DE10003693A1 - Abtastsystem mit auslenkbarer Tastspitze - Google Patents

Abtastsystem mit auslenkbarer Tastspitze

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Abtastsystem mit einer oder mehreren auslenkbaren Tastspitzen, die zu Schwingungen bei oder nahe ihrer Resonanzfrequenz angeregt werden. Zur Detektion und Messung der Phasenverschiebung zwischen dem anregenden Signal und der von der Tastspitze ausgeführten Schwingung ist ein Sättigungsverstärker (16) vorgesehen, der aus dem eingehenden sinusförmigen Signal (3e) ein Rechtecksignal unter exakter Beibehaltung der zeitlichen Lage der Nulldurchgänge des Signals erzeugt. Das für jede Tastspitze erforderliche Nachweissystem erhält dadurch einen sehr einfachen Aufbau aus wenigen handelsüblichen Komponenten. Da ausschließlich sättigungsverstärkte Rechtecksignale für die weitere Auswertung zugrunde gelegt werden, ist eine weitgehende Unabhängigkeit von der Signalstärke des Schwingungssignals gewährleistet.

Description

Die Erfindung betrifft ein Abtaststystem mit einer auslenkbaren Tastspitze mit Aktuatoren, die zu einer Schwingung bei oder nahe ihrer Resonanzfrequenz anregbar ist. Derartige Abtastsysteme werden sowohl bei optischen Nahfeldmikroskopen als auch bei Kraftmikroskopen aber auch in Schreib-Leseköpfen für Speichermedien eingesetzt. Bei einer Annäherung der Tastspitze an die Oberfläche der Probe oder des Speichermediums erfolgt aufgrund der atomaren Wechselwirkung zwischen der Tastspitze und der Probenoberfläche bzw. der Oberfläche des Speichermediums eine Beeinflussung der angeregten Schwingung der Tastspitze, die zu einer Dämpfung der Schwingung der Tastspitze und zu einer geänderten Phasenverschiebung zwischen der Schwingung der Tastspitze und des die Schwingung anregenden Signals führt. Diese Beeinflussung der Schwingung wird als Maß für den Abstand der Tastspitze zur Probenoberfläche bzw. Oberfläche des Speichermediums und für den Abstandsregelkreis der Tastspitze verwendet. Die Messung der Beeinflussung erfolgt dabei entweder über eine Änderung der Amplitude der Schwingung oder über eine Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Anregungssignal und der ausgeführten Schwingung der Tastspitze. Für diese Meßaufgabe wird üblicherweise ein Lock-In-Verstärker eingesetzt. Lock-In-Verstärker sind jedoch relativ aufwendig, groß und teuer. Dieser Nachteil wird insbesondere bei Abtastsystemen mit einer Vielzahl parallel ansteuerbarer Tastspitzen, wie diese beispielsweise in der DE-A1 197 01 701 beschrieben sind, wesentlich, weil für jede Tastspitze ein entsprechender Lock-In-Verstärker erforderlich ist.
Aus der US-A 5 753 814 ist ein Kraftmikroskop (AFM) bekannt, bei dem zur Phasenmessung das detektierte Signal mit dem Signal des zur Schwingungsanregung dienenden Oszillators multipliziert und das Produktsignal Tiefpaß-gefiltert wird. Bei einem derartigen System muß jedoch die Verstärkung des Meßsignals wegen der erforderlichen Nachweisempfindlichkeit auf die Signalstärke der jeweiligen Tastspitze angepaßt werden.
Aus der DE-A1 30 50 013 ist es zur Bestimmung der Berührung eines schwingenden Taststiftes mit einer Meßobjektoberfläche bei einem Koordinatenmeßgerät bekannt, einen Phasendetektor einzusetzen, der parallel das Meßsignal für die Oszillation des Taststiftes und das Ausgangssignal des die Schwingung des Taststiftes anregenden Oszillators erhält. Nähere Aussagen über den Aufbau des Phasendetektors, außer daß dieser eine von der Phasendifferenz abhängige Summenspannung erzeugen soll, sind jedoch nicht enthalten.
Aus der US 5 247 751 ist es bei einem Tastkopf für Koordinatenmeßgeräte weiterhin bekannt, aus den im wesentlichen sinusförmigen Meßsignalen für die Schwingung des Tastkopfes durch "Wave-form-shapping" Rechtecksignale zu erzeugen und über ein Flip- Flop ein der Phasendifferenz zwischen der detektierten Schwingung und dem Anregungssignal entsprechendes Tastverhältnis zu erzeugen. Über eine logische "UND"- Verknüpfung des Flip-Flop Ausganges mit Clockimpulsen und nachfolgendes Zählen wird die Phasendifferenz ermittelt.
Die vorliegende Erfindung soll für ein Abtastsystem mit Tastspitzen ein einfaches Auswertesystem angeben, das universell, d. h. weitgehend unabhängig von der Empfindlichkeit, also der Signalstärke, des Schwingungsmeßsignals ist. Das erfindungsgemäße Auswertesystem soll dabei auch zur Parallelisierung geeignet sein und demzufolge kompakt und preiswert realisierbar sein.
Dieses Ziel wird erfindungsgemäß durch ein Abtastsystem mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Merkmalen der abhängigen Ansprüche.
Das erfindungsgemäße Abtastsystem weist wie die bekannten Abtastsysteme für Nahfeldmikroskope oder Kraftmikroskope eine auslenkbare Tastspitze, die zu einer Schwingung bei oder nahe ihrer Resonanzfrequenz anregbar ist, mit Aktuatoren für die Schwingungsanregung auf. Weiterhin ist wie bei bekannten Abtastsystemen ein Oszillator vorgesehen, dessen Ausgangssignal dem Aktuator zugeführt ist und demzufolge zur Schwingungsanregung der Tastspitze dient. Weiterhin ist ein Detektionskreis vorgesehen, der die Phasendifferenz zwischen dem Anregungssignal, d. h. dem Ausgangssignal des Oszillators, und der von der Tastspitze ausgeführten detektierten Schwingung bestimmt. Erfindungsgemäß weist dieser Detektionskreis einen Sättigungsverstärker auf. Ein solcher Sättigungsverstärker besteht in der Regel aus mehreren hintereinander geschalteten Verstärkern, die aus einem eingehenden, im wesentlichen sinusförmigen Signal ein Rechtecksignal unter strenger Beibehaltung - bis auf geringe, konstante zeitliche Verschiebungen - der Position der Nulldurchgänge des eingehenden Signals erzeugen. Aus dem Meßsignal für die Schwingung der Tastspitze wird demzufolge ein rechteckförmiges Signal erzeugt, dessen Nulldurchgänge der zeitlichen Lage der Nulldurchgänge des eingehenden Meßsignals entsprechen. Die nachfolgende Signalauswertung erfolgt anhand dieses sättigungsverstärkten Rechtecksignals.
Da gemäß der vorliegenden Erfindung vor der weiteren Signalauswertung zunächst eine Signalverstärkung bis zum Erreichen der Sättigungsverstärkung erfolgt, und eine weitere Verstärkung über die Sättigungsverstärkung hinaus die Signalform nicht mehr verändert, kann eine sehr hohe Gesamtverstärkung bereitgehalten werden. Die Zuverlässigkeit der Phasendetektion ist dadurch weitgehend unabhängig von der Signalstärke des Meßsignals der Schwingung der Tastspitze. Demzufolge kann der Detektionskreis ohne weitergehende Maßnahmen für Tastspitzen der verschiedensten bekannten Bauarten eingesetzt werden. Der Detektionskreis ist dadurch universell einsetzbar.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei einem Sättigungsverstärker die Phasenlage eines Eingangssignals - bis auf eine geringe, im wesentlichen konstante durch die Laufzeit des Verstärkers bedingte Phasenverschiebung - weitgehend unabhängig von der Eingangsamplitude über einen Amplitudendynamikbereich, der größer als 5 Zehnerpotenzen ist, ausgangsseitig des Sättigungsverstärkers beibehalten wird.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung weist der Detektionskreis einen dem Sättigungsverstärker nachgeschalteten Analogmultiplizierer auf, dem als zweites Eingangssignal das Signal des Oszillators zugeführt ist. Auch das dem Multiplizierer zugeführte Oszillatorsignal ist dabei entweder von vornherein rechteckförmig oder aus einem sinusförmigen Signal durch Sättigungsverstärkung vor der Multiplikation ein rechteckförmiges Signal erzeugt. Das Ausgangssignal des Analogmultiplizierers ist dann wiederum ein rechteckförmiges Signal, das jeweils beim Nulldurchgang eines der beiden eingehenden rechteckförmigen Signale einen Nulldurchgang aufweist. Dieses Rechtecksignal hat die doppelte Frequenz des Oszillatorsignals und ein der Phasenverschiebung zwischen dem Oszillatorsignal und dem Ausgangssignal des Sättigungsverstärkers proportionales Puls- Pausen-Verhältnis. Für die weitere Signalverarbeitung braucht dem Multiplizierer lediglich noch ein Tiefpassfilter nachgeschaltet zu werden, wodurch unmittelbar ein Meßwert für die Phasendifferenz zwischen dem Schwingungsmeßsignal und dem Anregungssignal vorliegt.
Um Mehrdeutigkeiten des Meßsignals für die Phasendifferenz auszuschließen, empfiehlt es sich, eine zweite Multiplikationsstufe ebenfalls mit nachgeschaltetem Tiefpassfilter vorzusehen. Dieser zweiten Multiplikationsstufe wird das um 90° in der Phase verschobene Ausgangssignal des Oszillators zugeführt. Anhand der insgesamt resultierenden zwei Phasen- Meßwerten für die Phasendifferenz ist dann die Phasenlage zwischen der Schwingung und dem Anregungssignal eindeutig bestimmt.
Alternativ zu einer zweiten Multiplikationsstufe ist es in manchen Fällen auch möglich, mit Hilfe von Phasenschiebern eine Grundphasenbeziehung so einzustellen, daß erst gar keine Mehrdeutigkeiten auftreten, die Phasendifferenz also stets zwischen 0 und π oder zwischen -π und 0 bleibt.
Das oder die Tiefpaßfilter werden so ausgelegt, daß die doppelte Anregungsfrequenz im Hinblick auf die nachfolgende Weiterverarbeitung, wie z. B. die nachfolgende Digitalisierung, ausreichend stark, z. B. um 80 dB, gedämpft wird. Vorzugsweise wird auch die Anregungsfrequenz mit gedämpft.
Die Anordnung aus Begrenzungsverstärker und Analogmultiplizierer sind grundsätzlich in der Rundfunktechnik als sogenannte Demodulatorchips bekannt und als Massenprodukt erhältlich. Diesbezüglich sei beispielsweise auf das sogenannte FMIF-System SA 604A der Philips Semiconductors und der zugehörigen Produktspezifikation vom 07.11.1997 verwiesen. Diese oder ähnliche Bausteine liefern außerdem noch ein Pegelsignal, das über einen sehr großen Dynamikbereich von fünf Zehnerpotenzen dem Logarithmus des Eingangssignals etwa proportional ist.
Aufgrund seiner Einfachheit ist das erfindungsgemäße System insbesondere für parallele Abtastsysteme mit einer Vielzahl individuell und unabhängig regelbaren Tastspitzen geeignet. Für jede Tastspitze ist dann lediglich ein Oszillator mit nachgeschaltetem Leistungsverstärker, sowie ein oder zwei Demodulatorchips mit Sättigungsverstärker und Analogmultiplizierer und Tiefpassfilter erforderlich. Für eine digitale Ansteuerung und Signalauswertung können dann noch zusätzlich für jede Tastspitze die entsprechenden AD- bzw. DA-Wandler vorgesehen sein.
Nachfolgend werden Einzelheiten der Erfindung anhand des in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Im einzelnen zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Abtastsystems mit einer Vielzahl an Tastspitzen und einer DSP-Einheit für die parallele Ansteuerung und Auswertung der Meßsignale der einzelnen Tastspitzen;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der für jede Tastspitze in der DSP-Einheit vorgesehenen Einsteckkarte;
Fig. 3 ein Diagramm der Ein- und Ausgangssignale beim Auswertekreis nach der Erfindung und
Fig. 4 ein Blockschaltbild der für jede Tastspitze in der DSP-Einheit vorgesehenen Einsteckkarte einer alternativen Ausführungsform.
Der Träger für das Tastsystem ist in der Fig. 1 mit (1) bezeichnet. Dieser Träger ist über drei Mikrometer-Verstelleinheiten (2a, 2b, 2c) von einem Host (8) aus in drei Raumrichtungen im Mikrometerbereich verstellbar. Diese Verstellmöglichkeit dient zur groben Einjustierung des Trägers (1) mit den daran aufgenommenen Tastspitzen (4a, 4b, 4c, 4d) relativ zu der zu vermessenden Oberfläche bzw. dem zu beschreibenden Datenträger. An dem Grundkörper (1) sind eine Vielzahl lamellenartiger Tastsysteme (3a, 3b, 3c, 3d) aufgenommen, von denen in der Fig. 1 lediglich vier aus Übersichtlichkeitsgründen dargestellt sind. Üblicherweise können 16 oder mehr parallel oder als zweidimensionales Array angeordnete Tastspitzen am Grundkörper (1) aufgenommen werden.
Die einzelnen Abtastsysteme selbst können mit den in der Mikrostrukturtechnik üblichen Verfahren hergestellt sein und auf einem Substrat aus Silizium mit den üblichen Techniken der Mikrostrukturtechnologie aufgebaut sein. Jedes der lamellenartigen Abtastsysteme trägt an ihrem peripheren Ende die eigentliche Tastspitze (4a, 4b, 4c, 4d). Jede einzelne Lamelle weist weiterhin einen Bereich mit einer piezoelektrischen Beschichtung (6a, 6b, 6c, 6d) auf, die als Aktuatoren für individuell einstellbare Verbiegungen der Lamellen dienen. Diese Aktuatoren (6a, 6b, 6c, 6d) dienen dabei sowohl für die Einstellung des Abstandes der jeweiligen Tastspitze (4a, 4b, 4c, 4d) und der zu vermessenden Probe bzw. der Oberfläche des zu beschreibenden Speichermediums als auch zur Schwingungsanregung der Tastspitze. Von den Aktuatorregionen (6a, 6b, 6c, 6d) in Richtung zu der jeweiligen Tastspitze (4a, 4b, 4c, 4d) hin gesehen befindet sich ein weiterer piezostriktiver Bereich (5a, 5b, 5c, 5d), der vom jeweiligen Aktuatorbereich (6a, 6b, 6c, 6d) elektrisch isoliert ist und als Sensorregion dient. Von diesen Sensorregionen werden die von jeder einzelnen Lamelle ausgeführten Oszillationsbewegungen detektiert und über entsprechende Kontaktierungsleitungen zur Signalauswertung abgeführt.
Jedes Tastsystem ist demzufolge über zwei Signalleitungen mit einer dem Tastsystem zugeordneten Einsteckkarte (7a, 7b, 7c) einer DSP-Einheit (7) verbunden, und zwar jeweils ein Ausgang (10a) der Einsteckkarte (7a) mit dem Aktuatorbereich (6a) der zugehörigen Lamelle (3a) des Tastsystems und ein Eingang (9a) der Einsteckkarte (7a) mit der Sensorregion (5a) der zugehörigen Lamelle (3a) des Tastsystems. Die DSP-Einheit (7) und die in der DSP-Einheit (7) aufgenommenen Einsteckkarten (7a, 7b, 7c) selbst wiederum werden über den nicht näher dargestellten DSP-Bus über den Host-Rechner (8) gesteuert.
Die auf jeder der Einsteckkarten (7a, 7b, 7c) jeweils für das zugeordnete Tastsystem vorgesehenen Komponenten sind in der Fig. 2 dargestellt. Ebenfalls ist in der Fig. 2 dargestellt der DSP-Bus (21), der zur Signalzuführung bzw. Abführung vom oder zum Host (8) dient. Für die individuelle Abstandseinstellung ist zunächst ein niederfrequenter Kreis mit einem 14 Bit DA-Wandler (11) und einem dem DA-Wandler (11) nachgeschalteten Operationsverstärker (12) und einem Widerstand (13) vorgesehen. Parallel zu diesem niederfrequenten Kreis ist ein digital einstellbarer Oszillator (15) mit einer Ausgangsfrequenz zwischen 0 Hz und 1 MHz, die in Schritten von einem mHz einstellbar ist, vorgesehen. Eine Einstellbarkeit in weitaus größeren Schritten von einigen Hz wäre jedoch für die vorliegende Erfindung auch völlig ausreichend. Im Ausgangskreis des Oszillators (15) ist ein Kondensator (14) zur Entkopplung der hochfrequenten Anregung und der niederfrequenten Lamellenauslenkung zur Abstandseinstellung vorgesehen. Das niederfrequente Signal und das hochfrequente Anregungssignal werden einander überlagert und über den Ausgang (10a) der Aktuatorregion (6a) der Lamelle zugeführt.
Weiterhin enthält die Einsteckkarte einen ersten FM-Demodulatorchip (16) und einen zweiten FM-Demodulatorchip (22) die jeweils aus einem Begrenzungsverstärker und einer nachfolgenden Multiplikationsstufe bestehen. Die FM-Demodulatoren (16, 22) erhalten beide als Eingangssignal das von der Sensorregion (5a) gemessene Schwingungssignal.
Das Prinzip der Begrenzungsverstärkung und der Siganalaufbereitung läßt sich am einfachsten anhand der Diagramme in Fig. 3 erläutern. Die mittlere Kurve (3e) in Fig. 3 zeigt dabei beispielhaft das in der Sensorregion (5a) erzeugte Oszillationssignal. Durch die Begrenzungsverstärkung wird daraus im FM-Demodulator (16) ein rechteckförmiges Signal (A) erzeugt, dessen Nulldurchgänge in zeitlicher Sicht exakt - bis auf eine geringe, konstante zeitliche Verschiebung, die durch die Laufzeit des Signals durch den Begrenzungsverstärker bedingt ist - der Lage der Nulldurchgänge des Meßsignals (3e) entsprechen. Die zweitoberste Kurve gibt den zeitliche Verlauf des Oszillatorsignals (Ref1) und die zweitunterste Kurve den zeitlichen Verlauf des um 90° phasenverschobenen Oszillatorsignals (Ref2) wieder. Dem ersten Demodulatorchip (16) ist über den zweiten Eingang das Ausgangssignal (Ref1) des Oszillators (15) und dem zweiten Demodulator (22) das um 90° phasenverschobene Oszillatorsignals (Ref2) zugeführt. Jeder der beiden FM-Demodulatoren (16, 22) bildet das Produkt des sättigungsverstärkten Eingangssignals (A) mit dem ihm zugeführten Oszillatorsignal (Ref1, Ref2). Der zeitliche Verlauf des Ausgangssignals des ersten FM- Demodulators (16) ist in der obersten Kurve (C) und der zeitliche Verlauf des Ausgangssignals des zweiten FM-Demodulators (22) in der untersten Kurve (D) dargestellt. Beide Ausgangssignale der FM-Demodulatoren (16, 22) sind wiederum rechteckförmig und weisen die doppelte Frequenz des Eingangssignals (3e, A) auf, wobei die Tastverhältnisse (Puls-Pausen-Verhältnisse) von der Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal (3e, A) und dem jeweiligen Referenzsignal (Ref1, Ref2) abhängen. Die beiden so erzeugten Ausgangssignale (C, D) werden über zwei parallel vorgesehene Tiefpaßfilter (17, 18) gefiltert und anschließend die tiefpaßgefilterten Signale DC-Signale mittels zweier 12 Bit AD- Wandler (19, 20) digitalisiert. Die so erzeugten Digitalwerte sind die Phasenmeßwerte und sind über den DSP-Bus (21) vom Hostrechner (8) abrufbar. Die Ausgangsignale jeweils nach der Tiefpaßfilterung sind in der Fig. 3 als Kurven (E, F) ebenfalls dargestellt. Die Kantenfrequenz der Tiefpaßfilterung ist dabei so gewählt, daß zwar einerseits die Frequenz der rechteckförmigen Signale unmittelbar am Ausgang der Demodulatoren kaum noch wahrnehmbar ist, gleichzeitig jedoch die gewünschte Meßdynamik noch gewährleistet ist.
Über den Pegelausgang des FM-Demodulators (16) ist weiterhin vom Hostrechner (8) auch eine grobe logarithmische Information über die Amplitude des Eingangssignals (3e) abrufbar. Dazu ist dem Pegelausgang des FM-Demodulators (16) ein weiteren Tiefpaß (24) und diesem ein weiterer A/D-Wandler (25) nachgeschaltet.
Der Hostrechner ruft die erzeugten Phasenmeßwerte ab und erzeugt anschließend ein Steuersignal, das an den DA-Wandler (11) zur Abstandsregulierung weitergegeben wird, so daß der Abstand zwischen der Tastspitze und der zu untersuchenden Probe bzw. der Tastspitze und der Oberfläche des zu beschreibenden Speichermediums konstant und demzufolge der Phasenmeßwert ebenfalls auf einen konstant vorgegebenen Wert eingestellt wird.
Aus jedem einzelnen der beiden durch Tiefpaßfilterung der Ausgangssignale (C, D) der FM- Demodulatoren (16, 22) erzeugten DC-Signale ist die Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal (3e) und dem Oszillatorsignal nur im Bereich 0 bis π oder -π bis 0 eindeutig bestimmbar. Durch Vergleich der beiden durch Tiefpaßfilterung der Ausgangssignale (C, D) der FM-Demodulatoren (16, 22) erzeugten DC-Signale ist die Phasenverschiebung im gesamten Bereich 0 bis 2π eindeutig.
Bei der alternativen Ausführungsform nach Fig. 4 ist nur ein einziger FM-Demodulator (16) mit nachgeschalteten Tiepaßfiltern (17, 18) und A/D-Wandlern (19, 20) vorgesehen. Zusätzlich ist in der Verbindungsleitung (23) zwischen dem Oszillator (15) und dem FM- Demodulator (16) ein RC-Glied (26) mit variierbarem Widerstand (27) vorgesehen, durch den das Referenzsignal (Ref1) in der Phase gegenüber dem eigentlichen Anregungssignal der Tastspitze verschoben werden kann. Durch geeignetes Trimmen des Widerstandes (27) wird die Phasenverschiebung bei diesem Ausführungsbeispiel so eingestellt, daß der aus dem Ausgangssignal des FM-Demodulators (16) abgeleitete Wert für die Phasenverschiebung für alle praktisch auftretenden Fälle eindeutig ist. Ansonsten entspricht diese alternative Ausführungsform der Ausführungsform nach Fig. 2.
Die Ausführungsform nach Fig. 4 ist gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 2 vereinfacht, jedoch ist die Ausführungsform nach Fig. 2 universeller einsetzbar.

Claims (10)

1. Abtastsystem mit mindestens einer auslenkbaren Tastspitze (3a, 3b, 3c, 3d) mit einem Aktuator (6a, 6b, 6c, 6d), die zu einer Schwingung bei oder nahe ihrer Resonanzfrequenz anregbar ist, mit einem Oszillator (15), dessen Ausgangssignal dem Aktuator (6a, 6b, 6c, 6d) zugeführt ist und mit einem Detektionskreis (7a, 7b, 7c) der die Phasendifferenz zwischen dem Anregungssignal (Ref1) des Aktuators (6a, 6b, 6c, 6d) und der von der Tastspitze (3a, 3b, 3c, 3d) ausgeführten und detektierten Schwingung bestimmt, wobei der Detektionskreis einen Sättigungsverstärker (16) enthält.
2. Abtastsystem nach Anspruch 1, wobei der Sättigungsverstärker (16) aus einem eingehenden Signal (3e) ein Rechtecksignal (A) unter Beibehaltung der Nulldurchgänge des eingehenden Signals (3e) erzeugt.
3. Abtastsystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei dem Sättigungsverstärker (16) ein Multiplizierer nachgeschaltet ist, dem das Ausgangssignal (Ref1) des Oszillators (15) als Referenzsignal zugeführt ist und der das Ausgangssignal des Sättigungsverstärkers (16) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (15) multipliziert.
4. Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1-3, wobei dem Multiplizierer ein Tiefpaßfilter (17, 18) nachgeschaltet ist.
5. Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1-4, wobei das dem Multiplizierer zugeführte Ausgangssignal (Ref1) des Oszillators (15) in der Phase verschiebar ist.
6. Abtastsystem nach Anspruch 5, wobei ein RC-Glied mit variierbarem Widerstand (27) zur Phasenverschiebung des dem Sättigungsverstärker (16) zugeführte Ausgangssignals (Ref1) des Oszillators (15) vorgesehen ist.
7. Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1-4, wobei ein zweiter Sättigungsverstärker (22) mit einer zweiten Multiplikationsstufe vorgesehen ist, dem ein gegenüber dem Ausgangssignal (Ref1) des Oszillators (15) um 90° in der Phase verschobenes Signal (Ref2) zugeführt ist und wobei der zweiten Multiplikationsstufe ein zweiter Tiefpaßfilter (18) nachgeschaltet ist.
8. Abtastsystem nach einem der Ansprüche 3-7, wobei eine Regelungseinrichtung (11, 12, 13) vorgesehen ist, die eine Verstellung der Tastspitze (3a, 3b, 3c, 3d) auf einen vorgegebenen festen Wert der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Oszillators (15) und der von der Tastspitze (3a, 3b, 3c, 3d) ausgeführten Schwingung einstellt.
9. Abtastsystem nach einem der Ansprüche 1-8, wobei die Arbeitsfreuenz des Oszillators (15) variierbar ist.
10. Abtastsystem mit einer Mehrzahl auslenkbarer Tastspitzen (3a, 3b, 3c, 3d) nach einem der Ansprüche 1-9, wobei für jede Tastspitze ein Detektionskreis mit einem Sättigungsverstärker (16) vorgesehen ist.
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