CN86101648A - 带有绝缘旁路绕组的不间断电源 - Google Patents

Abstract

不间断电源包括一个变压器，其第一输入绕组使逆变器交流电源和苛刻的交流负载耦合，其第二输入绕组可以在逆变器电路不正常运行时从旁路电源供电给负载。逆变器是四象限脉宽调制型，容许对作为逆变器直流电源的蓄电池再充电；用电感来改变公用事业电压源电压和逆变器电压之间的相位关系，以产生最小的逆变器有功电流和“无盈亏”工作条件；采用升压装置升高公用事业电压，进一步使正常工作期间要求的无盈亏逆变器电流最小且流通效率最大。

Description

有许多应用场合，在那里确保设备由不间断的交流电源供电、确保供电电压是频率预先确定且恒定不变的纯粹且无噪音的正弦波之问题变得愈益重要。普通公用事业的电力线路被用来提供这种供电电压，可是易受系统完全停电、电压降低、使电压超过正常水平的电涌以及由电力线路碰到的各种类型的干扰噪音等问题的影响。

对于许多实用场合，电力线路的这种缺点并没有什么害处，至多是不方便。但是，在带有别的要求比较苛刻的负载，比如计算机设备时，电力线路的电压波形相对于恒定频率、无噪音正弦波的任何“常态”的和“共态”的偏差，会使已存信息损失或者负载设备对信息处理异常，两者都会产生严重的恶果。

现有技术已提出了各种将在某种程度上多少弥补上述电力线路供电缺点的电源系统。其中之一即所谓不间断电源（UPS）设备，采用互相串联的蓄电池充电器、蓄电池和逆变器，充电器由交流电力线路供电，逆变器供给交流于计算机或其他苛刻的负载。尽管公用事业线路有小的过电压、欠电压或干扰噪音，电力线路都维持蓄电池正常充电，逆变器则利用蓄电池所贮的能量产生频率纯、振幅稳的正弦波供给苛刻的负载。万一电力线路长时间中断供电时，蓄电池和逆变器将在一定的时间内维持负载所需的电流，过了那段时间，蓄电池的放电被测出，这套设备就断开、停止使用，或者采取其他保护措施，比如换接到别的备用电源上。

这种应用尽管很有效，然而有些时候，UPS的逆变器部分会碰到非寻常需求的负载。因为逆变器的阻抗是有限值，当出现随时会发生的电动机起动或负载短路等重负载时，输出电压就要下降。在这类重负载存在期间，输出电压将降到不可接受的水平。为了解决这个问题，UPS设备将使负载旁路，即将负载从UPS逆变器输出端断开，把它接于其它内阻低几个数量级的备用电源（旁路电源），在不降低输出电压的情况下供电给所需的重负载。采用旁路法的问题在于，现在负载籍以工作的正是本来促使采用UPS的电源。经验表明，现代计算机及其他灵敏设备对于共态噪音比对于来自公用事业电力起伏的常态噪音更为敏感。

因此，本发明的基本目的是，提供一种经改进的不间断电源系统，它包括具有一个和负载连接的输出绕组和一对输入绕组的变压器、包括蓄电池和逆变器在内的第一交流电源、旁路第二交流电源、以及用来分别使所述第一电源和第一个输入绕组、所述旁路第二电源和第二个输入绕组交替接通、断开的转换开关。靠采用隔离的旁路绕组，即使在旁路方式时也能实现对负载的最大保护，因为当必须转换到旁路方式时，防止共态噪音的功能是连续起作用的。而且，这种构成允许电源电压不同于旁路电压及负载电压。

本发明的另一个目的是，提供一种高效率的不间断电源和供给苛刻负载以所望交流电压的线路调节器，不需要独立的充电器和逆变器，因此，没有那些需要这类设备的系统昂贵并且效率高。

最近发展了这样的不间断电源和线路调节器系统，其中电力线路通过串联电感和负载、逆变器输出相耦合，逆变器是一种接在蓄电池和负载之间的双向脉宽调制（PWM）正弦波逆变器。在这样的系统中，所产生的正弦波的相位可以按所愿望的根据电力线路电压的相位来改变，以而改变供给负载的那部分逆变器电流的量值和相位。在典型的运行状态，这个相位角可以设定并进而自动保持在这样的值，使得足以供给负载所需的电力加上系统中的损失，再加上维持蓄电池工作或者使其再充电所要求的电力。

通常由电力线路供给负载而因此也供至逆变器输出端的交流电压的量值实际上等于线路电压本身。于是，在靠变压器的三个相应的绕组实现逆变器输出、负载端和电力线路端之间耦合的场合，和电力线路连接的绕组的匝数等于耦合到负载端的匝数;也就是说，依据负载设备要以和线路电压相同的交流电压供电的原则，匝数比是1∶1。以这种设计工作时，由于下文将要陈述的理由，发现这样的系统在正常的“无盈亏”工作期间，零负载时，具有最小的逆变器电流，带负载时，逆变器电流则比最小值大得多;当具有滞后的负载功率因数时，所要求的逆变器电流（导致逆变器的规格）会很大，因此系统过于昂贵。再则，一般不可能获得最大的流通效率（through-putefficiency）。

所以，本发明的再一个目的是提供这样一种类型的不间断电源和线路调节器，它利用一个电感，线路电压通过电感馈至逆变器输出端和负载端，逆变器是四象限PWM正弦波型，但在接近于“无盈亏”工作点处额定工作所要求的逆变器电流最小化，并且，系统的流通效率最大化。

本发明的进一步的目的是提供一种保持负载、逆变器输出端和线路电压端之间隔离的系统。

在结合附图研究以下的说明以后，本发明的其他目标和优点将更为显而易见，附图有：

图1是现有技术的电源系统的方框图，包括将稳定化交流电压供给苛刻负载的逆变器;

图2是包括具有一个隔离旁路绕组的变压器的基本电源系统的方框图，旁路绕组用来使电源和负载耦合;

图3是图2的电源系统修改方案的方框图，包括和电力线路串联的、控制功率因数用的电感;

图4是图3系统的等效电路图;

图5和图6是说明图3和图4的设备工作状态的向量图;

图7是表示逆变器电流与线路电压的关系;

图8是表示变压器耦合设备提供的电压升高的等效电路;

图9表示流通效率对线路供电电压的关系;

图10A和图10B分别表示用独立的电感设备和用变压器分路设备来调节功率因数的电路图;

图11是本发明推荐实施例的电路图;

图12是图11设备的变压器绕组耦合的图示;

图13A和图13B是进一步说明图11的发明的工作状态的向量图;

图14是采用本发明电源的系统的方框图;

图15A和图15B是说明用本发明的系统得到的双向线路调节的波形图。

首先参看图1所示现有技术的系统，交流供电线路电压源10和整流器/充电器12连接，它把交流电压变成直流电压，对蓄电池16充电。蓄电池两端的电压又被用来驱动逆变器18，逆变器把蓄电池的直流电压转换成交流电压，并通过转换开关19和输出线22将其供给苛刻的交流负载23。用这种系统，电力线路可以断开一段时间，此时逆变器继续供给所要求的交流电压、同时保护负载不受干扰噪音、电流冲击、瞬时电压降和线路电压波形不规则的影响。当出现重载时，有旁路电源14，装置将通过转换开关19将负载切换至旁路电源14。

图2和图1相似，但变压器20提供使逆变器或旁路电源轮换和苛刻负载耦合的装置。变压器20用来提供不同的旁路源电压和线路电压，还提供不同的苛刻负载的电压。转换开关19确定迅速改变电源的方式。

图3类似图2，表示本发明的一个实施例。在这个实施例中，电力线路24通过一个串联电感27将交流电压供给四象限脉宽调制正弦波逆变器26，逆变器的输出经变压器耦合装置28和苛刻负载23连接。蓄电池30接于逆变器，逆变器确定苛刻负载的电流有多少取自线路、多少取自蓄电池，以及多少逆变器电流用来使蓄电池充电。

本图表示的是额定工作状态;当工作在旁路方式时，转换开关19闭合，使旁路电源14和变压器耦合装置28连接，同时切断公用电力线路源24。

此外，如图3所示，本发明提出了对图2所示的一般类型系统的改进。

现在要按照图3解释系统的构成和工作原理，然后详细叙述本发明所作的改进。

图4是图3总配置的简化等效电路图。画出了线路电压E_U、流过电流I_i的串联电感L_s以及被供以负载电流I_o的苛刻负载Z_o。逆变器和苛刻负载实际上是互相并联的，通过串联电感自供电线路24供以电压。

用于这种电路的广义相位图示于图5，所示的情况中，公用电力线路电压E_U和逆变器输出电压E_i之间的夹角是β，逆变器电压滞后。电感两端的电压E_L是向量E_U和E_i之间的向量差，因此，是连接后两个向量矢端的向量，对实际上无损失的电感来说，电感电流I_L和E_L成直角，假定负载电流I_o滞后于逆变器电压一个负载功率因数角θ。逆变器电流I_i等于负载电流I_o和电感电流I_L之间的向量差，如图中所示。图中还标出了I_L对E_U的滞后角α。

图6表示改变线路电压E_U和逆变器输出电压E_i之间夹角β所产生的效果;E_U和E_i的量值相等，为简单计，所示例子相当于负载功率因数为1。

如图所示，当β小时（例如β＝β₁），输入或电感电流I_L1也小;逆变器电流I_i1差不多和逆变器电压E_i同相，所以，逆变器输出有效功率，不靠公用供电线路而满足负载的要求;在这种情况下，逆变器蓄电池放电。

β稍为增大时（β＝β₂），I_L2增加颇明显，事实上，它的实部（即沿水平轴的投影）等于I_o，负载功率全部由电力线路供给。因为I_i2滞后于逆变器电压E_i90°，没有有效功率流入或流出逆变器，所以蓄电池电流为零（不计损耗）。但是逆变器中实际上流有无功电流，如向量I_i2表示。我们将实际上没有有效功率流入或流出逆变器的这种状态称为“无盈亏”情况。

对于更大的输入电压位移角（β＝β₃），I_L3大得多，逆变器电流I_i3也很大;但是，向量I_i3的方向表明，有效功率流入逆变器，此时，在以位移角β₃工作期间，逆变器蓄电池在充电。

如从图6所见，改变输入位移角β就明显地改变了逆变器电流I_i的量值。表1就归纳了对于不同的满载功率因数和输入电感（L_S）值，β和I_i的变化。计算这张表明时，假定对于“无盈亏”（蓄电池充电电流和逆变器有效功率等于零）以及“蓄电池充电”（充电电流或者有效逆变器功率等于0.2P·U·）两种情况，逆变器效率均为83%，表中的P·U·表示每单位，即，全部参数包括电感都按负载电压和电流归一化。

对任何给定的负载、输入电压以及充电电流条件，输入电压位移角β都随电感L_S值增加而增大。但是，在-15%电力线路电压（E_U＝0.85），L_S等于0.4P·U·时，逆变器电流是最小的。以这一最佳电感值，当负载功率因数为0.8滞后时，仍必须选择逆变器大可以处理满载电流的130%（无盈亏情况）。然而，在这些条件下，为了给蓄电池充电，要求为额定电流的150%的逆变器。

图7表示在无盈亏工作状态，逆变器电流的变化作为输入电压（归一化）的函数。注意到当功率因数为1时，逆变器在输入或电力线路电压E_U等于1.1P·U·时电流最小。按照本发明，系统性能籍放大或转换输入线路电压为1.1倍而得以改善，如图8所示。

于是图8以等效电路表示本发明系统，线路和输入到电感L_s之间的电压提高到1.1倍，（在这个等效电路中，它是靠自耦变压器连接方式来达到的）。以1.1的比值，实际上无载时的逆变器电流比满载时的大，如图7中箭头所指出的。

表2表明，当输入电压以1.1的比率变换时，所要求的逆变器电流减少。表中包括E_U和I_L之间的输入功率因数角α。如指出过的那样，输入功率因数实际上在-15%线路电压时得到改善，即，E_U＝0.935（1.1×0.85）。

用这种方式变换输入电压的效果进一步说明于图9，图中，流通效率画作纵座标，归一化的线路电压E_U画作横座标，适用于效率为83%的逆变器。在输入电压变换比约为1.1的情况下，当逆变器电流最小时，流通效率差不多为最大值。所指数值是就120V、3KVA系统而计算的。由此可见，对功率因数为1的负载，1.1的变比给出了实际上最大的流通效率，对于功率因数0.8滞后和0.9超前两种情况，则给出合理的流通效率。对其它具有不同功率因数的负载，可以采用另外的适当的变化来得到最大流通效率和最小的“无盈亏”逆变器电流。

图10A和图3类似，不过表示了一种可以用本发明的装置。在这个例子中，公用电力线路24经一个串联电感25供交流电压给四象限PWM正弦波逆变器26，而逆变器输出通过变压器耦合装置28连接于苛刻负载22。蓄电池30和逆变器26连接，逆变器确定了苛刻负载的电流有多少取自公用电力线路、多少取自蓄电池，以及有多少逆变器电流用来给蓄电池充电。

这张图所示的系统处于正常工作状态。当工作于旁路方式时，转换开关19动作，使旁路电源14和变压器耦合装置28连接，公用电力线路24从绕组76断开，逆变器通过N_TL_S电感27接于变压器耦合装置，电感的选择应能够反映耦合装置的匝数比，使其与先前用电力线路24带电感25工作时精确地一致。这能使逆变器实行蓄电池的再充电，甚至在负载和旁路电源连接时，也能维持蓄电池处于所要求的水平。

在图10B的改进方案中，代替电感L_S，在变压器耦合装置28中插入具有相同有效电感量的磁分路M。苛刻负载绕组80、逆变器绕组78和旁路绕组112紧紧耦合在一起，接公用电力线路的绕组76则和其他绕组松耦合。耦合程度被选择得和图10A独立的电感L_S等价。

上面主要讨论了入、出电压相等的系统。如本技术领域人们熟知的那样，变压器能使人们将一种交流电压转换成另一种。但是，对设备输入绕组来说变压比改变时，L_S自动放大到输入电压要求的修正值。同样能够更改变压器的任何一个绕组，以便从任意的输入电压产生任意苛刻负载要求的电压，如果需要，重负载时旁路到第三电压的备用电源上。

现在看图11，所示的是本发明推荐的实施例，适用于线路电压交流120V、负载电压交流120V、负载要求的功率为60H_Z、3KVA、负载功率因数为1的典型情况。本例中提供120V直流电压的蓄电池40经熔断器42接于并联电容器44，其典型的电容量约为15000μf。跨接于蓄电池的也是四象限PWM正弦波逆变器46，它由PWM滤波器48和按桥路接线的四个晶体管-二极管A、B、C和D，蓄电池接在桥路上、下节点50、52之间，桥路的另两个节点54和56接PWM滤波器的输入线58和60。桥的每一边A、B、C、D都由大电流NPN开关晶体管并联一个大电流半导体二极管构成。

桥路的上部两段A和C，两个晶体管的集电极和蓄电池的正端相连接，发射极则分别和桥的输出线58和60连接。A、C两段的两个二极管极性接法是这样的，其阴极和蓄电池正端连接，下部两段B和D中的晶体管与二极管的接法和A、C两段的相反。这种电路以及用作PWM逆变器的工作原理是本技术领域人们熟知的。这样工作时，四个开关晶体管的基极按预先确定的次序、预定的次数、预定的间隔（本例中，正弦波每一周26次）成对地导通和截止，因此桥路的输出线58和60就供以具有代表正弦波能量的脉宽调制脉冲信号，于是信号通过低通PWM滤波器48后产生和蓄电池能量一致的正弦波。在一般场合，滤波器的电容器C_T和C_F每个都具有大约200μf的电容量，两个线圈L_F每一个都约为400μH，线圈L_T的电感量约为13μH，这样构成的低通滤波器其频带上限约在3KH_Z，在PWM脉冲的载频处有一个拒波阱。逆变器的输出端70、72经转换开关19跨接在变压器84的逆变器绕组78上。在一般场合，变压器的绕组78的匝数约等于供电给负载的负载绕组80的匝数的1/2（即，如果绕组80的匝数为N₂，那么逆变器输出绕组78的匝数等于 1/2 N₂）。在旁路工作期间，公用电力线路通过无接点开关120和绕组112连接。在一般场合，变压器绕组112的匝数和绕组80的匝数一样。按旁路方式工作时，逆变器经交流开关60和电感61同变压器绕组端71、72相连，容许逆变器靠变压器84的绕组78来工作，就像接在公用电力线路上一样。

变压器绕组112、78和80互相紧密耦合，例如，在共同的铁心84上把一个绕在另一个上部，这样，逆变器输出电压就是负载电压。变压器绕组80直接接于负载输入端88和90。无接点开关120、60和122都是用来使UPS装置更迅速地切换到备用电源。它们由一对反极性并联的可控硅整流元件组成，每个元件都可以籍施加于控制极的信号来触发，于是，一对元件作为一个双向电子开关，可以根据表示任何不正常工作情况的电信号来工作，比如表示由于负载扰动而致的大的负载电压变化。

诸如此类的系统，它们的背景材料和工作原理已被描述。例如：在Intelec    81，pp·126-131中，G·J·Smollinger和W·J·Raddi所著的“由脉宽调制正弦波逆变器同步、向交流电源回馈能量”（“Reverse    Energy    Through    an    A·C·line    Synchronized    Pulse    Width    Modulated    Sine-Wave    Inverter”），在Intelec    78，PP·50-581中，由R·Rando所著“交流三端口装置-一种新的不间断交流供电电源”（“AC    Triport-A    New    Uninterruptible    AC    Power    Supply”），Intelec    81，PP·210-215中G·E·Neajsm所著的“一种用存贮程序控制的三端口不间断电源”（“A    Stored-Program    Controlled    Triport    UPS”），以及在4th    Internatioral    PCI    Conference    on    power    Convesion，March，1981·PP·521-529中Z·Noworolski和K·Goszyk所著的“高效率的不间断供电电源”（“High    Efficiency    Uninterruptible    Power    Supply”）。

图11中未作详细叙述的部分，就其一般形式代表一种用于靠蓄电池使苛刻的交流负载工作、以及用于从交流电源给蓄电池充电的、已知类型的逆变器系统，因此不必更详细说明。

由导线96和98构成的交流电力线路经输入端108和110接到变压器绕组76上，这个绕组和绕组112、80、78安装在同一铁芯上，但是靠插入磁分路114和116来达到松耦合，通常，磁分路由铁氧体磁性材料组成，插入的位置使得一部分磁分路或旁路，不使它们在线圈76和线圈112、80和78之间延伸;每一块磁分路都设计得两边至少有小的空气隙，这样不至于发生完全分路。这种结构和措施是本技术领域中所周知的，这里不必详述，这样一种变压器的实际安排示于图12，图中变压器绕组的标号与前同、磁分路块标以140和142。这种由电感来去耦合的方法容许代表绕组112和绕组78电压的向量独立地调整。

在图11的实施例中，电源线路96和绕组76之间的连接包括串联熔断器150和形式上类似于无接点旁路开关120和交流开关60的交流断路开关122，在需要时，它同样可以靠由开关控制装置150加至可控硅控制极上的电信号来工作。比如，当公用电力线路出故障时，开关122便自动打开，完全由蓄电池和逆变器供给负载电力。

在这个发明的实施例中，变压器绕组80的匝数N₂对绕组76的匝数N₁之比R不是1，即N₂/N₁＝1.1。其意义将结合图8、图13和图14特别说明。

示于图8的简化等效电路可用于图11的系统，绕组80和76的匝数比N₂/N₁由自耦变压器上抽头位置表示，实际上，它使加到电感L_S输入端的线路电压从E_U增加到高10%的值E^′ _U。在图11的例子中，串联电感L_S实际上是由变压器84以及变压器中的磁分路块114、116来提供的。如前面结合图7和图9说过的那样，这个升压比1∶1使得在额定工作期间，系统要求的无盈亏逆变器电流最小，而流通效率最大。

本例中变压器84是EI结构，加上前述的磁分路来减弱绕组76和绕组112、78和80之间的磁通，本例中给出L_S的有效值为5mH。

图13A和图13B从不同的方面图解根据本发明所应用的线路电压升高的工作情况和效果。图13A表示现有技术中典型设备中的相位关系，其中，E_U＝E_i且E_i滞后于E_U（例如在通常的工作状态下，滞后23°）。差向量E_L仍代表串联电感L_S两端的电压，通过电感的电流则以向量I_L表示，它同E_L成直角。假定本例中输出电流和输出电压同相位（即，负载功率因数是1），于是I_o向量和向量F_i同方向。差向量I_i则代表逆变器中实际的环流，虽然没有有效功率馈入或取自逆变器，但在这些条件下环流总是存在的。

图13B是根据本发明改进的对照系统中存在的情况，因此线路电压E_U实际上以1∶1的变换比提升到新值E^′ _U，E^′ _U足够高，因而E_L向量垂直、I_L向量滞后E_L90°，其方向和逆变器电流I_o一致并且大小相等。所以它供给了全部负载电流，既没有有效电流也没有无功电流进出于逆变器，就如希望的那样，实现了关于逆变器电流最小化的改善，也达到了改进的流通效率。

从图13A和13B可见，改变E^′ _U长度其作用就像固定E_L和I_L互成直角却可以绕E_i向量的矢端一同旋转，于是，适当选择E^′ _U的长度，就能使I_L转到和I_o方向一致，而不管I_o的方向如何，例如，I_o的方向可以依赖于负载因数而改变。

图14作为一例表示一类可以纳入本发明的UPS的系统。在这个例子中，像Z80微处理器芯片那样的微处理器300，以取自存贮器302中一定程序的信息控制逆变器输出正弦波的频率和相位β;表示特殊应用参数的系统专用信息取自系统专用装置304;有关线路电压、负载电压、线路电流、负载电流、蓄电池电流和蓄电池电压的数字信息取自模/数转换器308;有关线路开关、旁路开关、过热、过电压或其他任何希望监视的参数的各种各样监视信息则靠I/O接口310传递;靠适当的显示设备312实现信息的互相交换。微处理器也自间断控制环节310接收有关的线路电压，逆变器电压、时间等参数以及任何其他希望了解的参数的信息。本例中，微处理器控制一个计数定时芯片（CTC）载频振荡器400和一个CTC    60Hz振荡器402，前者在线路404上产生等于脉宽调制脉冲重复率的载频（通常为60Hz线路频率乘26），后者由正弦波发生器410产生线路频率的纯正弦波函数，其量值为120V。PWM控制环节420控制逆变器422，假定在本例中就是图11的电路，这就确定了接通PWM桥路中晶体管用的脉冲相位与宽度。逆变器反馈从负载450接至比较或误差放大器电路452，它用来检出并放大从逆变器反馈的电压和正弦波发生器410来的理想化正弦波电压的差值，这个差值被馈入PWM控制环节420，在极性和量值上修正负载处出现的正弦波的缺陷。正常情况下，该正弦波和公用电力线路的正弦波同步。但是，为了公用电力线路中断的情况下提供合适的正弦波给比较电路，微处理器包括一个由蓄电池供电的稳定的晶控参照振荡器，产生频率为所要求线路频率的理想正弦波。

微处理器保持参照正弦波和公用电力线路的正弦波在频率上同步，也控制它们之间的相移角。它也检查全部系统参数，将它们同预先设定的软件比较。用户可以通过图形显示板获得这些系统参数。

图15A和15B表示采用本发明的隔离系统得到的双向线路调节作用。如图15A所示，如果线路电压E_U由带有噪音齿的正弦波组成，供给负载的逆变器电压E_i却是纯粹的正弦波;图15B表明，即使负载电流I_o如所示那样畸变，它也不会反射到公用电力线路端使I_U畸变，I_U仍然是纯正弦波。

所示本发明推荐的实施例利用带磁分路的变压器来提供等效的串联电感L_S，并由完全分开的隔离变压器绕组的匝数比N₂/N₁来提供电压升R。但是，本发明关于逆变器电流最小化和流通效率最大化的许多优点也可以按其它联接方式获得，如其串联电感L_S实际上可以是在线路高端和逆变器输出之间接集总电路串联电感器。很像图8的简化等效电路表示的那样，事实上利用图8所示的自耦变压器而不是如实施例中的完全隔离的变压器绕组也是可能的。

尽管E^′ _U/E_U的比为1∶1对许多实用场合是推荐值，在有些实施例中最小逆变器电流也可能发生在升压比不同于1∶1的情况下，这时R可作不同的选择以使无盈亏工作期间逆变器电流最小。那就是说，在有些场合，负载功率因数可能不以1为中心，而会是一个颇偏离于1的平均值，在这种情况下，R会选择为很不同于1∶1的值，才使正常工作期间逆变器电流达到最小。

因此，尽管为了定义完整，本发明就规定的实施例作了叙述，但应理解，在不偏离本发明实质和范围的情况下，可以有多种多样有别于已示实施例的具体方案。（表1和表2）

Claims (12)

1、供给诸如计算机那样的苛刻负载以稳定交流功率的一种电源系统，其特征在于：

(a)包括一个和负载连接的输出绕组以及第一、第二输入绕组的变压器部分；

(b)包括供给交流功率的蓄电池和逆变器的第一电源部分；

(c)包括供给交流功率的旁路电压源的第二电源部分；和

(d)具有分别使所述第一电源与所述第一输入绕组交替接通、断开，使所述第二电源和所述第二输入绕组交替接通、断开的第一和第二工作状态的转换开关。

2、如权利要求1中定义的设备还包括第三电源部分，它包括用来对所述变压器部分供给交流功率的公用事业电压源。

3、如权利要求2中定义的设备还包括用来改变所述第三电源电压（F_U）和第一电源电压（E_i）之间的角向量关系，以使得在无盈亏条件下逆变器电流（I_i）的有功分量最小的装置。

4、如权利要求3中定义的设备还包括使所述公用事业电压源的电压相对于所述第一电源的电压得以升高的装置，使正常工作期间系统所要求的无盈亏逆变器电流最小、且使流通效率最大。

5、如权利要求3中定义的设备中，所述向量关系变化装置包括一个电感（L）。

6、如权利要求3中定义的设备其中所述向量关系变化装置包括磁分路部分（M），用来改变所述变压器绕组之间的耦合。

7、如权利要求6中定义的设备，其中所述变压器部分包括一个和所述公用事业电压源连接的第三输入绕组，所述磁分路部分安排成至少使所述第三绕组同所述第一、第二绕组部分地隔离。

8、如权利要求7中定义的设备，其中所述电压升高装置包括一个自耦变压器。

9、如权利要求7中定义的设备，其中所述变压器部分包括和所述公用事业电压源连接的第三输入绕组，所述输出绕组的匝数大于所述第三绕组的匝数，以产生要求的升高电压。

10、如权利要求7中定义的设备还包括可以籍所述转换开关来操作的装置，用来在所述逆变器和所述第一绕组之间连接一个等效电感（N_TL_S）其大小就如公用事业电源和所述第三绕组连接时所生电感相符，于是即使在负载接于旁路电源时也容许逆变器使蓄电池再充电。

11、如权利要求10中定义的设备，其由所述的逆变器包括一个四象限脉宽调制正弦波逆变器。

12、如权利要求11中定义的设备其中所述转换开关包括对每个输入绕组用一对反极性并联的可控硅整流元件，以及用来使所述元件随系统的不正常运行而工作的开关控制装置。

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