DE10003258A1 - Digitaler Phasenverstärker - Google Patents
Digitaler PhasenverstärkerInfo
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Abstract
Die vorgeschlagene Taktregeneration, die vollständig digital realisierbar ist und keine rückgekoppelte Regelschleife aufweist, bedarf keinen Verriegelungsvorgang (locking), weist keine Jitterüberhöhung der Jitterübertragungsfunktion auf und ermöglicht schnelles Frequency Hopping.
Description
Der Anmeldungsgegenstand bezieht sich auf eine digitale Fre
quenznachsteuerung.
Der Anmeldungsgegenstand betrifft eine Anordnung und ein Ver
fahren zur Taktregeneration.
Eine in vielen elektronische Schaltungen vorkommende Kompo
nente ist die Taktregeneration. Die Taktregeneration nimmt
einen vorhandenen Referenztakt auf und leitet daraus einen
Ausgangstakt besserer Qualität ab. Je nach Anwendung muß zwi
schen folgenden Taktverarbeitungen unterschieden werden:
- - Der Ausgangstakt hat einen geringeren Jitter als der Refe renztakt.
- - Der Ausgangstakt hat eine definierte Phase zum Referenz takt.
- - Der Ausgangstakt hat eine höhere oder tiefere Frequenz als der Referenztakt.
- - Der Ausgangstakt hat eine Frequenz- oder Phasenmodulation, die der Referenztakt nicht hat (z. B. Frequency Hopping).
In den meisten Fällen wird eine Phase Locked Loop (PLL) oder
Delay Locked Loop (DLL) als Regelschaltung eingesetzt, um ei
nen Taktregenerator zu realisieren.
Dem Anmeldungsgegenstand liegt das Problem zugrunde, eine An
ordnung und ein Verfahren zur Taktregeneration anzugeben, die
die mit einer Rückkopplung verbundenen Nachteile vermeiden.
Das Problem wird durch die unabhängigen Ansprüche gelöst.
Vorteile resultieren direkt aus der Tatsache, daß der durch
den Anmeldungsgegenstand gebildete Digitale Phasen Verstärker
DPA (für: Digital Phase Amplifier) keine rückgekoppelte Regelschleife
ist, sondern einem Geradeausverstärker ent
spricht:
- - Keine Jitterüberhöhung der Jitterübertragungsfunktion
- - Kein Lockvorgang nötig
- - Schnelles Frequency Hopping möglich
Darüber hinaus hat der DPA den Vorteil, daß er vollständig
digital realisierbar ist und keine analogen Komponenten benö
tigt. Daraus folgen Platz- und Kostenvorteile.
Vorteilhafte Weiterbildungen des Anmeldungsgegenstandes sind
in den Unteransprüchen angegeben.
Der Anmeldungsgegenstand wird im folgenden als Ausführungs
beispiel in einem zum Verständnis erforderlichen Umfang an
hand von Figuren näher erläutert. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild des anmeldungsgemäßen Digitalen
Phasenverstärkers und
Fig. 2 charakteristische Abläufe in dem Digitalen Phasenver
stärker.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung zur Taktregeneration
sind einer Frequenzmeßeinrichtung RM (für: ReferenceMeasu
ring) eingangsseitig ein Referenzfrequenzsignal RCLK (für:
ReferenceClock) mit der Referenzfrequenz fREF und ein lokales
Taktsignal mit der lokalen Frequenz flokal zugeführt. Die Fre
quenzmeßeinrichtung führt einer Digitalen Signalverarbei
tungseinrichtung DSP (für: DigitalSignalProcessing) Meßwerte
S (für: Sample) zu. Einem numerisch gesteuerten Oszillator
NCO (für: NumericControlledOscillator) sind von der Digitalen
Signalverarbeitungseinrichtung eine Sollfrequenz F und das
lokale Taktsignal mit der lokalen Frequenz flokal zugeführt.
Der Anmeldungsgegenstand, der auch als Digitaler Phasenver
stärker DPA (für: Digital Phase Amplifier) bezeichnet wird,
verarbeitet den Referenztakt in drei Schritten:
- 1. Messen der Referenzfrequenz in äquidistanten Zeitschritten
- 2. Digitale Signalverarbeitung, z. B. Mittelung der Meßwerte, um die gewünschte PLL-Bandbreite zu erreichen.
- 3. Ausgabe des Ergebnisses mit Hilfe eines numerisch kontrol lierten Oszillators (NCO)
Wichtig für die korrekte Funktion des DPA ist, daß die Tor
zeit der Referenzmessung von der gleichen Taktquelle abgelei
tet wird wie die Zeitbasis des NCO, damit die unvermeidlichen
Fehler der Referenzmessung korreliert sind mit dem Frequenz
fehler des NCO.
Der DPA arbeitet rein digital, d. h. zwischen den Verarbei
tungsschritten werden digitale Samples in äquidistanten Zeit
schritten übertragen.
In Schritt 2 kann der aktuelle Mittelwert mit Hilfe von digi
taler Signalverarbeitung beliebig manipuliert werden, um eine
der folgenden Funktionen durchzuführen:
- a) Frequenz- oder Phasenmodulation
- b) Frequency Hopping (der Ausgangstakt kann im Gegensatz zu einer rückgekoppelten Regelschaltung (z. B. PLL) seine Fre quenz schlagartig ändern)
- c) Frequenzumsetzung, wobei als Umsetzfaktor jede beliebige rationale Zahl zulässig ist, im Gegensatz zu einer rückge koppelten Regelschaltung (z. B. PLL) ist dieser Umsetzfak tor unabhängig von den Nominalwerten der Ein- und Aus gangsfrequenz und der PLL-Bandbreite.
Ein Zähler zählt die Flanken der Referenz. In äquidistanten
Zeitintervallen δt wird der Zählerstand abgelesen und der
Samplewert S zur nachgeschalteten Mittelwertbildung übertra
gen. Dabei gelten folgende Randbedingungen:
- - Der Zähler wird bei Ablesen des Zählerstandes nicht zu rückgesetzt
- - Die äquidistanten Zeitintervalle δt werden von der glei chen lokalen Zeitbasis erzeugt, die im dritten Verarbei tungsschritt auch die Zeitbasis für den NCO ist.
- - Der Zähler ist so groß dimensioniert, daß innerhalb des Abtastintervalls in Verarbeitungsschritt 2 höchstens ein Zählerüberlauf stattfindet.
In vielen Applikationen wird von einem Taktregenerator erwar
tet, daß er hochfrequenten Jitter bedämpft. Diese Tiefpaß
funktion wird am einfachsten mit der hier beschriebenen Mit
telwertbildung realisiert.
Die Tiefpaßfunktion basiert auf einer gleitenden Mittelwert
bildung. Dazu werden n + 1 Werte in einem FIFO gespeichert. Der
ganzzahlige Wert n richtet sich nach der gewünschten PLL-
Bandbreite und wird nach folgender Formel bestimmt:
Um den Mittelwert M zu bestimmen, werden der erste und der
letzte Wert im FIFO subtrahiert und die so ermittelte Diffe
renz durch n dividiert.
Dieser Schritt ist nur nötig, wenn die auszugebende Frequenz
F einen anderen Wert hat als die Referenz oder wenn die aus
zugebende Frequenz moduliert werden soll. Dazu wird der Mit
telwert M mit einer rationalen Zahl, d. h. mit einem Bruch
ganzer Zahlen k1 und k2, multipliziert.
Im Fall einer Frequenzmodulation werden die Zahlen k1 und k2
von Zeitschritt zu Zeitschritt in gewünschter Weise geändert.
Die Eingangsgröße des NCO ist die Sollfrequenz F, dargestellt
als rationale Zahl, d. h. als Bruch ganzer Zahlen. Damit hat
der NCO als Eingangsgrößen zwei Integerzahlen, nämlich der
Nenner und der Zähler von Gleichung 3.
Der NCO ist eine vollständig digitale Schaltung, die synchron
zu einem lokalen Takt arbeitet. Diese lokale Taktfrequenz
fLokal des NCO muß mindestens so hoch sein wie die Ausgangs
frequenz.
Der NCO beginnt mit der ersten Ausgangsflanke und führt nun
fortlaufend eine Berechnung durch, um zu ermitteln, zu welchem
Zeitpunkt die nächste Flanke des Ausgangssignals gene
riert werden muß. Diese Berechnung erfolgt in Vielfachen der
Periodendauer des lokalen Taktes und liefert wiederum eine
rationale Zahl. Der NCO muß nun diese Zahl auf die nächstlie
gende Flanke des lokalen Taktes runden.
Dieser Rundungsfehler führt zwangsläufig zu einem Jitter. Da
mit der Rundungsfehler nicht zu einer Frequenzabweichung des
Ausgangs führt, wird der Rundungsfehler jeder Berechnung in
einem Fehlerspeicher erfasst und bei der nächsten Berechnung
mit verarbeitet.
Im Mittel muß der NCO PZ Perioden des lokalen Taktes warten,
bis er die nächste Flanke abgeben muß. PZ ist der Quotient
aus der lokalen Frequenz fLokal und der Sollfrequenz F.
Aus PZ werden im nächsten Schritt die Zahlen floor, ceiling,
δF und δC gebildet.
floor: Nächstkleinere ganze Zahl von PZ
ceiling: Nächstgrößere ganze Zahl von PZ
floor: Nächstkleinere ganze Zahl von PZ
ceiling: Nächstgrößere ganze Zahl von PZ
δF = PZ - floor
δC = ceiling - PZ
Dabei gilt zunächst: ceiling = floor + 1
Floor und ceiling begrenzen den minimalen und maximalen Fre quenzwert, den der NCO liefern kann. In den meisten Applika tionen wird kein großer Ziehbereich des NCO gefordert. Sollte jedoch ein größerer Ziehbereich gefordert werden, muß floor verkleinert und ceiling vergrößert werden.
Floor und ceiling begrenzen den minimalen und maximalen Fre quenzwert, den der NCO liefern kann. In den meisten Applika tionen wird kein großer Ziehbereich des NCO gefordert. Sollte jedoch ein größerer Ziehbereich gefordert werden, muß floor verkleinert und ceiling vergrößert werden.
δF und δC sind zunächst einmal rationale Zahlen, die aber
beide den gleichen Nenner besitzen. Wird mit diesem Nenner
erweitert, ergeben sich folgende ganze Zahlen für δFN und
δCN:
δFN = (PZ - floor).Nenner(PZ)
= (n.δt.k2
.fLokal
) - floor.k1
.(FIFO[0] - FIFO[n])
δFC = (ceiling - PZ).Nenner(PZ)
= ceiling.k1
.(FIFO[0] - FIFO[n]) - (n.δt.k2
.fLokal
)
Die Berechnung der Werte von δFN und δFC erfolgt einmal pro
Sample-Intervall δT. Liegen diese Werte vor, werden sie von
dem NCO in folgender Weise abgearbeitet (siehe Fig. 2).
Bei der hier dargestellten Methode der Referenzmessung kann
es sich nachteilig bemerkbar machen, daß der Meßwert mit ei
nem Jitter behaftet ist, dessen Peak-Peak-Wert der Perioden
dauer der Referenzfrequenz entspricht. Dieser Jitter kann re
duziert werden, wenn nicht nur die Anzahl der Perioden der
Referenz erfasst wird, sondern auch die Zeitdauer des Inter
valls von der letzten Flanke der Referenz zum Ende der Tor
zeit. Dieser Interpolationswert kann analog erfasst werden,
eine Interpolation ist auch digital mit der zeitlichen Auflö
sung des lokalen Taktes möglich.
Claims (6)
1. Anordnung zur Taktregeneration
bei der
eine Frequenzmeßeinrichtung (RM), der eingangssseitig ein Re ferenzfrequenzsignal zuführbar ist, mit einer Digitalen Si gnalverarbeitungseinrichtung (DSP) verbunden ist,
die Digitale Signalverarbeitungseinrichtung mit einem nume risch gesteuerten Oszillator (NCO) verbunden ist,
von einer Takteinrichtung ein lokales Taktsignal (LCLK) an die Frequenzmeßeinrichtung und an den numerisch gesteuerten Oszillator abgebbar ist.
eine Frequenzmeßeinrichtung (RM), der eingangssseitig ein Re ferenzfrequenzsignal zuführbar ist, mit einer Digitalen Si gnalverarbeitungseinrichtung (DSP) verbunden ist,
die Digitale Signalverarbeitungseinrichtung mit einem nume risch gesteuerten Oszillator (NCO) verbunden ist,
von einer Takteinrichtung ein lokales Taktsignal (LCLK) an die Frequenzmeßeinrichtung und an den numerisch gesteuerten Oszillator abgebbar ist.
2. Verfahren zur Taktregeneration
demzufolge
- - einer Frequenzmeßeinrichtung (RM) ein Referenztakt (RCLK) zugeführt wird,
- - die Referenzfrequenz des Referenztaktes in äquidistanten Zeitschritten als Samplewerte (S) erfaßt wird
- - die Samplewerte an eine Digitale Signalverarbeitungsein richtung (DSP) abgegeben werden,
- - die Samplewerte in der Digitalen Signalverarbeitungsein richtung zu einer auszugebenden Frequenz (F) digital ver arbeitet werden
- - die Digitale Signalverarbeitungseinrichtung die auszuge bende Frequenz an einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) abgibt,
- - der durch die auszugebende Frequenz angesteuerte numerisch gesteuerte Oszillator eine Ausgangsfrequenz (fout) ausgibt.
- - eine Takteinrichtung ein lokales Taktsignal (LCLK) zur Ab leitung der Torzeit für die Erfasssung der Samplewerte an die Frequenzmeßeinrichtung abgibt
- - die Takteinrichtung das lokale Taktsignal an den numerisch gesteuerten Oszillator zur Ableitung als Zeitbasis abgibt.
3. Verfahren nach Anspruch 2
dadurch gekennzeichnet, dass
als Signalflanke der Ausgangsfrequenz die zu der errechneten
Signalflanke nächstliegende Signalflanke des lokalen Taktsi
gnales ausgegeben wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3
dadurch gekennzeichnet, dass
die Abweichung zwischen der errechneten Signalflanke und der
nächstliegenden Signalflanke des lokalen Taktsignales erfaßt
wird sowie in einem Fehlerspeicher abgespeichert wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4
dadurch gekennzeichnet, dass
die Abweichungen für mehrere Signalflanken aufsummiert wer
den.
6. Verfahren nach Anspruch 5
dadurch gekennzeichnet, dass
die aufsummierten Abweichungen bei der Errechnung der Signal
flanke berücksichtigt werden.
Priority Applications (2)
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DE10003258A DE10003258A1 (de) | 2000-01-26 | 2000-01-26 | Digitaler Phasenverstärker |
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ID=7628747
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Country | Link |
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US (1) | US20010016024A1 (de) |
DE (1) | DE10003258A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10255355A1 (de) * | 2002-11-27 | 2004-06-24 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur automatischen Erkennung der Taktfrequenz eines Systemtaktes für die Konfiguration einer Peripherie-Einrichtung |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4713556B2 (ja) * | 2006-09-11 | 2011-06-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Gps機器用の非常に精密で温度に依存しない基準周波数を生成するためのシステム及び方法 |
DE202010000614U1 (de) * | 2010-01-05 | 2011-05-26 | Salewa Sport Ag | Skischuh und Bindungssystem umfassend einen Skischuh und eine Skibindung |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5473274A (en) * | 1992-09-14 | 1995-12-05 | Nec America, Inc. | Local clock generator |
US6212566B1 (en) * | 1996-01-26 | 2001-04-03 | Imec | Interprocess communication protocol system modem |
US6449291B1 (en) * | 1998-11-24 | 2002-09-10 | 3Com Corporation | Method and apparatus for time synchronization in a communication system |
-
2000
- 2000-01-26 DE DE10003258A patent/DE10003258A1/de not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-01-26 US US09/771,453 patent/US20010016024A1/en not_active Abandoned
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10255355A1 (de) * | 2002-11-27 | 2004-06-24 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur automatischen Erkennung der Taktfrequenz eines Systemtaktes für die Konfiguration einer Peripherie-Einrichtung |
US7340633B2 (en) | 2002-11-27 | 2008-03-04 | Infineon Technologies Ag | Method for automatically detecting the clock frequency of a system clock pulse for the configuration of a peripheral device |
Also Published As
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US20010016024A1 (en) | 2001-08-23 |
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