DE10000484A1 - Spannung/Strom-Wandler - Google Patents
Spannung/Strom-WandlerInfo
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Abstract
Ein Spannung/Strom-Wandler verfügt über ein erstes Paar Bauteile mit langen Verbindungsleitungen mit Transistoren T1 und T2, deren Emitter über Widerstände R1 und R2 von gleichem Wert mit einer Konstantstromquelle CC1 verbunden sind. Dieses erste Paar bildet eine Transkonduktanz-Hauptstufe. Eine Transkonduktanz-Hilfsstufe oder -Korrekturstufe ist gegenphasig an die Hauptstufe angeschlossen. Die Korrekturstufe beruht auf einem anderen Paar Bauteile mit langen Verbindungsleitungen mit Transistoren T3 und T4, deren Emitter über Widerstände R3 und R4 mit einer anderen Konstantstromquelle CC2 verbunden sind. Der lineare Teil der Transkonduktanz der Korrekturstufe ist wesentlich kleiner als derjenige der Hauptstufe, jedoch ist der nichtlineare Teil im Wesentlichen dem der Hauptstufe gleich. So kann die nichtlineare Verzerrung wesentlich verringert werden.
Description
Die Erfindung betrifft einen Spannung/Strom-Wandler, wie er
nachfolgend kurz als Wandler bezeichnet wird. Derartige
Wandler werden vielfach eingesetzt, z. B. in rauscharmen
Verstärkern (LNA = Low Noise Amplifier), Mischern und bei
automatischer Verstärkungsregelung (AGR).
Die Fig. 1 der beigefügten Zeichnungen veranschaulicht ei
nen bekannten Typ eines derartigen Wandlers oder einen
"Transduktorverstärker", der auf einem Paar aktiver Bautei
le, die als erster und zweiter npn-Transistor T1 und T2 dar
gestellt sind, mit langen Anschlussleitungen beruht. Die
Emitter der Transistoren T1 und T2 sind über Widerstände R1
bzw. R2 mit einem Anschluss einer Stromquelle mit langen
Verbindungsleitungen in Form einer Konstantstromquelle CC1
verbunden, deren anderer Anschluss mit Masse gnd verbunden
ist. Die Kollektoren der Transistoren T1 und T2 erzeugen
Differenzstrom-Ausgangssignale OUT1 bzw. OUT2 des Wandlers.
Die Basisanschlüsse der Transistoren T1 und T2 sind mit Dif
ferenzeingangsanschlüssen IN1 bzw. IN2 und über Widerstände
R5 und R6 mit einer Vorspannungsquelle BS verbunden.
Bei relativ niedrigen Differenzeingangsspannungen in den in
Fig. 1 dargestellten Wandler ist die Transkonduktanz oder
das Vorwärtsleitvermögen im Wesentlichen linear, so dass der
Differenzausgangsstrom im Wesentlichen proportional zur Dif
ferenzeingangsspannung ist. Jedoch ist die Transkonduktanz
tatsächlich nicht linear, sondern sie enthält nichtlineare
Terme, die zu Verzerrungen führen. Die Hauptnichtlinearität
innerhalb der Transkonduktanz ist von dritter Ordnung oder
kubischer Form, und die Transkonduktanz gm kann wie folgt
geschrieben werden:
gm = gml.v + α.v3 (1)
wobei gml die Kleinsignal-Transkonduktanz ist, v die Diffe
renzeingangsspannung ist und α eine Konstante ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Spannung/
Strom-Wandler mit verbesserter Linearität zu schaffen.
Diese Aufgabe ist durch den Wandler gemäß dem beigefügten
Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausge
staltungen sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.
Es hat sich herausgestellt, dass die nichtlinearen Terme der
Transkonduktanz, wie der kubische Term, dadurch im Wesentli
chen aufgehoben, oder stark verringert, werden können, dass
eine zweite Transkonduktanzstufe gegenphasig zu einer ersten
Hauptstufe geschaltet wird. Die zweite oder "korrigierende"
Transkonduktanzstufe kann so ausgebildet werden, dass sie
wesentlich weniger Energie als die Hauptstufe verbraucht
und, wegen Störsignalen, parallel zur Hauptstufe geschaltet
ist. Die Transkonduktanz der Hauptstufe ist wesentlich grö
ßer als die der Korrekturstufe, so dass die Transkonduktanz-
Hauptstufe die dominierende Störsignalquelle bleibt und da
her das Störsignalverhalten nicht wesentlich beeinträchtigt
ist.
Daher ist es möglich, einen Spannung/Strom-Wandler mit we
sentlich verbesserter Linearität zu schaffen, ohne dass an
dere Funktionseigenschaften, wie der Energieverbrauch und
die Störsignalerzeugung, wesentlich oder in nicht akzeptier
barer Weise beeinträchtigt werden. Dies wird durch das Hin
zufügen nur einer relativ kleinen Anzahl von Komponenten zum
Wandler erzielt, so dass der Kostenmangel unwesentlich ist.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die bei
gefügten Zeichnungen beispielhaft erläutert.
Fig. 1 ist ein Schaltbild eines bekannten Spannung/Strom-
Wandlers;
Fig. 2 ist ein Schaltbild eines Wandlers gemäß einem Aus
führungsbeispiel der Erfindung und
Fig. 3 ist ein Schaltbild zum Veranschaulichen einer Anwen
dung des Wandlers der Fig. 2 in einer Mischstufe eines Su
perheterodynempfängers.
In allen Zeichnungen sind gleiche Teile mit denselben Be
zugszahlen gekennzeichnet.
Der in Fig. 2 dargestellte Wandler beruht auf dem bekann
ten, in Fig. 1 dargestellten Typ eines Wandlers dahinge
hend, dass er eine Transkonduktanz-Hauptstufe in Form eines
Paars Bauteile mit langen Verbindungsleitungen aufweist,
nämlich mit Transistoren T1 und T2, Emitterwiderständen R1
und R2 desselben Werts, einer Konstantstromquelle CC1 sowie
Widerständen R5 und R6 zum Vorbelasten der Transistoren T1
und T2 mit der Spannung einer Vorspannungsquelle BS. Diese
Stufe ist im Wesentlichen mit dem in Fig. 1 dargestellten
Wandler identisch, und sie arbeitet auf dieselbe Weise. Ins
besondere unterliegt die Transkonduktanz derselben Nichtli
nearität, und sie kann, mit einer Näherung von zumindest
zweiter Ordnung, durch den Ausdruck (1) wiedergegeben wer
den.
Der Wandler der Fig. 2 verfügt über eine Transkonduktanz-
Hilfsstufe oder -Korrekturstufe, die ebenfalls vom Typ eines
Paars mit langen Verbindungsleitungen ist, die jedoch gegen
phasig zur ersten Stufe geschaltet ist. Die Korrekturstufe
verfügt über einen dritten und einen vierten pnp-Transistor
T3 und T4, deren Emitter über Widerstände R3 bzw. R4 mit ei
nem Anschluss einer zweiten Konstantstromquelle CC2 verbun
den sind, deren anderer Anschluss mit einer Versorgungslei
tung VCC verbunden ist. Die Basis des Transistors T3 ist mit
der Basis des Transistors T1 verbunden, wohingegen die Basis
des Transistors T4 mit der Basis des Transistors T2 verbun
den ist. Der Kollektor des Transistors T3 ist mit dem Emit
ter des Transistors T2 verbunden, wohingegen der Kollektor
des Transistors T4 mit dem Emitter des Transistors T1 ver
bunden ist. Die Korrekturstufe empfängt so dasselbe Diffe
renzeingangssignal wie die Hauptstufe, jedoch werden die
Differenzausgangsströme über die Widerstände R1 und R2 ge
genphasig geliefert.
Die Widerstände R3 und R4 sind vom selben Wert, und sie
sind, in Kombination mit dem von der Konstantstromquelle CC2
gelieferten Strom, dergestalt, dass die Transkonduktanz der
Korrekturstufe einen linearen Term aufweist, der wesentlich
kleiner als der lineare Term der Transkonduktanz der Haupt
stufe ist, sowie Verzerrungsterme, wie den Verzerrungsterm
der Ordnung oder den kubischen Term, die im Wesentlichen dem
Verzerrungsterm oder den Termen in der Transkonduktanz der
Hauptstufe entsprechen. Typischerweise ist der Wert jedes
der Widerstände R3 und R4 zwischen vier und fünf Mal höher
als derjenige der Widerstände R1 und R2. Ebenfalls ist typi
scherweise der durch die erste Konstantstromquelle CC1 ge
lieferte Strom im Wesentlichen zehn Mal höher als der durch
die zweite Konstantstromquelle CC2 gelieferte Strom. Jedoch
können diese Werte vom Fachmann leicht ausgewählt oder ein
gestellt werden, z. B. unter Verwendung von Simulationstech
niken, um die nichtlineare Verzerrung zu minimieren.
Obwohl das in Fig. 2 dargestellte Ausführungsbeispiel auf
Bipolartransistoren beruht, können beliebige andere aktive
Bauteile verwendet werden, wie Feldeffekttransistoren, CMOS-
Bauteile und Galliumarsenid-Bauteile. Im Fall eines Feldef
fekttransistors oder anderer Bauteile mit "quadratischer"
Übergangsfunktion ist der Term dritter Ordnung oder der ku
bische Term bereits relativ klein, jedoch kann diese Technik
dazu verwendet werden, für eine wesentliche Verbesserung der
Linearität bei wenig oder nur geringen Einbußen hinsichtlich
des Energieverbrauchs und der Störsignalerzeugung zu sorgen.
Der in Fig. 2 dargestellte Wandler verfügt über viele An
wendungsmöglichkeiten, von denen in der Fig. 3 nur eine nur
beispielhaft veranschaulicht ist. Der Wandler ist für einpo
lige Eingangssignale beschaltet, wie in Fig. 2 dargestellt.
So ist der Eingang IN2 durch einen Kondensator C2 wechsel
spannungsmäßig geerdet, wohingegen der andere Eingang IN1
über einen Kopplungskondensator C1 zum Sperren von Gleich
strom verfügt. Wie es in Fig. 3 dargestellt ist, sind die
Ausgänge OUT1 und OUT2 mit einem Frequenzwandler oder einem
Mischer vom Gilbert-Typ verbunden, um die Frequenz rf eines
Eingangssignals durch den Superheterodyneffekt mit dem Dif
ferenzausgangssignal lo-, lo+ eines Ortsoszillators zu än
dern.
Der Mischer verfügt über Transistoren T5 und T6, die als
Paar mit langen Verbindungsleitungen angeschlossen sind, wo
bei der Reststrom vom Ausgang OUT1 des Wandlers 1 geliefert
wird. Ein weiteres Paar mit langen Verbindungsleitungen mit
Transistoren T7 und T8 liefert seinen Reststrom in ähnlicher
Weise über den Ausgang OUT2 des Wandlers 1. Die Basisan
schlüsse der Transistoren T6 und T7 sind mit einem Eingangs
anschluss IN3 verbunden, wohingegen die Basisanschlüsse der
Transistoren T5 und T8 mit einem Eingangsanschluss IN4 ver
bunden sind. Die Kollektoren der Transistoren T5 und T7 sind
über einen Lastwiderstand R7 mit der Versorgungsleitung vcc
verbunden, wohingegen die Kollektoren der Transistoren T6
und T8 über einen Lastwiderstand R8 mit der Versorgungslei
tung vcc verbunden sind. Die Ausgangssignale des Mischers
entstehen an den Lastwiderständen R7 und R8. So kann, wenn
ein ausgeglichenes oder Differenzausgangssignal erforderlich
ist, dasselbe an den beiden Widerständen R7 und R8 abgegrif
fen werden. Alternativ kann, wenn ein einpoliges oder nicht
ausgeglichenes Ausgangssignal erforderlich ist, dasselbe an
einem der Widerstände R7 und R8 abgegriffen werden.
Im Fall des in Fig. 3 dargestellten Mischers sorgt die Li
nearitätsverbesserung für ein reineres Ausgangssignal des
Mischers. Zum Beispiel verringert eine Verringerung von Ver
zerrungstermen dritter Ordnung, oder deren Fehlen, Verzer
rungskomponenten der dritten Harmonischen im Mischeraus
gangssignal oder beseitigt sie im Wesentlichen.
Im Wesentlichen dieselbe Schaltungsanordnung, wie sie in
Fig. 3 dargestellt ist, kann auch dazu verwendet werden, eine
Verstärkungsregelung zum Beispiel in einem Radioempfänger
aufzubauen. Zum Beispiel kann eine Zwischenfrequenz(ZF)-Ver
stärkerstufe die in Fig. 3 dargestellte Form aufweisen. In
diesem Fall wirken die Transistoren T5 bis T8 als Verstär
kerstufe, und der Wandler 1 empfängt die Spannung zur auto
matischen Verstärkungsregelung, um die Verstärkung des Ver
stärkers einzustellen.
Claims (11)
1. Spannung/Strom-Wandler mit einem ersten Paar Bauteilen
mit langen Verbindungsleitungen mit einem ersten und einem
zweiten aktiven Bauteil (T1, T2) von erstem Leitungstyp und
einer ersten Reststromquelle (CC1), wobei das erste und das
zweite aktive Bauteil jeweils einen Ausgangsanschluss, einen
Steueranschluss und einen gemeinsamen Anschluss aufweisen,
gekennzeichnet durch ein zweites Paar Bauteile mit langen
Verbindungsleitungen mit einem dritten und einem vierten ak
tiven Bauteil (T3, T4) vom zweiten Leitungstyp, der dem ers
ten Leitungstyp entgegengesetzt ist, und mit einer zweiten
Reststromquelle (CC2), wobei der Steueranschluss des dritten
aktiven Bauteils mit dem Steueranschluss des ersten aktiven
Bauteils verbunden ist, während sein Ausgangsanschluss mit
dem gemeinsamen Anschluss des zweiten aktiven Bauteils ver
bunden ist, und wobei der Steueranschluss des vierten akti
ven Bauteils mit dem Steueranschluss des zweiten aktiven
Bauteils verbunden ist und sein Ausgangsanschluss mit dem
gemeinsamen Anschluss des ersten aktiven Bauteils verbunden
ist.
2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
die gemeinsamen Anschlüsse des ersten und zweiten aktiven
Bauteils (T1, T2) über einen ersten bzw. einen zweiten Wi
derstand (R1, R2) mit im Wesentlichen demselben ersten Wert
mit der ersten Reststromquelle (CC1) verbunden sind.
3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Reststromquelle (CC1) eine erste Konstant
stromquelle aufweist.
4. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die gemeinsamen Anschlüsse des dritten
und des vierten aktiven Bauteils (T3, T4) über einen dritten
bzw. einen vierten Widerstand (R3, R4) mit im Wesentlichen
demselben zweiten Wert mit der zweiten Reststromquelle (CC2)
verbunden sind.
5. Wandler nach Anspruch 4 in Abhängigkeit von Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Wert größer als der
erste ist.
6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass
der zweite Wert im Wesentlichen zwischen dem Vier- und dem
Fünffachen des ersten Werts liegt.
7. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die zweite Reststromquelle (CC2) eine
zweite Konstantstromquelle aufweist.
8. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass der Reststrom des ersten Paars Bauteile
(T1, T2) mit langen Verbindungsleitungen größer als der
Reststrom des zweiten Paars Bauteile (T3, T4) mit langen
Verbindungsleitungen ist.
9. Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass
der Reststrom des ersten Paars Bauteile (T1, T2) mit langen
Verbindungsleitungen im Wesentlichen das Zehnfache des Rest
stroms des zweiten Paars Bauteile (T3, T4) mit langen Ver
bindungsleitungen ist.
10. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass das erste bis vierte aktive Bauteil
(T1-T4) jeweils einen Bipolartransistor aufweist, dessen
Ausgangs-, Steuer- und gemeinsamer Anschluss aus einer Kol
lektor-, einer Basis- bzw. einer Emitterelektrode bestehen.
11. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch ge
kennzeichnet, dass das erste bis vierte aktive Bauteil je
weils einen Feldeffekttransistor aufweisen, dessen Aus
gangs-, Steuer- und gemeinsamer Anschluss aus einer Drain-,
Gate- bzw. Sourceelektrode bestehen.
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