte, bei Vorzeichenwechsel Erzeugen eines Gateimpulses für die ständige Überwachung von TH.
(3) $W = DIFF* / Amplitude*Relation von DIFF* zu Amplitude us*$
- Wenn W zu klein, dann ungültige Werte.
- DIFF (us2) zwischenspeichern,
(4) Wenn keine ungültigen Werte, dann aus dem Anstiegsverlauf V (us1), V (us2,1), V (us2), V (us1,2) die Korrelation ableiten (rechnerisch und/oder über Tabelle).
- Für Ausführungsvariante 1 ist das Korrelationsergebnis ein neues us2,
- Für Ausführungsvariante 2 ist das Korrelationsergebnis eine neue us2/us2=Konstante.

Anmerkung: Dieses Schema betrifft vor allem die dynamische Wertekorrektur von us2, abhängig vom jeweiligen Anstieg der Hüllkurve, bzw. für Ausführungsvariante 2 die dynamische Wertekorrektur der konstante us2/us1. Weiters die Abfrage ob eine solche Wertekorrektur abhängig vom Anstieg der Hüllkurve in Relation zur Messamplitude (us1, us2) der höheren Frequenz noch zulässig ist, wenn nicht, dann werden die Werte verworfen und der Modus schaltet auf den synchronen Modus um.
Ein Beispiel für verworfene Werte wird skizziert, wenn z.B. im Zeitabschnitt Ttot (n-1) die Hüllkurve bereits ihren Wendepunkt (von ansteigend zu abfallend) überschritten hat, V(*) also negativ ist.
Dito wenn eine zu starke Krümmung der Hüllkurve gegeben ist. Der Wechsel des Vorzeichens von V(*), jeweils von plus auf minus, dito von minus auf plus zeigt die Wendepunkte der Hüllkurve an und kann daher unmittelbar für die Erzeugung des Gatesignals (Torsignals) zur Messung der Zeit TH für die Detektierung der gegebenenfalls vorzunehmenden automatischen Umschaltung in den Synchronmodus verwendet werden.
Nähere Beschreibung des synchronen Modus:
Im synchronen Modus werden jeweils über die Dauer unveränderlich gehaltener Verlustwerteinstellung des bevorzugten Stellwiderstandes Rp die Wendepunkte der Hüllkurve (Maximal- oder Minimalwerte) abgetastet und als Triggersignal (Messauslösesignal) für die Auslösung der Messung von us1, bzw. us2 innerhalb der Messschritte t1 und t2 verwendet. Dabei erfolgt die ständige Überwachung des zeitlichen Abstandes TH zwischen diesen Abtastpunkten der Hüllkurve. Es ist evident, dass bei zu niedriger Hüllkurvenfrequenz die Messfolge beeinträchtigt würde, weshalb sofort eine Rückschaltung in den asynchronen Modus erfolgt, wenn das Verhältnis TH/Ttot den vorgegebenen Schwellwert wieder überschreitet.
Beispiel: Es wurde vom asynchronen Modus in den synchronen Modus geschaltet, wobei einer der beiden Verlustwerte Rp1 oder Rp2 gerade angewählt ist.
Für die Auslösung des Messvorganges erfolgt die ständige Abtastung der Maximal- (u^) und Minimalwerte (u^) der Spannungsamplitude us am Parallelschwingkreis bis u^ detektiert ist. Dieser Zeitpunkt löst den Messvorgang von u* aus (us1 oder us2 je nachdem ob Rp1 oder Rp2 gerade selektiert ist), anschließend wird Rp auf den jeweils andern Wert (Rp1 oder Rp2 entsprechend Verfahren) geschaltet, bzw. in einem entsprechenden Schritt gestellt, dann wird die Erzeugung des Messauslösesignals für die Dauer von Ttot gesperrt. Nach Ablauf von Ttot wird die Erzeugung des Messauslösesignals wieder freigegeben, bis zu nächsten Auslösung des Messvorganges von us* (us1 oder us2 je nachdem ob Rp1 oder Rp2 gerade selektiert ist) mit anschließender Verstellung des Stellwiderstandes Rp, Sperren der Messauslösung bis Ttot abgelaufen, erneuter Messung von us* wenn u^ der Hüllkurve nach Ablauf von Ttot erkannt ist ... usw. Der zeitliche Abstand der u^ detektierten Messauslösezeitpunkte TH für die Messung wird ständig gemessen, wenn TH/Ttot zu groß wird, dann erfolgt die Rückschaltung in den asynchronen Modus.
Durch die erfindungsgemäße Maßnahme der Entdämpfung des Summenverlustes kann einerseits die Messempfindlichkeit erhöht werden, dito die Messgenauigkeit bei relativ hochohmigen Verlusten erhöht werden, und/oder der Einfluss des Temperaturganges reduziert werden. Um den Verlustsensor zusätzlich mit einem exakt genau definierten Wert zu entdämpfen, wird zum Summenverlust 1/RVM + 1/RVL (1) ein Verlustwert (-1/RVM_NEG) hinzu addiert.
Zum Stand der Technik wird in Ergänzung zu den eingangs der Beschreibung bereits genannten Argumenten noch angegeben, dass für Oszillatorschaltungen mit Parallelschwingkreisen eine Entdämpfung durch eine negative Widerstandskennlinie, wie sie z.B. Tunneldioden aufweisen, zwar bekannt ist, jedoch diese Schaltungen für den hier beabsichtigten Zweck völlig unzureichend sind. Die nach dem Stand der Technik üblichen Schaltungen benutzen die Eigenschaft, dass der Grenzbereich des für den differentiellen negativen Leitwert (-gT) benutzten Teiles einer Tunneldiodenkennlinie (oder ähnlichen Kennlinie eines anderen Bauteils mit negativem Leitwert) an den Wendepunkten der Kennlinie Null wird, wodurch der aus der Parallelschaltung des zu einem Parallelleitwert transformierten Serienwiderstandes rs der Schwingkreisspule und dem negativen Leitwert (-gT) sich zusammensetzende Summenverlust positiv wird und so die Amplitudenbegrenzung der Oszillatorschwingung entsprechend der Aussteuerung der Tunneldiodenkennlinie sich einstellt. In vorliegender Weiterbildung des Sensors jedoch, ist die Einstellung oder Bestimmung eines genau definierten Wertes für den negativen Verlust beabsichtigt, ohne dass der Arbeitspunkt für die Aussteuerung des differentiellen negativen Leitwertes -gT für eine Amplitudenbegrenzung verwendet werden muss, um stabile Verhältnisse herzustellen.
Mit einer möglichst genauen und driftfreien Einstellung des negativen Leitwertes -gT, oder in Alternative mit einer genauen Messung seines eingestellten Wertes (für die Variante der Entdämpfung des Summenverlustes des Sensorverfahrens, um aus dem Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVM_NEG), bzw. [1/RVM + 1/RVL+ (-gT)], den zu messenden Verlustwert 1/RVM zu bestimmen.
Dabei ist es möglich, die Einstellung des negativen Leitwertes -gT über Steuersignal in beliebigen Werten vorzunehmen.
Das bevorzugte Verfahren zur genauen Addition eines negativen Verlustwertes (als Bestandteil von 1/RVM und 1/RVL bzw. Rp) entspricht 1 und 8. Die Messung bzw. Einstellung des negativen Verlustwertes über mehrere Schritte vorgenommen ist, in denen die Variation bzw. Umschaltung des Verlustes (vgl. Rp1, Rp2 als Bestandteil von Rp in 1 mit 2b, 2c und weiters -gT und GTCOMP in 8) während der ständigen Anschaltung des zu messenden Verlustes (1/RVM') unmittelbar an der Messstelle (K) erfolgt, ohne dass entsprechende Umschalter zur Abschaltung des gemessenen Verlustes (1/RVM') erforderlich wären; und die Ermittlung eines jeweiligen Messwertes aus einer Relationsdefinition der vorgenommenen Verlustwertänderung in Bezug auf die den umgeschalteten Verlusten jeweils entsprechenden Amplitudenwerte (us*), die in den entsprechenden Messschritten gemessen sind, erhalten wird.
Wie nachfolgend noch im Detail zu 8 bis 10a erläutert wird, benutzt das Verfahren zwei sich ständig wiederholende Messzyklen, einen Messzyklus für die Einstellung (bzw. den genauen Abgleich) des negativen Leitwertes -gT, und einen mit dem nach dem bevorzugten Verfahren (nach Ausführungsvariante1 oder Ausführungsvariante2) gemessen wird.
Dabei ist für den genauen Abgleich von -gT ein parallel geschalteter durch Stellgröße verstellbarer Kompensationsleitwert GTCOMP vorgesehen, der auch als Bestandteil des mit Stellgröße BD verstellbaren Verlustes (1/RVL) bzw. Rp ausgeführt sein kann. Somit wird am Schwingkreis während der eigentlichen Verlustmessung in den Schritten t1 und t2 der Summenverlust 1/RVM' + 1/RVL + (- gT) gemessen, bzw. während des Abgleichs zur Bestimmung von - gT, der Summenverlust 1/RVM' + GTCOMP + (- gT) gemessen. Dabei können die für den Abgleich von - gT betreffende Anteile von - gT, bzw. GTCOMP in einem betreffenden Messschritt (toff) Null gesetzt werden, bzw. sind für eine einfache Ausführung der negative Leitwert - gT und der Kompensationsleitwert GTCOMP abschaltbar gemacht. Diese Abschaltung (bzw. das Null Setzen der am Abgleich beteiligten Leitwert Anteile) erfolgt in einem ersten Schritt (toff) innerhalb des Abgleichzyklusses von - gT und es wird die dabei am Schwingkreis auftretende Spannung uoff gemessen. In einem nachfolgenden Schritt (Ton) werden beide Leitwerte - gT und GTCOMP angeschaltet und die am Schwingkreis auftretende Spannung uon weiterhin gemessen. In diesem Zustand erfolgt der Abgleich von - gT solange, bis uon=usoff somit /- gT/ = /GTCOMP/ (wobei // für Absolutwert steht). Umgekehrt kann durch Verstellen von GTCOMP auch -gT gelesen werden. Details und optionale Varianten sind im späteren Teil der Beschreibung, im Kapitel zur Erläuterung der einzelnen Figuren, im Text zu 8 (und den nachfolgenden Figuren) ausführlich beschrieben. Bei der Angabe von 1/RVM wurde 1/RVM' angegeben. 1/RVM' enthält zusätzlich zum zu messenden Verlust auch den Eigenverlust rs der Messspule LM (bzw. des Messkreises LM, Cp), wobei bei der Ermittlung des gemessenen Verlustes im nachfolgenden Messzyklus nach Variantel oder Variante2, der tatsächliche Verlust 1/RVM über mittels Tabelle, die den Eigenverlust rs der Messspule beinhaltet (korreliert) aus 1/RVM' festgestellt wird.
Es ist evident, dass wegen uon=uoff für einen Abgleich von /-gT/ = /GTCOMP/ die Messung störspannungsunabhängig erfolgt, wenn die Anteile der Störspannung in den beiden Messschritten ton und toff gleich groß sind, bzw. trifft dies bei einer gegebenenfalls vorhandenen Hüllkurve der Störsignaleinstrahlung nur zu, wenn die Messung nach der Periode der Hüllkurve synchronisiert wird oder wenn das vorangehend beschriebene Korrelationsverfahren der bevorzugten Hüllkurvenabtastung zur Anwendung gelangt. Dabei kann das Korrelationsverfahren für die Messung der Spannungswerte uoff und uon in den Messschritten ton und toff genauso angewendet werden, wie für die Messung der Spannungswerte us1 und us2 in den Messschritten t1 und t2. Alternativen: Das Weiterbildungsverfahren zur genauen Addition eines negativen Verlustes kann jedoch auch unabhängig der Benutzung des Verfahrens einer störsignalunabhängigen Messung angewendet werden, z.B. wenn das Problem der Störsignalunempfindlichkeit nicht gegeben ist; daher auch als unmittelbare Verbesserung der DE 42 40 739 C2 angesehen werden kann. Eine genaue Abgrenzung zum Stand der Technik ergibt sich aus folgender Argumentation: Das Verfahren wird mittels zweier hintereinander liegenden Messphasen durchgeführt: einer Abgleichphase und der eigentlichen Messphase. Diese Art der Durchführung entspräche auf den ersten Blick dem Prinzip der im einleitenden Teil der Beschreibung zum Stand der Technik bereits zitierten DE 32 48 034 A1 , jedoch mit dem bereits erläuterten wesentlichen Unterschied, dass auch während der Abgleichphase die eigentliche Messgröße (in unserem Fall 1/RVM) an den Sensor stets angeschaltet bleibt. Das Verfahren sich somit näher am Verfahren der zitierten DE 42 40 739 C2 orientiert, jedoch mit der wesentlichen Erweiterung, dass die Abgleichphase in mehreren durch die bevorzugte Relationsvorschrift verbundenen Messschritten erfolgt.
Wird als Ersatz für eine Tunneldiode, eine entsprechende Operationsverstärkerschaltung verwendet, dann ist dies mit dem Nachteil ihrer niedrigeren Grenzfrequenz verbunden, wie z.B. sogenannte NICs (negativ impedance converter); wobei zwischen INICs (Richtungsumkehr des Stromes) und UNICs (Richtungsumkehr der Spannung) unterschieden wird. Eine dem Schwingkreis unmittelbar oder über Transformatorankopplung parallel geschalteter INIC kann somit für niedrige Frequenzen unmittelbar die angegebene Tunneldiodenschaltung ersetzen. (Dagegen entspräche ein UNIC einem mit der Spule in Serie liegendem negativen Widerstand).
Vorschau beschriebener Anwendungsbeispiele: Das Hinzuaddieren (Entdämpfen) eines negativen Verlustes zur Verringerung des Eigenverlustes des Sensors bringt eine Vielzahl von Vorteilen:

a) Es kann bei besonders niedriger Messfrequenz mit hoher Güte und kleinster Messleistung gemessen werden, mit dem Vorteil, dass durch die niedrige Messfrequenz der Skineffekt bei der induktiven Einkopplung des Verlustwiderstandes eines Messteiles (K) vermieden ist, somit die Empfindlichkeit bei einer höheren Messfrequenz vergleichbaren Güte, insbesondere bei Messteilen höheren spezifischen Widerstandes wesentlich ansteigt.
b) Für den Spulendraht der Sensorspule kann anstelle eines Materials, das zwar einen besonders niederohmigen spezifischen Widerstand, dafür jedoch einen sehr ungünstigen Temperatur Koeffizienten aufweist, eine Legierung verwendet werden, die zwar einen vielfach höheren spezifischen Widerstand hat, dafür jedoch einen wesentlich besseren Temperaturkoeffizienten (einer Kompensationslegierung) aufweist.

Da der nach dem Verfahren hinzuaddierte negative Verlust besonders genau ist und in seiner Stabilität durch das bevorzugte Messverfahren an einen standardisierten Eichwiderstand (bzw. Leitwert GTCOMP) gekoppelt ist, lässt sich die Temperaturabhängigkeit der Messspule auf diese Weise wesentlich verbessern. Diese Anwendung ist nachfolgend in einem Zahlenbeispiel für eine Legierung, bei der die Legierung Manganin als Spulendrahtmaterial verwendet ist, näher diskutiert.
In dem Zahlenbeispiel ist die Legierung, bei der Manganin als Spulendrahtmaterial verwendet wird, näher diskutiert. Weiters können mit einer derartigen Kompensation des Spulenserienwiderstandes auch Spulendrahtmaterialien, die hohen Temperaturen standhalten, jedoch einen hohen spezifischen Widerstand aufweisen, als Messspule (Luftspule LM) verwendet werden.
c) Es können Verlustmessungen an besonders hochohmigen Widerständen oder Medien vorgenommen werden, insbesondere an Flüssigkeiten und an Gasen. Z.B. Reinheitsmessung von destilliertem Wasser über die Leitfähigkeit. Oder auch Schichtdickenmessung besonders dünner Bedampfungsschichten, oder auch bei der Papierproduktion, oder auch bei der Herstellung von elektrische Strahlung abschirmender Stoffe, usw. Weiterhin ist bevorzugt, dass an Gasen die unterschiedlichsten Anwendungen durch den Sensor abgedeckt werden: z.B. Messung von Temperaturen, Druck und Leitfähigkeit. Weiters Messung zur Identifizierung der Art eines Gases als Gasmelder (bzw. Gasmolekülen), abhängig vom Skinkeffekt. Bei dieser Messung wird mit unterschiedlichen Frequenzen und jeweils gleichem Eigenverlust des Sensors der durch das Gas bedingte Verlust 1/RVM gemessen. Die dabei für unterschiedliche Gase auftretenden unterschiedlichen Verluste werden für die Erzeugung eines entsprechenden Meldesignals entsprechend dekodiert. Dito ermöglicht der entdämpfte Sensor Anwendungen zur Überwachung an Gas Lasern, usw. Eine weitere Anwendung wäre z.B. den Selbstzündzeitpunkt eines direkt einspritzenden Hochleistungs- Benzinmotors über den Leitfähigkeitsanstieg des verdichteten Gases mit der im Hubraum messenden Sensorspule rechtzeitig zu erkennen, und bevor eine ungewollte Selbstzündung eintritt ein elektrisch gesteuertes Notventil zu öffnen, und bei der nächsten Verdichtung den Ladedruck entsprechend zu reduzieren (über den Sensor zu regeln).
Die hochohmige Verlustmessung gestattet jedoch auch für Abstandsmessungen (Wegsensoren, Winkelsensoren, Schwebekörper-Durchflussmesser, usw.) als den Verlust erzeugendes Kernmaterial (K, 1) auch relativ hochohmige Materialien mit dafür Temperatur kompensiertem spezifischen Widerstand zu verwenden, wie er bei Legierungen auftritt, z.B. für Legierungen mit besonders niedrigem Temperaturkoeffizienten (TKR) des elektrischen Teiles, das z.B. aus einer Temperatur kompensierten Legierung hergestellt ist (z.B. Manganin mit einem TKR von 1*10(exp-5)/°C. Manganin ist eine Legierung aus 86% Cu, 12%Mn, und 2% Nickel). Das Material Manganin ist für eine Weiterbildungsausführung auch für den Spulendraht der Messspule verwendet. Eine weitere interessante Anwendung ist, mit elektrisch nur geringfügig leitenden Flüssigkeiten, z.B. in geschlossenen Kapseln eingeschlossenes Wasser, einen Neigungsmesser aufzubauen. Mit einer Vielzahl solcher Neigungsmesser, die miteinander vernetzt einem Computer zugeführt werden, lassen sich sehr gut seismographische Messungen durchführten, insbesondere Frühwarnsysteme für Bergbewegungen über oder unter Tag, und zur Warnung von Murenabgängen.
d) Es können Verlustmessungen mit extrem niedriger Messleistung an der Messstelle realisiert werden, z.B. für die Detektierung von Briefbomben, etc. Der Vorteil: Messleistung und Messfrequenz können so niedrig gehalten werden, dass die elektronische Schaltung für die Bombenauslösung dies nicht mehr erkennen kann, z.B. wenn eine Messfrequenz in Nähe des Netzbrumms verwendet ist.
e) Eine Vielzahl weiterer Anwendungen ist im einleitenden Teil der Beschreibung aufgezählt und ab 8 zu den Figuren beschrieben.
Fehlerdiskussion zur Feststellung des Temperaturganges für den kompensierten Serienwiderstand der Messspule ...
Durch die driftfreie genaue Einstellung bzw. Bestimmung des an den Parallelschwingkreis (LM,Cp) angeschalteten negativen Leitwertes -gT werden für den Verlustmesssensor nicht nur völlig neue Anwendungsgebiete erschlossen, es kann auch die unmittelbare Temperaturabhängigkeit des ohmschen Widerstandes rs der Messspule (LM) wesentlich reduziert werden. Dabei liegt der in die Messspule (LM) transformierte negative Leitwert-gT als negativer Serienwiderstand - RtsT in Serie zum Spulenverlustwiderstand rs und ergibt somit den reduzierten Serienwiderstand Rstot der Messspule (LM): Rstot = rs + (-RtsT). Soll z.B. der unmittelbare ohmsche Serienwiderstand (rs) der Messspule (LM) auf 10% reduziert werden (ergibt 10-fache Güte), d.h. Rstot = 0.1*rs, dann wird mit Rstot = rs + (-RtsT), bzw. Rstot = rs * (1 - 0.9). Eine Drift von 10% von RtsT verursacht daher im schlechtesten Fall $0.1 - (1 - 0.99) / 0.1 = 1 - 0.01 / 0.1 = 0.9,$
das sind 90% Fehler Drift von Rstot bei einem Reduktionsfaktor für den Spulenserienwiderstand (Fv=rs/Rstot =10) für die Güte Verbesserung von 10, nachfolgend Spulen- Verbesserungsfaktor genannt. Ein Spulen- Verbesserungsfaktor Fv von 10 ermöglicht beispielsweise die Herabsetzung der Messfrequenz um den Faktor 10 oder eine entsprechende Verringerung des Spulendurchmessers der als Luftspule ausgeführten Messspule bei gleichzeitiger Erhöhung der Wicklungszahl (eines entsprechend dünneren Drahtes), um einen Wert, der dem 10-fachen ohmschen Serienwiderstand der größeren Vergleichsspule entspricht (d.h. Verkleinerung des Sensorbauteils). Würde man einen Verbesserungsfaktor von Fv = 100 anstreben, dann ergäbe bereits 1% Drift von RtsT, d.h. Rstot = 0.01*Rs, bzw. Rstot = Rs *(1 - 0.99), im schlechtesten Fall einen Fehler von $0.01 - (1 - 0.9999) / 0.01 = 99 %$
Wird für den negativen Leitwert -gT, bzw. für (- RtsT) beispielsweise von einer Drift von maximal 0.025% (entspricht etwa 12 bit Auflösung) ausgegangen, dann betrüge für Fv=10 die maximale Abweichung 0.1- (1- 0.900225)/0.1 = 0.2%, bzw. für Fv=100 die maximale Abweichung 0.01-(1-0.9902475)/0.01 = 2.5%. Aus dem gezeigten Rechenbeispiel geht hervor, wie wichtig es ist - gT genau zu bestimmen, um die Verringerung des Spulenserienwiderstandes mit einem negativen Widerstand sinnvoll zu ermöglichen.
Fehlerdiskussion für die Verbesserung des Temperaturganges der Messspule (LM) und gegebenenfalls des für die Abtastung verwendeten Materials (K):
Bei dieser Ausführungsvariante soll der Temperaturkoeffizient der Spule durch Verwendung einer Legierung (z.B. Manganin) entsprechend verbessert werden.
Die Legierung Manganin hat im Vergleich zu Kupfer zwar den 24-fachen Widerstandswert (beim selben Drahtquerschnitt), dafür jedoch einen 393-fach besseren Temperaturkoeffizienten (TKR). Somit läßt sich die Temperaturabhängigkeit gegenüber Kupfer bei richtiger Bemessung des negativen Widerstandes um den Faktor 393/24=16 wesentlich verbessern. Der negative Widerstand, bzw. Leitwert -gT, der Tunneldiode (DT) kann dabei transformatorisch angepasst werden, so dass für jeden Rs ein passender ohmscher Serienwiderstand für Rstot=Rs+(-RtsT) eingestellt werden kann, z.B. mit Fv=rs/Rstot = 24, um für eine Manganindrahtspule (Luftspule) die gleiche Güte zu erhalten wie für eine in Abmessungen und Windungszahl vergleichbaren Kupferdrahtspule (Luftspule), jedoch mit einem um den Faktor 16 besseren Temperaturkoeffizienten für den seriellen Gesamtverlustwiderstand Rstot=Rs+(-RtsT).
Die bevorzugte Präzisionseinstellung des für eine Entdämpfung des Serienwiderstandes rs verwendeten negativen Leitwertes von -gT ermöglicht es den Temperaturgang der Messspule (LM) gegenüber einer Kupferspule um einen Faktor zu verbessern, der dem Verhältnis von besserem Temperaturkoeffizienten zu erhöhtem Widerstand des gewählten Materials entspricht.
Ausführungsalternativen:
Für die dargestellte Überlegung ist der Begriff Legierung über das Verschmelzen unterschiedlicher Metalle hinaus zu verstehen, da wir lediglich die Eigenschaften des spezifischen Widerstandes mit seiner Temperaturabhängigkeit und einen homogene Wärmeübergang des als Spulendraht verwendeten Materials benötigen. Deshalb ist es ausreichend den Spulendraht aus einer Art „virtuellen Legierung“ herzustellen, bestehend aus zwei parallel auf einen entsprechenden Spulenkörper (z.B. Keramik) gewickelten Drähten (die auch blank sein können) aus jeweils unterschiedlichen Materialien, von denen einer einen positiven, und der andere einen negativen Temperaturkoeffizienten des spezifischen Widerstandes aufweist, wobei die Wahl der Querschnitte der Drähte untereinander an das auf die Wickellänge der Spule jeweils entfallende Widerstandsverhältnis der beiden Materialien so abgestimmt ist, dass sich der Temperaturkoeffizient des durch das Drähtepaar gebildeten spezifischen Widerstandes aufhebt. Die aus unterschiedlichen Materialien parallel gewickelten Drähte sind dann an den Spulenenden parallel geschaltet. Für die Dimensionierung ist zu beachten, dass wir in diesem Falle die Leitwerte der spezifischen Widerstände parallel schalten (vgl. dazu auch Text zu 33 für ein Beispiel einer mit gedruckten Leiterbahnen ausgeführten Spule). Um einen guten Wärmeübergang zwischen den Materialien herzustellen, kann es auch nützlich sein blanke Drähte zu verdrillen. Somit erhalten wir z.B. eine auf einen Keramikspulenkörper gewickelte kleine Messspule (LM) die wir innenseitig (ähnlich einer Zündkerze) in einen Motorraum einsetzen können, entweder nur um das verdichtete Gas zu überwachen, oder auch in Verbindung mit einer kleinen Messdose, mit der wir den Verdichtungsdruck unmittelbar im Hochtemperaturbereich messen können; z.B. auch der Schaltzeitpunkt von elektronisch gesteuerten Ventilen eines Explosionsmotors elektronisch abgeglichen werden kann, da der Drucksensor eine gute Rückmeldung über die tatsächlichen Schaltzeitpunkte der Ventile an die Ventilsteuerung liefert.
Die Parallelresonanzkapazität (Cp) ist dann über entsprechende Kontaktdurchführung außenseitig thermisch über Kabel isoliert angeschlossen, dito die Sekundärseite eines zum Schwingkreis parallel geschalteten Übertragers, der den negativen Leitwert -gT der Tunneldiode einkoppelt. Genauso wie der Temperaturgang der Messspule mit einer entsprechenden „Legierung“ kompensiert wird, ist dies auch für den Temperaturgang eines entsprechend abgetasteten Materials K (z.B. für Waagen, Winkelmesser, etc.) möglich. Entweder verwendet man eine unmittelbare Legierung, wie z.B. Manganin, oder sehr dünne, übereinander geschichtete Schichtbleche mit entgegengesetztem Temperaturkoeffizienten ihres spezifischen Leitwertes, um den Temperaturgang zu kompensieren. Als Alternative oder in Ergänzung kann die ab 8 beschriebene Temperatur-Kompensationen mittels weiterer Messspule (LT mit CT) mit angewendet werden. Anmerkung: Entspräche für ein gewähltes Material die Verbesserung des TKR (relativ zu Kupfer) gleich dem Faktor der Widerstandsvergrößerung (Vergrößerung des spezifischen Widerstandes relativ zu Kupfer), dann ergäbe sich keine relative Verbesserung, da sich der Widerstand für beide Materialien temperaturabhängig in gleichem Maße ändern würde (wenn gleiche Windungszahlen, Abmessungen und gleicher Drahtquerschnitt der Spulen). Bei dieser Überlegung wird davon ausgegangen, dass der negative Widerstand bzw. Leitwert praktisch keine die Endgenauigkeit wesentlich beeinflussende Temperaturabweichung aufweist, was durch vorliegende Erfindung auch tatsächlich realisiert werden kann; durch Nachstellung bzw. genauer Bestimmung von -gT (bzw. -RtsT) mit einer Auflösung von 16 bit und mehr. Dabei kann z.B. der für die Nachstellung, oder auch Kompensationsmessung von -gT verwendete Widerstand, bzw. Leitwert (GTCOMP vgl. 8) auch aus einer Serienschaltung oder Parallelschaltung von einem Festwiderstand und einem digital einstellbaren Widerstand bestehen mit dem nur die Drift jeweils ausgeglichen wird. In Ergänzung oder als Alternative zu den beschriebenen Maßnahmen kann der Temperaturkoeffizient des gewählten Materials für den Spulendraht auch noch durch Beschaltung mit einem Widerstand mit negativen Temperaturkoeffizienten (NTC) kompensiert werden, wobei auch ein hochohmiger NTC Widerstand dem Schwingkreis parallel geschaltet werden kann (dito ein niederohmiger der Spule in Serie). Neben der Möglichkeit den ohmschen Messspulenwiderstand zwecks Temperaturkompensation hochohmiger auszubilden zu können, ermöglicht die Kompensation des negativen Widerstandes auch, einen weiteren Serienwiderstand unmittelbar der Messspule in Serie zu schalten, über den der Nulldurchgang des Spulenstromes zum Zwecke der Feststellung des Spannungsmaximums am Schwingkreis (LM, Cp) mittels Operationsverstärker oder Komparator abgegriffen wird, bzw. erforderlichenfalls für die konstant Regelung der Wechselstromamplitude dieser Abgriff verwendet ist.
Weitere Maßnahmen für eine möglichst genaue Einstellung bzw. Bestimmung des negativen Widerstandes, vgl. dazu auch den Text zu 8.
Da unterschiedliche Amplituden des Messsignals am Parallelschwingkreis bereits eine Driftschwankung des negativen Widerstandes ausmachen können, die durch Nichtlinearität der Kennlinie des negativen Widerstandes bedingt ist, ist es sinnvoll die Messung der Abweichung des negativen Widerstandes jeweils zu einem Zeitpunkt gesondert vorzunehmen, in denen die Signalamplitude am Parallelschwingkreis etwa bereits den Wert aufweist wie bei der späteren Messung des eigentlichen Verlustes (1/RVM). D.h. der Wert für den am Schwingkreis die Amplitude uoff=uon (vgl. vor allem auch Text zu 8 und den 8 nachfolgenden Beispielen) zur Bestimmung von -gT abgeglichen worden ist, wird nachfolgend auch für die Messung von u1 verwendet, wobei auch umgekehrt der Wert von u1 nachfolgend für einen Abgleich von uoff=uon verwendet werden kann, und dieser Abgleich nach der Messung von u2 nochmals durchgeführt wird, siehe vor allem Text zu 8, im Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen“. Zusätzlich soll noch eine weitere Möglichkeit für eine Genauigkeitsverbesserung der Bestimmung von -gT angesprochen werden. Dabei ist in einer Tabelle für einen vorgegebenen differentiellen Leitwert -gT als Arbeitspunkt die Abhängigkeit des Leitwertes von der Signalaussteuerung (us* in den benötigten Bereichen von us1 und us2) festgehalten. Ist der Abgleich bzw. die Bestimmung von -gT zu anderen Spannungswerten als zu us1 bzw. us2 erfolgt, dann kann die Abweichung des differentiellen Widerstandes über die Tabelle korrigiert werden: entweder nach einer Messung von us1, us2 (in den Schritten t1, t2) rechnerisch oder vor einer Messung von us1, bzw. us2 bei der jeweiligen Einstellung von -gT. Erforderlichenfalls kann diese Tabelle auch eine Temperaturabhängigkeit der Tunneldiodenkennlinie bei Messung der Tunneldioden-Temperatur beinhalten, oder die Tunneldiode ist in einem Thermostatgehäuse eingegossen. Die Einstellung von -gT erfolgt entweder über die Spannungs- Stromkennlinie der Tunneldiode, oder über eine Summenleitwerteinstellung 1/Rp + (-gT) unmittelbar digital über das digital einstellbare Leitwertnetzwerk 1/Rp (z.B. eines entsprechenden D/A-Konverters). Dabei kann GTCOMP gleichfalls durch einen D/A-Konverter Leitwertnetzwerk realisiert sein (mit binärer Abstufung der geschalteten Leitwerte). In Alternative kann anstelle des Leitwertnetzwerkes auch ein binär einstellbares Widerstandsnetzwerk verwendet werden. Bei der Messung des Gesamtverlustes, z.B. nach Ausführungsvariante 2, wird Rp2 nach einem festen Spannungsverhältnis us1/us2 abgeglichen (wobei us1 z.B. bei Rp2=unendlich gemessen) und mit dem erhaltenen Wert von Rp2, bzw. dessen Stellgröße eine Tabelle zum Auslesen des gemessenen Wertes adressiert. Hierbei ist als Messkonstante der negative Anteil von 1/RVL = [1/Rp + (-gT) + 1/RS'] für die Messung von 1/RVM bereits berücksichtigt. 1/RS' entspricht dem über den Schwingkreis zum Parallelverlust transformierten Serienwiderstand rs der Messspule, ist als Konstante stabil geregelt. Bei Relativmessungen, wo -gT als Abgleichvariable vorgesehen ist, ist dagegen -gT im der Werttabelle nicht berücksichtigt, da nicht der Absolutwert sondern nur Änderungswerte gemessen werden sollen, vgl. dazu auch Text zu 8. In weiterer Alternative zur genauen Einstellung, bzw. Bestimmung des zu bestimmten Messspannungen us1, us2 auftretenden negativen Widerstandes -gT, ist für den Abgleich von -gT ein gesonderter Schwingkreis (LgT, CgT,) vorgesehen, mit dem simultan unmittelbar vor der Messung des eigentlichen Verlustes am Messschwingkreis (LM, Cp) der Wert von -gT eingestellt bzw. bestimmt wird. Da bei einer Tunneldiode im gleichen Arbeitspunkt der Frequenzeinfluss für den differentiellen Widerstand -gT in einem weiten Bereich unwesentlich ist, kann der für die Bestimmung von -gT vorgesehene Schwingkreis (LgT, CgT) mit höherer Frequenz, als der Schwingkreis für die Messung des Verlustes (LM, Cp) betrieben werden. Zu diesem Zweck ist die Tunneldiode mit einem Umschalter (HS_gT/LM) wahlweise an den Schwingkreis (LgT, CgT) für die Bestimmung von -gT oder an den Schwingkreis (LM, Cp) für die Messung des eigentlichen Verlustes (bei ständig an diesen Schwingkreis angeschaltetem zu messendem Verlust 1/RVM) anschaltbar. Dieser Umschalter wird zugleich dazu benutzt, um für die Messung von uoff (für den Abgleich) den Leitwert -gT jeweils abzuschalten zu können. An den Schwingkreis (LgT, CgT) für die Bestimmung von -gT ist der Abgleichleitwert GTCOMP angeschaltet. Bei abgeschaltetem Abgleichanteil (vgl. Text zu 8) und abgeschalteter Tunneldiode -gT, ist die Schwingkreisspannung ugT (von LgT, CgT) der Hüllkurve der Schwingkreisspannung us*, welche am für die Verlustmessung vorgesehenen Schwingkreis (LM, Cp) auftritt, nachgesteuert. Diese Nachsteuerung kann z.B. unmittelbar durch entsprechende Variation des Abgleichwiderstandes GTCOMP erfolgen. Für eine besonders präzise Einstellung von -gT, ist bei dieser Nachsteuerung am Schwingkreis (LgT,CgT) für die Bestimmung von -gT, eine gegenüber der Schwingkreisspannung (us*) des Verlustmessschwingkreises (LM, Cp) um einen Anteil erhöhte bzw. reduzierte Spannung eingestellt, so dass die (Hüllkurve der) Schwingkreisspannung am Schwingkreis LgT,CgT jeweils einen Wert aufweist, wie er zu einem nacheilenden Zeitpunkt bei der ansteigenden bzw. abfallenden Hüllkurve der Schwingkreisspannung am Verlustmessschwingkreis (LM,Cp), dem jeweiligen Anstieg der Schwingkreisspannung entsprechend, zu jeweils zu erwarten ist. Wie bei der Abtastung der Messwerte us1, us2 für die Bestimmung des Verlustes, verwenden wir auch hier für die Einstellung, bzw. Bestimmung von -gT ein Korrelationsverfahren. Die entsprechende nacheilende Zeitspanne richtet sich nach der maximalen Zeit, die benötigt wird um über einen Abgleich den negativen Leitwert -gT nach einem durch GTCOMP vorgegebenen Wert zu bestimmen, bzw. nach vorgegebenen Differenzwert -gT = GTCOMP - 1/RVLo zu bestimmen, vgl. Text zu 8, wobei hier 1/RVLo der Verlust ist, den der einstellbare Leitwert GTCOMP bei der Nachregelung von ugT (an LgT, CgT) bis zur Umschaltung des Abgleichs zur Bestimmung von -gT hatte. Anstelle der Zu- und Abschaltung von GTCOMP erfolgt die zu 8 erläuterte Werteveränderung. Nach dem Abgleich von -gT erfolgt jeweils die Umschaltung des jeweils eingestellten negativen Leitwertes -gT an den Verlustmessschwingkreis (LM,Cp) um us1 (in t1) nach dem bevorzugten Verfahren zu messen. Wird festgestellt, dass der Abgleich des negativen Leitwertes -gT zu einem von us1 abweichenden Spannungswert vorgenommen worden ist, dann kann über eine entsprechende Korrekturtabelle, in der der differentielle Widerstand als Funktion der Kleinsignalaussteuerung im Arbeitspunkt -gT abgespeichert ist, der Korrekturwert ausgelesen werden, und falls die Applikation es erfordert, über die Abgleichkaskade Rp (1/RVL) der Korrekturanteil des negativen Widerstandes entsprechend berücksichtigt werden. Das Gleiche gilt für den Abgleich von -gT vor der unmittelbaren Messung von us2. Wird das Messverfahren für die Verlustbestimmung nach der Ausführungsvariante 2 vorgenommen, dann kann wegen des genau definierten Verhältnisses von us1/us2 (als Messkonstante), die Messung von us1 durch eine über Stellkaskade erfolgte Güteeinstellung in einem ziemlich genauen Bereich erfolgen, dito us2. Somit nur wenige Speicherplätze für das Abspeichern einer die Kleinsignalaussteuerung des negativen Widerstandes berücksichtigenden Tabelle erforderlich sind.
Ergänzungen zur Variante Transponderanwendung:
Wie nachfolgend zu 10b erläutert, eignet sich der bevorzugte Sensor wegen seines enorm geringen Bedarfs an Messleistung hervorragend für die genannten Transponder-Anwendungen, bei denen die Versorgungsspannung nicht über Leitungen, sondern über ein gesendetes HF-Signal zugeführt wird, dessen Frequenz und erforderliche Abstrahlungsleistung der jeweiligen Anwendung entsprechend ausgelegt ist. Es kann zwischen geschirmten (geschlossenen) Anwendungen und nicht geschirmten (offenen) Transponder-Sensor Anwendungen unterschieden werden. Weiter soll noch eine besonders interessante Anwendung klassifiziert werden, bei der die Zuführung der Versorgungsspannung über eine transformatorisch gekoppelte Leiterschleife (bzw. Umwicklung) eines die Verbindung als durchgehender Draht vornehmenden Kabels erfolgt. Dabei ist das einadrige Kabel von einem HF- Strom durchflossen und überträgt induktiv die Versorgungsspannung in den HF-Empfangskreis für die Spannungsversorgung des Transponder Sensors. Diese Art der Speisung wollen wir als Induktionskabel gespeiste Transponder-Sensor Anwendungen bezeichnen. Zusätzlich zur gegebenen Möglichkeit die derartig mit Spannung versorgten Sensoren untereinander über Funk kommunizieren zu lassen, besteht auch die Möglichkeit die beschriebene Datenübertragung nach dem bevorzugten Verlustmodulations- und Messprinzip (mittels des erfindungsgemäßen Sensorverfahrens) über das für die Spannungsversorgung vorgesehene HF- Kabel vorzunehmen. Diese Art von über das gleiche Induktionskabel vorgenommener Speisung mit kombinierter Datenkombination wollen wir als Anwendung bezeichnen. Dabei erfolgt „über Induktionskabel kommunizierender Transponder Sensor“ die Einspeisung der HF in das Kabel sehr hochohmig, z.B. über Streutrafo geregeltem Konstantwechselstrom, wobei längs einer Leitungsverbindung auch mehrere solche Einspeisestellen, mit den bereits besprochenen negativen Entdämpfungsleitwerten zur genauen Einstellung eines als definierter Verlustwert der Leitung gegebenen Arbeitspunktes vorgesehen werden können. Somit ist der längs des Induktionskabels der jeweils für die HF-Empfangskreise der Transponderschaltungen gegebene ohmsche Verlust einerseits stabil gehalten, andererseits durch das Übertragungsverfahren variiert, wobei die nachfolgend zu 8 beschriebene dynamische Relativmessung für die Stabilisierung des Arbeitspunktes angewendet ist. Dabei ist bei der Auslegung des HF-Empfangskreises der TransponderSchaltung darauf geachtet, dass die durch Schwankung des Stromverbrauchs gegebene Änderung des Verlustwiderstandes sich nicht auf das Induktionskabel rückwirkend auswirkt. Hierbei soll angemerkt werden, dass die Leistung zur Entdämpfung des Induktionskabels (betreffend der Arbeitspunkteinstellung) im Wesentlichen nicht von den in den Transponder-Sensoren geschalteten Tunneldioden aufgebracht wird (da es ja kein Perpetuum mobile gibt), sondern von den in regelmäßigen Abständen an das Induktionskabel weiterhin ohmisch oder induktiv angeschalteten negativen Widerständen zur Leitungsentdämpfung. Zur Unterdrückung einer durch Stromaufnahmeschwankungen verursachten Verlustwiderstandsänderung der induktiv über das Induktionskabel gespeisten Transponder Sensoren sind folgende Schaltungsmaßnahmen bevorzugt:
Wie nachfolgend zu 10b erläutert, ist die am HF-Empfangskreis der Transponder Schaltung vorgenommene Querreglung so vorgenommen, dass die gleichgerichtete Hüllkurvenamplitude des HF-Empfangskreises konstant bleibt, somit bei konstanter Hüllkurve der Eingangsamplitude, die Belastung durch die Querregelung einigermaßen konstant gehalten ist. Geringfügige Schwankungen liegen im Tiefpassbereich entsprechend der bei der Gleichrichtung nach der Gleichrichtdiode angeschalteten Siebkapazität. Soll die primärseitig vorgenommene Daten- Verlustmodulation sich nicht auf die Regelung besonders auswirken, d.h. verhindert werden, dass die Datenübertragung mit ausgeregelt wird, dann ist für die Datenübertragung ein Modulationsverfahren zu verwenden, dass mit einem einigermaßen stabilen Tastverhältnis operiert, z.B. ein Modulo-2 Verfahren, welches ein geringes Variationsverhältnis des Tastverhältnisses aufweist. Dabei können die Wechselübergänge des Datensignals anstelle der üblichen Impulsdauervariationen von 1:1 und 2:1 in geringerem Verhältnis definiert sein, mit einer im Datensignal entsprechend mitenthaltenen Taktfrequenz. Diese Art von Modulationsverfahren ist bekannt: aus Exclusiv-or/Nor von Daten und Takt ist das Modulo-2 Datensignal erzeugt, bzw. aus den daraus entstehenden unterschiedlichen Impulslängen sind die Daten dekodiert und aus Exclusiv-or/Nor von diesem Datensignal und dem Modulo-2 Signal ist das zugehörige Taktsignal dekodiert. Ist dieses Taktsignal wesentlich höher als die Siebwelligkeit am Siebkondensator der Versorgungsspannung des HF-Gleichrichters, dann wirkt sich die zu 10b beschriebene Regelung der Gleichspannung auf die Verlustmodulation des Datensignals nicht aus. Diese wird durch eine unmittelbar am HF-Empfangsschwingkreis mittels umgeschalteter Widerstandswerte entsprechende Belastungsvariation vorgenommen (Güteumschaltung) und durch einen am HF -Schwingkreis vorgenommene Amplitudenabtastung (vgl. us1, us2) an der Empfängerseite gemessen. Gegebenenfalls können für die Einkopplung der Versorgungsspannung und der Trägerfrequenz für die Verlustmodulation des Datensignals auch unterschiedliche Frequenzen verwendet sein. Wie zu 10b bereits erläutert worden ist, können die Transponder-Schaltkreise mit ihren HF-Empfangskreisen auch direkt verschaltet werden (z.B. gegen Chasismasse), wobei das Kabel eine direkt kontaktierte oder über kapazitive Einkopplung die Speisung und die Datenverbindung vornimmt. Weiters kann gegebenenfalls auch ein geschirmtes Kabel verwendet sein, bei dem an den Einkopplungsstellen jeweils die Schirmung entfernt wird. Dabei ist es für das bevorzugte Verfahren wegen der guten Störsignalunterdrückung und der hochohmigen Leitungsführung ausreichend, wenn als Schirmung eine metallische Beschichtung (z.B. durch Bedampfen) der Kunststoffisolation vorgenommen wird, z.B. auch in mehrere Schichten mit einem gesonderten Hochspannungsbelag für den Beißschutz. Dabei kann die Verlustmessung auch verwendet sein um für den Beißschutz einen Hochspannungsimpuls bei spontaner Verluständerung an der Isolation auszulösen.
Nachfolgend sind einige Beispiele für geschirmte (geschlossene) Anwendungen und nicht geschirmte (offene) Anwendungen, weiters für Induktionskabel gespeiste Transponder-Sensor Anwendungen und über Induktionskabel kommunizierender Transponder Sensoren beschrieben. Beispiele für geschirmte Anwendungen: Verwendung des Transponder-Sensors zur Verlustmessung von in einem Gehäuse eingeschlossenen sich drehenden Teilen, z.B. für einen Drehmomentsensor nach 19 wobei der Sensor an einem rotierenden Teil und der Sender für die Zuführung der Versorgungsspannung und der Kommunikation zum Sensor, innenseitig des stationär befestigten Gehäuses des Drehmomentsensors untergebracht ist.
Eine ähnliche Anwendung ist die zu 20 gezeigte Abstandsmessung des Kupplungsscheibenabstandes in Relation zum Betätigungsweg des Kupplungspedals, usw. Eine weitere geschirmte Anwendung z.B. ist, Sensorspulen für die Abtastung der Zahnstellung von Getrieben in das Getriebegehäuse einzusetzen und innerhalb des Getriebegehäuses durch einen zentralen HF-Sender zu speisen. Oder innerhalb der Motorhaube sind eine Vielzahl von Sensoren untergebracht, wie Druckmesser, oder Füllstandsmesser für die Messung des Füllstandes der Bremsflüssigkeit, oder Sensoren für die Abtastung von Gaspedalstellungen, Kupplungspedal, Lenkeinschlag, usw. die von einem zentralen HF-Sender gespeist werden. Oder am Armaturenbrett sind eine Vielzahl von Schaltern angebracht, deren Schalterstellungen als Verlust kodiert sind (Drehschalter, Kippschalter, Schiebeschalter, usw.), wobei die Schalter von einem am Armaturenbrett untergebrachten zentralen HF-Sender (Zentrale) gespeist sind. Dabei ist die Karosserie eine ideale Schirmung gegen Einstreuung zur Aufrechterhaltung des Funkdatenverkehrs zwischen Sensoren und Zentrale, bzw. können weitere zentrale Sendeeinheiten durch Verkabelung entsprechend miteinander vernetzt werden.
Beispiele für offene Anwendungen:
Überwachung der Festigkeit von am Radteller montierten Felgen entspr. 22 weiters Spurstangen Vermessung, Positionsbestimmung von Teilen an denen der Sensor montiert ist in Bezug auf durch Verlust gesteuerte Begrenzungsmarken.
Bei den offenen Anwendungen zeigt sich der große Vorteil gegen Einstreuung unempfindlichen Messprinzips des Sensors. Dabei ist für die Einkopplung der Spannungsversorgung und des Datenaustausches noch eine Variante vorgesehen, die in 43 veranschaulicht ist. Der Sensor weist in seinem Gehäuse eine Halterung (Öffnung oder Zylinder, etc.) auf, die im induktiven Bereich der HF-Empfangsspule der im Sensor verwendeten Transponderschaltung liegt, und um diese Halterung (bzw. durch eine Loch, bzw. Zylinderkörper etc.) ist eine Leiterschleife gezogen bzw. gewickelt, wobei erforderlichenfalls die Schleife einmal oder mehrmals um den induktiven Bereich der HF-Empfangsspule der Transponderschaltung gewickelt ist. Durch diese Methode ist das im KFZ-Bereich wegen Korrosionsschäden bekannte Kontaktierungsproblem für die Verschaltung der Sensoren nicht mehr vorhanden, wobei die Leiterschleife, bzw. die Leitung, die alle Sensoren seriell miteinander verbindet, von einem HF-Generator hochohmig gespeist ist; das Bezugspotential ist dann das Chassis des Fahrzeuges. Die Datenkommunikation kann gleichfalls über die Leiterschleife erfolgen. Dabei kann neben standardisierten Übertragungsverfahren auch das zu 37 beschriebene Verfahren einer Datenübertragung mittels Verlustvariation und Verlustmessung (durch den Sensor) für eine störsichere Übertragung zur Anwendung gelangen. Dabei weist dann die Transpondersensorschaltung mindestens zwei Verlustmesssensoren auf, einen für die eigentliche Verlustmessung (1/RVM) und einen für den Empfang der Daten. Eine Vorzugsausführung ist dabei für die möglichst hochohmige HF-Generator Einspeisung in die Leiterschleife eine Hochspannung zu verwenden, die über die Kapazität der Isolation beißwütige Tiere (z.B. Marder) abschreckt. Dabei kann an eine unmittelbar an der Leitungsverbindung angeschlossene Verlustmessung die beim Versuch des Anbeißens einer Leitung auftretende Verluständerung erkennen und eine spontane Erhöhung der Hochspannung auslösen.
Weitere Beispiele für offene Anwendungen betreffen den Bahnbereich für die beschriebenen Ausführungsbeispiele zur Bahngleisüberwachung. Dabei ist der Sonderfall vorgesehen, dass zwar die Zuführung der Versorgungsleistung durch unmittelbare HF-Einstrahlung vorgenommen ist, nicht jedoch die Kommunikation der einzelnen Transponder-Sensoren mit der Zentrale. Die Abstrahlung der Versorgungsleistung erfolgt z.B. unmittelbar über den Hochspannungsfahrdraht, dem ein entsprechendes HF-Signal zur Spannungsversorgung der längs der Gleisstrecke angeordneten Verlustmesssensoren überlagert ist. Eine Alternative dazu wäre, die Spannungsversorgung der Sensoren über längs des Geleises verlaufende bestehende Telegraphendrahtverbindungen zu führen, oder die für den KFZ-Bereich bereits geschilderte Variante der induktiven Ankopplung mittels einer durchgehenden Leitung bei Umwicklung des Sensors über Leiterschleife. Die Kommunikation der Sensoren mit der Zentrale erfolgt in folgender Weise: Jeder Sensor weist einen Minisender und einen Miniempfänger zur Kommunikation mit jeweils örtlich am nächsten liegenden Transponder-Sensoren auf. Dabei erfolgt ein aufeinanderfolgendes Senden der Sensoren nach dem „Ping“ Prinzip (d.h. Anklopfen mit einem Initialisierungswort). Ausgehend von einer am Beginn der Kette vorhandenen Zentrale ZTB wird vom ersten Sensor (S0, der für das Datenprotokoll der Zentrale entspricht), ein mit einer Empfangsadresse versehenes „Ping“ Signal solange ausgesendet, bis er vom empfangenden Sensor (S1) die Empfangsquittung (ACK) erhält. Ist dies innerhalb einer bestimmten Zeitspanne (TIME-OUT) nicht der Fall, dann wird angenommen, dass ein Fehler vorliegt. Die Fehlerbehandlung wird nachfolgend noch diskutiert, eine bequeme Methode für die Eingabe der Empfangsadressenzuordnung der Sensoren wird nachfolgend noch zu 23 erläutert. Für das vom empfangenden Sensor rückgesendete ACK Signal kann auch eine andere Sendefrequenz vorgesehen sein als wie für die Datenübertragung und das „Ping“ Signal, damit der sendende Sensor während er das „Ping“ Signal noch sendet, für das ACK-Signal ständig empfangsbereit ist. Nach dem Empfang des ACK-Signals beginnt der sendende Sensor seine Daten zu senden. Welche Daten dies sind, ob die eigenen, oder zuvor von einem Nachbarsensor der Kette jeweils empfangenen, hängt vom jeweiligen Zustand (STATUS) des Protokolls ab, wobei zu jedem gesendeten Datenpaket eine Adresse hinzugefügt ist, die anzeigt, welcher Sensor für ein entsprechendes Datenpaket als Datenquelle angesehen werden kann, da sämtliche Sensoren der Kette dieses Datenpaket jeweils nur durchreichen. Dabei ist das Protokoll so ausgelegt, dass sämtliche in die Kette eingegliederte Sensoren (S0, S1, S2, S3, S4 ... Sn ... Se) der Reihe nach, das vom eine Position vorher angeordneten Sensor erhaltene Datenpaket dem eine Position später angeordneten senden (durchreichen), bis der letzte Sensor (Se) der Kette dieses Datenpaket zur unmittelbaren Weiterleitung einer Zentrale (ZTE am Ende der Kette) erhält. Dabei sind die am Beginn der Kette und die am Ende der Kette jeweils vorgesehenen zentralen Einheiten (ZTB und ZTE) über eine entsprechend externe Datenverbindung (z.B. Funk, Glasfaserkabel, etc.) vernetzt. Auf die beschriebene Weise werden so durch Weiterreichung Protokolldaten zwischen den zentralen Einheiten übertragen. Diese Protokolldaten enthalten Informationen über die Selbsttestaussage der in der Übertragungskette sich befindenden Sensoren. Da die Endpunkte ZTB und ZTE auch unmittelbar direkt vernetzt sind, kann durch einfachen Vergleich der Protokolldaten die Überprüfung der Übertragungskette vorgenommen werden. Um die Protokolldaten auf ein Minimum zu beschränken, prüft jeder Sensor autark, ob die zu einem empfangenen „Ping“ Signal (vom sendenden Sensor) jeweils mitgegebene Absenderadresse zur Empfängeradresse des empfangenden Sensors die minimale Schrittweite (z.B. von 1) aufweist. Wenn ja, dann ist das „Ping“ Signal von einem dem empfangenden Sensor innerhalb der Kette unmittelbar benachbarten Sensor ausgesendet worden, und dieser Sensor daher betriebsbereit. Ist die Schrittweite der Absenderadresse zur adressierten Empfängeradresse des empfangenden Sensors jedoch höher, dann ist eine entsprechend der Schrittweite entsprechende Anzahl von Sensoren ausgefallen. Wird ein solcher Fall vom das „Ping“ Signal aussendenden Sensor erkannt, dann protokolliert er die Zahl der ausgefallenen Sensoren im weitergereichten Datenprotokoll, welches er nach Erhalt des ACK Signals an den mit dem „Ping“ Signal zuvor adressierten Sensor aussendet. Um dieses Verfahren der Fehlerüberprüfung durchführen zu können, und wenn möglich einen oder mehrere für die Datendurchreichung ausgefallene Sensoren direkt überbrücken zu können, wird bei Ausbleiben der zu einem gesendeten „Ping“ Signals erwartenden ACK Quittung das „Ping“ Signal vom betreffenden Sensor wiederholt ausgesendet, wobei die mitgegebene Empfangsadresse um einen Schritt auf den örtlich zweit nächsten noch in Empfangsreichweite befindlichen Sensor erhöht (bzw. je nach der aktuellen Übertragungsrichtung gegebenenfalls auch erniedrigt) wird. Dies wird vom das „Ping“ Signal jeweils wiederholend aussendenden Sensor solange vorgenommen, als er zum ausgesendeten „Ping“ Signal keine ACK Quittung empfängt und die zum „Ping“ Signal mitgegebenen Empfangsadressen innerhalb der Reichweite des ausgesendeten „Ping“ Signals angeordnete Sensoren (entsprechend der aktuellen Übertragungsrichtung) entsprechen. Ist dies nicht mehr der Fall (wobei die Grenzen der Reichweite des sendenden Sensors, ausgehend von seiner lokalen Empfangsadresse, durch die den Grenzen entsprechenden Empfangsadressen abgespeichert sind), dann wechselt der das „Ping“ Signal wiederholt aussendende Sensor die Übertragungsrichtung und beginnt, ausgehend von seiner lokalen Empfangsadresse, den Ansprechversuch in die andere Übertragungsrichtung zu wiederholen (für die den örtlich am nächsten liegenden Sensoren entsprechenden Empfangsadressen). Dabei ist wesentlich, dass im „Ping“ Signal nicht nur die Empfangsadressen, sondern auch die Übertragungsrichtung kodiert ist, mit dem Kennzustands eines betreffenden Bits bR. Durch das Kennbit bR wird dem jeweils ein „Ping“-Signal empfangenden Sensor mitgeteilt, in welche Übertragungsrichtung er die neue Empfangsadresse, die er bei der nachfolgenden Aussendung seines „Ping“ Signals mitzugeben hat, auszuwählen hat, wobei für jede mögliche Übertragungsrichtung jeweils eine Empfangsadresse, die den jeweils örtlich nächsten Sensor bezeichnet, vorgesehen ist. Für eine gerade Strecke sind daher in jedem Sensor zwei (eine in Vorwärtsrichtung und eine in Rückwärtsrichtung weisende) Empfangsadresse (für die Mitgabe eines ausgesendeten „Ping“ Signals) programmiert. Ist eine Stern Verzweigung, z.B. eine Weiche vorgesehen, dann sind drei solcher benachbarter Empfangsadressen für an einem Stern angeordneten Sensor kodiert, bei einer Kreuzung vier, usw., so dass im Störfall eine Verzweigung in alle örtliche Richtungen, in denen die Sensoren an der Gleisstrecke angeordnet sind, möglich ist. Falls bei komplexen Verzweigungsmöglichkeiten erforderlich, sind in jedem Sensor die anzusprechenden Empfangsadressen ihrer im Störfall betreffenden Priorität entsprechend abgespeichert (anstelle einer linearen Incrementierung/Decrementierung).
Somit können wir vier Fälle beim Aufbau einer mittels des „Ping“ Signals vorgenommenen Datenverbindung unterscheiden:

1. Den fehlerfreien Normalfall, bei dem jeweils ein Sensor seine Sendebereitschaft mit einem „Ping“ Signal und einer einem benachbarten Sensor betreffenden Empfangsadresse ankündigt, worauf der benachbarte Sensor mit einem ACK Signal antwortet und der das „Ping Signal“ aussendende Sensor zum Empfang des ACK Signals die Daten sendet. Nach beendetem Empfang der Daten wird vom betreffenden Sensor erneut ein „Ping“ Signal mit einer der Fortpflanzungsrichtung der Kette entsprechenden Sensoradresse ausgesendet.
2. Den einfachen Störfall_A, bei dem zwar die Datenübertragung einiger Sensoren in der Kette ausgefallen sind, jedoch noch innerhalb der Reichweite des sendenden Sensor ein empfangender Sensor mit funktionierender Datenübertragung erreicht werden kann, eine direkte Überbrückung der Datenstrecke also möglich ist und die Empfangsadressen der fehlerhaften Sensoren den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen unmittelbar gemeldet werden.
3. Den Unterbrechungs-Störfall_B, bei dem so viele Sensoren innerhalb der Kette ausgefallen sind, dass ein empfangender Sensor in der vorgegebenen Datenübertragungsrichtung nicht mehr erreicht werden kann, jedoch die Datenübertragung vom den Störfall erkennenden Sensor beginnend in die entgegengesetzte Datenrichtung noch möglich ist. In diesem Fall erfolgt die Datenübertragung von den beiden Endpunkten der Sensorkette her. Die ausgefallenen Sensoren können unmittelbar den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen gemeldet werden.
4. Den Unterbrechungs-Störfall_C, bei dem so viele Sensoren innerhalb der Kette ausgefallen sind, dass ein empfangender Sensor in der vorgegebenen Datenübertragungsrichtung nicht mehr erreicht werden kann, jedoch die Datenübertragung in die entgegengesetzte Datenrichtung noch möglich ist, jedoch nicht mehr vom den Störfall erkennenden Sensor. In diesem Fall erfolgt die Datenübertragung von den beiden Endpunkten der Sensorkette her. Die ausgefallenen Sensoren können jedoch nicht unmittelbar den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen gemeldet werden. Die Zentralen müssen diesen Fall durch Ausbleiben von Quittungssignalen des Protokolls erkennen. Dieser Fall tritt sehr selten auf. Es müssen dabei so viele Sensoren gleichzeitig ausfallen, dass in beiden Übertragungsrichtungen mit einem „Ping“ Signal keine empfangende Sensoren mehr erreicht werden können. Erkennen die Zentralen das Ausbleiben von Quittungssignalen, dann wird beginnend an den Leitungsenden jeweils schrittweise jeder einzelne Sensor über eine Vor-Rückwärtsadressierung der Sensorkette abgefragt. Dabei beginnend von Sensor S0 und Se zunächst eine Datenverbindung von ZTB zu S0 und ZTE aufgebaut, anschließend eine Datenverbindung von ZTB zu S1 und ZTE zu Se-1, usw. bis jede am Ende der Kette der Zentrale jeweils keine Rückantwort der durchgereichten Daten mehr erhält. Bei diesem Protokoll wird von den Zentralen jeweils eine Referenzadresse mitgegeben, die nach jeder kompletten Vor-Rückwärtsadressierung incremental erhöht ist. Diese Referenzadresse betrifft jeweils die Empfangsadressen jener Sensoren, die zu einem empfangenen „Ping“ Signal, nachdem sie die zugehörigen Daten jeweils empfangen haben, zu dem von ihnen nachfolgend ausgesendeten „Ping“ Signal die Übertragungsrichtung (d.h. den Kennzustand von bit bR) wechseln, damit die Übertragung wieder bis zum Leitungsende zu den Zentralen zurückläuft, die im nächsten Zyklus für diese Vor- Rückwärtsadressierung die Referenzadresse (zur Störstelle der Sensoren hin) erhöhen. Dieses Verfahren wird von den beiden am Leitungsende (oder Teilstücken der Leitung) vorgesehenen Zentralen für jeden der einzelnen Sensoren durchgeführt bis die Fehlerstelle erkannt ist.

Nachfolgend ist ein Beispiel für den Inhalt eines „Ping“ Signals wiedergegeben, ein „Ping“ Signal enthält:

➢Die Empfangsadresse = Adresse des empfangsberechtigten Sensors.
➢Die Absenderadresse=Adresse des jeweils das „Ping“ Signal aussendenden Sensors.
➢Ein Kennbit bD , welches dem empfangsberechtigten Sensor anzeigt, das dem Ping-Singal nach Erhalt eines ACK-Signals noch Daten nachgesendet werden, gegebenenfalls auch die Anmeldung der Wortlänge, bzw. das anzeigt, das zu einem empfangenen ACK keine Daten mehr gesendet werden sollen, daher der empfangsberechtigte Sensor sofort nach dem aussenden ACK-Signals auch das Ping-Signal mit der Empfangsadresse des nächsten in der Kette angeordneten Sensors vornehmen kann.
➢Ein Kennbit bR, das vom ein „Ping“ Signal jeweils aussendenden Sensor mitgegeben wird und die Übertragungsrichtung (ZTB nach ZTE, bzw. ZTE nach ZTB) dem empfangenden Sensor anzeigt. In vorliegender Erläuterung ist bR nur als einzelnes Bit dargestellt. Dies bezieht sich jedoch nur auf seinen log. Kennzustand. Im Übertragungsprotokoll wird dieses für das Protokoll sehr sensible Bit als redundante Fehler erkennendes Datenwort gespeichert, gegebenenfalls mit Blockwiederholung zur absolut sicheren Übertragung des Kennzustandes von bR.
➢Der geforderten Hamming-Distanz entsprechende redundante Bits um eine Fehlererkennung, bzw. erforderlichenfalls auch eine Fehlerkorrektur für das Ping-Signal durchführen zu können.

Nachfolgend folgen einige Beispiele:
Beispiel für den Normalfall:
Erhält Sensor S3 ein „Ping“ Signal (mit seiner Adresse „0003“ als Empfangsadresse), dann gibt er ein ACK-Signal ab, erwartet je nach Kennbit bD den Empfang weiterer Daten ab, und sendet anschließend das Pingsignal mit der ausgewählten Empfangsadresse, und zwar „0004“ für bR=1 (Übertragungsrichtung von ZTB nach ZTE) bzw. „0002“ für bR=0 (Übertragungsrichtung von ZTE nach ZTB). Der Einfachheit halber sind die Empfangsadressen der Sensoren entsprechend fortlaufenden Abschnitten, in denen sie auf der Gleisstrecke angeordnet sind, nach steigenden Ziffern geordnet.
Beispiel für den Störfall: Solange ein gesendetes „Ping“ Signal mit ACK quittiert wird, wird die über das Kennbit bR zu einem Übertragungssignal mitgegebene Übertragungsrichtung beibehalten und beim Aussenden des nächsten „Ping“ Signals entsprechend mitgegeben. Wenn ein Sensor jedoch, zu einem ausgesendeten Pingsignal kein ACK Signal mehr erhält, wird die Übertragungsrichtung in der beschriebenen Weise geändert. Im Falle eines Fehlers ist also jeder Sensor der Kette in der Lage, die Übertragungsrichtung zu ändern und die Datenkette in rücklaufender Richtung aufzubauen, um die Unterbrechungsstelle zu melden. Das gleiche ist der Fall, wenn zwecks Test von der zentralen Übertragungsreinrichtung die bereits erläuterte Referenzadresse mitgegeben wird, die eine Umsteuerung der Übertragungsreinrichtung in einem betreffenden Sensor erfolgt, wenn sie gesetzt wird.
Läuft beispielsweise der Datenverkehr von ZTB nach ZTE und erhält Sensor „0100“ kein ACK Signal mehr auf sein ausgesendete Ping Signal, dann veranlasst er die Datenübertragung zurück bis über Sensor „0000“ zu ZTB und meldet, dass in der Richtung ZTB nach ZTE nur bis Sensor „0100“ kommuniziert werden kann. Diese Meldung wird von ZTB über die bestehende Direktverbindung (z.B. Internet-Backbone, etc.) nach ZTE gegeben. Daraufhin steuert ZTE über entsprechendes Protokoll die Datenverbindung (Sensoren Steuern von ZTE bis Sensor „00F00“, bzw. Sensoren Lesen von Sensor „00F00“ bis ZTE) und ZTB steuert die Datenverbindung (Sensoren Steuern von ZTB bis „0100“, bzw. Lesen von „0100“ bis ZTB). Somit trotz Unterbrechung sämtliche Sensoren, bis auf die gestörten, mit der Zentrale ZTB/ZTE kommunizieren können und außerdem die genaue Fehlerstelle sofort automatisch festgestellt ist. Unter Sensor Steuern wird der Datentransfer zu einem betreffenden Sensor verstanden, z.B. um Selbsttestwerte zu setzen (über Rp, vgl. auch die zitierte DE 42 40 739 C2 ) oder um Abfragekriterien zu setzen (z.B. Setzen von Grenzwerten, die überwacht werden sollen). Unter Sensor Lesen ist die Abfrage der Werte oder Überwachungszustände zu verstehen. Dabei können z.B. auch benachbarte Sensoren gegenseitig Selbsttests durchführen, oder es kann die Umkehr der Kommunikationsrichtung auch aus Dringlichkeitsgründen über die zu einer Zentrale kürzeren Strecke von einem Sensor gewählt werden, bzw. können längs einer linearen Strecke mehrere Zentralen zwischengeschaltet sein, die sowohl über die Sensoren, als auch untereinander entsprechend kommunizieren können.
In jeder Sensorschaltung ist zudem ein Watchdog vorgesehen, der vom betreffenden Microcontroller angesteuert wird. Zeigt der Watchdog den Absturz des Mikrocontrollers an, dann schaltet er unmittelbar die Ausgabemöglichkeit eines ACK Signals hardwaremäßig ab, somit der betreffende Sensor das Protokoll nicht mehr stören kann.
Durch Steuerung der Richtung der Datenkette und der jeweiligen Initialisierung des Datentransfers über jeden einzelnen Sensor, ist es möglich, dass einzelne Sensoren jeweils entsprechend der Dringlichkeit beliebige Datenblöcke zur Übertragung zu einer Zentrale einschieben können. So können immer jene Sensoren, die z.B. gerade das Gleis eines fahrenden Zuges abtasten, ihre Daten komprimiert und schnell der Zentrale übermitteln, oder Sensoren die eine gefährliche Meldung an die Zentrale durchgeben müssen. In die Übertragungskette der Sensoren kann jedoch auch noch die unmittelbare Datenübertragung zu einem im Empfangsbereich der Sensoren gerade fahrenden Zuges unmittelbar mit einbezogen werden. Dabei sendet die Sendeeinrichtung des Zuges ein entsprechend kodiertes „Ping“ Signal. Erkennt ein in Nähe des Zuges sich befindlicher Sensor dieses dem Zug zugehörige „Ping“ Signal, dann veranlasst er die weiteren Sensoren über eine entsprechende Datendurchreichung über den Zug zu kommunizieren. Dabei kann z.B. auch jeder Wagon eines Zuges eine entsprechende Sende-Empfangseinrichtung aufweisen, um mit den Sensoren kommunizieren zu können. Ebenso kann das gleiche Prinzip auch dazu verwendet werden um im Zug an den Waggons, bzw. am Fahrwerk der Waggons montierte Sensoren kabellos zu betreiben und miteinanderkabellos kommunizieren zu lassen, bzw. kann das Verfahren auch verwendet werden um über Standard-Stromleitungen der Waggons die Sensoren entsprechend zu betreiben und mit einer Zentrale zu verbinden.
Das beschriebene „Ping Signal“ Verfahren hat die Eigenschaft, dass Störfälle sofort entsprechend den physikalischen Gegebenheiten (Entfernungen) lokalisiert werden können. Das trifft natürlich nicht nur für Störfälle zu, da jeder Ansprechpunkt (Sensorempfänger/Sender) ein spezielles Ereignis zu seiner physikalischen Position melden kann. Deshalb eignet sich dieses Verfahren auch besonders, um die zu 40 erläuterte Leitungsdiagnose an Starkstromleitungen zu unterstützen, weiters für Alarmanlagen, in denen der Sensor eingesetzt ist. Auch besonders als Bewegungsdetektoren im Grenzschutzbereich.
Bei dieser Anwendung sind eine Vielzahl von Sensoren in einem Rasterfeld angeordnet und tasten ihre Umgebung auf Annäherung durch Verlustmessung ab. Wird ein Verlust detektiert, dann wird die Position mittels des bevorzugten Verfahrens weitergegeben. Wird ein Sensor entfernt, dann wird dies gleichfalls gemeldet. Gespeist werden diese Transponder-Sensoren dann z.B. von über eine Induktionskabelverbindung induktiv hergestellte Versorgungs-Datenleitung, insbesondere über die nachfolgend beschriebene Schnellkontaktierung (um eine lösbare Verbindung sicher, dauerhaft und schnell herzustellen). Das im Erdreich vergrabene Induktionskabel kann bei Bedarf jederzeit problemlos wieder zusammengeflickt werden, weiters können die Transponder-Sensoren autark auch ohne Spannungsversorgung ausreichend lange kommunizieren, um bei Sabotage eine Positionsmeldung (als Absender/Empfängeradresse) durchzugeben, z.B. wenn zur Energiespeicherung Gold-Kondensatoren verwendet werden. In den Zentralen sind dann die GPS Koordinaten gespeichert, zu denen die Sensoren vergraben worden sind, z.B. nur mit kurzer Antenne herausragen. Wird das Induktionskabel von einem Sensor entfernt, dann hat die Zentrale unmittelbar die Position erfasst. In diesem Zusammenhang wird weiters noch auf das nachfolgende Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmesssensoren“ verwiesen.
44 und 45 veranschaulichen eine weitere Anwendung für die beschriebene Vernetzung von Verlustmesssensoren. Für ein Beispiel, mit in die Fahrbahn eingelassenen Sensorspulen, um an exponierten Stellen die lückenlosen Erfassung des Fahrverhaltens (Überholen, Geschwindigkeitserfassung, Ampelstopp, gegen die Einbahn fahren, etc.) von Fahrzeugen kostengünstig zu ermöglichen. Dabei ist vorgesehen, eine aus einigen Windungen bestehende flache, sich über die Fahrbahn erstreckende Spule in die Fahrbahn einzulassen. In bevorzugter Weiterbildungsausführung, ein einfaches sehr billig herzustellendes Flachbandkabel, dessen Enden (jeweils der äußeren Leiter nach innen fortschreitend) jeweils in Serie geschaltet sind und so die Spule ergeben. Über eine entsprechende Teststrecke sind eine Vielzahl solcher Kabelspulen in dem Erfassungsraster entsprechenden Abständen quer über die Fahrbahn gelegt in der Fahrbahn eingelassen, jeweils für jeden Fahrbahnstreifen gesondert. Eine solche Flachspule zeigt 44. Die Kontaktierung erfolgt jeweils am Ende des Flachbandkabels mit den üblichen Anpresssteckverbindern, die über eine schmale Leiterplatte, die Verschaltung vornehmen. Das zu 44 dargestellte Flachbandkabel symbolisiert z.B. ein 64-poliges Kabel, von denen jedoch aus zeichentechnischen Gründen nur 6 Leitungen dargestellt sind. An der einem Fahrbahnrand entsprechenden Seite weist die Leiterplatte eine an die Flachbandkabelspule angeschlossene Koppelspule (LKT) auf, die zusammen mit dem Stecker am Ende des Flachbandkabels vergossen ist, dito ist das andere Ende des Flachbandkabels auch vergossen. Das Flachbandkabel kann mit einer Teerschutzschicht versehen sein. Um die Druckfestigkeit zu erhöhen, kann anstelle einer Kupferlitze auch eine Eisendrahtlitze, oder es können auch Volldrähte verwendet sein. Die bevorzugte Entdämpfung mittels negativem Widerstand und störspannungs-unabhängiger Messung machen einen solchen Aufbau möglich, da der hohe Eigenverlust der Kabelspule durch die bevorzugte negative Widerstandskomponente des Sensors entdämpft ist. An die Koppelspule LKTk wird der bevorzugte Sensor kontaktlos z.B. durch eine billiges Einrastteil aus Kunststoff, festgeklemmt, wobei der Sensor gleichfalls eine passende Koppelspule LKTs aufweist. Durch dieses kontaktfreie Anklemmen ist ein Austausch des Sensors völlig unproblematisch. Die geringe Messleistung der Kabelspule des bevorzugten Sensors macht diesen Aufbau möglich.
Weiters weist das durch kontaktlose Klemmverbindung (über Koppelspulen LKTk/LKTs) an die Flachbandkabelspule angeklemmte Sensorgehäuse einen zylindrischen Ansatz mit Flanschen, ähnlich einem Spulenkörper auf, der innenseitig im Sensor die vergossene HF-Kreisspule der Transponderschaltung für die induktive Zuführung der HF-Versorgungsspannung enthält. In Weiterbildung (vgl. dazu 43, 45), ist dieser z.B. aus Kunststoff gefertigte Spulenkörperansatz (Wickelkörper) mit einer zentrisch geführten durch Federkraft gehaltenen Abziehkappe versehen, die sich über die am Wickelkörper durch Umschlingen fixierte Wicklung des zu beiden Seiten der Abziehkappe in entsprechenden Schlitzen jeweils ein- und austretenden Induktionskabels schiebt, wobei die Abziehkappe durch die Federkraft am den äußeren Flansch des Wickelkörpers angepresst wird. Weiters ist eine Einrastvorrichtung vorgesehen, welche nach dem Abziehen der Kappe, die Kappe gegen die Federkraft hält (z.B. durch Drehsicherung), so dass beim Auf-und Abwickeln des Induktionskabels der Monteur beide Hände frei hat. Anschließend wir durch leichte Drehung der Kappe diese Einrastvorrichtung entriegelt und die das relative in loser Umschlingung auf den Spulenkörperansatz aufgewickelte Induktionskabel ist durch die Abziehkappe ausreichend fixiert. Weiters kann der Wickelkörper noch mit entsprechenden Gewinderillen, in denen das Induktionskabel gewickelt wird, versehen werden.
Es ist evident, dass eine solche Art der Kontaktierung, einschließlich des bevorzugten Verlust modulierten Datenübertragungsverfahrens sich auch sehr gut im Installationsbereich, bei der Leitungsüberwachung von Starkstromnetzten, im Flugzeugbau, Schiffsbau und vor allem im Fahrzeugbau, dito im Bahnwesen sehr gut einsetzten lässt um absolut zuverlässige, haltbare, jedoch jederzeit ohne das Kabel manipulieren zu müssen und ohne dass Steckverbinder erforderlich sind, Kontaktverbindungen für Versorgungsspannungs- und Datenleitungszuführung mit einem einfachen isolierten Drahtkabel herzustellen. Es ist evident, dass diese Kontaktverbindung für jede Art von Elektronikkomponente (also nicht nur für Sensoren) unter Anwendung des bevorzugten Verfahrens für eine Verlustabtastung einer durch Verlust kodierten Datenvernetzung eignet, deshalb das Ansuchen für das Schutzbegehren entsprechend allgemein sich erstreckt.
Das kombinierte Versorgungs- und Datenkabel, das alle Sensoren der Reihe nach verbindet, braucht nur einmal oder mehrmals in einer Schleife um den Spulenkörperzylinder gewickelt werden, um den Sensor zu kontaktieren. Bei Austausch des Sensors wird diese Wickelung einfach abgezogen und auf den neuen Sensor aufgesteckt. Dabei ist an jedem Fahrbahnrand ein solches einfaches Induktionskabels verlegt, welches bei Verwendung des Störsignal unabhängigen Datenübertragungsverfahrens auch ungeschirmt in der Erde verlegt werden kann. An der Stelle von die Sensoren aufgesteckt sind, bzw. das Induktionskabels umwickelt ist, sind am Straßenrand, bzw. Gehsteig, entsprechende Querstreifen (die den Asphalt des Gehsteigs jeweils unterbrechen) gepflastert, so dass im Fall eines Sensor Austausches nur die Pflastersteine entfernt werden müssen ohne den Asphalt aufzubrechen.
Nach diesem Verfahren ist es einfach die Straße mit derartigen sehr billig herzustellenden Flachbandkabeln zu „pflastern“. Die Kosten dafür liegen unter einem Prozent der Straßenbaukosten. Die Flachbandkabelspulen liegen dabei jeweils als Querstreifen über der Fahrbahn in einem Abstand voneinander entfernt, der an die Durchschnittsautolänge angepasst ist. Über die Verlustmessung wird jeweils zwischen gleichen Ereignissen (das Erreichen oder das Verlassen) eines Streifens für die darüber fahrenden Autos detektiert. Somit kann im fließenden Verkehr jedes Fahrzeug über eine derartige Kette in seinem Fahrverhalten verfolgt werden. Dabei ist auch eine von der Fahrtrichtung abhängige Detektierung möglich. Um die Fahrtrichtung unmittelbar zu detektieren, sind für eine Messlinie jeweils zwei parallel nebeneinander gelegte Sensorspulen vorgesehen, von denen der Fahrtrichtung entsprechend eine zuerst bedämpft wird, bevor beide Spulen vom betreffenden Fahrzeug gleichzeitig bedämpft werden.
Für die Aufzeichnung wird dabei eine Speicherorganisation (eines Computer-RAMs) verwendet, die so viele Speicherworte hat, als es dem Erfassungsraster entspricht, das durch die Messlinien gebildet wird. Zwischen diesen Messlinien, welche durch die Flachbandkabelspulen jeweils gebildet sind, wird die Geschwindigkeit des darüber fahrenden Fahrzeuges jeweils gemessen und zusammen mit der virtuellen Fahrzeug Identnummer und den Fahrdaten unter dem den betreffenden Messlinien entsprechenden Speicherplatz gespeichert. Die Fahrdaten betreffen die Geschwindigkeit und Spurwechselerkennung. Wenn es keine physikalische Überholmöglichkeit gibt, dann können bei breiteren Abständen zwischen zwei Messlinien unter Umständen auch mehrere Autos gleichzeitig sich innerhalb der Messlinien befinden, und auf Grund des Impulsmusters eindeutig identifiziert werden (beim Aufschließen der Fahrzeuge in die Messlinienbegrenzung sind bei der eingangsseitigen Messlinie kurzzeitig mehr Impulse erzeugt, als bei der ausgangsseitigen, des Messrasters. Gibt es eine Überholmöglichkeit (auch die Überholspuren und die der Gegenfahrbahn weisen jeweils ein gesondertes Erfassungsraster auf), dann können auch beim Ausscheren, Überholmanöver dem richtigen Fahrzeug zugeordnet werden, wenn sich mehrere Fahrzeuge zwischen zwei aufeinanderfolgend angeordneten Messlinien befinden, wir einige Zusatzkriterien und eine komplexere Mustererkennung durchführen. Dabei wird davon ausgegangen, dass ein Fahrzeug innerhalb des durch die Messlinien eingeteilten Messrasters nicht beliebig schnell beschleunigen kann, weiters dass bei bekannter Geschwindigkeit (z.B. einer Kolonne) über die Zeitdauer der Verlustbedämpfung einer einzelnen Messlinie auf die genaue Länge des Fahrzeuges geschlossen werden kann. Und weiters, dass beim Ausscheren eines Fahrzeuges eine Zeitlücke an den sonst in regelmäßigen Abständen eintreffenden Sensorimpulsen eintritt und, je nachdem ob auf der Überholspur ein Zusatzimpuls eintritt, die Zeitlücke durch Verzögern der Fahrzeugkolonne, oder durch Ausscheren verursacht ist, das gilt auch für die in Koinzidenz ausgewertete Überholspur, ob ein Zusatzimpuls durch Beschleunigen, oder durch einscheren (Hineinquetschen) eines Fahrzeuges verursacht ist. Da bei dieser seriellen Verfolgungsabtastung der Fahrweise auch auf die jeweiligen Fahrzeuglängen geschlossen werden kann, können auch die Abstände der Fahrzeuge untereinander gut überwacht werden. Weiters, wenn z.B. sich zwei Fahrzeuge innerhalb eines von zwei Messlinien eingeschlossenen Messrasters befinden, dann aus den Zeitvergleichen von verlängerter Impulspause der Fahrspur zur verkürzten Impulspause der Überholspur auf das richtige Fahrzeug, das überholt hat geschlossen werden kann. Bei der Ausbildung des Überwachungsspeichers (RAMs) sind für jeden Messrasterabschnitt so viele Speicherplätze vorgesehen, als Fahrzeuge zwischen zwei Messlinien maximal Platz finden. Dabei werden die virtuellen Identnummern der Fahrzeuge im RAM genauso (entsprechend einem Schiebregister, bzw. FIFO first in first out) fortbewegt, wie die Sensorsignale der Abtastspulen die Impulse liefern. Für jede Fahrspur ist solch eine virtuelle Schieberegistersimulation simuliert, wobei die Reihung der Fahrspuren (bzw. die Fahrspurennummer) über den Index eines mehrdimensionalen Arrays (sozusagen als mehrdimensionales, bzw. mehrspuriges Schieberegister) erfasst ist. Solange die Impulsfolge (der Sensorspulen) in jeder Spur entsprechend einer einigermaßen konstanten Frequenz auftritt, fahren alle Fahrzeuge ohne Überholmanöver. Wird die Impulsfolge spontan gesteuert, dann tritt an einer Spur die Vergrößerung der Impulspause, und an der anderen Spur eine entsprechende Verzögerung der Impulspause auf. Dies wird durch einen Änderungsdetektor, der stets die Änderung der Impulsfrequenz (als erste Ableitung und auch als zweite Ableitung, d.h. wie schnell die Änderung auftritt) erfasst, dekodiert und das Suchmuster zur Feststellung über den Zeitverlauf (bzw. aufeinanderfolgender Speicherplätze des RAM FIFOs) dieser Änderung bei einer Multiplexabfrage aller Indexe (Spuren) gestartet. Die Vergabe einer virtuellen Fahrzeug-Identnummer erfolgt jeweils zu Beginn der Überwachungskette beim Überfahren der ersten Sensorspule, das Löschen, wenn keine besondere Vorkommnisse vorliegen, bzw. wenn die am Ende der Überwachungskette (irgendwo) installierte Kamera das Fahrzeug nicht erfasst, somit die Identnummer neu vergeben werden kann. Es können dabei auch mehrere Kameras zur besseren Kontrolle vernetzt sein.
Nachfolgend soll noch eine weitere Ausführungsvariante besprochen werden:
Variante: „sicherheitskodierte Verlustmesssensoren“ ...
In diesem Kapitel wird ein weiterer interessanter Aspekt herausgestellt. Es ist naheliegend den erfindungsgemäßen Sensor, insbesondere bei den Kommunikationsmöglichkeiten die im vorangehenden Kapitel und nachfolgend noch beschrieben sind im Alarm- Sicherheits- und Überwachungsbereich einzusetzen. Z.B. als Bewegungsdetektoren im Grenzschutzbereich oder als Schloss-, Türen- und Fenster Detektoren, usw. Dabei gilt es jedoch einiges zu beachten. Mit vorliegender Erfindung ist die Möglichkeit gegeben, positive als auch negative Verluste auszuregeln. Auf die prinzipielle induktive (transformatorische) Einkopplung von Verlusten wurde in einem speziellen Nachweisverfahren in der zitierten DE 42 40 739 C2 bereits hingewiesen. D.h. man müsste die Verlustschwankung durch Abhören des Sensors (mittels Spule) nur auskoppeln und mit dieser Messgröße ausregeln. Eine direkte transformatorische, amplitudenmäßige Ausregelung (zur Umgehung des Sensors) würde beim neuen Sensor nicht funktionieren, da er unabhängig einer absoluten Messamplitude, bzw. Hüllkurve misst. Damit stellt sich die technische Aufgabe, die Verlust mäßige Ausregelung (durch transformatorische Einkopplung eines positiven oder negativen Verlustes) generell zu verhindern. Dabei ist vorzugsweise vorgesehen, dass unter Benutzung der Eigenschaft eines Sensors der DE 42 40 739 C2 , welche es ermöglicht, dass mittels Steuersignal eine Verlustbeeinflussung des Sensors so möglich ist, als wäre er an der Messstelle selbst vorgenommen worden, diese Angriffsmöglichkeit des Sensors unmittelbar für die Abwehr verwendet wird. Dies wird bewerkstelligt, indem (als Lösungsmerkmal der technischen Aufgabe) der durch die Stellgröße (BD, 1) zur Beeinflussung des an der Messstelle auftretenden Verlustes gesteuerte veränderbare Widerstand Rp (Verlust 1/RVM) nach einem zeitlich ablaufenden Codemuster variiert wird und weiters, der mit dieser Variation überlagerte, an der Messstelle auftretende Gesamtverlust (Summenverlust) zur Überwachung gemessen und nach dem zeitlich ablaufenden Codemuster entsprechenden Vergleichswerten geprüft (bzw. verglichen) wird. Dabei wird weiter von folgender Überlegung ausgegangen: Der Verlust wird mit dem Stellwiderstand an einem Filter, bzw. Resonanzkreis (LM,Cp) variiert, daher muss ein Abhörer gleichfalls ein Filter, bzw. einen Schwingkreis (LM,Cp) verwenden. Weiters können wir am sicherheitskodierten Verlustmesssensor als weitere Sicherheitsoption, auch die Messspannung des Resonanzkreises zusätzlich zur Verlustvariation noch modulieren (natürlich nach einem anderen Hüllkurvenverlauf als es der Verlustvariation entspricht). Der Abhörer wird, da er sich nicht nach einer ausgekoppelten Spannung orientieren kann, sondern unmittelbar den Verlust unabhängig von absoluten Spannungswerten, bzw. unabhängig einer vorhandenen Hüllkurve messen muss, auf alle Fälle länger brauchen um einen Verlustwert festzustellen, als die interne Verlustmessung des sicherheitskodierten Verlustmesssensors es ermöglicht, dann ist es aber bereits zu spät, da das ablaufende Codemuster seinen Wert bereits wieder geändert hat. Dabei muss bei der internen Messung des sicherheitskodierten Verlustmesssensors auf keinen Fall gewartet werden, bis ein Wert am Resonanzkreis eingeschwungen ist, da die Referenzwerte bekannt sind. Daher die Werte bereits entsprechend dem jeweiligen Anstieg oder Abfall der Hüllkurve verglichen werden können, somit ein Abhörer nicht in der Lage sich einzustellen und daher die Verlustschwankung nicht ausregeln kann. So dass ein Abhörversuch, bzw. Regelversuch, vom sicherheitskodierten Verlustmesssensor sofort erkannt würde. Ebenso erkennen würde der sicherheitskodierte Verlustmesssensor wenn der Offsetwert des Verlustes, dem die Verlustvariation über BD bzw. 1/RVM überlagert ist, sich ändert.
Neben den genannten Alarm Sicherungsanwendungen ist eine Ausführung bevorzugt, um Teile, z.B. Flugzeug- oder Autoersatzteile, usw. elektronisch kodieren zu können. Dabei ist ähnlich einer Chipkarte, der Sensor mit einer Verschlüsselung versehen, über die ausgelesen werden kann, welches Teil er schützt, bzw. noch zugehörige spezifische Daten, wie Herstellerdatum, etc., und weiterhin, ob ein Angriffsversuch, den Sensor von dem Teil zu entfernen stattgefunden hat. Ein Angriffsversuch, den Sensor von einem zu schützenden Teil zu entfernen, wird durch Änderung des Offsetwertes des gemessenen Verlustes, dem die Verlustvariation über BD bzw. 1/RVM überlagert ist, jeweils festgestellt. Zu diesem Zweck sind zwei grundsätzliche unterschiedliche Ausführungsvarianten vorgesehen: eine, bei der das Sensormodul unmittelbar am zu schützenden Teil montiert ist und über dessen Leitfähigkeit den Verlust misst, z.B. Flugzeugbleche. Motorblöcke, Karosserieteile, oder auch jede Art von mit einem Metallgehäuse umgebenen Ersatzteil, und eine weitere Variante, bei das Sensormodul als Verschlussdetektor einer Verpackung verwendet ist, innerhalb der sich die zu schützenden Teile befinden. Für eine unmittelbare Montage des Sensors am zu schützenden Teil, ist der Sensor z.B. mit einer Klebeschicht versehen und einfach auf das betreffende Teil aufgeklebt, wobei gegebenenfalls das betreffende Teil auch noch eine Einrastung zur zusätzlichen Fixierung des Teils aufweisen kann. Eine weitere Möglichkeit ist das betreffende Teil zusammen mit dem Sensor Vakuum verpackt zu fixieren, usw. Weiters ist eine einfache Ausführungsvariante bevorzugt, die sich sowohl als Verschlussdetektor einer Verpackung, als auch für die unmittelbare Montage an einem betreffenden Teil eignet: Dabei ist durch das als vergossene Moduleinheit ausgeführte Sensorgehäuse ein Band durchgezogen, auf dem der Sensor verschiebbar ist. Dieses Kunststoffband entspricht den üblichen Verpackungsbändern, die mit einer entsprechenden Schweißzange verschweißt werden können. Dieses Band hat die Eigenschaft, dass es nach dem Durchtrennen zwar wieder verschweißt werden kann, die neu Stoßstelle jedoch sich nicht verbergen lässt. Die gewählte Verpackung für die zu sichernden Teile ist z.B. eine einfache Blechschachtel, deren Deckelrand (eines Klapp- oder Abziehdeckels, etc.) jedoch Durchführungsschlitze zum Durchziehen des Bandes aufweist. Das derart um die mit dem Deckel verschlossene Schachtel gelegte Band, auf dem der Sensor über entsprechende Bandführungsschlitze des Sensorgehäuses aufgeschoben ist, wird unter Anspannung standardmäßig verschweißt (z.B. in der Mitte der Schachtel). Anschließend wird der Sensor genau über die Schweißstelle geschoben und fixiert. Das Fixieren erfolgt z.B. durch seitlich des Bandes an der Unterseite des Sensors vom Sensor abstehende Abziehflächen für das Freilegen einer Selbstklebeschicht des Sensors, mit der er unmittelbar auf die Verpackungsschachtel geklebt wird. Um auch eine vorsichtiges Verschieben des Sensor gut detektieren zu können ist an der Innenseite der Schachtel ein in Bandrichtung schräg verlaufender Metallkeil vorgesehen, so dass auch ein bloßes Verschieben des Sensors (bei gelöstem Klebstoff eine Verluständerung bewirkt). Bei eine solchen Variante kann auch eine Kunststoffschachtel verwendet werden. Die Stelle wo der Sensor aufzusetzen, bzw. das Band zu verschweißen ist, ist dann durch Bedruckung markiert. Auf diese Weise kann z.B. eine Schachtel mit Flugzeugbolzen durch drei Bänder, von denen jedes jeweils einen Sensor trägt gesichert werden. Nachweislich hat die Fälschung teurer Flugzeugbolzen bereits zu Flugzeugabstürzen geführt. Schaltung: Die Schaltung des Sensors erfolgt nach der bevorzugten Transponder-Sensor Variante, und beinhaltet einen nicht flüchtigen Schreib-Lesespeicher (z.B. FLASH-Speicher, EEPROM, oder Batterie gepuffertes RAM), eine Knopfzellenbatterie oder Akku, wobei gegebenenfalls als Akku auch ein Gold-Elektrolytkondensator für die Zwischenspeicherung der Energie des HF-Empfangskreises verwendet werden kann, weiters eine Überwachungsschaltung für die Versorgungsspannung (z.B. des Akkus) die bei Absinken auf einen Minimalwert, bei dem die Prozessor Schaltung noch funktioniert, in den nicht flüchtigen Speicher einen Code einschreibt, der dies anzeigt. Nach Ausfall der Versorgungsspannung kann der Transponder Sensorchip durch Sende-Einspeisung einer HF über seinen HF-Kreis jederzeit wieder initialisiert werden, um unter Benutzung des Verschlüsselungsprotokolls (ähnlich einer Chipkarte), den nicht flüchtigen Speicher auszulesen. Zeigt dieser Speicher eine Unterbrechung der Versorgungsspannung an, dann wird prinzipiell davon ausgegangen, dass das betreffende Teil, an dem der Sensor befestigt ist, nicht echt ist. Ist der Chip dagegen seit seiner Initialisierung bei der Verpackung ständig unter Versorgungsspannung gewesen, dann entscheiden die weiteren, aus dem Speicher gelesenen Daten ob das betreffende Teil echt ist. Das Teil ist echt, wenn kein Versuch registriert ist, das Teil zu entfernen, d.h. keine Verluständerung außerhalb der durch das zeitliche Verlust Codemuster vorgegebenen Änderungen aufgetreten ist. Um Leistung zu sparen kann der betreffende Sensor nach jeder Generierung eines Verlust Codemusters auch eine kurze Pause einlegen (Tastverhältnisbetrieb). Im Lagerraum werden die Sensoren z.B. über die beschriebene Speisung mittels Induktionskabels geladen. Während des Transports kann ein zentraler HF-Sender im Frachtraum die Transponder Sensoren weiter versorgen, oder die Sensoren sind durch eingebauten Akku (bzw. Batterie) gespeist. Die Kommunikation mit dem Ein-Ausgabegerät erfolgt über eigene HF-Sende/Empfangsfrequenz oder auch über den für die Spannungsversorgung vorgesehenen HF-Kreis des Transponder-Sensors. Die Kompensation des Temperaturganges kann auf unterschiedliche Weise erfolgen, je nach dem welches der beiden nachfolgend beschriebenen Verfahren einer dynamischen oder einer statischen Relativmessung zur Anwendung gelangt. Bei der dynamischen Relativmessung wird jede Verluständerung, die außerhalb des sehr langsamen Nachstellvorganges bei der automatischen Nachstellung des Arbeitspunktes auftritt, als Ansprechkriterium angezeigt.
Dabei ist es sinnvoll, die zu 8 beschriebene Nachstellung mittels Zählertakte derart zu modifizieren, dass auch die sehr langsame Nachstellung nicht in regelmäßigen Takten sondern in Taktimpulsen mit unterschiedlichen Zeitintervallen (ta, tb, tc, td, te, ....usw.) zwischen den Zählimpulsen (za, zb, zc, zd, ze, ... usw.) vorgenommen ist. Dabei sind die Zeitintervalle (ta, tb, tc, td, te, ... usw.) gleichfalls nach einem vorgegebenen Codemuster eingestellt, wobei jede weitere Verluständerung außerhalb der diesen Zeitintervallen entsprechenden Zählimpulsen (za, zb, zc, zd, ze, ...usw.) nicht als Nachstellung des Offsetwertes zur Nachstellung des Arbeitspunktes zwecks Eliminierung des Temperatureinflusses, sondern als Versuch der Verschiebung oder Entfernung des Sensors aus seinem Soll Verlustbereich gewertet wird. Dabei erfolgt dann allerdings die Messung, bzw. Verlustbewertung unter Berücksichtigung der nach einem vorgegebenen Code zu erwartenden Verluständerung BD (zur Verschlüsselung des Verlustes). Sowohl für die Variation des Summenverlustes durch Stellgröße BD (nach einem vorgegebenen Code_BD), als auch für das jeweilige Setzen eines (gleichfalls nach einem veränderten Code_Tz) eingestellten Zeitwertes zum Ausgleich der Temperaturdrift über eine entsprechende Veränderung des Offsetwertes (vgl. Text zu 8) können beide Codewerte (Code_BD und Code_Tz), auch durch einen Zufallsgenerator erzeugt sein. Der zu einem Zeitwert von Code_Tz (mit entsprechenden Zählimpulsen (za, zb, zc, zd, ze, ... usw.) jeweils veränderte Offset- Verlustwert ist dann für die Referenzbewertung des jeweils gemessenen Verlustes derart berücksichtig, indem der dem Offset- Verlustwert entsprechende Anteil im Stellwiderstand Verlust 1/RVM entsprechend erhalten bleibt (als Offsetwert gespeichert bleibt für Messung von us1). Das Messverfahren ist im Prinzip auch ohne negativen Widerstandsanteil durchführbar. Bei der statischen Relativmessung ist zusätzlich zur Verlustmessspule LM (mit Cp) eine Referenzmessspule LT (mit CT) vorgesehen, die an der Blechschachtel gleichfalls mit einem entsprechenden Band fixiert und an der Blechschachtel festgeklebt ist, oder gegebenenfalls auch innenseitig der Blechschachtel angebracht werden kann.
Weiterbildungsvariante: Anwendung des Verlustmesssensors für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung. Insbesondere erstreckt sich die Offenbarung nicht nur auf eine Anwendung als Verlust messender Sensor zur Erfassung entsprechender physikalischer Messgrößen, sondern da der Erfinder mit seiner Erfindung offensichtlich Neuland betreten hat, soll insbesondere die Anwendungsmöglichkeit des Sensors für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung zur Signalauskopplung verwendet werden. In dem Text zu 36 und 37 sind, die Abgrenzung zum Stand der Technik, neue Lösungswege, und Anwendungen für eine solche Übertragung für die unterschiedlichsten Anwendungen beschrieben: Standard Datenleitungsverbindungen im Maschinenbau, Übertragung von Daten auf bestehenden Stromnetzen (extern, Überlandleitungen, Stadtleitungen) und intern (in Räumen, z.B. für die Rechnervernetzung oder Maschinenvernetzung, etc.), und weiters noch die Benutzung einer solchen Signalübertragung um mittels eines einfachen Induktionskabels (um Wickeldorn gewickelte Kabel- bzw. Stromschleife) die als Transponder Sensoren ausgeführten Sensoren zu vernetzen.
Die Schaltung aus 1 ist der DE 42 40 739 C2 entnommen und eignet sich ohne wesentliche Veränderungen unmittelbar zur Durchführung des Verfahrens der Anmeldung, wenn die Software des verwendeten Mikro-Controllers (MP) entsprechend modifiziert wird.
Beispiele für den Verfahrensablauf sind zu 2b und 2c beschrieben. Dabei stellen 2b und 2c zwei unterschiedliche Varianten dar. 2a veranschaulicht ein Verfahren, wie es nach dem Stand der Technik in der DE 42 40 739 C2 ohne Verwendung eines negativen Leitwertes bereits vorgeschlagen worden ist.
3 bis 6 betreffen Weiterbildungen der Erfindung bezüglich Schaltungsausgestaltungen.
7 betrifft eine Anwendung an einer Bremsscheibe, bei der das Verfahren auch für eine Temperaturmessung beschrieben ist, wie auch bereits in der zitierten DE 42 40 739 C2 vorgeschlagen.
8 zeigt eine Ersatzschaltung mit ausführlicher Erläuterung zur bevorzugten Entdämpfung der Verlustmessung mit einem negativen Widerstand, bzw. negativem Leitwert. Die weiteren Figuren betreffen Weiterbildungsvarianten der Erfindung, die die Möglichkeiten des neuen Verfahrens für unterschiedlichste Anwendungen aufzeigen, so ist z.B. zu 36 die Anwendung des Verfahrens für ein Störsignal unempfindliches Signalübertragungsverfahren beschrieben, mit den zu weiteren Figuren beschriebenen vielfältigen Anwendungsmöglichkeiten.
In 2c (Mehrschrittverfahren) besteht die Option, ein Wert von Rp = unendlich (d.h. abgeschaltet). Der andere Wert von Rp wird solange variiert (abgeglichen) bis die Konstante us1/us2 erfüllt ist. D.h. bei dieser Variante ist im zweiten Verfahrensschritt (t2) Rp eine Variable und us/us2 eine Konstante, die somit durch eine Komparatorschaltung detektiert werden kann und us1/us2 daher nicht gerechnet werden muss, was für kleinste Mikrocontroller Vorteile hat. Dabei kann für einfache Anwendungen Rp z.B. auch ein lineares binär abgestuftes Leitwertnetzwerk sein, das unmittelbar von den CMOS Mikrocontrollerausgängen geschaltet wird (hochohmig oder gegen GND...Masse). Der Mikrocontroller enthält dann auch zugleich eine Tabelle über die das Leitwertnetzwerk so abgestuft ist, dass sich für den Abgleich us1/us2 =Konstante eine Eichung in der gemessenen physikalischen Größe ergibt z.B. in °C (bzw. deg), wenn mit der Spule eine berührungslose Temperaturmessung an einem Metall (z.B. an einer Bremsscheibe) vorgenommen werden soll.
3 zeigt das zu 2b genannte Ausführungsbeispiel, bei dem der Microcontroller MP unmittelbar ein binäres Leitwertnetzwerk (Go ... Gn) ansteuert (geschaltet zwischen GND und offen). Go...Gn (entspricht den Widerständen Rn ... Ro) und entspricht einem linear einstellbaren Leitwert 1/Rp. Für eine berührungslose Temperaturmessung, z.B. an Bremsscheiben, kann die Funktion Leitwert = Funktion (Temperatur) ausreichend genau im Microcontroller über Tabelle linearisiert werden. Das gleiche gilt auch für Abstandsmessungen. Über Ro und Verstärker V sind die Nulldurchgänge (SYNC) des Spulenstromes von LM detektiert. Optional kann (zwecks Anpassung) über den Summenpunkt S des Leitwertnetzwerkes auch eine transformatorische Einkopplung über eine entsprechende Wicklung an LM vorgenommen sein.
4a zeigt ein Detail für ein Beispiel um das erfindungsgemäße Verfahren entsprechend Ablauf nach 2b durchzuführen, bestehend aus einem S&H (Sample und hold)- A/D- Konverter, der die Spannungswerte am Schwingkreis zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Resonanzkreis-Spulenstromes (=Spannungsmaximum) abtastet und dem Microcontroller zuführt, einem Schaltsignal BD (5) für den Halbleiterschalter HS, der den Stellwiderstand Rp an den Schwingkreis in beschriebener Weise anschaltet.
4b zeigt ein Beispiel um das erfindungsgemäße Verfahren entsprechend Ablauf nach 2c durchzuführen, bestehend aus einer Komparatorschaltung (C) mit zwei Vergleichseingängen (a,b) von denen einer direkt und der andere über eine S&H (Sample und Hold) Speicherschaltung Spannungswerte am Schwingkreis zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Spulenstromes (=Spannungsmaximum) abtastet, wobei dieser Zeitpunkt durch ein Gültigkeitssignal am Komparatorausgang realisiert ist. (SYNC, vgl. auch 1 und DE 42 40 739 C2 ).
Die S&H (Sample und hold) Speicherschaltung ist erforderlich, damit die Spannungswerte zu unterschiedlichen Zeitpunkten aus den unterschiedlichen Messzyklen (t1, t2) miteinander verglichen werden können. Dabei weist einer der beiden Eingänge einen Spannungsteiler (Rva, Rvb) auf, der so bemessen ist, dass für den festgelegten Konstantwert des Verhältnisses us1/us2 am Komparatorausgang Spannungsgleichheit der Eingänge auftritt.
Die Detektierung des Spulenstrom-Nulldurchganges (vgl. Cu in 5) zur Feststellung des Spannungsmaximums am Schwingkreis kann neben der Verwendung eines kleinen Serienwiderstandes (Rmi) z.B. auch durch Koppelspule oder Hallgenerator erfolgen.
5 zeigt ein Beispiel um den Resonanzkreisstrom konstant zu regeln, der über einen zum Innenwiderstand der Speiseschaltung in Serie geschalteten Messwiderstand (Rmi) als Differenzspannung (DIFF) ausgekoppelt einem Komparator (Ci) zugeführt und mit einer dem gewünschten Maximalwert der Resonanzkreisstromamplitude entsprechenden Referenzspannung (Ref=) verglichen ist. Der Komparatorausgang erzeugt bei Überschreitung des Resonanzstromes (ires) eine Taktflanke (CKminus) für die schrittweise Nachregelung zur schrittweisen Verminderung der Resonanzkreisstromamplitude. Umgekehrt wird das Ausgangssignal eines weiteren Komparators (Cu, vergleicht gegen Null) über den Nulldurchgang des Resonanzstromes (ires=0, vgl. DIFF) in eine Taktflanke (Ckplus) zur schrittweisen Erhöhung der Resonanzkreisstromamplitude umgesetzt. Beide Taktflanken sind z.B. unmittelbar einem Microcontroller zugeführt (MP), der mit den Taktflanken einen entsprechenden Vor-Rückwärtszähler (Zint) bildet, dessen Ausgang (x) über ein entsprechendes Widerstandsnetzwerk (D/A) den Resonanzkreisstrom (ires) durch ausgleichende Variation der Signalspannung (Fremdspeisung an Koppelkondensator Ck des Schwingkreises) über die Versorgungsspannungsregelung (VCCosz) des einspeisenden Oszillators konstant hält. Dabei ist vorgesehen die Breite des am Ausgang von Komparator Ci auftretenden CKminus Impulses zu messen, und bei Überschreitung den Schrittzähler (Zint) mit mehreren Takten für die schnellere Rückregelung des Resonanzkreisstromes (ires) zu takten. Für weitere Signale und Komponenten in 5, vgl. 4b und 1. Eine besonders bevorzugte Vereinfachungsversion ist, an einen CMOS Mikrocontroller unmittelbar die Widerstände des D/A-Konverters anzuschließen, und dessen Stromausgang einem Summierverstärker zuzuführen, dessen niederohmiger Ausgang unmittelbar die Versorgungsspannung des Oszillators speist.
Steuerzyklen für Nachstellung des Resonanzkreisstromes und der Messschritte t1, t2 ...
Ausgehend von einer zeitlichen Gruppierung für die Nachstellung des Spulenmessstromes (von LM) bzw. Resonanzkreisstromes in aufeinanderfolgende Periodengruppen, in denen jeweils über eine Vielzahl von Perioden ein Steuer- oder Messzyklus stattfindet wird folgendes Beispiel gegeben: Beispielsweise erfolgt die Nachstellung der Oszillatorversorgungsspannung (VCCosz) zum Zwecke der Konstantregelung des Resonanzkreisstromes (ires) nur für jeweils jede dritte Periodengruppe des Resonanzstromes, wobei in den dazwischen liegenden Periodengruppen (jeweils zwei aufeinanderfolgend) die bevorzugten Messschritte (t1, t2) zur Bestimmung des Messwertes ausgeführt sind und bei Verwendung der Variante für den Abgleich eines konstant vorgegebenen us1/us2-Verhältnisses (vgl. Ausführungsvariante 2), dieser Abgleich (Rp) sich auch über mehrere solcher Periodenfolgen aufgeteilt, erstrecken kann. Als Periodengruppe ist jeweils die Anzahl von Perioden zu verstehen, die der Schwingkreis (LM, Cp) benötigt, um nach einem verursachten Schritt einer Spannungsänderung (VCCosz) zur Konstanthaltung des Resonanzkreisstromes (ires) oder einem Abgleichschritt des stellbaren Widerstandes (Rp) die Einschwingzeit des Resonanzkreises zu berücksichtigen. Die Erkennung, ob bei Änderung von VCCosz ein Vorgang eingeschwungen ist (damit Messschritte t1, t2 gültig durchgeführt werden können), kann z.B. durch Bewertung des Tastverhältnisses erfolgen, mit denen sich Ckplus und Ckminus abwechseln. Sind jeweils mehr Ckplus Impulse vorhanden als Ckminus Impulse, oder ist der Ckminus Impuls zu breit, dann ist der Schwingkreis noch nicht auf den Sollwert seines Resonanzkreisstromes eingeschwungen und die Messauslösung der Schritte t1,t2 ist verhindert.
Option phi betrifft ein vom Microcontroller (Prozessor) MP an den Speiseoszillator OSZ des Schwingkreises (LM,Cp) abgegebenes Steuersignal, das den Oszillator veranlaßt über seinen Ausgang (Koppelkondensator Ck) an den Schwingkreis LM,Cp erforderlichenfalls eine zur Phasenlage des (mit Cu) detektierten Resonanzkreisstromes (ires) gegenphasige Erregerschwingung einzuspeisen, um die Resonanzkreisstromamplitude (ires) auf einen konstanten Wert zu halten. Dies ist dann der Fall, wenn das Störsignal so groß ist, dass der Resonanzstrom ires durch Verringerung von VCCosz sonst nicht mehr zu reduzieren wäre. Die in 5 gezeigte Schaltung eignet sich vor allem, wenn der Schwingkreis (LM, Cp) von einer Fremdeinspeisung gespeist ist (OSZ), deren Phasenlage gegenüber einer von der Schwingkreisspule aufgenommenen Einstreuung durch Verschieben der Phasenlage (bzw. einer äquivalenten Durchlaufzeit) durch den Microcontroller über Steuersignal verschiebbar gemacht ist.
In weiterer Ergänzung oder Variante für eine selbsterregte Schwingkreis-Oszillatorschaltung, ist im Rückkopplungspfad der Oszillatorschaltung zum Schwingkreis, ein stellbarer Phasenschieber vorgesehen, dessen Phasenlaufzeit durch ein Steuersignal des Mikrocontrollers steuerbar ist. Liegt beispielsweise an der Mess- bzw. Schwingkreisspule (LM) eine Einstreuung vor, die gegenphasig zur Rückkopplungsspannung des Oszillators wäre, dann würde die Rückkopplung nur mehr als Gegenkopplung wirken und die Schwingkreisamplitude unter den Regelbereich für den konstanten Speisewechselstrom absinken. Umgekehrt würde bei einer starken, zur Rückkopplungsspannung des Oszillators gleichphasig liegenden Einstreuung an der Mess- bzw. Schwingkreisspule (LM) eine Übersteuerung hervorrufen, d.h. den Regelbereich für den konstanten Speisewechselstrom überschreiten. In beiden Fällen kann durch den Phasenschieber der Microcontroller die Schwingkreisamplitude in den gewünschten Messbereich verschieben, in dem sich der Regelbereich für die beschriebene Konstantstromregelung befindet. Somit die Wechselstrom Amplitude des Schwingkreisspeisestromes in der beschriebenen Weise konstant geregelt werden kann. Alternativ oder ergänzend dazu könnte eine Amplitudenregelung auch durch Parallelschalten von entsprechenden weiteren Verlusten (Offsetwert) erfolgen, jedoch würde dies die gesamte Messcharakteristik (Empfindlichkeit, Auflösung) des Sensors beeinflussen.
6 zeigt ein Beispiel, in dem das Messprinzip zur Messung eines niederohmigen Widerstandes Rx, z.B. eines Drahtes oder Dehnungsmessstreifens, verwendet ist. Dabei kommt die völlige Unempfindlichkeit des Verfahrens gegen Störeinstrahlung dem Messprinzip zugute. In Beispiel nach 6 ist der gemessene ohmsche Widerstand über ohmsche Kontaktierung (KTK) direkt seriell in die Messspule (LM) geschaltet.
7 veranschaulicht das Beispiel einer Anwendung an einer Bremse. Dabei ist in den Bremsbacken 1, welche den Bremsbelag 2 halten, zu einer oder beiden Seiten des Bremsbelagrands 3 jeweils eine Sensorspule (LM1a,b bzw. LM2a,b) eingesetzt, und außenseitig der Bremsbacken eine weitere Sensorspule (LM3a,b) eingesetzt. Die innenseitig eingesetzten Sensorspulen (LM1, LM2) messen einerseits den Abstand 4 zur Bremsscheibe 6 zur Ermittlung der Dicke 5 des Bremsbelages 2 und weiters die symmetrische Abnützung (bzw. asymmetrische) bei fehlerhaften Bremsen. Die außenseitig eingesetzte Sensorspule (LM3) dagegen, misst in konstantem Abstand die Temperatur der Bremsscheibe 6, wobei die Messwerte a0, ... an den laufenden Mittelwert (M) bilden: $M = [M* (n - 1) + an] / n,$
wobei M ... auf der rechten Seite der Gleichung der aktuelle (zuletzt ermittelte) Mittelwert ist, n ... die laufende Nummer eines aktuellen Messwertes an ist, und M ... auf der linken Seite der Gleichung der unter Einbeziehung der aktuellen Messung jeweils neu gebildete Mittelwert ist. Die Temperaturmessung der Bremsscheibe (6) liefert weiters eine Korrekturgröße für die Sensorspulen (LM1, LM2) zur Messung der Bremsbelagdicke. Weiters kann auch noch ein standardmäßiger Temperatursensor (Tstandard) vorgesehen sein, der die Kühlungswirkung des auf die Bremsscheiben einwirkenden Luftstromes misst, wobei dieser Sensor erforderlichenfalls auch unmittelbar heizbar gemacht ist, z.B. zwei thermisch verbundene Transistoren von denen einer als Temperatursensor und der andere als Heizelement verwendet ist, somit über eine durch Regelung der Heizleistung auf eine der Temperatur der Bremsscheibe entsprechenden Temperatur, über die Heizleistung eine Aussage zur Bremsleistung der Bremsscheibe gemacht werden kann. Dabei wird der Temperatursensor auf die Temperatur der Bremsscheibe (geregelt) aufgeheizt und ist an einer Oberfläche (Tstandard) montiert, die zur Umgebung etwa die gleiche Wärmeableitung aufweist, wie die Bremsscheibe. Die so erhaltene Bremsleistung wird weiterhin noch zur vom Bremssystem ausgeübten Bremskraft (z.B. gemessen über Bremskraft- bzw. Druckmesssystem) relativiert um den Wirkungsgrad der Bremse zu messen. Bei dieser Überlegung wird davon ausgegangen, dass je größer die Erhitzung der Bremsscheibe in Relation zum aufgebrachten Bremsdruck ist, umso besser ist die Wirkung der Bremsbeläge. Unterschreitet der Wirkungsgrad einen vorgegebenen Wert, dann ist entweder die Bremsanlage defekt (ungleiche Druckverteilung der Bremsbeläge) oder die Bremsbeläge entsprechen nicht den Anforderungen. Oder, wenn die Bremsbelege und die Bremsanlage in Ordnung ist, dann ist beim Bremsen zwischen Straße und Reifen ein Dauerschlupf vorhanden, der z.B. auf schlechte Reifen zurückzuführen ist, oder auf eine entsprechende schlechte Haftung der Straße. Somit lässt sich aus der beschriebenen Messung auch ein ABS Bremssystems über den steuernden Mikroprozessor gut kalibrieren, bzw. beeinflussen bevor ein Reifen noch blockiert, zur Verminderung der Bremskraftfreien Schlupfstrecken.
Die beschriebene Variante entspricht einer Weiterbildungsoption, wobei es auch schon ein großer Vorteil ist, wenn eine Überhitzung der Bremsen, oder Nachlassen der Bodenhaftung beim Bremsen, dem Fahrer akustisch oder optisch angezeigt wird, bzw. bei Gefahr einer Überhitzung eine Motorbremse einschaltet (z.B. durch Absperren oder Drosselung des Auspuffs für einen Teilzeitabschnitt der Auspuffphase mit einem elektrisch geschalteten Ventil oder Schieber) bzw. ein Automatikgetriebe zurückschaltet.
Eine weitere Applikation für die Temperaturmessung ist, z.B. das Messen der Temperatur an Turbinenschaufeln, was in großem Abstand vorgenommen sein kann, da der Sensor gegen Einstreuung unempfindlich ist.
8 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Veranschaulichung des Verfahrens für die exakte Einstellung des in bevorzugter Weiterbildung für die zusätzliche Entdämpfung des Messkreises benutzten negativen Widerstandes (bzw. negativen Leitwertes -gT). Der serielle Verlustwiderstand rs der Messspule LM kann als durch den Parallelschwingkreis (LM,Cp) transformierter Parallelleitwert aufgefasst werden, der durch einen zum Schwingkreis (LM, Cp) parallel liegenden negativen Leitwert -gT (z.B. einer Tunneldiode) kompensiert wird, bei ständig angeschalteter Messgröße des zu messenden Verlustes 1/RVM. Dabei ist, wie bereits zu 1 und zu den zugehörigen Verfahrensschritten bereits erläutert, im Wert von 1/RVM' der Verlustwiderstand rs der Messspule LM bereits enthalten, wobei eine Tabelle für die tatsächliche Zuordnung des Messwertes 1/RVM aus dem gemessenen 1/RVM' benutzt wird.
Um den Wert des negativen Leitwertes -gT genau einstellen oder messen zu können, wird in Anlehnung des bereits in DE 42 40 739 C2 vorgeschlagenen Kompensationsmessverfahrens, dieses Verfahren entsprechend modifiziert angewendet, unter Benutzung einer hier angegebenen Relationsmessvorschrift. Dabei erfolgt die bevorzugte Einstellung oder Messung des zur Entdämpfung zugeschalteten negativen Leitwertes -gT völlig unabhängig vom ständig angeschalteten Verlust 1/RVM'. Als Referenzwiderstand, bzw. für die Bestimmung von -gT ist ein in seinem Wert veränderbarer Eich- bzw. Kalibrierleitwert GTCOMP in Parallelschaltung zum negativen Leitwert -gT vorgesehen, wobei auch der Leitwert Null als Einstellwert vorgesehen sein kann und gegebenenfalls die Umschaltung zweier Werte ausreichend sind. Der negative Leitwert der Tunneldiode -gT ist gleichfalls in seinem Wert veränderbar, wobei der Leitwert Null als Einstellwert vorgesehen sein kann und gegebenenfalls die Umschaltung zweier Werte ausreichend sind. Ob die betreffenden Leitwerte -gT und GTCOMP durch Stellgröße innerhalb einer Wertskala verstellbar gemacht sind, oder nur zwischen zwei Werten (z.B. Null und GTCOMP, bzw. Null und -gT) umschaltbar sind, ist von der für eine gewünschte Applikation aufgestellten Relationsbedingung abhängig nach der die am Schwingkreis anstehenden Verluste zusätzlich zum bevorzugten Messverfahren für die Störsignal unabhängige Messung eines Verlustes 1/RVM (vgl. Messschritte t1 und t2 mit u1, u2) für die Bestimmung von -gT gemessen werden.
Unter Bezugnahme auf 8 wird das Abgleichverfahren zur Bestimmung von -gT folgendermaßen durchgeführt:

1): Bei abgeschaltetem -gT und abgeschaltetem GTCOMP wird die Schwingkreisspannung uoff am Parallelschwingkreis LM,Cp gemessen.
2): In einem nachfolgenden Schritt werden -gT und GTCOMP dem Schwingkreis zugeschaltet. Sind beide Werte gleich groß (-gT = GTCOMP), dann tritt am Schwingkreis die gleiche Spannung uon = uoff auf, wie zuvor im abgeschalteten Zustand von -gT und GTCOMP, da sich -gT und GTCOMP kompensieren.

Erfolgt anstelle einer Abschaltung des Leitwertes GTCOMP nur eine entsprechende Wertverringerung (auf 1/RVLo) dann erfolgt der Abgleich auf die entsprechende Wertdifferenz -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), siehe auch nachfolgende Tabelle1. Ebenso wäre als Alternative anstelle der Abschaltung auch nur eine entsprechende Werteveränderung von - gT durchführbar, um aus den den veränderten Werten sich ergebenden Amplitudenänderungen (us*) der Schwingkreisspannung den Wert von -gT bestimmen zu können. Der Einfachheit halber ist nachfolgend für die Abgleichbedingung nur -gT = GTCOMP angegeben. Um diesen Abgleich zu erreichen, kann bei vorgegebenem GTCOMP, der negative Leitwert -gT auf den Wert von GTCOMP abgeglichen (eingestellt) werden (-gT = GTCOMP) bis die am Schwingkreis gemessene Spannung uson gleich uoff ist, oder es kann der jeweils eingestellte negative Leitwert durch Abgleich von GTCOMP ermittelt werden (GTCOMP =-gT), bis die am Schwingkreis gemessene Spannung uson gleich uoff ist (uson=usoff). Für die Durchführung des Abgleichs von -gT = GTCOMP, bzw. -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), ist zu berücksichtigen, dass der differentielle Widerstand auch noch geringfügig abhängig ist, von der Amplitude der Kleinsignal Aussteuerung im gewählten Arbeitspunkt. Daher ist vorgesehen, bei der Bestimmung des negativen Leitwertes -gT, den Spannungswert uoff (nach dem uon abgeglichen wird), so zu wählen, dass er den bei der eigentlichen Verlustmessung auftretenden Spannungswerten us1 (im Schritt t1) und us2 (im Schritt t2) entspricht. Diese Maßnahmen sind im vorangehenden Kapitel „Variante entdämpfter Sensor, Grundlagen“ mit Ausführungsbeispielen ausführlich beschrieben.
Es ist evident, dass wie bei der Messung des Verlustes 1/RVM in den Messschritten t1, t2 für die Feststellung von u1, u2, auch für den Abgleich von -gT (in den Messschritten ton, toff), anstelle einer unmittelbar am Schwingkreis jeweils vorgenommenen Spannungsmessung (us* bzw. uson, usoff), auch zur Schwingkreisspannung proportionale Spannungen gemessen werden können, z.B. über eine an einem Serienwiderstand zum Schwingkreis abgegriffene Spannung. Da in den beiden Messschritten ton, toff für einen erfolgten Abgleich uson=usoff jeweils die gleiche Spannung am Schwingkreis gemessen ist, ist das Verfahren unabhängig von einer Störsignaleinstrahlung solange keine Hüllkurve vorhanden ist; oder bei Vorhandensein einer Hüllkurve, das Messverfahren nach der Periode der Hüllkurve synchronisiert ist; oder in weiterer Alternative, für die Messung von uson=usoff die betreffenden Spannungswerte entsprechend dem Hüllkurvenverlauf korreliert sind. Es gelten dafür die gleichen Möglichkeiten und Maßnahmen, wie sie für die Messung von u1 und u2 für die Messschritte t1 und t2 zu den beiden Verfahrensvarianten Ausführungsvariante1 und Ausführungsvariante2 beschrieben worden sind (vgl. synchroner und asynchroner Modus). Für besonderes genaue Messungen gilt jedoch zu berücksichtigen, dass der Arbeitspunkt der Tunneldiode möglichst in einem linearen Bereich gelegt wird, in dem der differentielle Leitwert der Tunneldiode -gT über den bei der eigentlichen Verlustmessung auftretenden Aussteuerbereich u1 und u2 konstant bleibt. Durch die transformatorische Anpassung von - gT an den jeweils benötigten Parallelleitwert kann an der Tunneldiode mit kleinsten Spannungen gearbeitet werden um -gT im geforderten Aussteuerbereich stabil zu halten. Weiters ist vorgesehen, falls erforderlich, den Leitwert von -gT für jeweils zwei unterschiedliche Werte von uoff zu bestimmen, nämlich z.B. unmittelbar nach der Messung von u1 (in t1), eine Messung von -gT für uoff=u1 mit Abgleich uon=uoff vorzunehmen, wobei, da die Messung -gT unabhängig vom jeweils angeschalteten Verlust 1/RVM erfolgt, die Bedingung uoff = u1 über den Offsetwert von GTCOMP = 1/RVLo eingestellt, bzw. noch weiter abgeglichen werden kann. Das gleiche gilt nach dem Messschritt t2, für die Amplitude u2 der Schwingkreisspannung. Je nach Erforderniss kann dabei der eigentliche Verlust (über us1, us2) im asynchronen Modus gemessen werden, der Abgleich, bzw. die Bestimmung von -gT ist jedoch im synchronen Modus nach stabilen Phasenlagen, in Bezug auf Periodizität der Störsignal-Hüllkurve des Messsignals synchronisiert. Dabei wird nach einer Messung von us1 (in t1), bzw. us2 (in t2) jeweils die Schwingkreisamplitude abgetastet, bis der Wert us1 bzw. dito für us2 an der Hüllkurve der Schwingkreisspannung wieder wiederholt auftritt, oder zumindest ein Näherungswert. Dabei wird zu jedem der beiden Messschritte t1 (mit us1) und t2 (mit us2) eine solche Amplitudenabtastung vorbereitet, auch bei aufeinanderfolgender Messung von t1 und t2 entsprechend dem asynchronen Modus (um möglichst viele Messergebnisse zu erhalten). Dadurch braucht keine Anpassung von u1=uoff mit GTCOMP = 1/RVLo vorgenommen werden; für die Messung von u2=uoff entspricht dann der über Rp zu u2 angeschaltete Wert (um u2 für die eigentliche Verlustmessung in t2 zu erhalten), dem für die Einstellung u2=uoff erhaltenen Offsetwert GTCOMP = 1/RVLo. Für den Abgleich von uon=uoff gilt dann die entsprechende Wertdifferenz -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), wie bereits erläutert wurde. Siehe auch vorangegangenes Kapitel „Variante entdämpfter Sensor, Grundlagen.

Ist für das Messverfahren, z.B. nach Ausführungsvariante2, bereits ein durch Stellgröße (BD) stellbarer Verlustwiderstand Rp vorgesehen (z.B. für Abgleich nach vorgegebenem Verhältnis us1/us2=konstant), dann kann Rp auch zugleich die Funktion von GTCOMP übernehmen, ohne dass eine weitere Kaskade vorgesehen sein muss. Nach dem Einstellen von -gT kann mit Rp z.B. der Abgleich von us/us2=konstant im Verfahren nach Ausführungsvariante2 durchgeführt werden. Unter Bezugnahme auf die im Ersatzschaltbild für die elektronischen Schalter (z.B. FET-Schalter) für die Abschaltung des negativen Leitwertes -gT und des Eichleitwertes GTCOMP verwendeten Bezeichnungen HS (gT) für -gT und HS(GTCOMP) für GTCOMP, lassen sich daher folgende übergeordnete Messschritte zusammenfassen, die sich für jede vorgenommene Verlustmessung entsprechend wiederholen: Tabelle1:

STATUS	HS (gT)	HS (GTCOMP)	us*
1.Abgleichschritt toff	offen	offen oder Offsetwert 1/RVLo *1)	usoff
2.Abgleichschritt ton	geschlossen	geschlossen*1)	uson
1.Messschritt t1	geschlossen	offen oder Differenz*1)	us1
2.Messschritt t2	geschlossen	offen oder Differenz*1)	us2
*1): Anmerkung:

ist GTCOMP durch Stellgröße einstellbar gemacht, dann kann anstelle der Abschaltung von HS(GTCOMP) auch eine entsprechende Wertevariation von GTCOMP bei geschlossenem (oder nicht vorhandenem) HS(GTCOMP) erfolgen: HS(GTCOMP) wird dabei in toff auf einen Wert 1/RVLo geschaltet, der während des Abgleichs von HS(GTCOMP) in den Schritten toff und ton einem ständig angeschalteten Verlustwert 1/RVLo entspricht, der die Güte und somit die Einschwingzeit des Messschwingkreises zur Beschleunigung des Abgleichs des negativen Leitwertes -gT entsprechend reduziert. Die Einstellung von GTCOMP auf den Wert 1/RVLo entspricht daher dann dem Zustand der Abschaltung von GTCOMP in toff, wobei mit 1/RVLo der Wert von uoff auf eine der gewünschten Güte entsprechenden (vordefinierten) Amplitude von uoff (bzw. auch u1) eingestellt werden kann.

Für einen Abgleich uson=usoff im Abgleichschritt ton ist daher -gT nicht unmittelbar GTCOMP, sondern -gT = GTCOMP - 1/RVLo (die Verluste entsprechend dabei Leitwerten). Je nach gewünschter Ausbildung des Messverfahrens kann in dem Abgleichzyklus nachfolgenden Messschritt t1, der als Offsetwert ständig angeschaltete Verlustwert 1/RVLo für die Messung von us1 auch beibehalten werden, bei entsprechender Berücksichtigung für die Verlustwertermittlung im Messschritt t2 (bei Messung von us2). Gegebenenfalls kann GTCOMP auch zugleich als Stellwiderstand Rp im Messschritt t2 verwendet werden. Weiters könnte auch der Leitwert 1/RVLo extern angeschaltet sein und daher ein Abgleich -gT = GTCOMP erfolgen, bzw. für die meisten Anwendungsfälle ist der in die Messspule eingekoppelte Verlust 1/RVM ohnehin groß genug, um die Güte für den Abgleich von -gT = GTCOMP entsprechend einzustellen. Die Forderung nach einer Gütereduzierung für den Abgleich von -gT = GTCOMP ist dann interessant, wenn mit Messspulen LM hoher Güte besonders geringe Verluste (bzw. Leitwerte) 1/RVM absolut gemessen sind, z.B. Abstandsmessungen an Materialien wie Carbonfaser, hochohmig messende Detektoren mit kleinster Messleistung im nW-Bereich (Nanowatt-Bereich) bei niedrigster Messfrequenz um z.B. Briefe nach Briefbomben gefahrlos automatisiert absuchen zu können, oder langsam integrierende Messungen an Gasen zur Feststellung einer Ionisierung, etc. Dabei kann dann für den Abgleich von -gT = GTCOMP auch ein eigener Schwingkreis Lneg, Cneg, vorgesehen sein.
Der unmittelbare Abgleich von -gT auf einen vorgegebenen Wert von GTCOMP ist sinnvoll, wenn -gT als konstanter Wert (bzw. Messkonstante) zur Einstellung einer gewünschten Güte zur Reduzierung des Eigenverlustes des Messkreises (LM, Cp) vorgegeben wird, und der zu messende Verlust 1/RVM als Summenverlust zusammen mit dem negativen Leitwert -gT nach einem der beiden Verfahren Ausführungsvariante1 oder Ausführungsvariante2 gemessen wird. Der tatsächlich gemessene Verlust kann dann aus einer die eingestellte Messkonstante berücksichtigende Tabelle abgelesen werden, die z.B. unmittelbar in der zu messenden Größe geeicht ist.
Dagegen ist der unmittelbare Abgleich von GTCOMP auf einen jeweils eingestellten Wert von -gT sinnvoll, wenn der negative Leitwert -gT gelesen werden soll. Dass ein jeweils eingestellter Wert des negativen Leitwertes -gT auch gelesen werden kann, ermöglicht es, dass für die Messung des zu messenden Verlustes 1/RVM neben den beiden Vorzugsvarianten Ausführungsvariante1 oder Ausführungsvariante2 noch eine dritte Variante Ausführungsvariante3 für die Ermittlung eines mit der Messschaltung gemessenen Verlustes zur Anwendung gelangen kann. Bei dieser Variante erfolgt zuerst der Abgleich von -gT auf den auftretenden Summenverlust 1/RVM' + (-gT), wobei der negative Leitwert etwa im Wert Null beginnend, solange in negativer Richtung schrittweise vergrößert wird, bis am Resonanzkreis eine selbsttätige Schwingung (ohne einen Rückkopplungsverstärker oder eine Fremdeinspeisung zu verwenden) einsetzt. Anschließend wird der negative Leitwert -gT (des Schwingungs-Einsatzpunktes) in beschriebener Weise über Abgleich durch GTCOMP gemessen. GTCOMP entspricht daher -gT bzw. 1/RVM inkl. dem als Parallelleitwert transformierten Eigenverlust der Spule (rs), der über Tabelle korreliert wird.
Relativmessung:
Dass über den Abgleich von GTCOMP ein jeweils eingestellter Wert von -gT unmittelbar gelesen werden kann, ist besonders für Anwendungen interessant, wo nicht der gesamte Verlust (K bzw. 1/RVM), in dem sich die Messspule LM jeweils befindet, gemessen werden soll, sondern nur die Messung geringfügiger additiver Veränderungen (dK bzw. 1/dRVM) als Relativmessung zum bestehenden Gesamtverlust. Dabei entspricht der Gesamtverlust dem Offsetwert l/RVM_Offset, der mit einem negativen Widerstand, bzw. negativen Leitwert -gT um einen entsprechenden negativen Verlust (-1/RVM_NEG) auf die verbleibende Messkonstante 1/RVM_Q reduziert wird. Dabei misst der Sensor den Gesamtverlust 1/dRVM + 1/RVM_Q, mit 1/RVM_Q = 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG), wobei in l/RVM_Offset, und somit in 1/RVM_Q die exemplarischen Streuungen des Sensoraufbaus, wie z.B. der durch den Temperaturgang des als Verlust gemessenen Materials (K) bedingte Messfehler, mit enthalten sind. Dabei ist zu berücksichtigen, dass z.B. bei einer Reduktion des Gesamtverlustes auf 10% (d.h. 1/RVM_Q = 0.1 * 1/RVM_Offset), eine 15%-tige Änderung des durch den Aufbau der Sensoranwendung vorgegebenen Gesamtverlustes 1/RVM_Offset einer 150%-tigen Änderung des reduzierten Offsetwertes 1/RVM_Q entspricht, und, wenn wir zum der gewünschten Güte des Resonanzkreises entsprechenden Offsetwert 1/RVM_Q für eine volle Aussteuerung von 1/dRVM 20% (full scale) als Relativmessung messen, bereits einen Messfehler von 750% bezogen auf 1/dRVM erhalten würden. Weshalb die Einstellung von 1/RVM_Q automatisch erfolgt, unter Benutzung des über einen Referenzwiderstand, bzw. Eichleitwert GTCOMP genau einstellbaren, bzw. genau lesbaren negativen Verlustanteils (-1/RVM_NEG). Dabei wird zwischen zwei Varianten unterschieden, die nach Maßgabe der geforderten Anwendung jeweils auszuwählen sind, bzw. erforderlichenfalls auch über einen Umschaltmodus beide Varianten für einen Sensor zur Anwendung gelangen können.
Die Einstellung des Sensors auf den Wert des Arbeitspunktes 1/RVM_Q für die Messung von 1/dRVM, erfolgt entweder über den gesamten definierten Messbereich automatisch, z.B. wenn ausgehend von einem niederfrequenten, oder als Gleichanteil vorhandenen Gesamtverlust 1/RVM_Offset der Arbeitspunkt 1/RVM_Q sich über Nachregelung von (-1/RVM_NEG) so einstellen soll, dass in einer dynamischen Relativmessung der Verlust 1/d ~ RVM optimal als Impuls oder höherfrequentes Signal gemessen werden kann, ohne dass für eine gegebenenfalls vorhandene Drift von 1/RVM_Offset bzw. 1/RVM_Q besondere Maßnahmen ergriffen werden müssten. Oder die Einstellung des Sensors auf den Wert des Arbeitspunktes 1/RVM_Q für die Messung von 1/dRVM ist für eine Nachregelung von (-1/RVM_NEG) durch einen Vergleichssensor (vgl. LT,CT) der den Temperatureinfluss gleichfalls als Verlust misst, oder einen Minuenden, bzw. Subtrahenden einer Differenzmessung liefert, vorgenommen. Diese Variante wollen wir als statische Relativmessung bezeichnen.
Im Vergleich mit üblichen Begriffen aus der Verstärkertechnik ist die Relativmessung am besten vergleichbar mit einer Kleinsignalankopplung eines gleichspannungs-gekoppelten Summierverstärkers, wobei das Kleinsignal einen wesentlich höheren Gleichtanteil als Nullpunkt aufweist und die Nullpunktslage durch ein diesem Gleichanteil entsprechendes, dem Summierverstärker zugeführtes negatives Signal eingestellt ist. Der Unterschied zwischen dynamischer und statischer Relativmessung ist der, dass die zur Einstellung der Nullpunktslage des Kleinsignals verwendete Steuergröße bei der dynamischen Relativmessung unmittelbar aus dem Kleinsignal (1/d ~ RVM) dekodiert ist, insbesondere aus der den jeweiligen Verstärkungsgrad des Kleinsignals entsprechenden Hüllkurve, vergleichbar mit Dynamikkompressoren und automatischer Verstärkungsregelung. Dagegen erfolgt bei der statischen Relativmessung die Einstellung der Nullpunktslage durch ein unmittelbares Differenzsignal, im vorliegenden Fall insbesondere eines weiteren Sensors (1/dRVM), welcher die Nullpunktslage des durch den ersten Sensor abgetasteten Kleinsignals gegen Drifteinflüsse stabilisiert. Oder es kann auch unmittelbar das Differenzsignal zweier Sensoren abgetastet werden. Im Unterschied zu diesem Vergleich aus der Verstärkertechnik messen wir mit den Sensoren jedoch vorwiegend keine Amplituden, wie Spannungen oder Ströme, sondern wir messen, bzw. bestimmen unmittelbar Verluste, unabhängig vom jeweiligen Verstärkungsgrad der am gemessenen Verlust auftretenden Spannungen oder Ströme. Somit das Kleinsignal ein Verlust (1/d ~ RVM bzw. 1/dRVM) ist, als auch der für die Einstellung der Nullpunktslage des Kleinsignals verwendete negative Summand ein entsprechender Verlust ist (-1/RVM_NEG).
Dynamische Relativmessung:
Der durch den physikalischen Messaufbau des Sensors gegebene Offsetwert 1/RVM_Offset wird über die Verstellung der negativen Verlustkomponente (-1/RVM_NEG) soweit reduziert, dass sich ein Arbeitspunkt 1/RVM_Q einstellt, zu dem die dynamische Verlustwechselgröße 1/d~RVM im gewünschten Amplitudenbereich (us*) des Schwingkreises in einem gewünschten Verstärkungsgrad gemessen werden kann. Dabei kann diese Arbeitspunkteinstellung z.B. erforderlichenfalls auch in einem automatischen Kalibrierungsschritt erfolgen. Je nach Applikation kann dabei die Selbsttesteigenschaft des Sensors auch dazu benutzt werden (vgl. auch die zitierte DE 42 40 739 C2 ), um durch Wertevariation eines an den Schwingkreis angeschalteten steuerbaren (BD) Verlustes Rp die dynamische Verlustwechselgröße 1/d~RVM so zu simulieren, als würde sie an der Messstelle (K) auftreten (vgl. auch 1). Diese Vorgangsweise ist dann zweckmäßig, wenn die zu erwartende Verlustmessung 1/d~RVM auf eine bestimmte Eingangsempfindlichkeit vorkalibriert werden soll, ohne dass ein betreffender dynamisch wechselnder Verlust 1/d~RVM als über die Messspule LM eingekoppelter Messgröße vorhanden sein muss, was z.B. beim Einschalten oder Rücksetzen des Sensors, oder beim Eintreffen eines externen Synchronsignals vorgenommen sein kann. Während der Messungen des über die Messspule LM eingekoppelten Verlustes von 1/d~RVM in der beschriebenen Weise (t1, t2 mit us1, us2; bzw. ton,toff mit uon,uoff) erfolgt die ständige Überwachung der Hüllkurve usH der Schwingkreisspannung auf Überschreitung eines Maximalwertes (REFH_MAX) und eines Minimalwertes (REFH_MIN). REFH_MAX definiert über die zulässige Maximalamplitude die zulässige maximale Güte des Schwingkreises. Bei einem Überschreiten dieser Güte würde die Bandbreite soweit reduziert, dass der dynamisch zu messende Verlust 1/d~RVM nicht mehr übertragen werden kann, somit bei Detektierung von REFH_MAX der Negativanteil des Verlustes (-1/RVM_NEG) entsprechend verringert werden muss, bis die Hüllkurve unter dem Wert von REFH_MAX absinkt. Sinkt dagegen der Minimalwert der Hüllkurve unter dem Wert von REFH_MIN, dann ist die durch den Arbeitspunkt 1/RVM_Q eingestellte Empfindlichkeit des Sensors zu gering und wird durch Erhöhen von (-1/RVM_NEG) entsprechend verringert, somit die Hüllkurve der Schwingkreisspannung wieder im Messbereich von 1/d~RVM liegt. Da diese Regelung über den Wert von (-1/RVM_NEG) erfolgt, kann die Veränderung dieses Wertes, bzw. dieser Wert gegebenenfalls auch für eine entsprechende Korrektur des erhaltenen Messwertes 1/d~RVM verwendet werden. Für die meisten Anwendungen, bei denen ein dynamisch zu messender Verlust 1/d~RVM gemessen ist, ist die Auswertung der Relativität aufeinanderfolgend erhaltener Werte ausreichend. Sollen die Werte absolut erfasst werden, dann ist die durch die Veränderung des Arbeitspunktes über (-1/RVM_NEG) verursachte Änderung der Empfindlichkeit für die Abtastung von 1/d~RVM zu berücksichtigen. Z.B. unter Benutzung einer Tabelle, die in einem Lernverfahren am fertig montierten Sensor erstellt worden ist. Dabei kann der negative Anteil von (-1/RVM_NEG) wegen des zu jeder Verlustmessung vorgenommenen Abgleichs von -gT als Drift frei angesehen werden und somit unmittelbar einer Tabelle als Eingangsgröße zugeführt werden, um eine dem Temperatureinfluss entsprechende Ausgangsgröße zu erhalten. Dabei wird davon ausgegangen, dass der Nullpunkt des dynamisch gemessenen Verlustes 1/d ~ RVM dem mit (-1/RVM_NEG) eingestellten Arbeitspunkt entspricht. Die Nachregelung von (-1/RVM_NEG) für die Einstellung, bzw. Stabilisierung des Arbeitspunktes $1 / RVM_Q = 1 / RVM_Offset + (- 1 / RVM_NEG)$
erfolgt beispielsweise mit einem Vor- Rückwärtszähler, der über die Software des den Verlustwert (-1/RVM_NEG) steuernden Microcontrollers entsprechend implementiert ist und über Steuersignale angesteuert wird, die von der Amplitudenüberwachung REFH_MIN bzw. REFH_MAX der Schwingkreisspannung (us*) je nach Unterschreitung bzw. Überschreitung der Amplitude entsprechend detektiert ist. Dabei kann diese Detektierung über einfache Komparatoren erfolgen, oder auch über Operationsverstärker, wobei die Abweichung (us* von REFH_MIN bzw. REFH_MAX) dann auch die Taktfrequenz des Vor- Rückwärtszählers, der über (-1/RVM_NEG) eine der Abweichung (entsprechend der Zählrichtung) entgegenwirkende Regelung der Schwingkreisspannungsamplitude (us*) vornimmt, mitgesteuert werden (z.B. über eine VCO- Schaltung, spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung). Die Taktfrequenz und Schrittweite (von -1/RVM_NEG) mit der der Vor-Rückwärtszähler getaktet wird, hängt von der Applikation ab. Über die automatische Arbeitspunkteinstellung (bzw. Verstärkungsregelung) des Sensors kann der Arbeitspunkt der dynamischen Relativmessung sowohl für periodische Signale (z.B. Schwingungsabtastung, Körperschall- oder Vibrationsmessung, etc.), als auch für Ereignismessungen, (Messung von Einzelimpulsen oder Nadel-Impulsfolgen mit großem Tastverhältnis, etc.) stabilisiert werden. Ebenso kann z.B. der sich aus der Hüllkurvenabtastung der Schwingkreisamplitude us* ergebende Mittelwert (summierend oder über Tiefpass festgestellt) mit einbezogen werden, je nachdem wie die Applikation es erfordert. Eine weitere Option ist, für die automatische Nachstellung des Arbeitspunktes ein Enable-Signal (Ermöglichungssignal) zu verwenden (z.B. zur Einschaltung / Abschaltung der Zähltakte). Betreffende Beispiele sind zu 15 und zu 30 beschrieben.
Statische Relativmessung ...
Wie bereits erläutert, ist bei 1/dRVM <<< 1/RVM_Offset der durch die Drift des eingestellten Arbeitspunktes 1/RVM_Q verursachte Messfehler von 1/RVM_Q besonders groß, wenn keine Kompensation vorgenommen ist. Wie bei der dynamischen Relativmessung ist dabei die Nachstellung, bzw. Kompensation der Drift über den Negativanteil (-1/RVM_NEG) des Summenverlustes vorgenommen. Die statische Relativmessung 1/dRVM unterscheidet sich jedoch von der dynamischen (1/d~RVM) dadurch, dass die Regelgröße für das die Driftabweichung jeweils ausgleichende Nachstellen von (-1/RVM_NEG), nicht aus dem Signalverlauf des den Verlust 1/dRVM messenden Sensorschwingkreises dekodiert ist (vgl. REFH_MAX und REFH_MIN), sondern mit einem weiteren Verlustmessschwingkreis ein Referenzverlust gemessen ist, nach dem über Nachstellung von (-1/RVM_NEG) die Drift des Arbeitspunktes für die Messung von 1/dRVM des ersten Schwingkreises nachgeregelt ist. Für die meisten Anwendungen ist die Temperaturkompensation mittels gesondert vorgesehener Sensorspule LT, bzw. Sensorschwingkreis LT,CT möglich, vgl. dazu auch die zitierte DE 42 40 739 C2 . Bei einer derartigen Kompensation ist nach dem Verlustmessprinzip der Temperatur abhängige Leitwert des über den Sensorschwingkreis LM, Cp gemessenen Teiles (K) mit einem zweiten zur Messung der Temperaturabhängigkeit vorgesehenen Schwingkreis LT,CT gemessen, wobei die Temperaturmessspule LT so angeordnet ist, dass über den Messbereich, bzw. Bewegungsbereich der Annäherungsmessung des gemessenen Teiles (K) an der Temperaturmessspule LT keine Abstands bedingte Verluständerung auftritt. Jedoch ist in der DE 42 40 739 C2 nicht von einer Entdämpfung eines Offsetverlustes Gebrauch gemacht, weshalb die dort beschriebene Temperaturkompensation ausreichend ist. Für die bevorzugte statische Relativmessung ist wegen 1/dRVM <<< 1/RVM_Offset auf einen besonders guten Gleichlauf für die beiden Schwingkreise LM,Cp zur Messung von 1/dRVM (über LM) und der Verlustmessung des Temperaturganges (über LT) zu achten, bei entsprechend unterschiedlichen Resonanzfrequenzen (fm und ft). Um diesen Gleichlauf zu erreichen, ist folgende Bemessung bevorzugt: Bei an sonst abgeschalteten weiteren Verlusten des im Messfeld montierten Sensors (Rp=unendlich bzw. GTCOMP=0, und -gT=0 bzw. -1/RVM_NEG=0), d.h. nur der Verlust 1/RVM_Offset der Messspule LM, bzw. der von der Temperaturmessspule LT erfasste Verlust VR_T, inklusive des durch die ohmschen Spulenwiderstände rs jeweils verursachten Verlustes, sind jeweils in die Schwingkreise als Verlust eingekoppelt. Dabei ist darauf geachtet, dass die beiden Messspulen (LM und LT) der Schwingkreise (LM,Cp bzw. LT,CT) gleiche ohmsche Serienwiderstände mit gleichen Temperaturgang aufweisen und dass die am gleichen Material des gemessenen Teiles (K) jeweils eingekoppelten Verlustwiderstände 1/RVM_Offset bzw. VR_T ebenfalls gleich groß sind, und weil sie identischem Materialien entsprechen, auch gleichen Temperaturgang aufweisen. So können z.B. beide Schwingkreise identische Spulen aufweisen, wobei die unterschiedlichen Resonanzfrequenzen über die Parallelschwingkreiskapazitäten (Cp, CT) eingestellt sind. Für eine bestimmte Nominaltemperatur (z.B. 25°C) wird der Arbeitspunkt des für die statische Relativmessung (1/dRVM) vorgesehenen Resonanzkreises LM, Cp über (-1/RVM_NEG) durch entsprechende Einstellung von -gT eingestellt (1/RVM_Q), bei angenommenen 1/dRVM=0 für 1/dRVM <<< 1/RVM_Offset. Am für die Messung des Temperaturganges vorgesehen Schwingkreis LT, CT wird der gleiche Verlustwert als negative Verlustwertkomponente entsprechend der am Resonanzkreis LM,Cp vorgenommenen Einstellung eingestellt. Beide Resonanzkreise weisen bei stabilem (-1/RVM_NEG) somit absoluten Gleichlauf auf. In einem wesentlichen Unterschied zur DE 42 40 739 C2 , muss bei der Temperaturkompensation des durch eine Negativkomponente (-1/RVM_NEG) um einen wesentlichen Verlustanteil reduzierten Arbeitspunktes $(1 / RVM_Q = 1 / RVM_Offset + (- 1 / RVM_NEG)$
nicht nur auf eine Temperaturkorrektur des Ergebnisses, sondern vor allem auch auf eine Temperatur kompensierte Nachstellung des Arbeitspunktes geachtet werden. Dabei wird unter Benutzung des bereits in der DE 42 40 739 C2 vorgeschlagenen Verfahrens (dort die Ansprüche 6 und 10) am Schwingkreis LT, CT, welcher den Temperaturgang misst, der Verlust dieses Schwingkreises konstant geregelt, was in der DE 42 40 739 C2 durch Komparatorvergleich der Schwingkreisspannung us* mit einer Referenzspannung vorgenommen ist, weshalb diese Messung nicht unabhängig von eingekoppelten Störspannungen ist. In vorliegender Erfindung wir der Komparatorvergleich zur Konstanthaltung des am Schwingkreis auftretenden Summenverlustes durch das Störsignal unabhängige Messverfahren ersetzt.
Dabei wird zwecks Konstanthaltung des im Temperatur Messschwingkreis (LT, CT) auftretenden Summenverlustes nicht die am Schwingkreis auftretende Messspannung us* als die den Summenverlust anzeigende Messgröße konstant gehalten, sondern unmittelbar, unabhängig vom am Schwingkreis auftretenden Absolutwert der Signalamplitude, bzw. unabhängig einer entsprechenden Hüllkurve bestimmte Summenverlust über die Stellgröße BD = (-1/RVM_NEG) zur Einstellung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q konstant geregelt.
Dieser über die Stellgröße BD (vgl. auch 1) des Schwingkreises (LT,CT) für die Temperaturgangmessung der Arbeitspunkteinstellung gemessene Wert (-1/RVM_NEG) wird auch jeweils übereinstimmend für die Arbeitspunkteinstellung des Schwingkreises LM, Cp für die eigentliche Verlustmessung 1/dRVM (an LM) verwendet. D.h. bezogen auf den gesamten Summenverlust wird mit daher mit Messspule LM gemessen: $1 / dRVM + [1 / RVM_Q] = 1 / dRVM + [1 / RVM_Offset + (- 1 / RVM_NEG)] .$
Der in eckige Klammern gesetzte Ausdruck entspricht dem über (-1/RVM_NEG) nachgeregelten Arbeitspunkt. Genauigkeitsdiskussion: Da der in der angegebenen Formel aufgestellte Zusammenhang 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) schaltungsbedingt nicht unbedingt exakt linear ist, ist für hochgenaue Messungen eine Temperatur abhängig erfasste Linearisierung mittels Tabelle vorgesehen, die unter Ausnutzung des über Nachregelung von BD = (-1/RVM_NEG) bereits hergestellten Gleichlaufs der beiden Messschwingkreise (LM,Cp und LT,CT) nur wenige Zusatzspeicherplätze für die Abspeicherung der Temperaturkorrektur benötigt. Dabei wird die aus der Konstantregelung des Verlustes in der Temperaturmessspule erhaltene jeweilige Stellgröße (–1/RVM_NEG = BD aus 1) nicht nur für das Nachstellen des Arbeitspunkt- Offsetwertes für den, den eigentlichen Verlust 1/dRVM messenden Schwingkreis verwendet, sondern zusätzlich noch als Temperaturmessgröße in der Linearisierungstabelle mit einbezogen. Die Linearisierungstabelle wird dabei durch Lernen am fertig montierten Sensor erstellt. Um Speicherplatz zu sparen erfolgt die Wertzuordnung jedoch nicht unmittelbar, sondern unter Verwendung zweier Tabellen: einer ersten Tabelle, die wir als Temperatur Korrekturtabelle bezeichnen wollen, und der eigentlichen Werttabelle, in welcher der physikalische Messwert als Funktion der Eingangsgröße für einen der Nominaltemperatur (z.B. 25°C) entsprechenden Temperaturwert gespeichert ist. Wobei als Eingangsgröße der gemessene Wert 1/dRVM, bzw. wenn vorher nicht durch Rechnung normalisiert, der Wert 1/dRVM+ [1/RVM_Q] als Leseadresse für das Auslesen des jeweils gemessenen physikalischen Messwertes gespeichert ist. Durch Verwendung zweier gesonderter Tabellen, einer Werttabelle und einer Temperatur Korrekturtabelle, ist sichergestellt, dass nur für jene Summenverlustwerte 1/dRVM + [1/RVM_Q] jeweils unterschiedlichen Temperaturbereichen entsprechende Korrekturwerte abgespeichert werden, bei denen der Korrekturwert ungleich Null ist. Dabei ist je nach Anwendungserfordernis das Korrekturverfahren frei definierbar, z.B. den Korrekturwert als Faktor (Prozentwert, etc.) oder als unmittelbarer Summand jeweils zu speichern. Werttabelle und Temperatur Korrekturtabelle sind folgendermaßen organisiert: Der die eigentliche Verlustmessung vornehmende Sensor (LM,Cp) adressiert unmittelbar mit den erhaltenen Messwerten 1/dRVM + [1/RVM_Q] die Werttabelle, die den einer Nominaltemperatur (z.B. 25°C) entsprechenden physikalischen Messwert aus der Werttabelle ausliest. Tabelle2: Werttabelle

ADRESSE AUSGANGSWERT (bei Nominaltemperatur)

MSB.....LSB physikalische Messgröße des Sensors

1/dRVM + [1/RVM_Q] [OUTPUT]

In der Temperatur Korrekturtabelle sind nach steigender linearer Adressierung (d.h. incrementaler Adressenfortschaltung) jeweils Korrektur-Datenworte gereiht, in denen zu jeweils zugehörigen Ausgangswerten [OUTPUT] der Wertetabelle, bestimmten Temperaturbereichen zugehörige Korrekturwerte ERROR VALUE gespeichert sind wenn sie einen Korrekturwert ungleich Null aufweisen, und weiters, der Korrekturwert noch nicht innerhalb des Temperaturbereiches gespeichert ist (vgl. Tabelle 3). Diese Korrekturdatenworte sind dann jeweils mit den Temperaturbereichen (z.B. Ta, Tb, Tc, Td, ... usw.) flankiert, bzw. zwischen den die Temperaturbereiche darstellenden Temperatur-Datenworten eingeschlossen, z.B. Ta, Tb, Tc, Td, ... usw., wobei innerhalb der durch einen Vor-Rückwärtszähler durchlaufenen Temperatur Korrekturtabelle, die Temperaturwerte nach steigenden Werten geordnet sind. Und weiters, die jeweils zwischen den Temperaturwerten (innerhalb der incrementalen Adressenordnung) eingeschlossenen Korrektur-Datenworte gleichfalls nach steigenden Werten der Ausgangswerte [OUTPUT] der Wertetabelle geordnet sind. Falls erforderlich ist zur Unterscheidung von Korrektur-Datenworten und Temperatur-Datenworten ein entsprechendes Kennbit (Flag, log.0 bzw. log.1) im Datenwort vorgesehen. Tabelle3: Temperatur Korrekturtabelle

ADRESSE	AUSGANGSWERT
Vor- Rückwärtszähler fortlaufend	Wort1	Wort2	Flag
	Ta=f (BD = (-1/RVM_NEG))		1
	[OUTPUT Wert x]	ERROR VALUE x1	0
	[OUTPUT Wert y]	ERROR VALUE y1	0
	[OUTPUT Wert z]	ERROR VALUE z1	0

	usw.
	Tb= f (BD = (-1/RVM_NEG)		1
	[OUTPUT Wert v]	ERROR VALUE v1	0
	[OUTPUT Wert x]	ERROR VALUE x2	0
	[OUTPUT Wert z]	ERROR VALUE z2	0
	Tc = f (BD = (-1/RVM_NEG)) usw.		1

Die Temperaturwerte Ta, Tb, Tc, usw. entsprechen den mit LT,CT gemessenen Verlustwerten BD = (-1/RVM_NEG) und sind nach steigenden Werten geordnet und mit einem bit FLAG=1 zur Unterscheidung von den Korrektur-Datenworten gekennzeichnet. Dabei können die Werte (-1/RVM_NEG) in Anpassung an die geforderte Genauigkeit mit entsprechend reduzierter Bitzahl gespeichert (MSB ... LSB+n), bzw. gerundet werden. Zu jeder Änderung von (-1/RVM_NEG), was durch die Software des verwendeten Mikrocontrollers/ Signalprozessors zu jeder Messung von (-1/RVM_NEG) über die erhaltene Stellgröße (BD) des Temperaturmessschwingkreises (LT,CT) festgestellt ist, erfolgt ein Suchlauf des Adresszählers der Temperatur Korrekturtabelle in die der festgestellten Änderung entsprechenden Richtung (bei Erhöhung in Aufwärtsrichtung, bei Reduzierung in Abwärtsrichtung) bis der nächste durch FLAG=1 gekennzeichnete Temperaturwert bzw. (-1/RVM_NEG) erreicht ist (z.B. Tb) und für die weitere Entscheidung des Verfahrensablaufs aus der Temperatur Korrekturtabelle ausgelesen ist. Der ausgelesene Temperaturwert bzw. (-1/RVM_NEG) wird mit dem aktuellen über die Messung des Temperaturmessschwingkreises (LT,CT) erhaltenen Wert verglichen. Zeigt die Änderung an, dass die aktuell gemessene Änderung bezogen auf den alten (vorherigen) Tabellenwert (z.B. Ta) geringer ist, als die Differenz vom alten Tabellenwert (z.B. Ta) zum neu erhaltenen Tabellenwert (z.B. Tb), dann wird der Zeiger für das Lesen der Temperatur Korrekturtabelle auf den alten Temperaturwert (z.B. Ta) zurückgesetzt. Ist dagegen die aktuell gemessene Änderung bezogen auf den alten (vorherigen) Tabellenwert (z.B. Ta) größer (oder gleich), als die Differenz vom alten Tabellenwert (z.B. Ta) zum neu erhaltenen Tabellenwert (z.B. Tb), dann wird der neue Tabellenwert zum aktuellen Zeiger für das Lesen der Temperatur Korrekturtabelle. Je nach Änderungsrichtung der Temperatur, bzw. von (-1/RVM_NEG) des Temperaturschwingkreises (LT, CT), ist dieses Verfahren zur Auswahl des aktuellen Temperaturfeldes der Tabelle in beide Richtungen benutzbar. Innerhalb der zwischen den jeweiligen Temperaturdifferenzen (Tb minus Ta, Tc minus Tb;.....bzw. umgekehrt, wenn Änderung in negativer Richtung abnehmend erfolgt) liegenden Speicherfelder sind die Korrektur-Datenworte gespeichert, bestehend aus einem Wort für den aus der Werttabelle zu einer Messung des für die eigentliche Verlustmessung (mit Schwingkreis LM,Cp) jeweils erhaltenen Wertes [OUTPUT] und dem zu diesem Wert zugehörigen Korrekturwert ERROR VALUE. Dabei läuft der Adresszähler der Temperatur Korrekturtabelle innerhalb der Temperatureckwerte den jeweiligen OUTPUT Eckwerten nach. Dabei gilt das gleiche Prinzip, wie für den Nachlauf der Temperatureckwerte. Zu jeder festgestellten Änderung des vom Sensor (LM, Cp) über die Werttabelle erhaltenen Wertes, wird richtungsabhängig der in der Tabelle abgespeicherte OUTPUT Wert ausgelesen, und festgestellt, ob die auf den alten (vorherigen Tabellenwert) bezogene Änderung größer oder kleiner ist, als die in der Tabelle sich aus dem alten und neu adressierten Wert von OUTPUT ergebende Differenz, wenn nein, dann wird der Zeiger für den Erhalt eines Korrekturwertes (ERROR VALUE) wieder auf den alten (vorherigen Tabellenwert) gesetzt, wenn ja dann bleibt der Zeiger für den Erhalt eines Korrekturwertes (ERROR VALUE) auf den neuen Wert gesetzt.
Im Prinzip könnten anstelle der Ausgangswerte OUTPUT der Werttabelle auch unmittelbar die mit dem LM, Cp - Sensor gemessenen Verluste 1/dRVM + 1/RVM_Q gespeichert werden, jedoch würde dann mehr Speicherplatz benötigt. Das Erstellen der Tabellen erfolgt in einem Lernverfahren entsprechend dem Stand der Technik, dass für die gegebenen Erfordernisse entsprechend angepasst wird: Über eine entsprechende Anordnung oder Vorrichtung (z.B. Spindel oder Druckerzeuger, bzw. Ventile, etc.) wird die im Lernverfahren vom zu eichenden Sensor erfasste physikalische Messgröße (z.B. Abstandsmessung, Druckmessung, etc.) entsprechend stetig verändert (in der Wertskala durchgestimmt) und mit einem Referenz-Eichsensor (z.B. Drucksensor bei Druckerzeugung, etc.) oder unmittelbar über die präzise Anzeige eines Eichverstellers (z.B. Spindelverdrehung bei Abstandseichung, etc.) zusätzlich zum zu eichenden Sensor gemessen. Für jede erhaltene Incrementierung (bei steigender Werteänderung) bzw. Decrementierung (bei fallender Werteänderung) um jeweils einen Auflösungsschritt (1 Digit) der Messskala, wird der Messwert in die Werttabelle eingeschrieben, wobei die Adressierung der Werttabelle mit dem vom zu eichenden Sensor gemessenen Verlustwert 1/dRVM + [1/RVM_Q] adressiert wird. Dieses Eichverfahren wird zunächst bei der festgelegten Nominaltemperatur (z.B. 25°) für die gesamte Messskala durchgeführt. Anschließend wird die Temperatur Korrekturtabelle erstellt. Dabei können zunächst auch nur ein in einem langsamen Eichvorgang geeichtes Muster erstellt werden und anhand dieses Musters die erhaltenen Temperaturverlustwerte beim Eichen nachfolgender Muster anstelle über unmittelbaren Temperatureinfluss durch entsprechende an die Schwingkreise angeschaltete, dem Temperatureinfluss entsprechende stellbare Leitwerte simuliert werden, um das Eichverfahren für die Serienfertigung zu beschleunigen. Beim Eichvorgang wird die Temperatur Rastererstellungstabelle folgendermaßen beschrieben: Wird die Messskala für einen jeweils um eine Temperatureinheit (das entspricht einem Inkrement von MSB ... LSB+n des Wertes -1/RVM_NEG, bzw. der Stellgröße BD) versetzten Temperaturwert aufgenommen, dann wird in der Werttabelle nachgelesen, ob sich für diese Temperaturänderung der Ausgangswert der Tabelle abweichend von einem gemessenen Referenzwert über ein Inkrement hinaus ändert, wenn ja dann wird der für die Temperaturwertmessung betreffende Verlust (-1/RVM_NEG) zusammen mit dem zugehörigen Temperaturwert abgespeichert, wenn nein, dann erfolgt keine Abspeicherung. Keine Abspeicherung des für die Temperaturwertmessung betreffenden Verlustes (-1/RVM_NEG) erfolgt auch, wenn gegenüber einer vorherigen Abspeicherung sich der Korrekturwert nicht verändert hat, denn so entstehen nur dann innerhalb der Temperaturwerte entsprechende [OUTPUT] /Korrekturwert Datenwörter, wenn eine Änderung des Korrekturwertes im Verlauf der Eichkurve erforderlich wird, um die Korrekturwerte möglichst redundant zu speichern.
Sowohl für die beschriebene dynamische Relativmessung, als auch für die statische Relativmessung kann die Regelung von -1/RVM_NEG auch bei fest eingestelltem negativem Leitwert -gT und zusätzlich parallel geschaltetem Leitwert Rp + (-gT) im negativen Bereich dieser Leitwertsumme vorgenommen werden. Für bestimmte Anwendungen lässt sich das beschriebene Kompensationsverfahren auch nur im positiven Regelbereich von BD des für die Temperatur- Kompensationsmessung verwendeten Parallelschwingkreises LT,CT regeln.
9 veranschaulicht die Kennlinie für ein Beispiel einer als negativer Leitwert -gT verwendeten Tunneldiode mit den beiden Tangentialpunkten PA und PB, in denen der differentielle negative Widerstand unendlich, bzw. Leitwert zu Null wird. Je nach Erfordernis kann als Arbeitspunkt der Bereich um PA oder um PB, bzw. der dazwischenliegende Bereich gewählt werden. Wie wir sehen, hat der Bereich um PA etwa -25mV/1mA= -25 Ohm, dagegen der Bereich um PB etwa -100mV/0.25mA= -400 Ohm, bei einer maximalen Leistungsaufnahme kleiner 0,3mW. Benötigen wir beispielsweise an der Schwingkreisspule LM einen negativen Parallelleitwert von 1/10 kOhm, dann ließe dies bei der direkten Anschaltung der Tunneldiode nur einen sehr kleinen Aussteuerungsbereich zu. Um einen größeren Aussteuerungsbereich zu erhalten wird die Tunneldiode über eine Transformatorwicklung an den Parallelschwingkreis angepasst. Im vorliegenden Fall mit dem Übersetzungsverhältnis (Wurzel aus 10.000/400 = 5). Umax, Umin sind Eckspannungswerte des vorgesehenen Arbeitsbereichs.
10a veranschaulicht eine Schaltung, bei der die Stellspannung (UV=) zum Einstellen des negativen Leitwertes der Tunneldiode über einen Vorwiderstand RV vorgesehen ist, der den Ausgangswiderstand der Stellspannung (UV=) vergrößert und relativ hochohmig sein muss, da er wechselspannungsmäßig parallel zur Tunneldiode liegt. Um RV für einen niedrigeren Leistungsverbrauch niederohmiger machen zu können, kann noch eine HF-Drossel (HF-Dr.) in Serie geschaltet sein.
10b veranschaulicht eine Schaltung, die sich für die bevorzugte Weiterbildung als Transponder-Schaltung sehr gut eignet, bei der die bevorzugte Tunneldiodenschaltung über eine empfangene HF-Frequenz versorgt wird. Die Speisespannung VDT der Tunneldiode wird über eine lose gekoppelte Wicklung des HF-Versorgungsempfangskreises (HFP) abgegriffen (und entsprechend gleichgerichtet, DGL). Über die Streuinduktivität der losen Kopplung ist der erforderliche hochohmige Ausgangswiderstand von VDT verlustlos erzeugt. Die genaue Einstellung des Stromes erfolgt über eine Belastungsregelung der Speisespannung durch ein digital einstellbares Leitwertnetzwerk, deren Leitwerte binär abgestuft sind, gesteuert von Prozessor MP, der auch die Eckspannungswerte der Tunneldiode innerhalb des vorgesehenen Arbeitsbereiches (umax ... umin, vgl. auch 9 und 10a) misst. Der durch die Streuinduktivität gegebene Innenwiderstand der Speisespannung VDT ist so bemessen, dass bei einer minimalen Leistungseinstrahlung in den Versorgungsempfangskreis HFP bei der die gesamte Schaltung noch arbeiten soll (Mindesteinstrahlung) und einer möglichst hochohmigen Einstellung des Leiternetzwerkes der erforderliche negative Leitwert der Tunneldiode (im Arbeitsbereich des Punktes PB) über die Stellgröße des Leiternetzwerkes noch sicher eingestellt werden kann. Erhöht sich die Leistungseinstrahlung im Versorgungsempfangskreis HFP über die bemessene Mindesteinstrahlung, dann wird dessen HF-Eingangsspannung über eine entsprechende Querregelung (Belastung) mittels Schalttransistor solange ausgetastet, bis der Spannungsbereich von VDT wieder im Stellbereich des Leitwertnetzwerkes liegt. Dies ist durch einen einfachen analogen Regelkreis vorgenommen, wobei über einen Referenz Spannungsvergleich der Reglerausgang des Operationsverstärkers unmittelbar einen Quertransistor zur Belastung der empfangenen HF-Spannung ansteuert, bzw. bei besonders hoher HF-Frequenz aus Einsparungsgründen der Quertransistor auch die gleichgerichtete HF-Spannung quer regeln kann.
Für die diversen Spannungs- und Stromüberwachungen (vgl. umax, umin, VDT, empfangene HF am Versorgungsempfangskreis HFP, Konstantstromspeisung IK für die Erregungsspeisung des Messschwingkreises) wird eine Referenzspannung benötigt. Um diese Referenzspannung mit möglichst geringer Verlustleistung zu erzeugen, ist ein impulsweiser Betrieb der Referenzspannungsdiode vorgesehen mit zu jedem Impuls erfolgender Abtastung der Referenzspannung nach dem Sample & Hold-Prinzip.
Für eine Schaltungsvariante bei der die Induktivität des Versorgungsempfangskreises HFP z.B. durch eine auf Trägerfolie aufgedruckte Leiterbahnspirale realisiert ist, ist die lose Kopplung der zweiten Spule für die Spannungsauskopplung von VDT durch Anordnung dieser Spule auf der anderen Seite spiegelbildlich zur Empfangsspule des Versorgungsempfangskreises HFP realisiert. Der Koppelfaktor wird dabei durch die Dicke der Folie und einer geringfügigen Versetzung der Leiterbahnführung innerhalb des Abstandes der Spirale bestimmt, dito auch durch die Frequenz. Als Gleichrichter sind sowohl für den Versorgungsempfangskreis HFP, als auch für die lose angekoppelte Spule für die Erzeugung von VDT, Germaniumdioden mit niedriger Schwellspannung vorgesehen. Weiters ist am Versorgungsempfangskreis HFP gleichfalls ein durch Schalttransistor einschaltbarer Bedämpfungswiderstand vorgesehen, um die Versorgungsspannung der gesamten Schaltung einigermaßen stabil zu halten. Um mit möglichst geringem Leistungsverbrauch auszukommen, ist eine Powermanagement Umschaltung (PUS) unmittelbar dem Versorgungsempfangskreis nachgeschaltet. Diese Umschaltung schaltet die Versorgungsspannung zwischen zwei grundsätzlichen Schaltungseinheiten alternierend um: einer Versorgungseinheit, welche die Verlustmesseinrichtung (LM, Cp), Rp, BW, mit der Tunneldiodenschaltung und dem Microcontroller MP betrifft, inklusive einer gegebenenfalls vorhandenen Empfangsschaltung (RS) für den Empfang eines über HF übertragenen Datensignals. Die zweite Versorgungseinheit betrifft ausschließlich die Sendeschaltung (SE) für das Absenden der gemessenen Sensordaten, oder gegebenenfalls weiterer Protokolldaten, wie Sensoradressen, Quittieren der Bereitschaft, usw. Diese Sendeschaltung beinhaltet noch ein an den Microcontroller kapazitiv angekoppeltes serielles Schnittstellenempfangsregister, in welches der Microcontroller MP die Sendedaten jeweils einspeichert, bevor er durch die Powermanagement Umschaltung (PUS) in den Standby-Modus oder abgeschaltet wird. Wobei dieses der Sendeschaltung zugeordnete Empfangsregister auch interne Daten zwischenspeichern und wieder zurücklesen kann und eine ständig angeschaltete Versorgungsspannung aufweist. Die Flip- Flop gesteuerte Powermanagement Umschaltung weist zwei Steuereingänge (Set, bzw. Reset) auf: einen der vom Microcontroller angesteuert wird (Set) für die Einschaltung der Versorgungsspannung der Sendeschaltung, bei gleichzeitiger Abschaltung der ersten Versorgungseinheit für die Verlustmessung (inklusive Microcontroller), und einen weiteren Eingang (Reset), der die Wiedereinschaltung der Versorgungsspannung von Microcontroller und Verlustmessung veranlasst, bei gleichzeitiger Abschaltung der Sendeschaltung. Ein Reset-Steuersignal wird von der Sendeschaltung an die Powermanagement Umschaltung abgegeben, wenn der Sendevorgang eines Datenblocks beendet ist, wobei optional noch eine Pausen Zeitgeber vorgesehen ist, um zur Einsparung von Leistung, eine Standby -Zeit einzufügen. Das durch das Reset-Steuersignal bedingte Anschalten der Versorgungsspannung an den Microcontroller bewirkt eine Einschaltrücksetzfunktion, wobei bei Verwendung eines kleinen Mikrocontrollers ohne Interrupt, der Microcontroller seine nach einem Reset jeweils anzuspringende Programmadresse in einem externen Register, z.B. dem ständig mit Spannung versorgten seriellen Register der Sendeschaltung, zurückliest, die er, bevor er über die Power Management Umschaltung seine Versorgungsspannung abgeschaltet oder in den Stand-by Modus geschaltet hat, in das Register eingeschrieben hatte. Diese derart rückgelesene Adresse wird im Microcontroller verglichen, ob sie eine gültige Sprungposition für die Programmfortsetzung aufweist, wenn nicht, dann beginnt das Programm bei seiner eigentlichen Startposition. So wird ein Absturz des Programmes vermieden, wenn nach dem Reset (Rücksetzen) des Mikrocontrollers keine gültige Anlaufadresse für einen entsprechenden Programmteil vorhanden ist. Nach einem Reset initialisiert der Microcontroller die Zuschaltung der Versorgungsspannung an den Verlustsensor inklusive beschriebener Arbeitspunkteinstellung der Tunneldiode und führt die beschriebenen Messungen (Einstellung von -gT, anschließendes Durchführen der Messschritte t1, t2 usw.) durch bis die erneute Umschaltung zur Übertragung der Messwerte erfolgt, usw.
Eine weitere Besonderheit ist, wie die Tunneldiode zu jeder Wiedereinschaltung der Versorgungsspannung VDT, gesteuert über den Microcontroller (MP) in den Arbeitsbereich (PB) gefahren wird. Dabei wird davon ausgegangen, dass die Streuinduktivität der Versorgungsspule von VDT des Versorgungsempfangskreises HFP so dimensioniert ist, dass bei minimaler Leistungseinstrahlung in den Versorgungsempfangskreis HFP die Tunneldiode den Arbeitspunkt halten kann. Dafür muss die Quelle VDT etwa bei 0.47V einen Strom von 0.7mA (0.33mW) liefern können. Beim Einschalten entsprächen jedoch 0.33mW auch 4.1mA*0.08V, d.h. dies ergäbe einen Arbeitspunkt (PP) im positiven Widerstandsbereich der Tunneldiode. Um von diesem Punkt zum Arbeitspunkt PB zu gelangen, sind mindestens 0.2V*2.5mA=0.5mW erforderlich. Ein weiterer Aspekt ist, dass die Tunneldiode generell geschützt werden muss, z.B. durch Dimensionierung der Schaltung (gegebenenfalls mit einem zusätzlichen Serienwiderstand) so, dass bei VDT von 0.6V generell nicht mehr als 1 bis 2mA fließen können. Die bevorzugte Speiseschaltung der Tunneldiode weist noch eine Serieninduktivität (LI) auf, die den parallelen Verlustwiderstand, der durch den Innenwiderstand der Streuinduktivität für die Speisung VDT und der Belastungsregelung des digitalen Leitwertnetzwerkes gegeben ist, vergrößert. Diese Induktivität wird außerdem vorzugsweise noch dazu benutzt, um beim jeweils erneuten Anschalten der Versorgungsspannung VDT die erforderliche Leistung, bzw. den Strom zum Anfahren des Arbeitspunktes zu erzeugen. Zu diesem Zweck ist für VDT ein Abschalttransistor HSLI und für den Strompfad: Tunneldiode und Serieninduktivität (LI), noch eine Freilaufdiode D vorgesehen, über die beim kurzzeitigen Abschalten von VDT (z.B. wenn der Arbeitspunkt PP sich im linearen positiven Teil befindet), die durch die Induktionsspannung der Serieninduktivität (oder auch der Koppelspule LS für die Schwingkreisankopplung an LM,Cp) sich ergebende Stromüberhöhung die Arbeitspunkteinstellung in PB ergibt. Damit die Tunneldiode durch Überschwingen in einen zu hohen Strombereich nicht überlastet, bzw. zerstört wird, sind mehrere Maßnahmen vorgesehen:

1. Die Anstiegsflanke für die kurzzeitige Abschaltung der Versorgungsspannung VDT ist so bemessen, dass im 0.6V Bereich der Tunneldiode der Strom generell nicht bis zur Zerstörungsgrenze der Diode ansteigen kann,
2. Es sind Kontrollbereiche durch spannungsmäßige Komparatorüberwachung (von umin, umax) der Kennlinie vorgesehen, um durch das vom Microcontroller gesteuerte Leitwertnetzwerk, den Strom begrenzen zu können.

Dabei wird. z.B. mit umin über eine Zeitabfrage, wie lange es dauert bis umin erreicht ist, ein erster Begrenzungsschritt mit einer entsprechenden Leitwerteinstellung eingeleitet, umax entspricht der endgültigen Begrenzung, bei der die Regelung über das Leitwertnetzwerk hart einsetzt. Nachdem sich der Arbeitspunkt zwischen umax und umin eingestellt hat, werden die beiden Eckpunkte umax und umin während des Einstellverfahrens zur Einstellung eines definierten negativen Leitwertes -gT dazu verwendet, zu verhindern, dass der zwischen umax und umin liegende negative Bereich dabei verlassen wird. Z.B. wenn ein Messverfahren verwendet ist, bei der mittels Umschalttransistoren die Tunneldiode an mehrere Anzapfungen der Koppelspule LS für eine Messbereichsauswahl anschaltbar gemacht ist. Nachdem über die Spannungsmessung umax, umin durch die Stromeinstellung der Arbeitspunkt PB ungefähr angefahren ist, kann mit dem Abgleichverfahren entsprechend der beschriebenen Kompensationsmessung für die Einstellung des genauen negativen Leitwertes -gT der Tunneldiode begonnen werden. Um anschließend mit diesem Wert das eigentliche Messverfahren für die Bestimmung des Verlustwertes einzuleiten, muss der negative Leitwert -gT stabil gehalten werden. Zu diesem Zweck ist in Weiterbildung vorgesehen, im Abgleichverfahren, bei dem durch Regeln des Spannungsabfalls an der Streuinduktivität am Versorgungsempfangskreis HFP (durch Belastungsverstellung eines Leitwertnetzwerkes) die Stromeinstellung zur genauen Verstellung des negative Leitwertes -gT vorgenommen ist, zu dem letzten Stellschritt bei dem der Abgleichpunkt -gT = GTCOMP erreicht ist, die entsprechende Speisespannung (VDT) der Tunneldiodenschaltung mit einer Sample- und Holdschaltung zu speichern. Dieser gespeicherte Wert wird dann während der nachfolgenden Durchführung des eigentlichen Messverfahrens für die Nachregelung zur Konstanthaltung der Tunneldiodenspannung VDT zur Einhaltung des negativen Widerstandes -gT = GTCOMP verwendet. Da zu diesem Zweck eine schrittweise Zweipunktregelung durch den Microcontroller (MP) ausreichend ist, wird der über Sample- und Hold abgespeicherte Spannungswert als Referenzspannung einem Komparator zugeführt, der diese Spannung mit der jeweils aktuellen Speisespannung VDT vergleicht, solange das Messverfahren für die Verlustermittlung durchgeführt wird. Das Ausgangssignal des Komparators ist dem Microcontroller zugeleitet, der es ständig abfragt und eine die Abweichung ausgleichende schrittweise Verstellung mit dem binär abgestuften Leitwertnetzwerk vornimmt. Das vom Microcontroller gesteuerte Leitwertnetzwerk wird somit zweimal verwendet, einmal um den Spannungs-bzw. Stromwert Punkt der Tunneldiode herauszufinden, in dem der Abgleich -gT = GTCOMP gegeben ist, und anschließend um den Spannungs- bzw. Stromwert Punkt der Tunneldiode während der eigentlichen Messung des Verlustes zu halten. Für die Abspeicherung von VDT wurde ein Sample &. Hold verwendet um mit möglichst kleiner Leistung auszukommen, alternativ kann natürlich auch eine A/D-Konverter für die Signalumwandlung mit anschließender Einspeisung des Wertes in den Microcontroller verwendet sein, wobei auch mehrere Sample &.Hold Funktionen unter Verwendung eines entsprechenden Eingangsmultiplexers des A/D- Konverters zusammengefasst werden können.
Um eine möglichst lineare Abgleichcharakteristik zu erreichen, ist die Schrittweite des digitalen Leitwerknetzwerkes, die jeweils für einen linearen Schritt zur Verstellung des negativen Verlustes -gT der Tunneldiode maßgebend ist, in einer Tabelle im Microcontroller abgelegt. Nach Durchführung des Messverfahrens zur Bestimmung des Verlustes über die fundamentalen Messschritte t1 und t2, z.B. nach Ausführungsvariante1 oder Ausführungsvariante2 bei gehaltener Speisespannung VDT der Tunneldiode, wird das Verfahren zur erneuten Nachstellung von -gT wieder aufgenommen um einen neuen Wert für VDT zu erhalten, anschließend folgen zu diesem neuen VDT Wert wieder die Messschritte t1 und t2, usw., ständig alternierend wechselnd zwischen Nachstellung von -gT und Durchführen der Messschritte t1 und t2 für die jeweilige Ermittlung des zu messenden Verlustes 1/RVM.
Weitere Besonderheiten der Schaltung (Option): Der für die Verlustmessung verwendete fremd gespeiste Schwingkreis LM,Cp verwendet erforderlichenfalls eine Nachregelung der Speisefrequenz wodurch der Schwingkreis exakt auf Resonanz gehalten wird. Diese Nachregelung erfolgt über die Messung der Strom-Phasenbeziehung (bei Resonanz = 0°) über einen in Serie der Messspule geschalteten Stromauskopplungswiderstand (der über-gT gleichermaßen entdämpft wird). In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass das zu 8 beschriebene Prinzip der exakten Entdämpfung eines Parallelschwingkreises LM,Cp (bzw. eines äquivalenten Filters, Bandfilters ,etc.) auch zur Entdämpfung von Verlusten die durch die Kapazität bedingt sind, verwendet werden kann. Somit lassen sich nicht nur besonders empfindliche Feuchtigkeitsmesssensoren nach diesem Prinzip aufbauen, es erleichtert auch den Aufbau von Schwingkreisen mit hoher Güte unter Verwendung von mit Schalttransistoren (z.B. FET) umgeschalteten (z.B. binär abgestuften) Kapazitätskaskaden, um auch Resonanzfrequenzen im unteren Frequenzbereich (als Alternative zu einer üblichen Kapazitätsdiode) am Schwingkreis nachziehen zu können.
Die Fremdeinspeisung erfolgt im Ausführungsbeispiel nach 10b durch ein entsprechendes Umpolungssignal, das der jeweiligen Umpolungspolarität entsprechend eine negative oder positive Konstantstromquelle alternierend an den Parallelschwingkreis anschaltet.
Das beschriebene Beispiel verdeutlicht, wie optimal der erfindungsgemäße Sensor in den vielfältigsten Anwendungsgebieten bei extrem geringem Leistungsverbrauch ausgeführt werden kann. Dabei kann beispielsweise mit einem einzigen Chip, der als Alternative noch einen weiteren Oszillator vorsieht, mit dem der HF-Versorgungsempfangskreises (HFP) durch eine externe Verbindung gespeist werden kann, dito über externe Verbindungen serielle Dateneingänge und Datenausgänge vorhanden sind, sowohl eine Vielzahl von Transponder-Sensoranwendungen abgedeckt werden, als auch über Kabelverbindung vernetzte Sensoranwendungen. Weiters eignet sich die Schaltung gut, um über den HF-Versorgungsempfangskreises (HFP) zugleich die Datenkommunikation vorzunehmen. Details dafür sind im Kapitel „Ergänzungen zur Variante Transponderanwendung“ weiterhin beschrieben.
11 veranschaulicht ein Anwendungsbeispiel für eine hochgenaue Messung einer dynamisch wechselnden Verlustgröße 1/d ~ RVM (vgl. dynamische Relativmessung nach 8) einer Rad-, bzw. Reifenüberwachung für ein Schienenrad, z.B. für einen Eisenbahnzug.
Dabei tastet der an der Radaufhängung über einen entsprechenden Haltebügel befestigte Sensor mit seiner Messspule LM den Radreifen, der aufgezogen sein kann, oder auch aus dem gleichen Material wie das Rad hergestellt sein kann, außenseitig unmittelbar über den dem Rad vorgezogenen Reifen ab, wobei nicht der absolute Abstand gemessen ist, sondern nur die Änderung des Abstandes über jeweils eine Radumdrehung. Geht man davon aus, dass der Reifen auch innenseitig einen homogen verlaufenden Innendurchmesser aufweist, dann wird durch das beschriebene Verfahren der Offsetwert des Verlustes über den negativen Verlustanteil -1/RVM_NEG (eingekoppelt über-gT) automatisch soweit zurückgeregelt, bis bedingt durch die Oberflächenrauigkeit bzw. Fertigungstoleranzen diese Toleranzen als dynamisch wechselnde Verlustgröße 1/d~RVM auftreten. Dabei darf der Verlust 1/RVM_Q für die Arbeitspunkteinstellung jedoch nicht unter einem Wert geregelt werden, dass die Güte des Parallelschwingkreises so groß wird, oder sogar unendlich oder negativ wird, dass der Schwingkreis eigenständig schwingt oder seine Bandbreite für die Übertragung der abzutastenden dynamisch wechselnden Verlustgröße 1/d~RVM nicht mehr ausreicht. Weshalb der negative Anteil -1/RVM_NEG, der mit -gT oder mit (-gT + Rp) eingestellt wird, auf einen entsprechenden Eckwert begrenzt ist, um für 1/RVM_Q einen minimalen positiven Wert zu gewährleisten, der die maximal zulässige Güte des Messschwingkreises LM, Cp begrenzt. Wird durch eine spontane Unregelmäßigkeit des innenseitig gemessenen Radreifendurchmessers eine dynamisch wechselnden Verlustgröße 1/d~RVM erkannt, so kann dadurch auf einen spontanen Riss im Material geschlossen werden. Weiters ist noch ein Modus bevorzugt, in dem der Nachregelvorgang der Arbeitspunkteinstellung 1/RVM_Q mit der Winkeldrehung des Rades (von 0° bis 360°) synchronisiert ist, und zwar derart, dass die maximal Aussteueramplitude der Hüllkurve der Schwingkreisspannung us* jeweils auf einen bestimmten Winkel festgelegt wird. Dabei wird dieser Winkel, beginnend bei 0° nach jeder Radumdrehung um eine Segmenteinheit versetzt (z.B. in Rastereinheiten um 10°), wobei jedoch der Abgleich nicht auf die maximale Aussteueramplitude, sondern nur auf einen Bruchteil, z.B. 30% festgelegt wird, somit bezogen auf einen jeweils festgelegten Winkelwert, Schwankungen um 300% bei einem Messbereich von 10% bis 100% von 1/d~RVM bewertet gemessen werden können, bzw. auch darüber liegende Schwankungen (durch Übersteuerung des Schwingkreises) noch erkannt sind. Dabei kann der Bruchteil für die Festlegung der maximalen Aussteuerungsamplitude beim Abgleich von 1/RVM_Q im Standardmodus ermittelt werden, indem für eine volle Radumdrehung jeweils das Verhältnis von maximaler zu minimaler Amplitude der Hüllkurve der Resonanzspannung us* festgestellt wird, bei entsprechend schrittweiser Verschiebung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q. Dieses Beispiel veranschaulicht, dass für das beschriebene Verfahren zur Abtastung einer dynamisch wechselnden Verlustgröße 1/d~RVM, die Verlustgröße nicht unbedingt eine periodisch wechselnde Größe sein muss, sondern, dass es sich dabei auch um spontane Einzelimpulse von Verlustschwankungen 1/d~RVM handeln kann. Es ist evident, dass das beschriebene Verfahren für die Abtastung des Rundlaufs einer jeden Zylinderwand eines Rades, Zylinders, dito auch eine stirnseitiger Abtastung des Rades erfolgen kann, um Unregelmäßigkeiten festzustellen. Weiters beinhaltet diese Überwachung auch das rechtzeitige feststellen, ob ein Radlager schadhaft ist. Weiters kann mit diesem Sensor auch (bei entsprechender Einstellung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q) die Abtastung von Vibrationsschwingungen oder Köperschall, etc. vorgenommen werden. Für das beschriebene Ausführungsbeispiel der Abtastung des Rundlaufs eines Schienenrades ist der Sensor durch die ständige Nachregelung absolut Temperaturstabil und die Auflösung bis zur Rauschgrenze voll benutzbar. Dadurch kann sogar noch die Last abhängige Verformung des Schienenrades erkannt werden. Dabei ist evident dass ein Sensor, der im durch die Achse gehenden senkrechten Lot (vert) unter der Achse angeordnet ist und den Radreifen abtastet den minimalen Innenradius des Reifens abtastet, bzw. ein Sensor der über der Achse oder im durch die Achse gehenden waagrechten Lot (horiz) angeordnet ist und den Radreifen abtastet den maximalen Innenradius des Reifens abtastet. Dabei wird ein Stahlreifen eines Schienenrades während des Rundlaufs im Prinzip genauso verformt, wie ein Gummireifen (natürlich in wesentlich geringerem Ausmaß). Die Verformung entspricht während einer jeweiligen Umdrehung des Schienenrades dem Verhältnis von maximalem zu minimalem Innendurchmesser des Reifens. Das Ausmaß der Verformung richtet sich nach dem Elastizitätsmodul des Materials und nach der Last. Wie bei einem Gummireifen, kann auch der Stahlreifen eines Schienenrades nur bis zu einer bestimmten Geschwindigkeit belastet werden, abhängig davon wie schnell die im Stahlreifen auftretenden Materialverschiebungen seiner beim Radumlauf gegebenen Verformung folgen können. Mit einem in vertikalem Achsenlot (vert) und horizontalem Achsenlot waagrechten Lot (horiz) jeweils angeordneten Sensorpaar kann daher während des Radumlaufs das Ausmaß der Verformung, als auch deren zeitlicher Verlauf über eine Radumdrehung jeweils gemessen werden. Treten dabei besondere Abweichungen auf dann verläuft die Verformung inhomogen und das Rad oder Lager ist gefährdet. Weiters kann zusätzlich noch das in der Regel bei älteren Rädern, bzw. Schienen vorhandene Quietschgeräusch als eine dem Körperschall des Rades entsprechende Schwingung mit abgetastet werden. Die Entdämpfung des Sensors durch die negative Verlustkomponente mit der automatischen Drift Nachregelung des Arbeitspunktes macht dies möglich.
12a und 12b betreffen beispielsweise Anwendungsbeispiele für die zu 8 beschriebene kompensierte Güteeinstellung 1/RVM_Q = 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) zur Messung einer gegenüber dem eingestellten Offsetwert geringfügigen statischen Verluständerung 1/dRVM, welche die zu 8 beschriebene Temperaturkompensation aufweist (vgl. statische Relativmessung). 12a zeigt eine Schraube, 12b zeigt eine Mutter, beide haben die Eigenschaft, dass sie in der bevorzugten Transponder Ausführung des Sensors eine Messung ermöglichen, die anzeigt, wie fest die Schraubverbindung sitzt, dabei kann eine beliebige Menge solcher Schraubverbindungen über eine Überwachungszentrale kabellos über die Transponder Verbindung miteinander vernetzt sein,oder auch über die zu 43 beschriebene induktive Kopplung mittels eines Induktionskabels.
Der durch den Aufbau des Sensors gegebene Verlust 1/RVM_Offset ist entsprechend hoch, da die Metallschraube, bzw. Mutter unmittelbar durch das Zentrum der Sensorspule LM geht. Dagegen ist die über eine sehr massive nur geringfügig federnde Beilagscheibe (jeweils für Schraubenkopf und für Mutter) von der Anzugsfestigkeit der Schraubverbindung abhängige federnde Durchbiegung der Beilagscheibe sehr gering, welche als nur im geringen Maß sich ändernde Verlustgröße 1/dRVM gemessen ist. Die federnde Beilagscheibe ist dabei am Außenrand etwas tiefergesetzt, wobei der Außenrand der Beilagscheibe am Befestigungsteil, welches durch die Schraubverbindung gehalten ist, fest plan am Befestigungsteil andrückt, und nicht federnd anliegt und nur das Zentrum der Beilagscheibe einen geringfügigen Federweg aufweist, um den sich der Abstand zwischen Schraubenkopf, bzw. Mutter und Befestigungsteil anhängig von der Anzugsfestigkeit der Schraubverbindung ändert. Bei einer statischen Messung, welche eine direkte Zuordnung der Anzugsfestigkeit der Schraubverbindung zur Durchbiegung der Beilagscheibe verwendet, muss noch der durch das Material der Schraubenverbindung einschließlich der Beilagscheibe verursachte Temperaturgang berücksichtigt werden. Was durch eine zweite Sensorspule (LT), welche den Schraubenkopf, bzw. die Mutter am nichtaufliegenden Ende in festen Abstand abtastet, erfolgen kann, vgl. dazu auch die DE 42 40 739 C2 .
Dabei weist die spezifische Leitfähigkeit der verwendeten Beilagscheibe den gleichen Temperaturkoeffizienten auf, wie die Schraubverbindung (bzw. Mutter und Kopf). Um die geringe Messgröße 1/dRVM messen zu können, wird der durch die Schraube verursachte große Verlust 1/RVM_Offset in der zu 8 beschriebenen Weise mit (–1/RVM_NEG) entdämpft (eingestellt mit -gT, wobei -gT variabel oder (-gT + Rp), wobei Rp variabel. Somit 1/RVM_Offset auf den Wert 1/RVM_Q reduziert ist.
Eine weitere Möglichkeit, die ohne Temperaturgangkompensation auskommt, ist anstelle einer statischen Messung von 1/dRVM, die zu 11 beschriebene Messung einer dynamischen wechselnden Verlustgröße 1/d~RVM zu messen, wie sie bei einer Vibration der Schraubverbindung entsteht. Durch entsprechende Auswertung der über den bevorzugten Sensor an der Schraube und an der Mutter abgegriffenen Vibrationssignale (verursacht durch geringfügige Abstandsänderung zum Sensor entsprechend der Schwingung der Beilagscheibe), z.B. durch einen Phasenvergleich der am Schraubenkopf abgegriffenen Schwingung mit der an der Schraubenmutter abgegriffenen Schwingung (oder auch Fourier-Analyse, etc.), kann durch ein nach dem Stand der Technik bekanntes Verfahren, die Festigkeit der Schraubverbindung unter Benutzung des bevorzugten Sensors bestimmt werden.
13 zeigt eine Applikation für die Messung der jeweiligen Belastung einer Stoßdämpferfeder (FSP). Auch hier ist der durch den Aufbau des Sensors gegebene Verlust entsprechend hoch. Im Unterschied zu nach dem Stand der Technik ausgeführten Federweg Sensoren, welche die Feder als Spule in einem Resonanzkreis unmittelbar messen, wobei dieses Prinzip nicht nur wegen der außerordentlichen Störempfindlichkeit aller innerhalb der Bandbreite des Resonanzkreises liegenden Frequenzen unbrauchbar ist, sondern außerdem noch die schwere Stahlfeder zumindest an einer Seite eine isoliert werden müsste (bei einigen Tonnen Traglast !), kann der erfindungsgemäße Sensor ausgezeichnet in bestehende Stoßdämpferkonstruktionen integriert werden. Die außen liegende Stahlfeder (FSP) des Stoßdämpfers bildet dabei für eine in einem entsprechenden Luftspaltabstand auf den Kern Kover des Stoßdämpfers (Teleskopstange) aufgesetzte Messspule (LM) den zu messenden Verlust 1/dRVM, der jedoch da er sich außerhalb der Messspule LM befindet, im Verhältnis zum Verlust des durch das Zentrum der Messspule (in einem Luftspaltabstand dx) durchgeschobenen Stoßdämpferkerns Kover wesentlich gering ist. Vgl. 1/dRVM << 1/RVM_Q, wobei 1/RVM_Q Bestandteil des mit (-1/RVM_NEG) entdämpften Verlustes 1/RVM_Offset ist. Somit 1/RVM_Offset dem im Zentrum der Spule vorhandenen Verlust des Stoßdämpferkerns Kover entspricht.
Wie zu 8 für die beschriebene Temperaturkompensation bereits erläutert, weist der Sensor zwei Messspulen LM und LT auf, die jeweils in einen Schwingkreis (LM, Cp bzw. LT,CT) mit jeweils unterschiedlichen Resonanzfrequenzen jedoch identischen Resonanz Verlustwiderständen (bei Nominaltemperatur Tm und 1/dRVM=0) geschaltet sind. Die für die Temperaturmessung verwendete Messspule ist unterhalb des (unteren) Stütztellers (TELL), wo die Stahlfeder (FSP) abgestützt, bzw. montiert ist, befestigt. Dabei ist wie bei der Messspule LM für die Messung der durch die Federstauchung bedingten Verlustvariation 1/dRVM, die Temperaturmessspule LT für die Messung eines Verlust bedingten Temperaturganges (vgl. VR_T, Text zu 8) auf dem Stoßdämpferkern (Teleskopstange) in entsprechendem Luftspaltabstand (dx) aufgeschoben. Die spezifische Leitfähigkeit des Stütztellers (TELL) und die Stahlfeder (FSP) haben jeweils gleichen Temperaturgang, somit über den Verlust des Stütztellers (TELL) der Temperaturgang der Stahlfeder (FSP) mit erfasst ist. Da die Temperaturmessspule LT unterhalb des Stütztellers (TELL), an dem die Stahlfeder unbeweglich fest montiert ist, den Verlust VR_T misst, ist dieser Verlust unabhängig von der jeweiligen Stauchung der oberhalb des Stütztellers (TELL) montierten Stahlfeder (FSP). Die oberhalb des Stütztellers (TELL) gleichermaßen auf den Stoßdämpferkern (Teleskopstange) in entsprechendem Luftspaltabstand (dx) aufgeschobene Messspule (LM) misst den Verlust 1/dRVM der Stahlfederbewegung derart, dass beim Zusammendrücken der Stahlfeder (TELL) sich mehr elektrisch leitendes Volumen, bzw. Material in den die Messspule außenseitig umgebenden Feldlinienbereich befindet als beim Entspannen der Feder. D.h. beim Zusammendrücken der Feder wird der gemessene Verlust 1/dRVM entsprechend erhöht, beim Entspannen der Feder entsprechend verringert. Dabei ist unproblematisch, dass die Veränderung des Verlustes von 1/dRVM in Bezug auf den durch den sich im Zentrum der Spule befindenden Stoßdämpferkern erzeugten Verlust 1/RVM_Offset (inklusive 1/dRVM) nur sehr gering ist, da 1/RVM_Offset durch die negative Komponente (-1/RVM_NEG), eingestellt mit -gT, auf einen beliebig einstellbaren Wert 1/RVM_Q (vgl. 8) reduziert ist. Das gleiche gilt auch für den Schwingkreis der Temperaturmessspule (LT). Dabei soll jedoch bei der für die Einstellung gleicher Resonanz Verlustwiderstände (bei Nominaltemperatur Tm und 1/dRVM=0) darauf geachtet werden, dass die beiden Schwingkreise (LM, cp und LT,CT) auch ohne negativer Entdämpfung, d.h. bei 1/RVM_NEG=0, gleicher Resonanz Verlustwiderstände aufweisen. Die Annahme von 1/dRVM=0 entspricht dabei einer bestimmten Federwegstellung, bei der der durch die Stahlfeder in die Messspule LM eingekoppelte Verlust etwa gleich dem durch den Stützteller in die Messspule LT eingekoppelte Verlust ist, bei angenommen etwa gleichen innenseitig der Spulen vorhandenen Verlusten durch die durch die Spulen (mit Luftspalt x) durchgeschobener Teleskopstange des Stoßdämpfers (evtl. Dimensionierungsabgleich der Unterschiede durch entsprechende Luftspaltanpassung x durch entsprechende Wahl des Innendurchmessers der Spule). Diese optimale Gleichlaufbedingung gewährleistet, dass der durch Lernen vorgenommen Eichvorgang der Tabelle (vgl. auch Text zu 8) möglichst wenig Speicherplätze für die Fehlerkorrektur der Gleichlaufabweichung der beiden Resonanzkreise (LM,Cp bzw. LT,CT) benötigt. Stimmen die Resonanz Verlustwiderstände bei Nominaltemperatur Tm und 1/dRVM=0, und weiters angenommener 1/RVM_NEG=0 nicht exakt überein, dann werden entsprechend mehr Speicherplätze für die Gleichlaufkorrektur benötigt.
Neben der guten Anwendbarkeit für Stoßdämpfer und Waagen, kann mit der beschriebenen Sensorik einerseits die Last absolut gemessen werden, andererseits ist diese Sensoranordnung bestens geeignet um Differenzsensormessungen durchzuführen, bei denen die unterschiedliche Stoßdämpferbelastung zwischen jeweils zu rechter und linker Seite gegenüberliegenden Stoßdämpfern während der Kurvenfahrt gemessen ist, somit eine gute Aussage über die auftretende Zentrifugalkraft gemacht werden kann um z.B. hydraulisch gesteuerte Federwege bei höherer Zentrifugalkraft härter zu steuern. Oder auch eine solche Differenzmessung an Eisenbahnwaggons, oder auch Trailerfahrwerken vorzusehen, um während der Fahrt zu hohe Kurvengeschwindigkeiten und überladene Container zu registrieren.
Eine weitere Anwendung ist die Wegerfassung an mittels Linearmotoren motorisch gesteuerten Teleskopführungen.
14 zeigt als Beispiel die Abtastung einer Blattfeder.
15 betrifft eine weitere Anwendung des Sensors für den Bahnbereich, bei der der Sensor in sehr kurzer Distanz zur Schiene für die Abtastung von Bahngleisen verwendet ist. Dabei wird der Sensor den hohen Anforderungen gegen Störeinstrahlung bestens gerecht, da die Schienenausgleichströme gewaltige elektromagnetische Felder bilden, die in die an der Abtastseite offene Sensorspule einstreuen. Zweck dieser Anwendung ist das Schienenprofil auf seitliche Verschiebung (x) sowie auch auf Änderung der Höhenlage (y) abzutasten. Zu diesem Zweck sind außenseitig des Schienenprofils in entsprechenden Streckenabschnitten Sensorhalterungen in das Erdreich des Bahnkörpers eingesteckt, wobei diese Halterung den Bezugspunkt für eine zweidimensional ausgerichtete Abstandsmessung des Sensorkopfes zum Schienenprofil bildet. Der Sensorkopf misst hierbei mit zwei durch unterschiedliche Resonanzfrequenzen (fx, fy) voneinander entkoppelten Sensorspulen LMx, Lmy (der Messschwingkreise LMx, Cpx und Lmy, Cpy) in waagrechter und senkrechter Koordinatenrichtung. Die Abtast-Stirnfläche von LMx ist parallel zum senkrecht stehenden Schienen- Profilteil seitlich in das Profil eingreifend in geringem Abstand von der Schienenwand ausgerichtet, die Abtast-Stirnfläche von LMy ist parallel zum unteren waagrecht am Bahnkörper (bzw. den Schwellen Hölzern) aufliegenden Schienen- Profilteil (Schienenauflagefläche) in geringem Abstand zur Innenseite der Schienenauflagefläche ausgerichtet. Beide Sensorspulen LMx, Lmy sind in einem gemeinsamen Haltekopf untergebracht, der von einem von der Außenseite in das überstehende Schienenprofil eingreifenden waagrechten Halterohr gehalten ist. Das Halterohr ist in seiner waagrechten Ausrichtung drehbar an einem senkrecht im Erdreich verankerten Bolzen angebracht, wo es auf den Bolzen über das Drehgelenk von oben her aufsteckbar ist. Das Drehlager dient dem Zweck, dass zuerst die Bolzen im Erdreich senkrecht befestigt werden können, anschließend zu jedem Bolzen das waagrechte Halterohr des Sensorkopfes am Drehgelenk aufgesetzt und in den seitlichen Hohlraum des Schienenprofils außenseitig der Schiene eingeschwenkt werden kann, und anschließend das Drehgelenk gegen Verdrehung fixiert werden kann. Dabei sind die Sensoren in der Transponder-Version ausgeführt, wobei die Spannungsversorgung über eine HF-Einspeisung in den Fahrdraht und die Datenkommunikation über Funk, oder auch z.B. über die zu 43 beschriebene induktive Kopplung mittels eines Induktionskabels vorgenommen sein kann.
Die in entsprechenden Abschnitten über die Schienenstrecke angeordneten Sensoren erfüllen folgenden Zweck: Der in waagrechter (x) Richtung die Schiene seitlich abtastende Sensor (LMx) misst die durch die Zugbelastung jeweils seitlich federnd nachgebende Verschiebung der Schiene, insbesondere verursacht durch die Zentrifugalkraft in Kurven. Der in senkrechter (y) Richtung die Schiene von ihrer Auflagefläche innenseitig von oben her abtastende Sensor (LMy) misst die durch die Zugbelastung jeweils senkrecht federnd nachgebende Bewegung der Schiene.
Wobei z.B. anstelle der älteren Schienenhalterungen, moderne Federstahldrähte (Klammern) in ihrer Wirkungsweise gut überwacht werden können, insbesondere ob die Schienen mit gleich verteilten Befestigungskräften gehalten werden.
Sämtliche Sensoren sind zu einer zentralen Auswerteinrichtung vernetzt, wodurch während der Zug eine Strecke befährt folgende Aussagen gemacht werden können: Die Belastungsfestigkeit des Bahnkörpers wird ständig überwacht, wobei eine genaue Aussage gemacht werden kann, welche Züge mit welcher Geschwindigkeit eine Strecke befahren können, ohne den Gleiskörper oder die Sicherheit zu gefährden; durch instabile Verschiebungen im Erdreich verursachte Bahnkörperschäden können rechtzeitig erkannt werden; Sabotageakte sind rechtzeitig angezeigt und sofort lokalisiert; neu errichtete Bahnkörper insbesondere sensible Hochgeschwindigkeitsstrecken können sofort über die gesamte Strecke diagnostiziert werden; der auf den Bahnkörper schädliche Einfluss schlecht gewarteter Züge, insbesondere Güterzüge (durch schadhafte Radlager, etc.) kann vom Sensorsystem ebenfalls erkannt und protokolliert werden. Unter Verwendung eines dynamisch messenden Systems mit automatischer Nachsteuerung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q, wie zu 11a bereits ausführlich beschrieben, kann die Abstandsmessung (über Verlustmessung 1/d~RVM) Schienenbewegungen bis in den nm (Nanometer) Bereich erfassen. Das System eignet sich nicht nur für den klassischen Bahnbetrieb, sondern vor allem auch für die sensorische „feed back“ Unterstützung moderner Neigetechnik. Temperaturkompensation: Für die Anwendung der Bahngleichabtastung können beide Varianten, eine dynamische Relativmessung oder eine statische Relativmessung zur Anwendung gelangen. Bei einer statischen Relativmessung ist ein entsprechender Temperaturmesssensor mit seiner Sensorspule (LT) einfach in festem Abstand von der Schienenwand montiert, z.B. oberseitig der unteren Auflagefläche der Schiene an die Schiene angeschweißt, bzw. montiert. Dabei können die für die Temperaturkompensation entsprechenden Messwerte auch über die Datenschnittstelle zum Sensor (LM,Cp), der den eigentlichen Verlust (1/RVM) misst übertragen werden. Bei einer dynamischen Relativmessung ist für die ständige Nachsteuerung des Arbeitspunktes ein Steuersignal vorgesehen (Enable-Signal), das die automatische Einstellung des Arbeitspunktes während der Vorbeifahrt eines Zuges abschaltet, ansonsten ständig aktiviert. So ist nur für die kurze Zeitdauer der Gleisabtastung während der Zugfahrt die Temperaturnachstellung ausgeschaltet. Die Erkennung wann ein Zug vorbeifährt ist z.B. durch weitere Sensoren vorgenommen, die die Räder des Zuges mit einer relativ hohen Verlustschwankung (z.B. gleichfalls in einer dynamischen Relativmessung) abtasten, die wesentlich größer ist als die sensible absolute Relativmessung der Gleisbewegung.
16 zeigt in Ergänzung zu 15 die Erweiterung mit Vernetzung von Sensoren, die die Räder des Zuges auf der Schiene abtasten. Die Ergänzung mit solchen Sensoren hilft nicht nur Zugunglücke zu vermeiden, sondern ermöglicht auch die Aufzeichnung der Stelle, wo ein Zug gegebenenfalls entgleist, was durch das Aussetzen der sonst in regelmäßigen Zeitabständen (zu jeder Verlustmessung eines Rades) eintreffenden Impulse detektiert ist. Dabei kann die Kommunikation über die benachbarten Sensoren direkt zur Zentrale, oder unmittelbar mit dem Zug, oder über ein Induktionskabel unmittelbar mit der Zentrale (im Partyline-Betrieb) erfolgen.
17 zeigt in Ergänzung zu 15 die Erweiterung mit Vernetzung von Sensoren, die die Funktion einer Weiche überwachen. Dabei ist der Verlustmesssensor jedoch innenseitig der Schiene unterhalb des Rollbereiches der Räder am Bahnkörper, bzw. der Schiene montiert.
18 zeigt ein Beispiel für eine Druckmessdose, bestehend aus einem mit federnden Sicken versehenen Rohr. Die Durchmesser der Sicken sind parallel zum Rohrquerschnitt und geben dem Rohr somit eine in axialer Richtung federnde Eigenschaft für eine Längenausdehnung des Rohres. Das Rohr ist an einem stirnseitigen Ende des Rohres verschlossen, wobei die axiale Bewegung dieses Rohrendes von der Verlustmessspule LM des bevorzugten Sensors abgetastet wird. Dieser stirnseitige Abschluss des Sickenrohres ist aus dem gleichen Material wie das Rohr, um die bevorzugte Temperaturkompensation zu ermöglichen. Diese Messspule ist innenseitig in ein weiteres Halterohr eingeschoben und von diesem gehalten. Das Halterohr (als Gehäuse des Drucksensors) ist lose über das mit Sicken versehene Rohr übergeschoben und von einer am Sicken Rohr vorgenommenen Verbreiterung vor dem Sickenansatz gehalten, so dass die Sicken frei beweglich sind, und im Falle eines Risses in den Sicken, das Halterohr den Drucksensor gegen Explodieren schützt. Das andere, glatte Ende des Sickenrohres (ohne Sicken) weist den Druckeinlass auf. Z.B. ein Gewinde zur Befestigung. Somit der die Längenausdehnung des Sickenrohres verursachende Druck, der Differenzdruck zum außenseitig des Sickenrohres vorherrschenden Druck ist. Ist diese Außenseite zum Luftdruck hin offen, messen wird den Differenzdruck zum Luftdruck, ist sie geschlossen, den Differenzdruck zum Innendruck des Gehäuses. Diese beiden Varianten sind bei Druckmessern üblich. Die Temperaturmessspule LT ist über vor dem Sickenansatz über das Sickenrohr übergeschoben, so dass das Sockenrohr mit seinem glatten Zylinderwandteil durch das Zentrum der Temperaturmessspule geht. Für den gewählten Arbeitspunkt erfolgt die Gleichlaufeinstellung von Temperaturmessspule LT und Verlustmessspule LM so, dass die durch die eingekoppelten Verlustwerte des Sickenrohres (für LM an der Stirnseite des Sickenrohres, bzw. für LT an der Zylinderaußenwand) für beide Spulen LM, LT gleich sind. Vgl. dazu die zu 8, im Kapitel „statische Relativmessung“ zur Temperaturkompensation gegebenen Erläuterungen. Die Gleichlaufeinstellung der mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen betriebenen Spulen (LM, LT) erfolgt durch Einstellen der Kopplung zum Sickenrohr (stirnseitig für LM, bzw. Abstand des Innendurchmessers von LT zur Rohrwand). Für Anwendungen, bei denen der Temperaturverlauf des Rohres vom Einschraubende her gesehen abnimmt, ist die Temperaturmessspule LT an einem verlängerten glatten Ende des Sickenrohres (ohne Sicken) unmittelbar in Nähe der stirnseitigen Abschlussfläche auf das Sickenrohr aufgeschoben fest angeordnet (vgl. 18b).
Hinweise für die Eichung des Sensors: Neben der Möglichkeit jeden hergestellten Sensor unmittelbar mit einem Referenzdruckmesser bei durchgefahrener Druckscala exemplarisch zu eichen, ist vorgesehen, bei der Herstellung auf gute Reproduzierbarkeit der eingewalzten Sicken zu achten, so dass nur für ein Exemplar der Druck durch ein Lernverfahren eingeeicht werden muss, wobei die Längenausdehnung als Funktion des Druckwertes aufgezeichnet ist. Für eine schnelle Eichung der weiteren Serienexemplare ist es dann ausreichend, einen z.B. über Messspindel oder Pneumatisch durch die Einlassöffnung des Sickenrohres bewegten Bolzen, der am geschlossenen Ende des Sickenrohres andrückt und das mit seinem Gewindeflansch in eine entsprechende Vorrichtung eingeschraubten Sickenrohr der Länge nach ausdehnt. Dabei ist ein entsprechendes Längenmesssystem für die Bolzenverschiebung vorgesehen, z.B. ein nach dem erfindungsgemäßen Prinzip arbeitendes bei dem ein kegelförmiger Bolzen durch eine Sensorspule hindurchgeschoben ist. (Dieses Längenmesssystem ist dann mit einer Präzisionsspindel gleichfalls geeicht worden). Da das Messprinzip aufgrund seiner Entdämpfung durch einen negativen Widerstand, bzw. Leitwert, auch eine sehr hohe Messfrequenz zulässt, können auch sehr schnelle Druckschwankungen über das pneumatische Betätigen des Bolzens simuliert werden. Ein solcher Drucksensor kann z.B. ähnlich wie eine Zündkerze in die Zylinderköpfe eines Verbrennungsmotors eingeschraubt werden, um durch schnelle Druckaufzeichnung das Spiel der Ventile in Relation zur Kurbelwellenverdrehung zu überwachen, bzw. weitere aus dem Druckverlauf der verschiedenen Takt-Phasen sich ergebende Motorparameter abzulesen, wie Wirkungsgrad, Verbrennungsdauer des Kraftstoffes, usw.
Der Vollständigkeit halber soll auch die Herstellung des Sickenrohres kurz beschrieben werden: Das Rohr ist in einer Rotationsvorrichtung (z.B. Spannvorrichtung einer Drehmaschine) eingespannt, wobei stirnseitig des Rohres ein Dorn eingreift, vgl. 18c. Dieser Dorn besteht aus (vom Querschnitt her gesehen) drei gleichen Segmenten (einer 120° Teilung), wobei bezogen auf die Teillinien (sym_120°) der Segmente ein Zwischenraum (ZWI) vorgesehen ist, wodurch der Dorn bei Zusammenrücken des Zwischenraumes in seinem Durchmesser entsprechend verringert werden kann. Auf seinem maximalen Durchmesser, bei entsprechenden Zwischenräumen (ZWI) gehalten ist der Dorn durch eine Zentrische Bohrung in die ein Zentrierbolzen (ZB) eingesetzt ist, der z.B. noch nach dem Prinzip einer Spannzange an seinen Enden die zentrische Bohrung jeweils auseinanderdrückt, wodurch die Zylinderaußenwand des in drei Segmente aufgeteilten Dornes fest an die Innenwand des mit Sicken zu versehenden Rohres auseinander gedrückt wird. Dabei weist die Zylinderaussenwand des Dornes Rillen von der Form (Welligkeit) der Sicken auf, die in die Außenwand des zu bearbeitenden Sockenrohres mit einer entsprechenden Vorrichtung mit einer entsprechenden Vorrichtung hineingedrückt werden sollen. Diese Vorrichtung greift von außen her mit drei (bezogen) auf den Querschnitt um jeweils 120° versetzten Rollenreihen (ADRL) an, die während der Umdrehung des Rohres die Rohrwand von außen her eindrücken. Dabei sind die Rollen genau deckungsgleich zu den Rillen der Zylinderaussenwand des in das Rohr eingeschobenen Dornes angeordnet, so dass die Sicken präzise eingewalzt werden können. Dabei kann kalt gewalzt werden, oder z.B. in einem Mikrowellenofen auch heiß gewalzt werden. Anschließend wird das mit Sicken versehene Rohr entsprechend weiterbearbeitet (Gewindeansatz, etc.) federhart gehärtet und verschlossen. Dabei ist vorgesehen, die Verschlussseite durch Einpressen oder über eine mit einer Dichtung versehenen Gewindekappe abzuschließen.
19 zeigt das Ausführungsbeispiel für einen Drehmomentsensor, bestehend aus einer Welle und einer über die Welle geschobenen, gegen die Welle mit eingesetzten Kugellagern verdrehbar gelagerten Hülse, wobei die Welle das erste Anschluss-Wellenende, und die Hülse das zweite Anschluss-Wellenende des Drehmomentsensors bildet. Die Übertragung des Drehmomentes zwischen Welle und Hülse erfolgt durch eine in die Welle eingesetzte Plattfeder, die in der Hülse in einen Führungsschlitz eingreift und im Schlitz durch über Federkraft zentrierte Kugellager gehalten wird. Für eine billigere Version kann anstelle der Plattfeder auch ein harter Stahlstift in einen mit Gummi belegten Führungsschlitz eingreifen. Gemessen wird die Verdrehung der Welle gegen die Federkraft, bezogen auf die gleichfalls mit der Welle rotierenden Hülse. Die Hülse selbst ist z.B. Kugel gelagert in einem entsprechenden Gehäuse stabilisiert, wobei das Gehäuse beim Einbau des Drehmomentsensors entsprechend stationär (z.B. Anflanschen an einen Motor oder ein Getriebe) zu befestigen ist. Das Gehäuse weist dann den HF-Sender auf, der das HF-Signal als Speisesignal des in der Hülse untergebrachten Transponder-Sensors einspeist, dessen HF-Empfangswicklung auf der Hülse (in entsprechendem Abstand von der Hülsenwand) aufgesetzt ist. Die auf der Hülse aufgesetzte HF-Empfangswicklung läuft innerhalb der HF-Sendewicklung, die innerhalb der stirnseitigen Abdeckung des Gehäuses untergebracht ist. Dabei kann der Datenaustausch zwischen Transponder-Sensor und HF-Sender des Gehäuses auch über die auf der Welle sitzende HF-Empfangswicklung erfolgen. Die Anbringung der Sensorspule LM für die Messung des der Hülsenverdrehung entsprechenden Verlustes ist aus der Schnittzeichnung (19) ersichtlich: Die Welle weist ein überstehendes schmales Segment auf (Zapfen ZPF), der innerhalb des zwischen Welle und Hülse vorgesehenen Spiels, sich entsprechend der Wellenverdrehung konzentrisch bewegt und dessen zur Stirnfläche einer in der Hülseninnenwand untergebrachten Sensorspule (LM) projizierte Fläche, in der Sensorspule (LM) einen Verlust erzeugt. Die Größe des Verlustes ist jeweils abhängig von der Übereinstimmung der Stirnseitenfläche der Spule LM zur entsprechend der Verdrehung der Welle gegebenen Projektionsquerschnitts der Eingreiffläche des schmalen Zapfens (ZPF). Die Messung der Temperaturabhängigkeit erfolgt genauso, jedoch ist der hierfür vorgesehene Zapfen (ZPFT) der Welle breiter ausgebildet, und zwar so breit, dass bei Verdrehung der Hülse (gegenüber der Welle), die projizierte Fläche der in der Hülseninnenwand gleichfalls eingelassenen Temperatur Messspule (LT) ständig den gleichen Verlust über den Zapfen (ZPFT) einkoppelt. Der Zapfen ist dabei als entsprechend überstehendes Kreissegment der Welle ausgebildet mit einem zur Messspule LT hin gerichteten konzentrischen Bewegungsverlauf. Die Gleichlaufeinstellung der mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen betriebenen Spulen (LM, LT) erfolgt durch Wahl des entsprechenden Abstandes der Stirnseite der innenseitig der Hülse jeweils eingelassenen Messspulen (LM, LT) so, dass die eingekoppelten Verlustwerte für beide Spulen (LM, LT) gleich sind. Vgl. dazu die zu 8, im Kapitel „statische Relativmessung“ zur Temperaturkompensation gegebenen Erläuterungen. Die Verkabelung von LM und LT kann so erfolgen, dass beide Spulen am gleichen Transponder-Sensorchip angeschlossen sind. Am Gehäuse kann beispielsweise, die zu 43, 36d und 37 beschriebene Variante für eine Vernetzung der Sensoren mittels einem Induktionskabel angebracht werden, wobei der im Gehäuse des Drehmomentsensors untergebrachte HF-Sender, dann mit einer solchen Schnittstelle versehen ist.
20 zeigt das Beispiel eines Kupplungsspielsensors, das elektrisch nach dem Prinzip von 19 ausgeführt ist. Da wir jedoch nicht nur das Kupplungsspiel messen wollen, sondern auch eine Überwachung vornehmen, ob die Kupplungsteller tatsächlich exakt plan anliegen, verwenden wir drei Sensoren (LM1, LM2, LM3), die zur Welle im Winkel von jeweils 120° angeordnet sind. Auf einer Seite der Kupplung weist die Halterungsplatte des Kupplungstellerbelages für jeden Sensor jeweils ein kleines Loch auf, die von den elektrisch nicht leitenden Kupplungsflächen abgedeckt sind und durch die der Sensor jeweils zur anderen Halterungsplatte der Kupplung hindurchmessen kann, somit erhalten wir eine Abstandsmessung, bei der die hinter der Halterungsplatte einer Seite jeweils angeordneten Sensoren den Abstand zur anderen Halterungsplatte (durch den Kupplungsscheibenbelag hindurch) über die Messung ihres Verlustes messen können. Dabei ist hinter der Halterungsplatte, deren Verlust gemessen ist, eine Sensorspule, bzw. Sensor für die Temperaturmessung (LT2) angebracht und hinter der Halterungsplatte, an der die Verlustmesssensoren (LM1, LM2, LM3) durch entsprechende Löcher jeweils hindurchmessen, ist gleichfalls eine Sensorspule, bzw. Sensor für die Temperaturmessung (LT1) angebracht. Mit dieser Spule LT1 wird über das durch Konstanthaltung des Verlustes (an LT1, CT1) erhaltene Verlustmessergebnis BD = (-1/RVM_NEG), vgl. dazu im Kapitel statische Relativmessung zu 8, die Abweichung des Arbeitspunktes der auf der gleichen Halterungsplatte angebrachten Verlustmesssensoren (LM1, LM2,LM3 mit jeweils Cp*) ausgeglichen [(1/RVM_Q = 1/RVM_Offset+ (-1/RVM_NEG)], und zwar so dass die Schwingkreise der Verlustmesssensoren (mit LM1,LM2,LM3) jeweils einen Gleichlauf für identische Verlusteinkopplung durch den dem Verlust der Halterungsplatte, an dem die Sensoren jeweils befestigt sind, entsprechenden Offsetwert 1/RVM_Offset aufweisen. Dagegen ist der, der Temperaturabhängigkeit der anderen Halterungsplatte (gemessen über Sensorspule LT2 mit CT2) entsprechende Verlustwert als Korrekturgröße für die Tabellenkorrektur des Messwertes verwendet (vgl. auch Text zu 8). Eine andere Applikation nach diesem Prinzip ist die Prüfung der Verbindungsfestigkeit zweier übereinander geschraubter Bleche, oder eines an einem Blech montierten Teiles, etc. Dabei ist in einem der betreffenden Bleche ein Loch vorgesehen, durch welches der Sensor den Verlust hindurchmisst (zum hinter dem Loch befindlichen Teil).
21 zeigt ein Beispiel für eine Winkelabtastung, z.B. an einem Eisenbahnrad. Zu diesem Zweck ist ein Zahnkranz in ein Standardrad eingesetzt, der an einer Stelle eine etwas breitere Zahnlücke aufweist, über die durch Zeitvergleich der Messung aller jeweils benachbarter Zahnlücken bei Überschreitung einer Wertschwelle, die breitere Zahnlücke als Rücksetzsignal für das Abzählen der Zahnlücken erkannt wird. Der Zählerstand der abgezählten Zahnlücken entspricht dem Verdrehwinkel. Dabei ist noch vorgesehen, den der geometrischen Form eines Zahnes entsprechenden zeitlichen Verlauf des Verlust Messergebnisses zu interpolieren, um zwischen den Zähnen entsprechende weitere Werte zu erhalten. Diese Werte sind dann durch Lernen eingeeicht. Im Bahnwesen hat dieser Sensor den Vorteil der einfachen Nachrüstung. Dabei kann die Bremseigenschaft eines Waggons derart verbessert werden, dass während des Blockierens (oder auch geringfügigen Blockierens), bzw. vor allem beim Teilblockieren (Gleiten der Räder auf den Schienen) über die ungleiche Drehzahl (bzw. Drehwinkel) auf ungleich wirkende Bremsen geschossen werden kann, und so die Symmetrie besser ausgeregelt werden kann. Selbstverständlich eignet sich diese Winkelabtastung auch für allgemeinste Verwendung, z.B. als Ersatz für die optische Scheibe bei ABS Systemen, usw. Die Störsignal sichere Verlustmessabtastung ist nicht nur absolut unempfindlich gegen Verschmutzung, sondern auch viel kostengünstiger als die Verwendung optischer Scheiben und insbesondere auch bei leichten Unfällen ist der Sensor absolut sicher zu testen und für einige $ kostengünstig schnell zu wechseln, während die optischen Scheiben oft nicht ausgetauscht werden und so oft ein unkontrolliertes bei Versagen des ABS Systems zur Folge haben. Bei einer KFZ Anwendung kann das Verzahnungsprofil z.B. unmittelbar innenseitig des Bremsrandes einer Bremsscheibe angeordnet sein, wobei dann zur eingangs zu 21 beschriebenen Ausführung diese Ergänzung vorgenommen sein kann (vgl. auch DE 42 40 739 C2 ). Auch hier ist die Störsignal-unempfindliche Messung ein großer Vorteil.
22 zeigt ein weiteres, im Automobilbau schon dringend benötigtes Bauteil. Das absolut störsichere Messen des Sensors macht es möglich. 22 betrifft die Anwendung des Sensors als Radbefestigungsdetektor. Der Sensor ist dabei in den Radteller eingelassen, oder als Alternative am Haltearm, der das Radlager mit dem Radlager trägt. Die unmittelbare Anbringung in den Radteller hat den Vorteil, dass die am Radteller aufliegende Felde stets an den gleichen Stellen (z.B. jeweils 120° versetzt bei Verwendung dreier Sensoren) abgetastet ist, dagegen bei Anbringung am Haltearm die Innenseite der Felge ständig am Sensor vorbeirotiert, bei unpräziser Fertigung daher zwischen einem Schlagen der Felge und einer ungenügenden Befestigung mit den Radschrauben unterschieden werden muss. Sieht man beide Varianten vor, dann ist eine gute Aussage gegeben, ob das Rad z.B. wenn an einen Randstein gedrückt wurde in der Werkstätte inspiziert werden muss, um eine spätere schwere Unfallmöglichkeit auszuschließen. Bzw. kann über den Sensor am Haltearm eine Aussage über das Radlager gemacht werden (wenn das Rad z.B. schlägt). Eine weiterer Vorzug ist, dass der Sensor auch unmittelbar einen Alarm auslösen kann, wenn ein nicht legitimierter Felgen- bzw. Radwechsel stattfindet, der z.B. auch durch Lagedetektoren des Fahrzeuges (beim Abstützen und Ablassen der Reifenluft) nicht erkannt werden kann. Der HF-Sender für die Transponderversorgung wird dann z.B. oberhalb des Stoßdämpfer untergebracht, der folgende Sensoren versorgt, bzw. die Daten austauscht, Stoßdämpferfeder Bewegungsabtastung, Temperaturkompensation der Stoßdämpferfedermessung, die Sensoren für den Radbefestigungssdetektor, gegebenenfalls mit weiteren Überwachungssensoren vernetzt ist.
23 veranschaulicht ein weiteres interessantes Anwendungsgebiet des Sensors, das insbesondere den Großkundenkreis der Autoindustrie, die Autovermieter interessieren dürfte. Oft kommt es bei der Rückgabe von Fahrzeugen vor, dass kleine Dellen, die nur bei genauem Hinsehen vom Fachmann als Schaden erkannt werden, bei der Rückgabe der Fahrzeuge entweder nicht erkannt werden, bzw. der Fahrzeugmieter die Verursachung des Schadens bestreitet. Abhilfe schafft der mit Hilfe des Sensors aufgebaute Verbeulungssensor, der unmittelbar innenseitig der Karosserie untergebracht ist, und von innen her die Außenwand der Karosserie mit einer Abstandsmessung bzw. Verlustmessung) abtastet und absolut Störsignal sicher misst (ein wichtiges Argument, damit es vor Gericht keine Ausreden gibt). Mit einem solchen Verbeulungssensor können auch Unfallschäden protokolliert werden, die nach Instantsetzung mit nicht mehr sichtbar wären, ein potentieller Käufer jedoch kann über den Bordcomputer des Fahrzeuges das Ausmaß eines Unfallschadens einsehen. Einbezogen werden, kann z.B. ein Verbeulungsschaden, der im Seitenaufprallschutz, für den Käufer innerhalb der Karosserie nicht sichtbar, entstanden ist. Durch diese Maßnahmen kann der Wiederverkaufswert eines Fahrzeuges bei Qualitätsnachweis hochgehalten werden. Somit ist die vorgeschlagene Maßnahme auch für Leasing Firmen sehr interessant, wenn ein fester Rückkaufwert vereinbart wurde. Weiters ist die vorgeschlagene Maßnahme in der Lage einen Unfallhergang komplett aufzuzeichnen, um abzuspeichern, in welchen Zeitintervallen, welche Karosserieteile entsprechend verformt wurden. Voraussetzung ist wieder das absolut störsichere Messen, unabhängig von Einstreuungsmöglichkeiten (damit es vor Gericht keine Ausreden gibt). Die bei einem Unfall abgespeicherten Daten (dazu kann mit dem erfindungsgemäßen Sensor z.B. auch noch die Lenkradbewegung, bzw. mittels seismographischer Sensorik das Schleuderverhalten usw. abgefragt werden) sind dann in einem innerhalb der Karosserie fest eingeschweißten Mikroprozessor gesteuerten Fahrtenschreiber Speicherzentrale gespeichert. Dabei kann diese Speicherzentrale gegen Manipulation derart gesichert werden, dass die im vorangegangenen Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmesssensoren“ vorgeschlagenen Maßnahmen angewendet werden können. Dabei enthält die in der Karosserie eingeschweißte Fahrtenschreiber Speicherzentrale einen entsprechenden sicherheitskodierten Verlustmesssensor, der die Karosseriewand (z.B. an relativ sicherer Stelle am Unterboden in der Mitte) abtastet. Wird er von der Karosseriewand entfernt, dann wird dieser Zustand zu den gespeicherten Daten mit eingeschrieben. Die Daten innerhalb des Fahrtenschreiber Speichers sind verschlüsselt gespeichert, die Ankopplung erfolgt über einen HF-Kreis nach dem Transponderprinzip, wobei der HF-Empfangskreis durch primärseitig anti-parallel geschaltete Dioden einen Überspannungsschutz aufweist. Für die Vernetzung der Sensoren innenseitig der Karosserie, gibt es wieder die Möglichkeit die als Transponder-ausgeführten Sensoren ausschließlich mit innenseitig der Karosserie untergebrachten zentralen HF-Sender zu versorgen, weiters ein Protokoll zu verwenden, welches im vorangehenden Kapitel „Ergänzungen zur Variante Transponderanwendung“ unter „Ping Signal“ Verfahren beschrieben ist, bzw. eine Variante mit einem Induktionskabel als Versorgungs-und Datenkommunikationsleitung vorzusehen (vgl. auch Verbindungsbauteil nach 43. In beiden Fällen kann über das „Ping Signal“ Protokoll ein ausgefallener Sensor sofort automatisch lokalisiert werden und über den zentralen Mikroprozessor als Service Information gemeldet werden. Dabei betrifft dies nicht nur die Datenkommunikationsbereitschaft, sondern auch die 100% Selbsttestmöglichkeit der Sensoren, der auch von benachbarten Sensoren gut gegenseitig durchgeführt werden kann. In diesem Zusammenhang soll noch ein bevorzugtes Verfahren für die Programmierung der Empfangs-/Sendeadresse der Sensoren durch ein Lernverfahren kurz beschrieben werden. Zu diesem Zweck werden sämtliche mit einer lokalen Adresse zu kodierende Sensoren zunächst installiert, und anschließend über das Protokoll in den Adressenzuordnungsmodus geschaltet. Dabei wird überprüft, ob alle Sensoren innerhalb ihres Messbereiches sind, was in den bevorzugten Messverfahren dynamische Relativmessung und statische Relativmessung wegen der automatischen Einstellung des Arbeitspunktes ohnehin der Fall ist. Danach wird durch direkte Annäherung mit einem entsprechend elektrisch leitenden Gegenstand (z.B. Einschieben eines Blechs in den Messschlitz, bzw. Messabstand der Spule LM) ein Verlust im Übersteuerungs- bzw. Sättigungsbereich ausgelöst, der im Status des Adressenzuordnungsmodus als Erkennungssignal (Strobe Signal) detektiert ist. Dieses Erkennungssignal übernimmt im Protokoll des Adressenzuordnungsmodus eine von allen Sensoren gleichzeitig empfangene Adresse, z.B. durch unmittelbare HF-Quelle der mit einer Adresse zu versehenden Sensoren. Nachdem die entsprechenden Sensoren mit einer Empfangsadresse versehen sind, wird über die Datenkommunikation in eines der Betriebsprotokolle zurückgeschaltet. Der Adressenzuordnungsmodus ist für jeden Sensor wiederholbar, falls erforderlich durch eine Verschlüsselung für die Protokolleröffnung gesichert. Weiters kann die Adressenvergabe mit einem Modus für eine Autodecrementierung/-Incrementierung ausgestattet sein, oder der Übernahme einer vollständig eingegeben Adresse. Der Aufbau des Verbeulungssensors ist sehr einfach: in jedem Karosserieteil, dito hinter der Stoßstange. etc. ist ein in einem entsprechenden Blechgehäuse untergebrachter Sensor innenseitig der Innenwand angeschweißt, oder aufgesteckt (bzw. alternativ befestigt) und tastet mit seiner Sensorspule frontseitig die Innenwandseite der Karosserieaußenwand ab. Wird eine dynamische Relativmessung (vgl. Text zu 8) durchgeführt, was für diese Anwendung gegebenenfalls auch ohne negativen Widerstandsanteil möglich ist, dann wird einfach die innerhalb eines durch das Nachstellverhalten des Arbeitspunktes definierten Frequenzgangs, ein dynamisches Ereignis, nämlich das spontane Einbeulen der Karosserie oder Stoßstange, etc. detektiert und im Unfallrekorder entsprechend aufgezeichnet.
24 veranschaulicht einen Beschleunigungsmesser zur Feststellung des Schleuderverhaltens bei einem Unfall. Dabei ist ein Pendel verwendet, z.B. eine an einem Faden aufgehängte Kugel, die in einer Ölflüssigkeit schwimmt. Abgetastet wird die Bewegung der Kugel durch ein die Kugel (als Zentrum) einschließendes Vieleck (Dreieck, oder Viereck, oder Sechseck, usw.), dessen Seiten von jeweils für jede Seitenbegrenzung vorgesehener Sensorspule (LM1, LM2, LM3) gebildet ist. Die Sensorspulen bilden dabei eine die Messung aller in den Sensorspulen zu unterschiedlichen Resonanzfrequenzen jeweils auftretenden Verluste.
25 veranschaulicht einen hochempfindlichen Seismographen, dass ein bekanntes Experiment benutzt. Es ist bekannt eine Kugel zwischen zwei Elektromagnetpolen, von denen einer über der Kugel und einer unter der Kugel angeordnet ist, schweben zu lassen. Dabei können wird um die Pole noch jeweils Messspulen anordnen, die erfindungsgemäß entdämpft sind, um die Regelung so zu verbessern, dass die Abstände der Kugel von den Polen in Bruchteilen von um (Bruchteilen von Mikrometer) stabil bleiben. Eine Sensor Messspulenanordnung nach 24, die mit der Vorrichtung der Elektromagnetpole eine massive stationäre Einheit bildet, wobei diese Vorrichtung beispielsweise über einen Eisenstab im Erdreich eines Bergwerks verankert ist, tastet die Kugel, die sich im Zentrum der durch die Messspulen gebildeten Begrenzung des Vielecks befindet, ständig ab. Die Vibrationen des Erdreichs übertragen sich auf die Vorrichtung. Da die Kugel durch das Magnetfeld auch zentriert wird, überträgt sich die Vibration auch auf die Regelung der Kugel, und zwar als Änderung (Differenzierung) der Regelgröße. Vorausgesetzt, dass die Kugel z.B. durch ein Schauglas vor Luftströmung geschützt ist, weiters die Regelung durch den besonders genauen Sensor bis in den nm Bereich auflösen kann, und wir zusätzlich zur Abweichung der Regelgröße noch durch seitliche Differenzmessung der Messspulen die Abweichung aus dem Zentrum messen können, kann auch ein langsamer Impuls einer sehr geringfügigen Erdbewegung als einmaliger Signalimpuls erkannt und in der Messamplitude genau quantisiert werden. Werden nun eine Vielzahl solch kostengünstiger Vorrichtungen in einem Bergwerk aufgestellt und vernetzt, dann kann durch Laufzeitmessung zwischen den Messpunkten, die Quelle (der Unruheherd) der Erdbewegung geortet werden.
26 zeigt das Beispiel für einen Flüssigkeitsstandmesser unter Verwendung einer mit dem vorzugsweise verwendeten negativen verlustentdämpften Messspule (LM, mit Cp). Die Referenzspule (LT) misst dabei nicht nur den Temperaturgang, sondern vor allem einen Referenzwert für den Leitwert der Flüssigkeit (Scheibenwischerwasser, Bremsflüssigkeit, etc.). Dabei ist die Referenzspule (LZ) im unteren Bereich des Behälters angebracht und somit ihr Feld-Zentrum ständig in der Flüssigkeit, dagegen die Messspule im oberen Bereich des Behälters angebracht und misst somit den Flüssigkeitsspiegel. Beide Spulen können direkt auf den Zylinderkörper des Behälters gewickelt sein.
27 Ein weiteres Beispiel ist, unmittelbar an Auspuff (am Motorblock) eine Temperaturmessspule auf das Auslassrohr zu wickeln, gegebenenfalls durch einen Keramikzylinder im geringen Abstand von der Außenwand des Rohrflansches. Die Spule misst über den Verlustwiderstand des durch die Auspuffgase aufgeheizten Rohrflansches die Temperatur der Auspuffgase, z.B. für Wirkungsgradbestimmung und reglungstechnischen Maßnahmen.
28 betrifft die Abtastung von Blechen, wie Landeklappen an Flugzeugen, Feststellung der Stellung des Umkehrschubschiebers, usw., wobei immer eine Spule den Temperatureinfluss misst und die andere Spule durch Abstandsmessung die Winkelstellung. Dito die Feststellung der Fahrwerkbereitschaft, usw.
29 betrifft die Relativmessung eines Drehankers (Winkelmessung mit Differenzmessung der Spulen Lma, LMb) der aus Schichtblechen zweier oder mehrerer im Vakuum leicht zusammengepresster und am Rand verklebter Materialien (MAT1, MAT2) besteht. Die beiden Materialien haben entgegengesetzte Temperaturkoeffizienten ihrer spezifischen Leitwerte und sind in ihrem Querschnitt jeweils so angepasst, dass für die Verlustmessung (Abstandsmessung) der Temperatureinfluss der Leitwerte sich kompensieren. Diese Variante ist eine Alternative für die Verwendung von Manganin als Kernmaterial, da die Legierung Manganin ihre Eigenschaft eines kompensierten Temperaturkoeffizienten des spezifischen Leitwertes, bei einer mechanischen Bearbeitung (z.B. Stanzen) verliert und weiters bei der Verwendung von Schichtblechen auch kleinste dünne Bleche zusammen mit einem gleichfalls dünnen, jedoch gehärteten Stahlblech zur Vermeidung der Verformung durch Beschleunigung, verwendet werden können.
30 betrifft die Anwendung für die Temperaturmessung an einer standardgemäßen, für den erweiterten Zweck nur geringfügig modifizierten Herdplatte. Dabei wird unmittelbar die Temperatur des Kochgefäßes gemessen. Die vorzugsweise erfindungsgemäße Entdämpfung mittels negativen Leitwerts gestattet es, erstens den Sensor im Zentrum, in einem Loch der Herdplatte zu versenken, und den Verlust durch das Loch zu messen. Das Loch ist. z.B. mit Keramik oder Glas verschlossen. Der große Streuverlust der Herdplatte ist dabei kompensiert. Weiters kann der Messbereich der Sensorspule in einem weiten Bereich automatisch eingestellt werden (vgl. automatische Einstellung des Arbeitspunktes in Text zu 8, insbesondere auch die Verwendung eines Enable-Signals), wobei die beschriebene dynamische Relativmessung für die Auslösung dieses automatischen Kalibriervorganges verwendet ist. Dabei ist eine differentielle Erkennung für die spontane Änderung des gemessenen Verlustes als Ereignismessung vorgesehen. Ein solches Ereignis tritt ein, wenn das Kochgefäß auf die Herdplatte gestellt wird, oder wieder entfernt wird. Dabei sind spezielle Kochgefäße verwendet, deren Bodenplatte unmittelbar in der Temperatureinheit (z.B. °C oder Fahrenheit) geeicht ist, die am Herd an einer über jedem Regulier-Drehknopf einer betreffenden Herdplatte angezeigt wird. Wird ein solches Ereignis erkannt, dann wird der Nachstellvorgang zur Einstellung des Arbeitspunktes ausgelöst, um die Verlustmessung in einem Arbeitspunkt einzustellen, in dem die Temperatur des abzutastenden Materials entsprechend gemessen werden kann. Dabei ist weiterhin von der zu 8 beschriebenen statischen Relativmessung Gebrauch gemacht, die mittels einer weiteren Sensorspule (LT mit CT), den unerwünschten Temperaturgang des Offsetwertes (der in diesem Fall durch die unmittelbare Herdplatte gegeben ist) kompensiert. Deshalb messen wir mit der die Temperatur des Kochgefäßes erfassenden Sensorspule (LM) durch das Loch der Herdplatte und mit der Sensorspule (LT) für die Erfassung Temperaturgang des Offsetwertes messen wird direkt den Verlust der Herdplatte, abseits des Zentrums. Beide Spulen (LM, LT) sind unterhalb der Herdplatte untergebracht. Als Messspulen eignet sich z.B. besonders die bereits beschriebe Manganin Ausführung, weil für eine solche Spule der Eigentemperaturgang sehr gering ist. Das beschriebene Beispiel lässt sich einfach auch für Keramikplattenherde adaptieren, wenn anstelle der Herdplatte dann unmittelbar die Heizspirale mit der Spule LT abgetastet, bzw. mit der Spule LM im Zentrum durch das Loch der Heizspirale gemessen wird. Eine weitere Variante ist für die Ausgestaltung der Kochgefäße vorgesehen. Neben der unmittelbaren Verwendbarkeit von Metallgefäßen, sind Keramik oder Glasgefäße vorgesehen, die einen Metall-Einsatz (z.B. gelochte Blechauflage) aufweisen, auf dem das Kochgut gelegt werden kann, z.B. dünnsten von Gemüse. Dabei misst die Sensorspule (LM) den Verlust des Metalleinsatzes um auf die Temperatur des Kochgutes zu schließen und regelt so die Temperatur des Kochguts. Das Prinzip durch eine elektrisch leitende Platte durch Löcher hindurch zu messen, bei entsprechend abgeglichenem Offsetwert 1/RVM_Q= 1/RVM_Offset + (–1/RVM_NEG), vgl. dazu Text zu 8, ist übrigens mehrfach in unterschiedlichsten Applikationen anwendbar, wie das zu 20 am Beispiel eines Kupplungsspielsensors bereits beschrieben worden ist.
31 zeigt ein anderes Beispiel, das sich auch als Erweiterung für die zu 30 beschriebene Anwendung eignet. Dabei ist von der Transponder-Sensor Ausführung Gebrauch gemacht. Der Transponder-Sensor (Chip) befindet sich im Griff einer längeren Metallnadel (ähnlich einer Stricknadel, jedoch mit Griff). Diese Nadeln können in Brat- oder Backgut (Fleisch, Torte) oder Kochgut (Eier, etc.) eingesteckt werden, wobei der Sensor den elektrischen Verlust der Nadeln misst. Dabei ist es unproblematisch elektrisch nicht leitendes Kochgeschirr (Glas, Keramik) zu verwenden. Der durch die Umgebung (z.B. Bleche des Backrohres) gegebene Offset Verlust wird durch die erfindungsgemäße Entdämpfungsmöglichkeit bis zum Erreichen einer gewünschten Messgüte kompensiert. Dabei kann ein betreffendes Enable-Signal zum Auslösen des automatischen Kalibrierungsvorganges (d.h. Einstellen von -1/RVM_NEG entsprechend einer zu 8 erläuterten dynamische Relativmessung, z.B. durch Takten eines entsprechenden Zählers um die Messamplitude entsprechend einem dazu erhaltenen Verlustergebnis einzustellen) z.B. jeweils durch Öffnen des Backrohres ausgelöst werden, wobei der zuletzt gemessene Temperaturwert als Ausgangswert für die Messung nach der Kalibrierung des Offsetwertes 1/RVM_Q = 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) verwendet ist. Die Rücksetzung des Ausgangswertes für die Temperaturmessung auf einen der Umgebungstemperatur des Backrohres entsprechenden Anfangswert, erfolgt beispielsweise beim Einschalten des Backrohres durch eine Zusatzfunktionstaste, deren Status über eine Lampe angezeigt ist (Temperaturmessung über Nadeln eingeschaltet). Die Umgebungstemperatur des Backrohres ist dann durch einen im Backrohr eingelassenen Temperatursensor (z.B. der z.B. auch als Verlustsensor die Blechtemperatur des Backrohres misst) gemessen. Die Antenne xA des Transponders ist im Griff (31) eingelassen.
32a betrifft die Sicherung einer Verpackungsschachtel in einem Beispiel entsprechend der zu Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmesssensoren“ gegebenen Erläuterungen. Dabei kann z.B. eine standardgemäße feste Kartonschachtel verwendet sein, die über einen geteilten Deckel verschließbar ist. An der Teilungslinie des Deckels ist zu beiden Seiten jeweils ein Metallblech in den Karton des Deckels eingeschoben oder innenseitig angeklebt. Außenseitig ist in einem flachen Kunststoff oder Metallgehäuse ein Sicherheitsverschlussstück übergelegt, welches auf einer Deckelseite unlösbar festgeklebt, bzw. festgenietet ist und über die andere Deckelseite hinausragt, wobei dieser hinausragende Teil eine Abziehfolie zum Freilegen einer Selbstklebeschicht des Sicherheitsverschlussstückes aufweist. Nach Abziehen dieser Folie kann somit bei Verschließen des Deckels das Sicherheitsverschlussstück wie ein Siegel auf der Nahtstelle aufliegen. Es ist evident, dass ein solches Chip-Siegel z.B. auch zum Verschließen von Dokumenten, Einheft- oder Ringmappen (über einen Umlegefalz am offenen Ende) etc. angewendet werden kann, wobei die Selbstklebeschicht durch einen wieder zu öffnenden Verschluss, z.B. Druckknopfverschluss, Klettbandverschluss, etc. ersetzbar ist (32b). Im Chip-Siegel, bzw. Sicherheitsverschlussstück, sind dann zwei Messspulen (LM, LT) als Bestandteil eines Transponder-Sensors angeordnet, die das unterseitig im Karton eingesetzte Metallblech abtasten. Gemessen wird dabei die relative Änderung des Verlustes in jeder Spule entsprechend einer dynamische Relativmessung und die Differenz des Verlustes zwischen der an der festgenieteten Seite angebrachten Sensorspule (LT) und an der beim Verpacken zu verschließenden Seite angebrachten Sensorspule (LM) entsprechend einer statischen Relativmessung gemessen (vgl. dazu Text zu 8). In der Schachtel mitverpackt wird der Akku gepufferte HF-Sender, der das als Transponder-Sensor ausgeführte Chip Siegel über dessen HF-Empfangskreis mit Spannung versorgt. Dabei kann dieser Sender auch in einem Tastverhältnis betrieben werden, um Strom zu sparen, jedoch die Pausen kurz genug sein müssen, damit im Transponder-Sensor des Chip-Siegels die Aussetzdetektierung (der Watchdog Funktion) nicht anspricht (vgl. Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmesssensoren“). Dabei ist es sinnvoll, die Sende-Pausenfunktion des HF-Senders mit dem Datensender des Chip-Siegels zu synchronisieren, z.B. sendet der HF- Sender seine HF-Trägerfrequenz für die Spannungsversorgung des Chip Siegels für eine gewisse Dauer, in der sich z.B. ein im Chip Siegel untergebrachter kleiner Gold Kondensator auflädt und die Sensorspulenkreise (LM und Cp, LT und CT) die Verlustmessung vornehmen. Nach jeweils beendeter Messung sendet das Chip Siegel ein kurzes Beendigungssignal an den HF-Sender, der daraufhin intern eine Pause erzeugt und nach dieser Pause erneut das HF-Trägersignal aussendet, bis er wieder vom Chip Siegel unterbrochen wird, usw. Bei der Anwendung als Siegel für eine Dokumentenmappe, erfolgt die Spannungsversorgung dann über HF-Sender, die in den Büroräumen entsprechend installiert sind. Der Zugang kann dann beispielsweise über Chipkarte eines entsprechend mit dem Kommunikationssender vernetzten Lesegerätes erfolgen.
32c und 32e betreffen die Abänderung eines Chip Siegels für eine Dokumentenmappe, wobei 32c ein Beispiel für einen Ringverschluss; 32d ein Beispiel für einen Ordnerverschluss; und 32e ein Beispiel für einen Schnellhefter (Klammern-) Verschluss zeigt. Bei allen drei Varianten detektiert das Chip-Siegel, ob aus der Dokumentenmappe ein Dokument entnommen worden ist, und speichert diese Information ab, oder sendet eine entsprechende Meldung an die Überwachungsstation, die auch die HF-Speisung des Transponder-Sensor vornimmt. Je nachdem ob eine zusätzliche Temperaturmessspule (LT) für die Metallabtastung vorgesehen ist oder nicht, ist eine statische oder dynamische Relativmessung vorgenommen.
33 betreffen die Anwendung des Transponder-Sensor Prinzips für ein Akten Überwachungssystem, wobei gleichermaßen jede Art von Akten, Ordnern, Büchern, Zeitschriften, Schriftstücken, etc. mit einem Chip-Siegel ausgestattet werden kann. Der im Chip- Siegel untergebrachte Transponder-Sensor kann durch Verwendung der bevorzugten Entdämpfung auch bei relativ niedriger Frequenz größere Distanzen messen. Die Verwendung einer niedrigeren Frequenz hat den Vorteil, dass die Bemessung durch Handbewegungen nicht beeinträchtigt wird. Dabei ist auf die Aktendeckel, Buchdeckel, etc., das auch sehr flach (mit Mäander Spulen für HF-Empfangskreis und Verlust Messspule LM) auszubildende Chip-Siegel aufgeklebt und misst den Verlust der Umgebung. Dieser Verlust besteht aus Leiterschleifen, z.B. in entsprechenden Fächerabständen um das Stellbrett eines Regales gewickelte Leiterschleifen, die z.B. bei Turm-Drehregalen auch sternförmig angeordnet sein können. Die Leiterschleifen weisen dann innerhalb des Regalbrettes eine entsprechende Verkleidung auf. In besonders bevorzugter Ausführung sind diese Leiterschleifen durch unmittelbar auf die Regalbeschichtung oder einer als Regalbeschichtung verwendeten Folie, etc. als Kohlebahn aufgedruckt, die an der hinteren Schmalseite des jeweiligen Regalbrettes ihre Kontaktierungsmöglichkeit aufweist. Diese hochohmige Auslegung der Verlustmessung (1/RVM_Offset) über relativ weite Distanzen wird durch Entdämpfung der Verlustmessung über eine bevorzugte negative Verlustwiderstand Komponente (-1/RVM_NEG) erreicht, wodurch im Arbeitspunkt 1/RVM_Q= 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) empfindlich gemessen werden kann. Die Messung selbst erfolgt durch Messung des Abstandes zwischen den in der Akte eingeklebten Transponder-Sensor, bzw. Chip-Siegel, und der nächstliegenden Leiterbahnschleife, bzw. Kohlebahn, welche jeweils einen Fachabstand markieren. Wobei die nächstliegende Leiterbahnschleife durch Scannen jeweils in folgender Weise gefunden wird. Jedes in einer Akte vorgesehene Chip Siegel weist eine Adressenkodierung auf (vgl. das bereits beschriebene Beispiel für das im Kapitel Ergänzungen zur Variante Transponderanwendung bereits erläuterten „Ping Verfahren“), wobei diese Adresse beispielsweise nach der zu 23 beschriebenen Methode unter Benutzung einer Kennwort Sicherung programmiert werden kann. Durch diese Adresse über den in den Räumen jeweils angebrachten HF-Sendern die zentrale Steuerung kommunizieren, bzw. jedes einzelne Chip-Siegel ansprechen. Dabei erfolgt z.B. die ständige aufeinanderfolgende Abfrage der in den Akten, Büchern, oder beliebig anderen Gegenständen, etc., angebrachten Chip-Siegel, derart, dass der in einem Chip-Siegel enthaltene Transponder-Sensor in seiner Messung aktiviert wird, wobei alle Akten, Bücher, etc., der Reihe nach über das Chip-Siegel in ihrer Position abgefragt werden, durch sogenanntes scannen. Ein derartiger Scanvorgang erfolgt dabei unter Mitwirkung der an der hinteren Schmalseite des jeweiligen Regalbrettes verschalteten Leiterbahnschleifen, so dass die an sonst hochohmigen offenen Leiterbahnschleifen (Lext1 ... Lextn), über eine entsprechende Dekoderansteuerung angesteuert, jeweils unabhängig von den anderen Leiterbahnschleifen der Reihe nach jeweils einzeln in sich geschlossen werden. Dabei wird für das durch die Zentrale initialisierte Chip Siegel (bzw. den Transponder-Sensor), der Verlust ständig gemessen, und für einen innerhalb des Durchlaufs aller Leiterbahnschleifen jeweils erhaltenen zwei größten Maximalwerte, dies der Zentrale gemeldet, die die Adressen der betreffenden Leiterbahnschleifen als den Leiterbahnschleifen entsprechende Fachbezeichnung abspeichert. Dabei sind die Zwischenräume der Leiterbahnschleifen, bzw. Kohlebahnen, am Regelbrett (z.B. an der vorderen Schmalseite) mit entsprechenden Zeichen, bzw. Nummern bezeichnet. Somit durch eine oder mehrere in Nähe des Regals oder auf einem Computerbildschirm vorgesehenen Anzeigen, die Positionierung der mit dem Chip-Siegel versehenen Gegenstände, bzw. Akten, bzw. Bücher, etc. genau eingesehen werden kann. Das Scannen aller Regalpositionen wird als Inventurzyklus bezeichnet, der jederzeit von einem Suchzyklus einer direkten Anfrage unterbrochen werden kann. Bei einer direkten Anfrage spricht die Zentrale die Empfangsadresse des betreffenden Chip-Siegel Transponder-Siegels direkt an und startet den Suchlauf aller durch Leiterbahnschleifen markierten Fachpositionen. Dabei können diese Leiterbahnschleifen nicht nur an Regalen, sondern auch in einer Schreibtischplatte, weiters in Schubladen, etc. vorgesehen werden. Eine Fachposition muss nicht unbedingte ein physikalisches Fach sein, sondern bezeichnet einfach den als Zwischenraum zweier benachbarter Leiterbahnschleifen gegebenen Suchbereich.
Bei der zu 32b bis 34 verwendeten Transponder-Sensorschaltung kann die Spule auch möglichst groß direkt auf ein dem Format der Akte oder des Buches entsprechendes Blatt oder direkt auf die Akte in Kohlebahnen aufgedruckt werden, um auch ohne Eisen eine möglichst hohe Induktivität zu erhalten (damit die Messleistung wegen der fehlenden Eisenverluste klein bleibt). Die Verluste an der Tunneldiode belaufen sich dann auf etwa 0,35 mW, bei einer getasteten Messung von 1:10, 35 nW, bei beliebig einstellbarer Güte für die aus dünnster Kohlepastebahn hergestellte Spule. Dabei kann auch das im Kapitel „Variante entdämpfter Sensor, Grundlagen“ beschriebene Prinzip für die Kompensation des Temperaturganges des Spulenwiderstandes (rs) zur Anwendung kommen, wenn z.B. neben jeder Kohlepastebahn (die einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist) eine Silberpastebahn (die einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist) aufgedruckt wird, bei entsprechender Querschnittswahl (Leiterbahnbreite, Druckdicke) zum Ausgleich des Temperaturganges der Leiterbahnspule. An den Enden ist das die Bahnen Paar durch entsprechende Bedruckung (z.B. mit Silberpaste) jeweils parallelgeschaltet. Eine alternative wäre z.B. Kohlepaste und Silberpaste Bahnen direkt übereinander zu drucken. Bei der Dimensionierung ist zu beachten, dass wir auf die entfallende Bahnlänge nicht Widerstandswerte sondern Leitwerte kompensieren. D.h. wenn ein Material einen 10-fach größeren Temperaturkoeffizienten aufweist, als das andere Material (der benachbarten Bahn), dann das Material mit dem 10-fach größeren Temperaturkoeffizienten, auf die entfallende Länge nur 1/10 des Leitwertes aufweisen darf (entsprechend des Querschnittsverhältnisses betreffend der Bahnbreite und Bahndicke der Bahnen).
Die Kontaktierung des Transponder-Sensor Moduls (bzw. Chip-Siegels) kann auch über Leitkleber oder Leitplastik erfolgen, um die auf Papier gedruckte Spule (LM) anzuschließen. Weiters kann das Chip-Siegel sowohl in Doppelfunktion als Verschlusssicherung eines Kartons, wie auch als Lokalisierungssensor für die Lagepositionserkennung verwendet sein. Die HF-Spule für die Speisung des Transponder-Sensors kann beispielsweise mit Silberpaste gedruckt sein, oder als flexible gedruckte Schaltung (auf Folie) ausgeführt sein. Das beschriebene Beispiel eignet sich auch sehr gut, um die allgemeine Lagerhaltung zu verbessern, wenn wir z.B. auf jede Schachtel ein entsprechendes Chip-Siegel zur Kennzeichnung aufkleben, z.B. in einem Supermarkt. Das System ist dann in der Lage auch bei geänderten Lagepositionen, die genaue Lage der Waren zu orten, über einen zentralen Rechner in das Internet einzuspeisen, damit der Kunde sich bereits vorab eine Einkaufsliste zusammenstellen kann, über die er mit den angegebenen Regal Nummern die Artikel schnell suchen kann. Dabei sind die HF-Sender für die Spannungsversorgung und Kommunikation an entsprechenden Stellen des Ladens angebracht und kommunizieren mit dem zentralen Computer. Die Nummernschilder können beispielsweise durch auf den Fußboden aufgedruckte Leitnummern (Straßennummern) oder Buchstaben noch unterstützt werden. Eine weitere Variante für die Lagepositionserkennung wäre, von der durch Filter, bzw. Resonanzkreis vorgenommenen Kodierung eines Verlustes Gebrauch zu machen. Dabei geht dann das Scannen, bzw. die Messung von den die Fächerung des Regales bildenden Leiterbahnschleifen (als aufeinanderfolgend jeweils aktivierte, in einen Serienschwingkreis geschaltete Messspulen LM) aus, wobei der Verlust nur jeweils in dem Transponder-Sensor (Chip-Siegel) des kodierten Gegenstandes aktiviert ist, dessen Position gerade bestimmt werden soll. Die für die Verlustmessung erforderliche Messfrequenz kann dabei vom Sensor her oder auch von den Leiterbahnschleifen her eingespeist sein.
34 zeigt ein Beispiel für eine Anwendung eines Schalters. Die Entdämpfung der Messspule ermöglicht kleinste Bauform für die Abtastspule (LM), die die Zackenspitzen eines metallisch bedampften Kunststoffstern abtastet. Es könnte natürlich auch ein Blechstern verwendet sein und so die Schalterstellung detektiert werden. Dabei sind die Zacken nicht gleich lang. Jede Zacke weist einen etwas unterschiedlichen Abstand zu Messspule LM auf. Die gleichfalls sehr klein ausgebildete Temperaturmessspule LT ist mit ihrer Halterung direkt auf den Stern aufgesteckt, bzw. kann in den Stern auch der Wickelkörper für die Temperaturmessspule LT mit angeflanscht sein. Eine andere Variante ist, den Kunststoffstern mehrlagig mit entsprechenden Blechen für die Temperaturkompensation vorzusehen, vgl. auch 29.
35 betrifft ein Beispiel, das gleichfalls von der Reduktion des Eigenverlustes der Messspule durch Hinzufügen eines negativen Verlustanteils profitiert. Ein kegelförmiger Stahlkern (K), der nicht aus hochpermeablem verlustfreien Material sein muss, sondern auch ein Temperatur beständiger Stahlkern sein kann, trägt die Wicklung der Messspule (LM).
Dabei ist der im Wesentlichen durch den Stahlkern (K) gegebene Verlust der Spule zur Einstellung einer gewünschten Güte entsprechend kompensiert. Die Stahlspitze kann dann punktförmig einen entsprechenden Verlust (z.B. eines Rillenprofils oder einer Verzahnung) auch für hohe Temperaturen abtasten.
36 bis 39 betrifft eine weitere Applikation, bei der der gegen Störsignal unempfindliche Verlustsensor für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung zur Signalauskopplung verwendet ist; bestehend aus einer Vielzahl von an einem Leitungsstrang angeschlossenen Teilnehmern mit entsprechenden Signalein- bzw. Auskopplungsstellen. Dabei erfolgt die Signaleinkopplung über eine gesteuerte Verluständerung eines durch das zu übertragende Signal modulierten Widerstandswertes und die Signalauskopplung, bzw. Signalabtastung, durch Messung des einen Amplitudenwerts des zu übertragenden Signals jeweils entsprechenden Verlustwertes. Ein ähnliches Prinzip ist bekannt seit es Telefon gibt, die Verluständerung erfolgt hierbei auf der Sendeseite durch Kohlekörner, die im Rhythmus der Schallwellen eine Widerstandsänderung erzeugen, die am anderen Leitungsende über eine Konstantstromspeisung abgegriffen ist. Jedoch ist bei einem solchen Verfahren der auf der Sendeseite modulierte Verlust auf der Empfangsseite nicht unabhängig von der auf der Leitung vorherrschenden Signalamplitude gemessen, wie es der erfindungsgemäße Verlustsensor ermöglicht, sondern es sind im Empfangssignal auch die durch Einstreuung und Leitungsreflexion gegebenen Störpegel mit enthalten. Somit ist die bevorzugte Anwendung für die Signalübertragung erfinderisch und neu. In Weiterbildung benutzt das Verfahren auch die vorgeschlagene Korrelation eines gegebenen Hüllkurveneinflusses, so dass eine gute Ausnutzung der verwendeten Bandbreite gegeben ist. Ebenso kann die in Weiterbildung für den Verlustsensor bereits bevorzugte Ausgestaltung mit einem Parallelschwingkreis (oder auch Bandfilter, vergleichbares Filter, etc.) übernommen werden. Der Parallelschwingkreis ist zwar nicht zwingend erforderlich; es können alle Schaltungen verwendet werden, mit denen sich das bevorzugte Messverfahren des Sensors durchführen lässt. Die unmittelbare Verwendung eines Parallelschwingkreises (oder äquivalenter Filter, Bandfilter, etc.) für die Durchführung des Verfahrens einer Signalübertragung mittels Kodierung durch Verlustmodulation (Rp_MOD) und Dekodierung durch reflexions- und störsignalunabhängige Verlustmessung bringt jedoch große Vorteile, wenn mehrere Frequenzen nach Art einer Trägerfrequenztechnik in die Leitung eingespeist werden. Im Unterschied zum Stand der Technik, müssen diese Frequenzen nicht von den eigentlichen Sendestationen eingespeist werden, sondern es können unmodulierte Trägerfrequenzen an beliebigen Stellen der Leitung eingespeist sein, was um die Dämpfung der Leitung auszugleichen auch über mehrere Abschnitte der Leitung versetzt vorgenommen sein kann. Die eingespeisten Frequenzen enthalten somit keine Nachricht. Dagegen wird für die Kodierung der Nachricht (gemessen am Stand der Technik) erstmals eine unmittelbar frequenzkodierte Modulation eines Verlustes verwendet. Dabei weist der auf der Senderseite (SVS) die Modulation des Verlustes vornehmende (durch Stellgröße BD_S variierbare) Verlustwiderstand Rp_MOD einen auf die verwendete Trägerfrequenz abgestimmten Resonanzkreis Ls,Cs (bzw. alternatives Filter, etc.) auf, der auf die gleiche Resonanzfrequenz abgestimmt ist, wie auch der auf der Empfangsseite (EVS) verwendete Verlustsensor ihn als Parallelresonanzkreis verwendet (LM,Cp). Je nach Schaltung, kann auf der Sendeseite ein Serien- oder (über Serienwiderstand) angekoppelter Parallelschwingkreis LM, Cp verwendet sein. Das interessante bei dieser neuen Art von Trägerfrequenztechnik ist, dass die Modulation des Verlustes für jede einem Schwingkreis jeweils entsprechende Resonanzfrequenz, bzw. Trägerfrequenz unabhängig von den jeweiligen Verlustwerten der anderen Resonanz- bzw. Trägerfrequenzen vorgenommen werden kann. Physikalisch können wir uns das einfach so plausibel machen: Jeder Schwingkreis transformiert nur über seine Resonanzfrequenz den an ihn angeschalteten Verlust Rp_MOD in Serienschaltung seines Ankopplungswiderstandes Rk, Ck in die Leitung, da nur bei dieser Frequenz im an den Schwingkreis angeschalteten Verlust die erforderliche Spannung für einen Stromfluss auftritt. Dabei können an Sendeseite (wo der Verlust moduliert wird) und Empfangsseite (wo der Verlust Frequenz spezifisch gemessen, d.h. wieder demoduliert ist auch bei empfangsseitig und sendeseitig völlig identischen Schwingkreisen LM,Cp durchaus unterschiedliche Hüllkurven- und Amplitudenspannungsverläufe auftreten, die jedoch durch das erfindungsgemäße Messverfahren bei der Verlustbestimmung keinen Einfluss auf das Messergebnis aufweisen. Dabei erfolgt die Dekodierung unabhängig von absoluten Beträgen der auf der Übertragungsstrecke vorherrschenden Amplitudenwerte, wie Dämpfungsverluste, Einstreuungen, Reflexionen, etc. Somit jede frei verfügbare offene Telefondrahtleitung, jede Starkstromleitung, oder sogar auch jedes Stück Gartenzaun, für eine störsignalsichere, und auch abstrahlungssichere Signalübertragung benutzt werden kann, bis hinauf in den Gigahertz Bereich. Dabei ist es ausreichend auf der Leitungsstrecke mit kleinsten Signalen zu arbeiten, z.B. mit kleinsten Signalspannungen (z.B. 0.1V) an relativ hochohmigen Widerständen (z.B.10 kOhm Gesamt-Resonanzwiderstand für einige tausend Teilnehmer). D.h. an der Leitung treten nur geringste Leistungen (µW, Mikrowatt) auf. Die Signaleinspeisung an der Leitung kann dabei nicht nur an einer Stelle, sondern auch an mehreren Stellen, in regelmäßigen Abständen versetzt vorgenommen sein. In Weiterbildung können die Phasenlagen der an den Einspeisestellen vorgesehenen Oszillatoren z.B. auch durch ein Uhren Funksignal, oder durch das Leitungssignal selbst synchronisiert sein, um gegenphasige Einspeisung zu vermeiden. Die Anschaltung der Parallelschwingkreise erfolgt sowohl für die Sendeschaltungen, als auch für die Empfangsschaltungen über einen Entkopplungswiderstand Rk und/oder erforderlichenfalls über eine Entkopplungskapazität Ck. Dadurch ergibt sich, dass die Güte eines angeschalteten Parallelschwingkreises jeweils durch seine Eigengüte (das ist die Güte, wenn der Parallelschwingkreis nicht angeschaltet wäre) und dem zum Resonanzkreis nahezu parallel liegenden Entkopplungswiderstand Rk bestimmt wird. Dabei liegt der Entkopplungswiderstand Rk nicht unmittelbar zum Fußpunkt des über ihn angekoppelten Parallelschwingkreises parallel, sondern über den Verlustwiderstand RV_line der für die Signalübertragung verwendeten Leitung. Dieser besteht aus der Parallelschaltung aller jeweils über einen Widerstand Rk angekoppelten Schwingkreise, von denen sich ein Teil zu einem betreffenden Schwingkreis jeweils in Resonanz und der andere Teil nicht in Resonanz (also einen induktiven oder kapazitiven Impedanzanteil hat) befindet. D.h. der Verlustwiderstand der Leitung RV_line stellt einen sehr niederohmiger Widerstand, bzw. sehr hohen Verlust (1/RV_line) für alle an die Leitung jeweils über einen Entkopplungswiderstand Rk angekoppelten Schwingkreise dar, so dass die Änderung des über einen betreffenden Parallelschwingkreis LM, Cp eines sendenden Teilnehmers (SVS) variierten Verlustes (jeweils über Rp_MOD) sich auf den (bzw. die) Parallelschwingkreis(e) eines, bzw. der empfangenden Teilnehmer (EVS) nur minimal auswirken würde. Um den an der Leitung auftretenden Anteil 1/d^∼RVM des über einen betreffenden Parallelschwingkreis LM,Cp eingekoppelten Verlustes Rp_MOD gegenüber dem statischen Verlustwiderstand RV_line der Leitung relativ groß zu machen, erfolgt in vorzugsweiser Weiterbildung eine Entdämpfung des Leitungsverlustes RV_line durch entsprechende Parallelschaltung eines negativen Leitwertes (NIC, negativ Impedance Controller, bzw. negativer Impedanz Controller), der so eingestellt wird, dass sich eine Reduzierung des Offsetwertes des Verlustes ergibt, wie auch bereits zu 8 für das Beispiel zur Entdämpfung eines Verlust Messsensors beschrieben: 1/RVM_Q = 1/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG), wobei für eine Leitungsentdämpfung 1/RVM_Q dem für eine gewünschte Güte verbleibenden Leitungsverlust entspricht, und 1/RVM_Offset dem zu entdämpfenden Verlust 1/RV_line entspricht. 1/RVM_Q stellt somit den Arbeitspunkt ein, um den die Verlustgröße 1/d~RVM (vgl. 11) wechselt. 1/d~RVM ist der jeweils an einem bestimmten Resonanzkreis, bzw. für eine bestimmte Resonanzfrequenz eines Senders variierte Verlust, der die zu übertragende Nachricht enthält. Falls erforderlich kann auch die Eigengüte der einzelnen Schwingkreise durch unmittelbare Anschaltung eines zusätzlichen negativen Widerstandes, bzw. Leitwertes jeweils verbessert werden. Die an unterschiedlichen Leitungsabschnitten jeweils angeschalteten Entdämpfungsglieder (NICs) enthalten nehmen auch zugleich die Einspeisung der unmodulierten Trägerfrequenzen vor. Die Verlustwerteinstellung 1/RVM_Q des Arbeitspunktes wird so vorgenommen, dass für die betreffende Trägerfrequenz sich die gewünschte Betriebsbandbreite einstellt. Dabei erfolgt die automatische Nachstellung von 1/RVM_Q derart, dass die Entdämpfungsglieder (NICs) gleichfalls eine Verlustmessung an der Leitung über jeweils entsprechend angekoppelten Parallelschwingkreis vornehmen, unter Benutzung des erfindungsgemäßen Verfahrens, weiters nach diesem Verfahren auch den für einen vorgegebenen Verlustwiderstand einzukoppelnden negativen Leitwert bestimmten (rechnerisch oder über Tabelle) und nach dem bevorzugten Verfahren den negativen Leitwert entsprechend einstellen, dabei kann wie bei positiven Leitwerten der negative Leitwert sich auch durch Parallelschaltung mehrerer, an unterschiedlichen Leitungsabschnitten (jeweils an einer Trägerfrequenz-Einspeisestelle) solcher negativer Leitwerte sich zusammensetzen, wobei, da jeder einzelne Leitwert durch Schaltelement abschaltbar, jeder einzelne negative Leitwert genau einstellbar ist. Die Realisierung eines Entdämpfungsgliedes (NICs) kann unter Verwendung einer Tunneldiodenschaltung genauso erfolgen, wie bereits für die Entdämpfung des bevorzugten Verlust Messsensors angegeben. Die Aussteuerung der für die Übertragung der Nachricht genutzten Verluständerung 1/d^∼RVM ist gegenüber dem Verlust des Arbeitspunktes 1/RVM_Q gering (Kleinsignalaussteuerung des Verlustes), so dass sich die Variationen der einzelnen Verluste 1/(1+x) + 1/(1-y) genauso wie bei der bekannten Überlagerung von Signalen unmittelbar addieren (1-x) + (1+y).....usw. (mit x <<1, y<<1). Daher die Verluste selbst ohne Verwendung mehrerer Trägerfrequenzen, für eine trägerfrequenzartige Bandunterteilung (mit unmittelbarer Filterung durch Prozessor, oder über Signalwandlung, etc.) benutzt werden können. Weiters ist bei Bedarf eine in einer Tabelle festgehaltene Linearisierungsfunktion vorgesehen, über die der Zusammenhang von Verlustwert und linearer Signalabtastung festgehalten ist.
Weiters kann das beschriebene Verfahren auch in den verschiedensten Vereinfachungsvarianten zur Durchführung gelangen. Z.B. unter Verwendung nur einer Trägerfrequenz, d.h. sämtliche Parallelschwingkreise aller Teilnehmer (Sender sowie Empfänger) sind ständig auf Resonanz, entsprechend der verwendeten Trägerfrequenz (Einspeisefrequenz). Beispielsweise für die Anwendung für eine Computervernetzung über die bestehende Elektroinstallation. Die Verwendung mehrerer Trägerfrequenzen, mit einer jeweils für Sende- und Empfangsteilnehmer vorgesehenen entsprechenden Anzahl von Parallelschwingkreisen ermöglicht jedoch die gleichzeitige Übertragung mehrerer paralleler Bits eines Datenstromes, wobei für jede Spur (bzw. jedes Gewicht eines Datenwortes) eine unterschiedliche Trägerfrequenz eingespeist ist. Dabei sind für eine digitale Übertragung bestimmte Schwellwerte der jeweils variierten, bzw. gemessenen Verluste den digitalen Pegeln (log.1, log.0) zugeordnet.
Auch im Partyline-Betrieb (darunter versteht man jedes beliebige Protokoll, welches jeweils wahlweise einen zu sendenden Datenblock eines Teilnehmer alternierend zu den anderen Teilnehmern aufschalten kann, während die anderen Teilnehmer alle jeweils auf Empfang sind bzw. horchen) bringt die Mehrfrequenztechnik Vorteile, so kann z.B. bei schlechter Leitungsverbindung mit großer Hamming-Distanz gearbeitet werden, um bei Bedarf Blöcke mit fehlerkorrigierenden Codes zu wiederholen, während bereits neu aufgebaute Verbindungsblöcke von anderen Stationen mit anderer Trägerfrequenz gesendet werden. Auf diese Weise lassen sich sehr schnelle und Daten sichere Internetverbindungen realisieren. Auch können z.B. bestehende alte Telefonleitungen dazu genutzt werden, um die Gespräche mit dem neuen Verfahren zu übertragen und zusätzlich noch einen breitbandigen Internetkanal und mehrere digitale Fernsehkanäle zu übertragen. Diese Vielseitigkeit bietet eine enorme Kostenersparnis von zum Teil Bandbreiten mäßig nicht immer voll ausgenutzten Glasfaserkabeln, bzw. bietet das Verfahren die ideale Ergänzung um breitbandige Datennetze an Büros und Haushalte unmittelbar anzuschließen.
36a bis 36d und 37 zeigen ein Beispiel: Die den Empfangsstufen (E0 ... En) für jeden Teilnehmer jeweils zugeordneten Parallelresonanzkreise (LM,Cp für E0, E1 ... En) werden jeweils über einen Entkopplungswiderstand Rk und/oder Entkopplungskapazität Ck gespeist. Die Ausführung des durch Stellgröße BD_S variierbaren Verlustwiderstandes Rp_MOD richtet sich nach dem Anwendungszweck. Für die Übertragung eines Digitalpegels ist die Umschaltung von Rp_MOD zwischen zwei Widerstandswerten ausreichend, für eine analoge Quantisierung kann z.B. das Leitwertnetzwerk eines vom Microcontroller oder Signalprozessor angesteuerten D/A- Konverters verwendet sein, oder auch eine Feldplatte, Feldeffekttransistor, usw., d.h. alle dem Stand der Technik bekannten Alternativen um einen steuerbaren Widerstand zu realisieren.
Neben der gegebenen allgemeinen Anwendbarkeit ist ein bevorzugtes Hauptanwendungsgebiet die Verwendung von Starkstromleitungen als Datenleitung für interne Vernetzung von Computersystemen in Gebäuden (über die bestehende Elektroinstallation). Oder auch die Übertragung von Daten- Fernseh- oder Telefonsignalen über bestehende Starkstrom Bahn- Oberleitungen, bzw. Starkstromleitungen jeder Art einschließlich Erdkabel.
Weitere Details zu 36a bis 36d und 37: SVS (Sendende Station) mit +/-G zur Einstellungsmöglichkeit des erforderlichen Offsetwertes, EVS (Empfangende Station) mit +/-G zur Einstellungsmöglichkeit des erforderlichen Offsetwertes. TFE (Trägersignal Einkopplungsstation), welche folgende Komponenten beinhaltet: +/-G zur Einstellungsmöglichkeit der Leitungsgüte, einen Fühlereingang (f- Messen) zum Nachmessen des Einflusses einer geringfügigen Veränderung der als konstant Wechselstrom (i^∼const.) eingespeisten Frequenz, um mit einer Kapazitätskaskade (bzw. auch Kapazitätsdiode) eine sich durch die jeweils nicht auf Resonanzfrequenz befindlichen Resonanzkreise sich ergebende Verstimmung auszugleichen, damit die betreffenden Resonanzkreise sich weiterhin auf Resonanz befinden. SNCR. Bedeutet eine Synchronleitung, die entweder als Leitung oder über das Protokoll der bereits bestehenden Signalleitung eine Synchronisation für die Umschaltung der Verlustseite Rp1, Rp2 in Anpassung zu den Messzyklen auf der Empfangsseite (us1, us2) vornehmen. Die Umschaltung für die entsprechende Beeinflussung an der Messstelle erfolgt hier ausschließlich auf der Verlusteinspeiseseite, d.h. auf der Sendeseite SVS, damit mehrere gleichzeitig hörende Verlust Sensoren auf der Empfangsseite (EVS) sich nicht gegenseitig behindern. 36b veranschaulicht die Verlustanschaltung aller auf der Leitung befindlichen Sensoren, von der jeweils (aktiven) Sendeseite SVS gesehen. Die Leitungsentdämpfung –G (bzw. vergleichbar +/-g in 36a) gleicht dabei den Verlust der quasi nahezu als Parallelschaltung existierenden Vorwiderstände Rk aus. Dabei ist Z' die Impedanz, die sich durch die jeweils nicht der Trägerfrequenz (eines bestimmten Frequenz kodierten Verlustes) entsprechenden Resonanzkreise ergeben: Die dadurch bedingte Verstimmung der Resonanzkreise wird ausgeglichen durch die in 36a vorhandene Kapazitätskaskade, die gegebenenfalls über entsprechende Schaltungen auch induktiv die Leitung belasten (ausregeln) können, falls erforderlich, jeweils ausgehend von einem Mittelwertanteil an TFE, um den jeweils geregelt wird. 36c ... wie 36b, jedoch ist der Gesamtverlust einer Empfangsseite her gesehen. Wie 36a veranschaulicht, können die Komponenten am Schwingkreis von Senderseite (SVS) und Empfangsseite (EVS) entsprechend zusammengefasst werden, somit mit einem Schwingkreis LM,Cp jeweils die Sendeseite, als auch Empfangsseite realisiert werden (die getrennte Darstellung wurde nur wegen des besseren Verständnisses gewählt). 36d betrifft die Anwendung dieses Prinzips auf eine serielle Einspeisung über die bevorzugte Variante eines Induktionskabels bei Ausführung der Sensoren als Transponder-Sensoren. Deshalb die Entdämpfung (-G) über durch Netzteil NT versorgte Einheiten erfolgt.
Das Ersatzschaltbild dazu zeigt 37: dabei bedeuten –rL der über die Schwingkreisankopplung (transformierte) negative Leitwert (-G), der als Serienwiderstand -rL die Leitung entdämpft. RMOD entsprechen den als Serienwiderstände in die Leitung transformierten Modulationsleitwerten. Das Beispiel entspricht dem zu 44, 45 beschriebenen Beispiel für eine gerasterte Straßen Verkabelung mittels Flachbandkabel.
38 veranschaulicht ein Beispiel für die Verwendung einer Elektroinstallation als Datenleitung. Jeder Verbraucher ist durch eine serielle HF-Sperrdrossel (HFS) von der Versorgungsleitung HF- mäßig entkoppelt. Für eine interne Anwendung in Gebäuden ist die HF-Sperrdrossel (HFS) jeweils in den Steckdosen integriert. Wird das Verfahren für die Datenübertragung an Bahnoberleitungen benutzt, dann ist an jedem Stromabnehmer der Triebwägen eine entsprechende HF-Sperrdrossel (HFS) vorgesehen. Bei einer internen Anwendung von Gebäuden ist die Induktivität des Stromzählers in der Regel ausreichend um die Verluste der vor dem Stromzähler liegenden elektrischen Verbraucher ausreichend abzublocken; wenn nicht, dann muss eine entsprechende Sperrdrossel zugeschaltet werden.
Weiter ist bei Bedarf noch die Variante vorgesehen, eine bestehendes Stromverteilungsnetz für die HF-Übertragung in mehrere Teilnetze zu unterteilen. Dabei wird der Leitungsstrang HFmäßig in mehrere Teilstücke getrennt. Bei Gebäude internen Installationen ist zu diesem Zweck an den Schaltdosen, wo die Installation der Leitung ohnehin jeweils eine geeignete Unterbrechungsklemme vorsieht, zwischen den Unterbrechungsstellen eine serielle HF-Sperrdrossel (HFS) geschaltet, die für den Starkstrom praktisch keine nennenswerte Impedanz aufweist, die Netze also verbindet, dagegen HF- mäßig die Netze trennt. Die getrennten Netze sind dann durch eine in betreffender Schaltdose mituntergebrachte Koppeleinrichtung verbunden, die als aktiver in seiner Übertragungsrichtung umschaltbarer Richtkoppler bezeichnet werden kann. Jedoch ist dieser neuartige Richtkoppler nicht für eine verzerrungsfreie Signalübertragung, sondern für die verzerrungsfreie Übertragung von Verlusten bei zulässiger Signalverzerrung (betreff. Einstreuung, Störsignaleinstreuung in den Leitungen, usw.) ausgelegt. Dabei synchronisieren die zu beiden Seiten der über die HF-Sperrdrossel (HFS) getrennten Netze jeweils vorgesehenen Sendeeinrichtungen (über Verlustmodulator Rp_MOD bzw. der damit erzeugten Verlustvariation 1/d^∼RVM) das Übertragungsprotokoll derart, dass an jeder der durch den Richtkoppler verbundenen Netzseiten eine Seite jeweils sendet und die andere gleichzeitig dazu empfangt, bei alternierende Umschaltung von Senden und Empfangen auf jeder Seite, mit einer dazu synchronen Umschaltung der Übertragungsrichtung des Richtkopplers. Der Richtkoppler weist dann zusätzlich zu den vorhandenen Sendeeinrichtungen (jeweils Rp_MOD) mit der er die Verlustmodulation einer betreffenden (gerade) sendenden Seite auf die andere (jeweils gerade) empfangende Seite überträgt, noch die Verlust Messsensoren für den Empfang an jeder Seite auf.
38 bis 39 betreffen Weiterbildungsvarianten für die Ausgestaltung der Steckdosen mit einer zusätzlichen Datenverbindungsfunktion. Die Steckdosen stehen dabei von der Wand gering über und weisen am überstehenden schmalen Rand eine Datenanschlussverbindung auf (z.B. ein BNC- Stecker). Dabei kann die bevorzugte Verlustmodulations-Demodulationseinrichtung in der Steckdose komplett integriert untergebracht sein, so dass jede Standard PC-Netzkarte unmittelbar an die BNC-Buchse anschließbar ist, oder es sind die betreffenden Zusatzfunktionen in der Netzkarte oder einem Zusatzgerät integriert. Folgende Besonderheit ist in Weiterbildung noch vorgesehen: Oft ist es wünschenswert von der Steckdose das Netzspannungskabel, als auch das Datenkabel zu verlängern (z.B. auch eine Verteilerleiste anzuschließen). Zu diesem Zweck weist der Stecker des Verlängerungskabels, bzw. der Verteilerleiste, einen zusätzlichen Kontaktstift auf, der beim Einstecken des Steckers in die an der Wand montierten Datensteckdose in ein entsprechendes Loch zusätzlich zu den Anschlusskontakten für die Netzspannung eingeschoben ist und innerhalb der Steckdose eine Kontaktbrücke schließt. Über diese Kontaktbrücke ist durch den Stift eine Überbrückung der in die Phasenleitung der Netzspannung zwischengeschalteten HF-Sperrdrossel (HFS) vorgenommen, somit die zu dekodierende Verlustmodulation des als Datensignal verwendeten HF-Trägersignals in der angeschlossenen Verteilerleiste vorgenommen werden kann, die dann die entsprechenden elektronischen Komponenten einschließlich der erforderlichen HF-Sperrdrossel (HFS) für das Abblocken der an die Verteilerleiste angeschlossenen Verbraucher und die Datenanschlussverbindung aufweist. Falls erforderlich, können auch zwei solche Überbrückungskontaktstifte vorgesehen sein, wenn sowohl Phase als auch Nullleiter eine zwischengeschaltete HF-Sperrdrossel (HFS) aufweisen. Der Kontaktstift des Steckers der Verteilerleiste verhindert auch das verkehrte Einstecken des Steckers, somit der Fußpunkt verwendeter Parallelschwingkreise immer an den Nullleiter geschaltet werden können.
40 betrifft eine Variante, bei der die Eigenschaft des Sensors, dass unmittelbar auch sehr kleine mit der Messspule in Serie geschaltete Verluste genau gemessen werden können für die Leitungsdiagnose, z.B. an Starkstromleitungen verwendet ist. Dabei sind in entsprechenden Leitungsabschnitten die bevorzugten Verlustmesssensoren mit ihrer Messspule (LMs) jeweils in Serie in die Leitung geschaltet, wobei die Messspuleninduktivität für den Starkstrom kaum einen nennenswerten Widerstand darstellt. Parallel zur Messspule (LMs) ist ein entsprechender Schwingkreiskondensator (Cps) geschaltet. Die für diesen Sensor eingestellte Resonanzfrequenz ist weit unter den gegebenenfalls für eine Datensignalübertragung verwendete Trägerfrequenzen eingestellt, so dass gegebenenfalls für eine Datensignalübertragung verwendete Trägerfrequenzen von den in Serie geschalteten Parallelschwingkreis-Induktivitäten nicht behindert werden. Erforderlichenfalls sind diese Schwingkreise durch einen Schützkontakt (der zur Vermeidung einer strommäßigen Überlastung entsprechend hochohmiger ist, als die Messspuleninduktivität), überbrückbar gemacht, um ein über die Stromleitung für eine Datenübertragung übertragenes HF-Signal nicht zu behindern. Weiters sind zwischen den einzelnen Leitungen (Phasen, Nullleiter, etc.) der Starkstromleitung durch Schütze zuschaltbare Querkondensatoren vorgesehen, um für die Messfrequenz wahlweise einen Kurzschluss legen zu können und auf diese Weise über die seriellen Schwingkreise zwischen den Streckenabschnitten eine Leitungsunterbrechung ausmessen zu können.
41 zeigt das beschriebene Beispiel für ein Paketband- Chipsiegel.
42 zeigt das Beispiel für den Sicherungsdurchziehschlitz des Paketbandes.
43 zeigt das beschriebene Beispiel für die Ankopplung des Induktionskabels. Die abziehkappe ist dabei durch eine Druckfeder (drückt auf den Ziehbolzen der Teleskopführung) geschlossen gehalten, gegebenenfalls ist auch noch ein Sicherungsgewinde, Bajonettverschluss, vorgesehen.
44 und 45 veranschaulichen die Kontaktierung und Verschaltung der als Asphaltkabel ausgeführten, bevorzugten Fahrzeug Detektorsensorspule (LM)
46 betrifft eine Variante, bei der Verlust einer besonders dünnen Messnadel durch die Sensorspule LM abgetastet ist. Die Nadel misst dabei die Temperatur, wobei der sonstige Aufbau dem zu 18a beschriebenen Druckmesser gleicht, und der Sensor auch als Kombinationssensor ausgeführt und wie eine Zündkerze in den Zylinderkopf eines Motors eingeschraubt werden kann.
47 veranschaulicht, wie eine durch HF-Sperrdrosseln in mehrere HF-Datenleitungen getrennte Netz- Leitung (mit z.B. unterschiedlichen Trägerfrequenzen), durch entsprechende Verlustsende- und Verlustempfangsstufen in bidirektionaler Datenrichtung vernetzt werden kann.
48 betrifft die Variante, bei der die Messspule (LM) außerhalb des Filter- bzw. Schwingkreises durch Serienschaltung in die Schwingkreisspule (LM') angeschaltet ist.
49 betrifft die Veranschaulichung der beschriebenen Hüllkurvenkorrelation.

Claims

Verfahren zur Verlustmessung, bei dem mit einem Schwingkreis (LM,Cp) durch galvanische Anschaltung, oder durch induktive Einkopplung über eine Sensorspule (LM) ein Verlust (1/RVM) gemessen wird, wobei die Schaltung die Eigenschaft aufweist, für eine der Resonanzfrequenz entsprechende Messfrequenz den Verlust an einem rein ohmschen Widerstand, dies an einem Schwingkreis (LM,Cp) bei Resonanzfrequenz zu messen; und die Schaltung weiters die Eigenschaft aufweist, dass der an der Messstelle gemessene Verlust durch einen, über Stellgröße (Rp) veränderbaren negativen Leitwert (-gT) so beeinflussbar ist, als wäre dieser Einfluss an der Messstelle vorgenommen worden; wobei der zu messende Verlust (1/RVM) stets angeschaltet oder eingekoppelt ist und der Summenverlust (1/RVM + (-gT)), bestehend aus dem zu messenden Verlust (1/RVM) an der Messstelle und dem über die Stellgröße (Rp) beeinflussten negativen Leitwert (-gT) gemessen wird und über eine Bewertung (BW) aus dem Wert des negativen Leitwerts oder dessen Stellgröße (Rp), und einer Amplitudenregelung (us) an dem Schwingkreis (LM,Cp) der eingekoppelte Verlust als Messwert (mp) ermittelt wird, i. wobei der negative Leitwert (-gT) an den Schwingkreis parallel angeschaltet oder angekoppelt ist, ii. wobei bei einem Abgleich auf den Summenverlust (1/RVM + (-gT)) der negative Leitwert (-gT) solange in negativer Richtung schrittweise vergrößert wird, bis am Schwingkreis (LM,Cp) eine selbsttätige Schwingung einsetzt, ohne einen Rückkopplungsverstärker oder eine Fremdeinspeisung zu verwenden; iii. und hierbei der negative Leitwert (-gT) über seine Stellgröße (Rp) innerhalb eines die Messung betreffenden Verfahrensschritts (t) solange verändert wird, bis sich die Amplitude (us) der Schwingkreisspannung auf einen konstanten Wert einstellt; iv. wobei der in die Messspule (LM) des Schwingkreises (LM,Cp) transformierte negative Leitwert (-gT) als negativer Serienwiderstand in Serie zum Spulenverlustwiderstand auftritt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei für eine Konstantwechselstrom-Speisung (ires) eine Konstantregelung des in den Schwingkreis (LM,Cp) eingespeisten Wechselstroms erfolgt.
Schaltung, eingerichtet zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die Stellgröße (Rp) zur Einstellung des negativen Leitwerts (-gT) unmittelbar digital durch einen entsprechenden D/A-Konverter realisiert ist, der einem digital einstellbaren Leitwertnetzwerk (1/Rp) entspricht, und wobei eine unmittelbar oder über transformatorische Ankopplung parallel geschaltete negative Impedanzkonverterschaltung (INIC) verwendet ist, um einen parallel zum Schwingkreis (LM,Cp) liegenden, digital einstellbaren negativen Leitwert (-gT) zu realisieren.