DE10056472A1 - Polar-Loop-Sendeschaltung - Google Patents

Abstract

Es ist eine Polar-Loop-Sendeschaltung angegeben, bei der ein zu sendendes Signal und ein Rückkopplungssignal in ihre Polar-Komponenten, Phase und Amplitude zerlegt und die Komponenten miteinander zur Realisierung einer Phasen- und Amplitudenmodulation verglichen werden, dabei ist ein von einem Amplitudenmodulationssignal (AS) gesteuerter Amplitudenmodulator (AM) vorgesehen, der einem Oszillator (VCO) nachgeschaltet und bevorzugt als nichtlinearer, in Sättigung betriebener Verstärker ausgeführt ist. Im Rückkopplungspfad (RK) ist ein Verstärker (PV) vorgesehen, der das Ausgangssignal des Amplitudenmodulators (AM) dämpft. Die vorliegende Sendearchitektur ist für zukünftige Mobilfunksysteme geeignet, welche eine Phasen- und Amplitudenmodulation aufweisen und beispielsweise auf dem bekannten GSM-Standard basieren.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Polar-Loop-Sende­ schaltung.

Der GSM(Global System for Mobile Communications)-Standard ist der weltweit bei weitem erfolgreichste Mobilfunkstandard. Als Vielfachzugriffsverfahren, mit dem mehrere Teilnehmer zeit­ gleich mit einer Basisstation kommunizieren können, wird ein Zeitvielfachzugriffsverfahren, Time Division Multiple Access TDMA, eingesetzt. Als Modulationsverfahren auf dem Funkkanal wird bei GSM das sogenannte GMSK, Gauß'sches Minimum Shift Keying, verwendet, welches zur Familie der kontinuierlichen Phasenmodulationsverfahren gezählt wird. GMSK ist insbesonde­ re dadurch gekennzeichnet, daß seine modulierten Signale eine konstante Einhüllende aufweisen, so daß sendeseitig einfache, nichtlineare Verstärker verwendbar sind.

Um den beispielsweise durch Internet-Anwendungen gestiegenen Bandbreite-Bedarf im Mobilfunk Rechnung zu tragen, soll neben der bei GSM verwendeten Phasenmodulation zusätzlich eine Am­ plitudenmodulation im Funkkanal eingesetzt werden. Zu über­ tragende Information wird dann nicht nur in der Signalphase, sondern auch in der Signalamplitude codiert. Die Einhüllende des Modulationssignals ist dann nicht mehr konstant. Zu einer derartigen, phasen- und amplitudengetreuen Signalübertragung sind lineare Senderkonzepte erforderlich.

Neben Kostenaspekten ist bei Mobilfunk-Schaltungen ein gerin­ ger Energiebedarf beziehungsweise ein hoher Wirkungsgrad der Schaltungskomponenten wichtig, um lange Laufzeiten der Geräte bei kleinen und leichten Batterien oder Akkumulatoren zu er­ reichen.

Eine Möglichkeit, eine lineare Senderarchitektur zu erhalten, ist gekennzeichnet durch den Einsatz eines linearen Lei­ stungsverstärkers (PA, Power Amplifier), an den über einen Isolator eine Sendeantenne anschließbar ist. Lineare Lei­ stungsverstärker haben jedoch einen geringeren Wirkungsgrad von ca. 25% bis 35% gegenüber den beim herkömmlichen GSM- Standard verwendbaren nichtlinearen Leistungsverstärkern, welche einen Wirkungsgrad von ca. 50% erreichen. Der Wir­ kungsgrad ist dabei als Quotient aus gesendeter Hochfrequenz­ leistung und eingesetzter Gleichstromleistung angegeben. Ne­ ben einem erhöhten Energiebedarf ist der erforderliche Isola­ tor am Antennenausgang sowie die bei diesem Konzept erforder­ liche, aufwendige Leistungsregelung mit Einbeziehung des Ba­ sisbands nachteilig. Denn auch während des Betriebs, sogar während eines Sende-Zeitschlitzes (Burst), können sich auf­ grund von Temperaturschwankungen, Versorgungsspannungsschwan­ kungen etc. die Verstärkungseigenschaften der Leistungs- Endstufe ändern. Zudem können Meß-Bursts beim Einmessen des Senders zu Spezifikationsverletzungen der zugelassenen Sende­ leistung führen.

In dem Dokument US 4,481,672 ist ein Polar-Loop-Sender ange­ geben. Dabei wird ein zu sendendes Eingangssignal, welches von einem SSB-Generator bereitgestellt wird, sowie ein rück­ gekoppeltes Ausgangssignal, welches mit einem Attenuator ge­ dämpft und mit einem Mischer in eine tiefere Frequenzebene konvertiert ist, jeweils in seine Polar-Komponenten, das heißt in Amplitude und Phase, zerlegt. Hierfür ist ein "Polar Resolver" vorgesehen, der zwei Limiter zur Gewinnung der Pha­ seninformation umfaßt. Ein Oszillator wird mit einem Phasen­ detektor angesteuert, dem die Phasenlagen beider Signale zu­ geführt sind. Weiterhin ist ein Differenzverstärker vorgese­ hen, der die Amplituden der beiden Signale vergleicht und die Einhüllende eines vom Oszillator erzeugten Hochfrequenzsi­ gnals moduliert. Das Hochfrequenzsignal wird anschließend mit einem Power Amplifier verstärkt und gefiltert, so daß ein Sendesignal bereitsteht. Zur Vermeidung negativer Spikes ist zusätzlich eine Spitzenwertabtastung vorgesehen. Der Polar- Loop-Sender mit Rückkopplungszweig kann auch als Phasenregel­ schleife (PLL, Phase Locked Loop) interpretiert werden. Dem Dokument sind keine Hinweise auf Vielfachzugriffsverfahren entnehmbar.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Polar-Loop- Sendeschaltung anzugeben, welche beispielsweise für Mobil­ funksysteme mit Phasen- und zusätzlicher Amplitudenmodulation und zum Senden in Zeitschlitzen geeignet ist und einen gerin­ gen Energiebedarf hat.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe mit einer Polar-Loop- Sendeschaltung gelöst mit

• - einem Generator, der ein Eingangssignal bereitstellt,
• - einem Oszillator zur Erzeugung eines Hochfrequenz-Signals an seinem Ausgang in Abhängigkeit von einem Phasenvergleichs­ signal,
• - einem Amplitudenmodulator, der an den Ausgang des Oszilla­ tors angeschlossen ist und an seinem Ausgang in Abhängigkeit von einem Amplitudenmodulationssignal ein vom Hochfrequenz- Signal abgeleitetes Ausgangssignal bereitstellt,
• - einem Rückkopplungspfad mit einem ersten Mischer, der an seinem Ausgang ein vom Ausgangssignal abgeleitetes Zwischen­ frequenz-Signal bereitstellt,
• - einem Mittel zum Bereitstellen des Amplitudenmodulations­ signals durch Amplitudenvergleich von Eingangssignal und Zwi­ schenfrequenz-Signal,
• - einem Mittel zum Bereitstellen des Phasenvergleichssignals durch Phasenvergleich von Eingangssignal und Zwischenfre­ quenz-Signal und
• - einem Verstärker, der eingangsseitig mit dem Ausgang des Amplitudenmodulators und ausgangsseitig mit einem Eingang des ersten Mischers verbunden ist und der einen Steueranschluß zur Zuführung eines Steuersignals hat.

Bei vorliegender Sendeschaltung kann die als Amplitudenmodu­ lator bezeichnete Leistungs-Endstufe als nichtlinearer Ver­ stärker ausgeführt sein, welcher in Sättigung betrieben wer­ den kann. Damit kann ein Verstärker mit großem Wirkungsgrad von beispielsweise 50% eingesetzt werden.

Die beschriebene Polar-Loop-Architektur mit ihrer Zerlegung von Sendesignal und Rückkopplungssignal jeweils in Amplitude und Phase zeigt insgesamt lineare Übertragungseigenschaften. Demnach können Eingangssignale über einen Funkkanal übertra­ gen werden, welche neben einer Phasenmodulation eine zusätz­ liche Amplitudenmodulation haben.

Im Rückkopplungspfad ist ein Verstärker vorgesehen, dem ein­ gangsseitig das Ausgangssignal der Sendeschaltung zuführbar ist und der ausgangsseitig mit einem als Abwärtsmischer aus­ geführten ersten Mischer verbunden ist. Dieser Verstärker ist als linearer Verstärker ausgeführt und ist vorzugsweise zur Dämpfung des Ausgangssignals geeignet ausgelegt. Dieser li­ neare Verstärker ermöglicht eine kontrollierte Leistungspe­ geleinstellung des Ausgangssignals. Weiterhin ermöglicht der Verstärker im Rückkopplungspfad die Erfüllung von TDMA-Spezi­ fikationen, insbesondere bezüglich der Sende-Zeitschlitze (Bursts) beispielsweise beim Modulationsverfahren 8PSK, Phase Shift Keying oder anderen Quadraturamplitudenmodulationen (QAM).

Der hohe, insbesondere mit einem nichtlinearen Amplitudenmo­ dulator erzielbare Gesamtwirkungsgrad der beschriebenen Sen­ deschaltung ermöglicht lange Sprechzeiten beziehungsweise lange Betriebszeiten der Schaltung sowie die Verwendung klei­ ner Batterien oder Akkumulatoren bei mobilen Anwendungen. Insbesondere im Mobilfunk ist dies besonders vorteilhaft.

Die Leistungspegel-Einstellbarkeit mit dem Verstärker im Rückkopplungspfad vermindert den Aufwand des Leistungspe­ gelabgleiches bei der Fertigung. Durch Anordnung des linearen Verstärkers zu Beginn des Rückkopplungspfades können die im Rückkopplungspfad nachgeschalteten Bauteile für geringere Dy­ namik ausgelegt sein und einen einfachen Aufbau haben. Die Sendeschaltung zeigt geringe Empfindlichkeit gegenüber Tempe­ ratur- und Betriebsspannungsschwankungen und Rückwirkungen einer am Ausgang anschließbaren Antenne, so daß ein Isolator am Ausgang des Amplitudenmodulators entfallen kann.

Um eine Abwärtskompatibilität mit den im bisherigen GSM- System eingesetzten GMSK-Modulationsverfahren zu gewährlei­ sten, kann es wünschenswert sein, sogenannte Dual-Mode Mobil­ funkgeräte aufzubauen. Dabei ist mit dem beschriebenen Prin­ zip lediglich ein nichtlinearer Leistungsverstärker im Sender erforderlich, nicht jedoch ein nichtlinearer für GMSK sowie ein linearer, beispielsweise für 8PSK. Bei Dual-Band-Geräten können sogar zwei Leistungsverstärker entfallen, da lediglich zwei nichtlineare Leistungsverstärker anstelle zweier nicht­ linearer und zweier linearer Endstufen notwendig sind. Dual­ band-Mobilfunkgeräte sind dabei beispielsweise für den GSM- Standard im 900 MHz-Band und im 1800 MHz-Band geeignet.

Insgesamt ist die beschriebene Polar-Loop-Sendeschaltung mit geringer Chipfläche, geringem Kostenaufwand und einer einfa­ chen Anbindung an einen Basisband-Baustein aufbaubar. Die Po­ lar-Loop-Architektur kann eine Linearisierung einer nichtli­ nearen Endstufe oder eines nichtlinearen Amplitudenmodulators bezüglich der Sendedaten bewirken, dabei werden die Sendeda­ ten phasen- und amplitudentreu verstärkt.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung ist der Amplitudenmodulator ein nichtlinea­ rer, regelbarer Verstärker. Nichtlineare Verstärker, bei­ spielsweise Klasse C-Verstärker, haben gegenüber linearen Verstärkern einen deutlich höheren Wirkungsgrad und damit ei­ nen geringeren Stromverbrauch.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der Erfin­ dung ist der Verstärker im Rückkopplungspfad ein programmier­ barer Verstärker (PGC, Programmable Gain Control), der das Ausgangssignal dämpft. Dabei ist die Dämpfung des Verstärkers um so höher, je größer der Signalpegel am Ausgangssignal ist. Der programmierbare Verstärker stellt dabei an seinem Ausgang einen, abgesehen von durch die Amplitudenmodulation bedingten Schwankungen, konstanten Signalpegel bereit. Der Verstärker ist bezüglich seines Eingangssignals, das heißt bezüglich des Ausgangssignals der Sendeschaltung, ein linearer Verstärker, der ein an seinem Eingang anliegendes Signal linear dämpft.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform ist dem Steueranschluß des Verstärkers im Rückkopplungszweig ein Steuersignal zuführbar. Mit diesem Steuersignal ist der Aus­ gangs-Leistungspegel der gesamten Anordnung regelbar. Das Steuersignal ist demnach ein Soll-Verstärkungssignal. Da der Verstärker im Zweig einer negativen Rückkopplung angeordnet ist, ist der Ausgangspegel am Ausgang des Amplitudenmodula­ tors um so größer, je geringer die Verstärkung des program­ mierbaren Verstärkers ist.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfaßt das Mittel zum Bereitstellen des Phasenvergleichs­ signals einen Phasen- und Frequenzdetektor mit nachgeschalte­ tem Tiefpaß-Filter sowie einen ersten Limiter, dem das Zwi­ schenfrequenz-Signal zuführbar ist und einen zweiten Limiter, dem das Eingangssignal zuführbar ist, wobei die Limiter aus­ gangsseitig an je einen Eingang des Phasen- und Frequenzde­ tektors anschließbar sind. Der Eingang des ersten Limiters kann mit dem Ausgang des ersten Mischers gekoppelt sein. Der Eingang des zweiten Limiters kann mit dem Generator verbunden sein. Der Generator kann als Single-Sideband-Generator, aber auch allgemein als Modulationsgenerator ausgeführt sein. Der Ausgang des ersten Limiters kann, beispielsweise über einen Schalter, an einen Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors angeschlossen sein. Der Ausgang des zweiten Limiters kann mit einem weiteren Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors ver­ bunden sein. Der Ausgang des Phasen- und Frequenzdetektors kann mit dem Eingang eines Tiefpaß-Filters verbunden sein. Der Ausgang des Tiefpaß-Filters kann an einen Eingang des Os­ zillators angeschlossen sein. Der Oszillator kann ein span­ nungsgesteuerter Oszillator sein.

Der Phasen- und Frequenzdetektor kann zur Bildung einer Dif­ ferenz einer Soll- und einer Ist-Phase ausgelegt sein, das heißt zur Differenzbildung der Phasenlagen von Eingangssignal und Zwischenfrequenz-Signal.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist ein Bypass-Zweig vorgesehen, der einen zweiten Mischer umfaßt, der an den Ausgang des Oszillators angeschlossen ist und der an seinem Ausgang ein weiteres Zwi­ schenfrequenz-Signal bereit stellt, welches dem Phasen- und Frequenzdetektor an einem Eingang als Soll-Signal zuführbar ist. Die beschriebene Sendeschaltung ist für das Senden in Zeitschlitzen (Bursts) geeignet. Bis zum Beginn eines Sende- Zeitschlitzes steht jedoch kein verwertbares Ausgangssignal zur Verfügung, so daß auch kein Rückkopplungssignal im Pha­ sen- und Frequenzdetektor zum Einschwingen der Regelschleife herangezogen werden kann. Hierfür ist der Bypass-Zweig geeig­ net, der vor Beginn eines Sende-Zeitschlitzes aktiv ist und ein am Oszillator VCO ableitbares Signal mit dem zweiten Mi­ scher in ein Zwischenfrequenz-Signal konvertiert, welches, beispielsweise über einen Schalter, dem Phasen- und Frequenz­ detektor an einem Eingang zuführbar ist. Der zweite Mischer kann dabei an den gleichen Lokaloszillator angeschlossen sein, an dem auch der erste Mischer angeschlossen sein kann.

Dadurch, daß mit dem Bypass-Zweig schon vor Sendebeginn eine Regelschleife geschlossen ist, kann bereits vor Sendebeginn ein Einrasten der Gesamtanordnung, welche als PLL (Phasenre­ gelschleife) interpretierbar ist, erfolgen.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein Schalter vorgesehen, der abhängig von seiner Schal­ terstellung entweder den Ausgang des ersten Limiters mit ei­ nem Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors verbindet oder den Ausgang des zweiten Mischers mit einem Eingang des Pha­ sen- und Frequenzdetektors verbindet.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung umfaßt das Mittel zum Bereitstellen des Ampli­ tudenmodulationssignals einen Differenzverstärker mit einem Plus-Eingang und einem Minus-Eingang und mit nachgeschaltetem Tiefpaß-Filter, wobei den Plus-Eingang das gleichgerichtete Eingangssignal und dem Minus-Eingang das gleichgerichtete Zwischenfrequenz-Signal zuführbar ist.

Zum Gleichrichten von Eingangs- und Zwischenfrequenz-Signal kann je ein Gleichrichter vorgesehen sein, von denen ein er­ ster Gleichrichter eingangsseitig am Generator und ausgangs­ seitig mit einem Eingang des Differenzverstärkers, und ein zweiter eingangsseitig mit dem Rückkopplungspfad und aus­ gangsseitig mit einem weiteren Eingang des Differenzverstär­ kers verbunden sein kann. An einem Ausgang des Differenzver­ stärkers kann ein Tiefpaß-Filter angeschlossen sein, welches an seinem Ausgang mit dem Steuereingang des Amplitudenmodula­ tors verbunden sein kann.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist zur Gleichrichtung von Eingangssignal und Zwischenfrequenz-Signal je ein Diodengleichrichter vorgesehen. Diodengleichrichter sind besonders einfach implementierbar.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung kann zur Gleichrichtung von Eingangs- und Zwischenfrequenz-Signal je ein Synchrongleichrichter vorgese­ hen sein. Die Synchrongleichrichter können dabei zur Gewin­ nung der Signal-Einhüllenden zusätzlich über Hilfseingänge mit dem jeweilig zugehörigen limitierten Signal, beispiels­ weise mit den Ausgängen der Limiter, verbunden sein.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist im Rückkopplungspfad ein Ramping-Verstärker vorgesehen, der als linearer, regelbarer Verstärker ausge­ führt ist. Dieser dient zum Einregeln der Leistung des Aus­ gangssignals zu Beginn und am Ende von Sende-Zeitschlitzen. Der Ramping-Verstärker ist dabei bevorzugt mit seinem Eingang an den Ausgang des ersten Mischers angeschlossen.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Un­ teransprüche.

Nachfolgend wird die Erfindung an einem Ausführungsbeispiel anhand der Figur näher erläutert.

Es zeigt:

Die Figur ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines Blockschaltbilds.

Die Figur zeigt eine Polar-Loop-Sendeschaltung mit einem Ge­ nerator SSB, der an seinem Ausgang ein als Einzelseiten­ band(Single Side Band)-Signal ausgeführtes Signal bereit­ stellt. Der Ausgang des Generators ist zur Zerlegung des Ein­ gangssignals in Polarkoordinaten an je einen Eingang eines Limiters LIM2 und eines Diodengleichrichters SG1 angeschlos­ sen. Der Limiter LIM2 stellt an seinem Ausgang eine Phasenin­ formation des Eingangssignals bereit, während am Ausgang des Diodengleichrichters SG1 die Amplitude oder Einhüllende des Eingangssignals ableitbar ist. In einem Phasen- und Frequenz­ detektor PFD wird die vom Limiter LIM2 bereitgestellte Soll- Phaseninformation mit einer von einem Limiter LIM1 bereit ge­ stellten Ist-Phaseninformation durch Differenzbildung der Phasenlagen verglichen. Folgerichtig stellt der Phasen- und Frequenzdetektor PFD an seinem Ausgang ein Phasenvergleichssignal PS bereit. Der Eingang des Limiters LIM1 ist dabei an einen Rückkopplungspfad RK angeschlossen. An den Ausgang des Phasen- und Frequenzdetektors PFD ist ein Tiefpaß-Filter TP angeschlossen, an dessen Ausgang wiederum ein spannungsge­ steuerter Oszillator VCO angeschlossen ist. Ein als Lei­ stungsverstärker ausgeführter Amplitudenmodulator AM, der ein nichtlinearer, in Sättigung betriebener Verstärker ist, ist mit seinem Eingang an den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO angeschlossen. Der Amplitudenmodulator AM weist einen Steuereingang auf, dem ein Amplitudenmodulations­ signal AS zuführbar ist. Dieses Amplitudenmodulationssignal AS wird von einem Differenzverstärkers DV bereitgestellt, an dessen Ausgang ein Tiefpaß-Filter angeschlossen ist, wobei der Ausgang des Tiefpaß-Filters TP mit dem Steuereingang des Amplitudenmodulators AM verbunden ist. Der Differenzverstär­ ker DV weist einen nicht-invertierenden Eingang auf, an dem ein erster Diodengleichrichter SG1 angeschlossen ist und ei­ nen invertierenden Eingang, an dem ein zweiter Diodengleich­ richter SG2 angeschlossen ist. Der Eingang des ersten Diodengleichrichters SG1 ist mit dem Generator SSB verbunden, der erste Diodengleichrichter SG1 stellt demnach an seinem Ausgang die Amplitudeninformation des Eingangssignals als Soll-Wert bereit. Der Eingang des zweiten Diodengleichrich­ ters SG2 ist an den Rückkopplungspfad RK angeschlossen und stellt an seinem Ausgang die Amplitudeninformation bezie­ hungsweise die Einhüllende eines vom Ausgangssignal abgelei­ teten Signals als Ist-Wert bereit. Der Rückkopplungspfad RK beginnt am Ausgang des Amplitudenmodulators AM, der mit einem Eingang eines programmierbaren Verstärkers PV verbunden ist. Der programmierbare Verstärker PV weist einen Steueran­ schluß S auf. Der Ausgang des programmierbaren Verstärkers PV ist an einen ersten Eingang eines ersten Mischers M1 ange­ schlossen. An einen weiteren Eingang des ersten Mischers M1 ist ein Lokaloszillator LO angeschlossen. Der erste Mischer M1 stellt an seinem Ausgang ein Zwischenfrequenz-Signal ZF bereit, welches eine Trägerfrequenz aufweist, die sich durch Subtraktion der Trägerfrequenz von Hochfrequenz-Signal HF und Lokaloszillatorsignal ergeben kann.

An den Ausgang des ersten Mischers M1 ist mit seinem Eingang ein Ramping-Verstärker PR angeschlossen, dessen Ausgang zum einen mit dem Eingang des Limiters LIM1 und zum anderen mit dem Eingang des Diodengleichrichters SG2 verbunden ist. Der Ramping-Verstärker PR weist einen Anschluß zur Zuführung ei­ nes Ramping-Signals RS auf.

Der Lokaloszillator LO ist weiterhin mit einem Eingang eines zweiten Mischers M2 verbunden, der das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO in ein weiteres Zwi­ schenfrequenzsignal heruntersetzt. Hierfür ist ein weiterer Eingang des zweiten Mischers M2 an den Ausgang des spannungs­ gesteuerten Oszillators VCO angeschlossen. Der zweite Mischer M2 ist mit seinem Ausgang an einen Schalter SW angeschlossen, der das Ausgangssignal des zweiten Mischers M2 auf einen Ein­ gang des Phasen- und Frequenzdetektors PFD durchschalten kann.

Am Hochfrequenzausgang OUT ist beispielsweise eine Sendean­ tenne anschließbar. Das am Hochfrequenzausgang OUT bereit ge­ stellte Ausgangssignal ist dabei das phasen- und amplituden­ treu verstärkte Eingangssignal, welches am Ausgang des Gene­ rators SSB bereitgestellt ist.

Das am Hochfrequenzausgang OUT der Sendeschaltung bereit ge­ stellte Ausgangssignal wird mit dem programmierbaren Verstär­ ker PV in dem Rückkopplungspfad gedämpft. An dessen Ausgang steht somit ein Hochfrequenz-Signal HF mit definiertem Lei­ stungspegel an, welcher, abgesehen von durch die Amplituden­ modulation hervorgerufenen Schwankungen, konstant ist. Am Steueranschluß S kann mit einem Steuersignal der Leistungspe­ gel am Ausgang OUT geregelt werden. Dabei ist der program­ mierbare Verstärker PV ein linearer Verstärker, der das an seinem Eingang zuführbare Signal linear dämpft. Die Spannung des an seinem Ausgang bereitgestellten Hochfrequenz-Signals HF hingegen hängt nichtlinear von einem an Steueranschluß S zuführbaren Stellsignal ab und beträgt im vorliegenden Bei­ spiel 2 dB pro Least-Significant-Bit-Änderung des Stellsi­ gnals. Mittels eines vom Lokaloszillator LO erzeugbaren Loka­ loszillator-Signals setzt der erste Mischer M1 das Hochfre­ quenz-Signal HF in ein Zwischenfrequenz-Signal ZF herunter. Der Power-Ramping-Verstärker PR, dem an seinem Eingang das Zwischenfrequenz-Signal ZF zuführbar ist, bewirkt zu Beginn eines Sende-Zeitschlitzes (Burst) ein kontrolliertes Hochre­ geln der Leistung des Ausgangssignals am Ausgang OUT, sowie entsprechend zu Ende von Sende-Zeitschlitzen ein kontrollier­ tes Herunterregeln der Ausgangsleistung am Ausgang OUT. Hier­ zu weist der Ramping-Verstärker PR einen Steuereingang auf, dem ein Ramping-Signal RS zuführbar ist, welches einen Ver­ stärkungs- oder Dämpfungsfaktor des Ramping-Verstärkers PR steuert.

Durch Aktivieren des Bypass-Pfades BP mit dem Schalter SW wird bereits vor Beginn des Sende-Zeitschlitzes ein Einrasten der Phasenregelschleife bewirkt, so daß zu Beginn des Sende- Zeitschlitzes der Schalter SW umgeschaltet wird derart, daß der Ausgang des Limiters LIM1 mit einem Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors PFD verbunden ist, erst dann setzt das rampenförmige Hochregeln der Ausgangsleistung der Sendeschal­ tung ein.

Da der Leistungsverstärker, hier als Amplitudenmodulator AM ausgeführt, in Sättigung betrieben wird, die notwendige Line­ arität der Gesamtanordnung jedoch mittels des Rückkopplungs­ pfades RK in einer Polar-Loop-Sendearchitektur erreicht wird, ist der Betrieb der Schaltung mit geringem Energiebedarf mög­ lich.

Die Schaltungsmerkmale mit Ramping-Verstärker PR und Bypass- Pfad BP erlauben eine kontrollierte Leistungspegel-Ein­ stellung am Ausgang OUT und erlauben somit die Einhaltung von Spezifikations-Grenzwerten, welche üblicherweise bei TDMA- Systemen vorgesehen sind.

Da der Amplitudenmodulator AM als nichtlinearer, regelbarer Leistungsverstärker ausgeführt ist, weist er einen hohen Wir­ kungsgrad auf, das heißt der Quotient aus Ausgangsleistung und eingesetzter Gleichstromleistung ist verhältnismäßig groß und liegt im beschriebenen Beispiel bei 50%.

Bei vorliegender Sendeschaltung ist am Ausgang OUT kein Iso­ lator erforderlich.

Der Generator SSB kann auch als Generator ausgeführt sein, der an seinem Ausgang ein moduliertes Signal bereitstellt.

Durch die Anordnung des programmierbaren Verstärkers PV zu Beginn des Rückkopplungspfades RK können die folgenden Stufen im Rückkopplungspfad für geringe Dynamik ausgelegt sein, sollten jedoch hohen Linearitätsanforderungen genügen.

Das beschriebene Regelkonzept führt zu einer weitgehenden Kompensation von Temperaturschwankungen und Betriebsspan­ nungsschwankungen. Zudem kann der üblicherweise bei der Gerä­ tefertigung anfallende, aufwendige Leistungspegelabgleich und der damit verbundene, zu treibende Aufwand deutlich verrin­ gert werden.

Der beschriebene Amplitudenmodulator, der als nichtlinearer Verstärker ausgeführt ist und der gelegentlich auch als Po­ wer-Amplifier, Leistungsverstärker bezeichnet wird, kann zu­ gleich in einem herkömmlichen GMSK-Modulationsverfahren, wel­ ches beim etablierten GSM-Standard eingesetzt ist, als Lei­ stungsverstärker dienen, so daß bei zukünftigen Dual-Mode- Geräten nicht zwei Leistungsverstärker, nämlich ein nichtli­ nearer und ein linearer, sondern lediglich ein Leistungsver­ stärker, nämlich ein nichtlinearer, erforderlich ist. Dies führt zu geringerem Aufwand, beträchtlicher Kostenersparnis und Chipflächen- beziehungsweise Leiterplattenplatz-Erspar­ nis.

Die beschriebene Sendearchitektur eignet sich besonders zur Anwendung bei zukünftigen Mobilfunksystemen, welche auf Modu­ lationsverfahren beruhen, die neben einer Phasenmodulation zusätzlich eine Amplitudenmodulation aufweisen.

Claims (11)

1. Polar-Loop-Sendeschaltung mit
einem Generator (SSB), der ein Eingangssignal bereitstellt,
einem Oszillator (VCO) zur Erzeugung eines Hochfrequenz- Signals an seinem Ausgang in Abhängigkeit von einem Phasen­ vergleichssignal (PS),
einem Amplitudenmodulator (AM), der an den Ausgang des Os­ zillators (VCO) angeschlossen ist und an seinem Ausgang (OUT) in Abhängigkeit von einem Amplitudenmodulationssignal (AS) ein vom Hochfrequenz-Signal abgeleitetes Ausgangssignal be­ reitstellt,
einem Rückkopplungspfad (RK) mit einem ersten Mischer (M1), der an seinem Ausgang ein vom Ausgangssignal abgeleitetes Zwischenfrequenz-Signal (ZF) bereitstellt,
einem Mittel zum Bereitstellen des Amplitudenmodulations­ signals (AS) durch Amplitudenvergleich von Eingangssignal und Zwischenfrequenz-Signal,
einem Mittel zum Bereitstellen des Phasenvergleichssig­ nals (PS) durch Phasenvergleich von Eingangssignal und Zwi­ schenfrequenz-Signal und
einem Verstärker (PV), der eingangsseitig mit dem Ausgang des Amplitudenmodulators (AM) und ausgangsseitig mit einem Eingang des ersten Mischers (M1) verbunden ist und der einen Steueranschluß (S) zur Zuführung eines Steuersignals hat.

2. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenmodulator (AM) ein nichtlinearer, regelbarer Verstärker ist.

3. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (PV) ein programmierbarer Verstärker ist, der das Ausgangssignal der Sendeschaltung dämpft.

4. Polar-Loop-Sendeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Steueranschluß (S) ein Steuersignal zur Regelung der Lei­ stung des Ausgangssignals zuführbar ist.

5. Polar-Loop-Sendeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Bereitstellen des Phasenvergleichssignals (PS) einen Phasen- und Frequenzdetektor (PFD) mit nachgeschaltetem Tiefpaß-Filter (TP) umfaßt, sowie einen ersten Limi­ ter (LIM1), dem das Zwischenfrequenz-Signal zuführbar ist, und einen zweiten Limiter (LIM2), dem das Eingangssignal zu­ führbar ist, wobei die Limiter (LIM1, LIM2) ausgangsseitig an je einen Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors (PFD) an­ schließbar sind.

6. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bypass-Zweig (BP) vorgesehen ist, der einen zweiten Mi­ scher (M2) umfaßt, der an den Ausgang des Oszillators (VCO) angeschlossen ist und an seinem Ausgang ein weiteres Zwi­ schenfrequenz-Signal bereitstellt, welches dem Phasen- und Frequenzdetektor (PFD) an einem Eingang zuführbar ist.

7. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schalter (SW) vorgesehen ist, der in einem Einstellbe­ trieb den Ausgang des zweiten Mischers (M2) mit einem Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors (PFD) verbindet und in ei­ nem Sendebetrieb einen Ausgang des ersten Limiters (LIM1) mit einem Eingang des Phasen- und Frequenzdetektors (PFD) verbin­ det.

8. Polar-Loop-Sendeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Bereitstellen des Amplitudenmodulations­ signals (AS) einen Differenzverstärker (DV) mit einem Plus- Eingang und einem Minus-Eingang und mit nachgeschaltetem Tiefpaß-Filter (TP) umfaßt, wobei dem Plus-Eingang das gleichgerichtete Eingangssignal und dem Minus-Eingang das gleichgerichtete Zwischenfrequenz-Signal zuführbar ist.

9. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gleichrichtung von Eingangs- und Zwischenfrequenz-Signal je ein Diodengleichrichter (SG1, SG2) vorgesehen ist.

10. Polar-Loop-Sendeschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gleichrichtung von Eingangs- und Zwischenfrequenz-Signal je ein Synchrongleichrichter (SG1, SG2) vorgesehen ist, die ausgangsseitig mit je einem Eingang des Differenzverstärkers (DV) gekoppelt sind.

11. Polar-Loop-Sendeschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß im Rückkopplungspfad (RK) ein Ramping-Verstärker (PR) vorge­ sehen ist, der als linearer, regelbarer Verstärker ausgeführt ist zum Einregeln der Leistung des Ausgangssignals zu Beginn und zu Ende von Sende-Zeitschlitzen.