DE10000022A1

DE10000022A1 - Effizientes elektronisches Vorschaltgerät für Leuchtstoffröhren

Info

Publication number: DE10000022A1
Application number: DE10000022A
Authority: DE
Inventors: Michael Andrews
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1999-01-03
Filing date: 2000-01-03
Publication date: 2000-08-31
Also published as: GB0001796D0; GB2347029B; GB2347029A; CN1275045A; JP2000228321A; US6031339A

Abstract

Eine mit einem Luftspalt versehene Induktivität und eine Kapazität bilden eine Serienresonanz, die sich in Serie zu einer Leuchtstofflampe befindet. Das resultierende Serienresonanznetzwerk ist permanent mit einer (+)-Seite der Gleichstromversorgung verbunden, während das andere Ende zwischen der (+)-Seite der Gleichstromversorgung und der anderen (-)-Seite der Gleichstromversorgung umgeschaltet wird. Ein Umschaltvorgang tritt synchron zu den unterschiedlichen Polaritäten der Halbzyklen für den Strom auf, der in dem Resonanzkreis zirkuliert. In Serie zu dem Strom in dem Resonanzkreis befindet sich die Primärseite eines Phasenteilertreiberübertragers, der getrennte Sekundärseiten aufweist, die phasengesteuert sind, um die FET-Schalter zu steuern, um den oben erwähnten Umschaltvorgang vorzunehmen, wobei deren Windungsverhältnisse gewählt sind, um die Taktverhältnisse festzulegen, mit denen der Resonanzkreis geschaltet wird. Das geschaltete Ende ist mit dem einen (+)-Ende der Gleichstromversorgung für dessen gesamten zugeordneten Halbzyklus verbunden. Für deutlich weniger als den restlichen Halbzyklus ist derselbe mit der anderen (-)-Seite der Gleichstromversorgung verschaltet, um die Energie in der Schaltung wieder herzustellen und um diejenige Energie zu ersetzen, die in der Leuchtstofflampe dissipiert wurde.

Description

Der Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung bezieht sich auf das interessierende technische Gebiet einer "Spannungs gespeisten Resonanz bei einem elektronischen Vorschaltgerät für Leuchtstoffbeleuchtungskörper", das das gleiche interes sierende technische Gebiet wie verschiedene andere erteilte Patente ist. Eine Würdigung zwei dieser Patente kann für ei nen Leser dieser Patentanmeldung nützlich sein, dessen tech nischer Hintergrund auf diesem Gebiet nicht umfassend ist. Aus diesem Grund sind das US-Patent 5,008,596 (R. Kastl u. a., 16. April 1991) und das US-Patent 5,349,270 (U. Roll u. a., 20. September 1994) hierin durch Bezugnahme aufgenom men.

Die große Anzahl von Vorteilen einer Leuchtstoffbeleuchtung (z. B. der niedrige Leistungsverbrauch, die lange Lebensdau er) haben in den letzten Jahren die Entwicklung von batte riebetriebenen Lampen unter Verwendung von Invertierern (beispielsweise zum Camping) und der kompakten Leuchtstoff beleuchtungskörper angespornt, die als Einschraub-Austausch teile für übliche Glühbirnen vorgesehen sind. Selbst bei leitungsbetriebenen Anwendungen, bei denen in der Vergan genheit das ehrwürdige magnetische Vorschaltgerät verwendet worden ist (z. B. bei permanent eingebauten Deckenbeleuch tungskörpern in Gebäuden), ist damit begonnen worden, das magnetische Vorschaltgerät durch elektronische Vorschalt geräte zu ersetzen (die natürlich auch in den kompakten Leuchtstoffaustauschteilen für Glühbirnen zu finden sind). Folglich bestand ein sehr großes kommerzielles Interesse an elektronischen Vorschaltgeräten. Für eine allgemeine Einfüh rung hinsichtlich der Funktionsweise eines Vorschaltgeräts und der verschiedenen Lösungsansätze für solche Vorschaltge räte wird auf die ausgezeichnet lesbare und informative Mo torola-Anwendungsrichtlinie AN1049D (1990, 1994) verwiesen. Ein zusätzlicher technischer Hintergrund kann aus den hierin aufgenommenen Patenten erhalten werden. Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung betrifft das Gebiet, das die Anwen dungsrichtlinie mit dem Begriff elektronisches Vorschaltge rät vom "spannungsgespeisten Resonanzschaltungs"-Typ be zeichnet.

Trotz der gesamten Entwicklung, die durchgeführt worden ist, gibt es immer noch Raum für Verbesserungen. Erstens, die Schaltung sollte wirksam sein. Der Begriff Wirkungsgrad im pliziert viele Bedeutungen. Die verringerte Wärme ermöglicht eine längere Komponentenlebensdauer und eine erhöhte Frei heit für die Schaltungsentwicklung bezüglich Produktsitua tionen, die ansonsten nicht möglich wären. Die Leuchtstoff röhren selbst erzeugen anscheinend mehr Licht für eine gege bene Leistung, die in dieselben eingegeben wird, wenn die angelegte Leistung sinusförmig ist und eine ziemlich hohe Frequenz, z. B. 50 kHz, aufweist. Ungünstigerweise ist der sinusförmige Verlauf, der beispielsweise für eine Leucht stoffröhre vom Typ F40T12 benötigt wird, wesentlich; d. h. vielleicht 750 V_RMS (Effektivwert), um dieselbe zu starten, und etwa die Hälfte, um die dieselbe im Betrieb zu halten, sobald dieselbe gestartet ist. Es ist nicht trivial, unter solchen Bedingungen Verzerrungen in dem sinusförmigen Sig nalverlauf niedrig zu halten, insbesondere da die Röhre nicht eine einfache resistive Last darstellt. Schließlich kann es schwierig sein, die Röhre zu starten oder die Röhre kann sich dem Übergang von einer Start-Phase in eine Be triebsphase widersetzen, falls keine spezielle Vorrichtung aufgenommen ist, um die Elektroden vorzuheizen, um eine Kon ditionierung des Quecksilberdampfes in der Röhre zu unter stützen.

Ausgehend von diesem Stand der Technik besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein verbessertes span nungsgespeistes elektronisches Vorschaltgerät zu schaffen, das einen höheren Wirkungsgrad und ein weniger verzerrtes sinusförmiges Ausgangssignal aufweist, während gleichzeitig eine Leuchtstoffröhre zuverlässig gestartet werden kann, oh ne auf separate "Starter-Einrichtungen" zum Vorheizen der Elektroden zurückgreifen zu müssen.

Diese Aufgabe wird durch ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Leuchtstofflampe gemäß Anspruch 1 gelöst.

Eine mit einem Luftspalt versehene Induktivität und eine Ka pazität bilden einen Serienresonanzkreis, der sich selbst in Serie mit einer Leuchtstoffröhre befindet. Das resultierende Serienresonanznetzwerk ist permanent mit einer (+)-Seite der Gleichstromversorgung verbunden, während das andere Ende zwischen der (+)-Seite der Gleichstromversorgung und der an deren (-)-Seite der Gleichstromversorgung umgeschaltet wird. Das Umschalten tritt synchron zu den unterschiedlichen Pola ritäten der Halbzyklen für den Strom auf, der in dem Reso nanzkreis zirkuliert. In Serie zu dem Strom in dem Resonanz kreis ist die Primärseite eines Phasenteilertreiberübertra gers, der getrennte Sekundärseiten aufweist, die phasenge steuert sind, um FET-Schalter zu steuern, um das oben er wähnte Umschalten vorzunehmen, wobei deren Windungsverhält nisse gewählt sind, um die Tastverhältnisse auszuwählen, mit denen der Resonanzkreis umgeschaltet wird. Das geschaltete Ende ist für dessen vollständigen, zugeordneten Halbzyklus mit dem einen (+)-Ende der Gleichstromversorgung verbunden. Für deutlich weniger als den restlichen Halbzyklus ist das geschaltete Ende mit der anderen (-)-Seite der Gleichstrom versorgung verbunden, um die Energie in dem Serienresonanz kreis wiederherzustellen und die Energie zu ersetzen, die in der Leuchtstofflampe dissipiert bzw. abgegeben worden ist. Während der restlichen Zeit des verbleibenden Halbzyklusses ist keiner der FET-Schalter geschlossen, wobei ein Strom durch eine Diode fließt, die den FET umgeht, der mit der (+)-Seite der Gleichstromversorgung verbunden ist. Die mit einem Luftspalt versehene Induktivität unterstützt das Star ten und verbessert den Wirkungsgrad, indem Verzerrungen in der sinusförmigen Spannung, die die Lampe treibt, verringert werden.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt:

Fig. 1 eine Teilprinzipdarstellung eines elektronischen Vorschaltgeräts für eine Leuchtstofflampe, das ei nen spannungsgesteuerten Resonanzkreis verwendet und die Erfindung umfaßt.

Im folgenden wird nun auf Fig. 1 Bezug genommen. Dort ist eine Teilprinzipdarstellung einer Schaltung 1 für ein elek tronisches Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen gezeigt, das einen spannungsgespeisten Resonanzkreis verwendet. Es ist beabsichtigt, die Schaltung 1 über eine geeignete Ganzwel lengleichrichtung und -filterung (die auch eine Spannungs verdopplung aufweisen kann) und mit einer EMI-Filterung (EMI = Electro Magnetic Interference) direkt aus der Leitungs spannung des Wechselspannungsleitungsnetzes zu betreiben. Die Leistungsgleichrichtung und -filterung und die EMI-Fil terung sind im Stand der Technik bekannt und sind zur Ver kürzung der Beschreibung weggelassen worden. Es sollte fer ner offensichtlich sein, daß die Schaltung 1 auch von einem Batterie-versorgten Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler betrie ben werden könnte, falls dies erwünscht ist.

Im folgenden wird die Gesamtfunktionsweise der Schaltung 1 kurz erörtert, woraufhin die Konzentration auf die darin zu findenden Verbesserungen gerichtet wird. Die Plus-Seite der Gleichstromversorgung ist an eine Leitung 2 angelegt (V+), während die negative Seite an eine Leitung 3 (V-) angelegt ist. Ein Kondensator C₁ (4) stellt eine einfache zusätzliche Filterung dar und kann als eine Erweiterung der weggelasse nen Leistungs- und EMI-Filter gedacht sein.

Die Leuchtstofflampe FL₁ 33, die vom Typ F40T12 sein kann, befindet sich parallel zu einem Kondensator C₇ 32, wobei sich diese Parallelschaltung in Serie zu einem Kondensator C₅ 31, einem Kondensator C₆ 30 und einer Induktivität L₁ 24 befindet. Beim Einschalten besitzt die Lampe 33 eine Impe danz von mehreren Megaohm, wobei die Lampe 33 zündet, wenn dieselbe der hohen Spannung ausgesetzt wird, die sich über dem relativ kleinen Kapazitätswert des Kondensators C₇ 32 aufbaut. Diese Serien/Parallel-Schaltung wird tatsächlich einfach eine Serienschaltung, sobald die Lampe FL₁ 33 zündet oder sich einschaltet, da der Kondensator C₇ dann praktisch immer durch die niedrige Impedanz (200-300 Ohm) der Lampe 33 kurzgeschlossen wird. Diese Serienschaltung tritt mit der Induktivität L₁ 24 in Resonanz und wird hierin im folgenden als "der Serienresonanzkreis" bezeichnet.

Es ist zu beachten, daß der Serienresonanzkreis aus FL₁ 33, aus C₅ und C₆ (30-32) und aus L₁ 24 permanent an dem C₅-Ende mit der Plus-Seite 2 der Gleichstromleistungsversorgung ver bunden ist. Das andere Ende (bei L₁ 24) wird durch den Os zillationsvorgang der FETs Q₁ 8 bzw. Q₂ 10 zwischen der Plus-Seite 2 der Gleichstromversorgung und der Minus-Seite 3 umgeschaltet. Hier sind nun die Wege für den Strom in dem Serienresonanzkreis. Damit der Oszillationsvorgang beginnt, und um die von der Leuchtstofflampe FL₁ abgegebene bzw. dis sipierte Leistung zu ersetzen, wird der FET Q₂ 10 einge schaltet. Bezüglich der Elektronenstromrichtung bedeutet dies, daß die Elektronen von der Minus-Seite 3 der Versor gung, nach oben durch den FET Q₂ zu dem Umschaltknoten 34 und von dort durch die Primärseite 22, die eine Windung auf weist, zu dem Serienresonanzkreis in der Richtung des Pfeils 35 fließen, bis dieselben die positive Seite 2 der Gleich stromversorgung erreichen. Im folgenden werden die Halbzyk len, die dem eingeschalteten Zustand des FET Q₂ 10 zugeord net sind, als "Lade"-Halbzyklen bezeichnet. Die restlichen Halbzyklen (die eine entgegengesetzte Stromrichtung in dem Serienresonanzkreis aufweisen) werden als "Leerlauf"-Halb zyklen bezeichnet. Es wird deutlich, daß für den Strom (den Elektronenstrom) während der Leerlauf-Halbzyklen ein voll ständiger Weg in der Richtung des Pfeils 36 durch den Se rienresonanzkreis vorhanden sein muß, oder die Resonanz könnte nicht aufrecht erhalten werden. Dieser Weg verläuft von dem Umschaltknoten 34 durch einen eingeschalteten FET Q₁ 8 zu der Plus-Seite 2 der Gleichstromversorgung, und dersel be ist tatsächlich während des gesamten Leerlauf-Halbzyklus ses in Kraft, wobei dies damit konsistent ist, daß nicht beide Transistoren gleichzeitig eingeschaltet sind. (Es wird deutlich, daß die beiden FETs Q₁ und Q₂ besser niemals gleichzeitig eingeschaltet sein sollten!)

Es wird offensichtlich, daß, sobald ein stabiler Betriebs zustand erreicht ist, es für den FET Q₂ 10 nicht erwünscht ist, für einen größeren Teil des Lade-Halbzyklusses einge schaltet zu sein, als es notwendig ist, um durch die Leucht stofflampe FL₁ 33 dissipierte Leistung zu ersetzen. So ist derselbe tatsächlich typischerweise für etwa die Hälfte oder etwas weniger des Lade-Halbzyklusses eingeschaltet. Dies be deutet, daß noch ein weiterer Weg für den Strom in dem Seri enresonanzkreis vorhanden sein muß (d. h. für diejenigen Zeitperioden, die Teil des Lade-Halbzyklusses sind - was bedeutet, daß der FET Q₁ ausgeschaltet ist - wobei jedoch während derselben der FET Q₂ auch ausgeschaltet ist). Dieser Anteil des Lade-Zyklusses wird behandelt, als ob derselbe eine zusätzliche Leerlaufzeitdauer sein würde, wobei während dieser zusätzlichen Leerlaufzeitdauer der Strom durch die Diode D₁ 7 fließt. Die Diode D₂ 9 wird niemals verwendet, obwohl dieselbe immer vorhanden ist, da die Diode D₁ Teil des FET Q₁ ist (bzw. in dem gleichen Baustein wie der FET Q₁ angeordnet ist) und die Diode D₂ Teil des FET Q₂ ist. Die Hersteller der Transistoren stellen dieselben auf diese Wei se her, da dieselben für diesen Betriebstyp vorgesehen sind.

Es wird davon ausgegangen, daß der Widerstand R₁ 5 und der Kondensator C₂ 6 den FET Q₁ schützen, indem der resonante Anstieg der Spannung begrenzt wird, dem der FET ansonsten ausgesetzt werden würde, falls die Lampe FL₁ 33 niemals ge startet wurde, ausgebrannt wäre oder fehlen würde. Es wird davon ausgegangen, daß die Widerstände R₃ 14 und R₄ 13 zu sammen mit den Dioden D₃ 11 und D₄ 12 während verschiedener denkbarer Fehler anderer Komponenten einen Schutz für ihre zugeordneten Transistoren darstellen.

Bestimmte Teile der Schaltung 1 sind lediglich zum Starten vorgesehen und werden als nächstes beschrieben. Ein DIAC 16 wirkt auf eine bekannte Art und Weise mit einem Widerstand R₅ 18 und einem Kondensator C₄ 19 zusammen, um bei dem an fänglichen Anlegen einer Gleichleistung, indem der FET Q₂ 10 kurz in einen eingeschalteten Zustand gezwungen wird, eine Oszillation zu starten. Sobald diese Aufgabe erfüllt ist, sperrt eine Diode D₅ 17 diese Funktion, wodurch ermöglicht wird, daß die Oszillation unabhängig fortgeführt wird. Der Kondensator C₃ 15 unterstützt erfolgreich das Einschalten, indem sichergestellt wird, daß der FET Q₁ 8 ausgeschaltet bleibt, während der FET Q₂ 10 in einen eingeschalteten Zu stand gezwungen wird.

Im folgenden wird nun beschrieben, wie der Oszillationsstrom in dem Serienresonanzkreis verwendet wird, um die FETs Q₁ 8 und Q₂ 10 umzuschalten, um die Oszillation aufrecht zu er halten. Der Strom durch den Serienresonanzkreis durchläuft die Primärseite, die eine Windung aufweist, des Übertragers T₁ 20. Die Funktionsweise der Schaltung erinnert an den al ten Armstrong-Oszillator (mit Rückkopplungsspule) mit der Ausnahme, daß dieser eine Gegentakt-Version ist. Das heißt, die Sekundärwicklung A 21 erzeugt eine Spannung, die die be nötigte Polarität aufweist, um den FET Q₁ 8 einzuschalten, wenn die Richtung des Stroms (des Elektronenstroms) die des Pfeils 36 ist, wie sie beispielsweise während des Leerlauf- Halbzyklusses auftritt. Während dieser Zeit erzeugt die Se kundärwicklung B 23 eine Spannung, die die entgegengesetzte Polarität aufweist, die einen bereits nicht-eingeschalteten FET Q₂ 10 lediglich weiter in einen ausgeschalteten Zustand vorspannt. Während des Lade-Halbzyklusses werden die Polari täten umgekehrt, so daß der FET Q₁ 8 in einen ausgeschalte ten Zustand vorgespannt ist, während der FET Q₂ 10 für einen Teil des Ladezyklusses leitend sein wird. Die Spannungen, die an diesen Sekundärseiten A 21 und B 23 erzeugt werden, sind umgewandelte Signale, die zuverlässig den Signalverlauf des Stroms in den Serienresonanzkreis darstellen. Die A-Se kundärseite 21 weist eine größere Anzahl von Windungen als die B-Sekundärseite 23 auf. Dies ermöglicht, daß die A-Se kundärseite für beinahe den gesamten Leerlauf-Halbzyklus den FET Q₁ in einen leitenden Zustand bringt. Die geringere An zahl von Windungen auf der B-Sekundärseite reduziert den prozentualen Anteil des Lade-Halbzyklusses, der ein ausrei chend großes Signal erzeugt, um den FET Q₂ in einen leiten den Zustand zu bringen, wodurch folglich der Treiberpegel für den Serienresonanzkreis eingestellt wird. Der Übertrager T₁ ist vorzugsweise um einen Toroidkern aus Ferrit ge wickelt.

Im folgenden wenden wir uns nun den Eigenschaften der Induk tivität L₁ zu, die ein mit einem Luftspalt versehener Ferritinduktor ist. Tatsächlich müssen der interessierende Spalt oder die interessierenden Spalte nicht notwendigerwei se wirklich aus Luft sein. Dieselben könnten auch aus einem anderen Material sein, solange keine Bestandteile darin ent halten sind, die eine magnetische Beeinflussung bzw. Beein trächtigung hervorrufen könnten. Verschiedene Kunststoffma terialien sind geeignet, wobei jedoch jegliche Metalle, selbst wenn diese nicht magnetisch sind, aufgrund ihrer Ver luste (z. B. durch Wirbelströme usw.), die sich ergeben könn ten, als ungeeignet betrachtet werden. Ferrit ist aufgrund der Betriebsfrequenz und dem Bedarf nach niedrigen Verlusten unumgänglich. Der Induktor L₁ 24 tritt mit der Serienschal tung C₅ 31 und C₆ 30 (d. h. mit 0,05 µF) bei einer Frequenz von 50 kHz in Resonanz.

Der Induktor L₁ kann wie folgt aufgebaut sein. Zwei runde Ferritkerne 25 (z. B. Lodestone-p/n-9477015002), deren Quer schnitte einem "E" ähneln, sind durch ein verlustarmes nicht-magnetisches Abstandsstückmaterial 28 (Schichtkunst stoff) getrennt, das 0,010 Zoll (0,010") dick ist. Die Mit telpfeiler der Kerne 25 sind jeweils um 0,0025 Zoll (0,025") zurückgesetzt, um einen zusätzlichen Abstand von 0,005 Zoll (0,005") für einen Gesamtabstand von 0,015 Zoll (0,015") an dem Spalt 29 zu erzeugen. Ein Spulenkörper 26, der 140 Drahtwindungen 27 trägt, ist über den Pfeilern aufgesetzt, wobei das gesamte Werkstück 24 geeignet zusammengeklebt oder vergossen ist.

Es wird gegenwärtig angenommen, daß der mit einem Spalt ver sehene Ferritinduktor 24 diese Verbesserung liefert, wobei dies jedoch nicht mit letzter Sicherheit feststeht. Es ist bekannt, daß Induktoren manchmal mit einem Spalt versehen sind, um eine Sättigung des Kernmaterials zu verhindern, wie es bei den Schwingdrosselspulen der Fall ist, die bei Lei stungsversorgungen verwendet werden, die große Ausschläge in dem Strom, der der Last zugeführt wird, erfahren. Der Spalt in einer Schwingdrosselspule ist ein Hilfsmittel, das eine verbesserte Regelung erzeugt, ohne das zugrunde liegende Problem zu lösen, daß eine (größere) Drosselspule, die weni ger einfach in Sättigung geht, erforderlich ist. Das Vorse hen eines gleich ausgelegten Induktors mit einem weniger leicht gesättigten Kern anstelle des mit einem Spalt verse henen Induktors L₁ 24 erzeugt nicht die Verbesserung, die mit dem mit einem Spalt versehenen Bauteil erhalten wird. Das heißt, es wird davon ausgegangen, daß die vorzeitige Sättigung des Kerns 25 in dem Induktor L₁ 24 nicht "das Problem" darstellt. Es wird daran erinnert, daß der interes sierende Serienresonanzkreis die Lampe FL₁ 33 umfaßt, die keine einfache, sich gut verhaltende Lampenimpedanz auf weist. Bei einigen Kommentaren sind solche Lampen und ent sprechende Lasten als "aktive Lasten" bezeichnet worden, da sich deren momentane Impedanz während des Betriebs auf unre gelmäßige Weise ändert. Man geht davon aus, daß die Lampe FL₁ einen mittleren Fall einer nicht-linearen Dynamik zeigt. Es wird ferner davon ausgegangen, daß der Spalt in dem In duktor 24 dies auf eine vorteilhafte Weise kompensiert. Die Qualität der sinusförmigen Oszillation in dem Serienreso nanzkreis verbesserte sich deutlich, als der Spalt allmäh lich eingebracht wurde, wobei die Röhre zuverlässiger star tete und der Gesamtschaltungswirkungsgrad sich von einem Prozentwert in dem mittleren 80er-Bereich auf den unteren 90er-Bereich erhöhte.

Claims

Elektronisches Vorschaltgerät für eine Leuchtstofflam pe, mit:
einem ersten Gleichleistungsversorgungsleiter (2), der eine Versorgungsspannung verteilt;
einem zweiten Gleichleistungsversorgungsleiter (3), der die Rückführseite der Versorgungsspannung ist;
einem ersten und zweiten Schalttransistor (8, 9) in Se rie, wobei die Serienschaltung derselben zwischen den ersten und zweiten Leistungsversorgungsleiter geschal tet ist, und die Verbindungsstelle (34) des ersten und des zweiten Schalttransistors miteinander ein geschal teter Knoten ist;
einem Induktor (24), der einen mit einem Spalt versehe nen Kern (25) aufweist und in Serie zu einer Kapazität (30, 31) und einer Leuchtstofflampe (33) ist, wobei diese Serienschaltung aus drei Elementen einen Serien resonanzkreis mit einem ersten und zweiten Anschluß an den äußeren Enden der Serienschaltung bildet;
wobei der erste Anschluß des Serienresonanzkreises mit dem ersten Gleichleistungsversorgungsleiter verbunden ist;
einem Übertrager (20) mit einer Primärwicklung (22) und einer ersten (21) und zweiten (23) Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung zwischen den ersten Anschluß des Serienresonanzkreises und den geschalteten Knoten geschaltet ist;
wobei die erste Sekundärwicklung gekoppelt ist, um den Leitungszustand des ersten Schalttransistors zu steu ern;
wobei die zweite Sekundärwicklung hinsichtlich der er sten Sekundärwicklung eine entgegengesetzte Phase auf weist und angekoppelt ist, um den Leitungszustand des zweiten Schalttransistors zu steuern; und
wobei die Größe des Spalts (28) in dem Kern des Induk tors gewählt ist, um eine Verzerrung einer sinusförmi gen Spannung, die über der Leuchtstofflampe aufgebaut wird, zu minimieren.