CN220359040U - 一种谐振式半桥llc与同步整流推挽双向dc-dc变换电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC‑DC变换电路，包括：位于左侧的第一网络；位于右侧的第二网络；其中，所述第一网络与所述第二网络通过变压器T1对称设置；能量由第一网络流向第二网络时，第一网络为半桥谐振网络，第二网络为推挽网络；能量由第二网络流向第一网络时，第一网络为全桥整流网络，第二网络为推挽网络。本实用新型的有益效果是，开关损耗较小，不容易损坏；副边同步整流，效率大幅提高；简化了电路结构，更容易实现，控制简单。

Description

一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路

技术领域

本实用新型涉及电力电子应用领域，特别是涉及一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路。

背景技术

在新能源兴起的时代，电池充电与储能技术越来越走近我们的日常生活中，而充电与储能必然与充放电技术关联，目前有很多的充放电设施在市场上应用，但大多是交流转直流与直流转交流的，即充电器与逆变器的组合。也有部分双向直流转直流的电路拓扑应用，但是都是一些传统的拓扑的简单组合，如小功率的DC－DC通常会用反激－反激，推挽－推挽等拓扑，较大功率的也会用全桥－全桥、全桥－推挽等拓扑；这些拓扑存在着一个共同的缺点：效率低，开关损耗大，随着电动汽车的发展，对双向DC－DC应用又提出了新的要求：低损耗，高效率，以达到对储能电池的最大化应用。

公开日为2014年7月09日，公开号为CN102201739B的中国专利文献公开了一种对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器，它的两侧拓扑结构对称，所使用的元件采用复合功能设计。当高频变压器一侧的开关网络、谐振网络起作用时，另一侧的开关网络、谐振网络自动演化为整流器-负载网络，两侧网络一同构成完整的LLC谐振变换器，实现该方向的功率变换；由于结构完全对称，逆向也成立，当进行逆向变换时，拓扑结构将自动重构，组成逆向LLC谐振变换器，实现逆向的功率变换。

上述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的缺点是：拓扑原边工作时是谐振式半桥模式，能实现谐振软开关，但由于采用了C11与C12两个串联分体谐振电容和与它们并联的保护二极管VD15与VD16，电路结构复杂，谐振点会因C11、VD15和VD16的存在产生变化，无法与开关频率配合，使V11与V12工作在零电压开关或零电流开关状态，增加了高压空载起机或负载动态变化时的开关损耗过大损坏的风险；同时，由于副边是通过VD23、VD24、VD21、VD22形成的全桥整流，正向损耗很大；因此效率也因此大受影响。

发明内容

本实用新型的目的是为解决现有的双向DC-DC变换电路的效率低，开关损耗大的问题，提供一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路，简化了电路结构，副边实现了同步整流技术，具有损耗低、效率高的优点。

本实用新型为解决上述技术问题所采用的技术方案是，一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路，包括：位于左侧的第一网络；位于右侧的第二网络；其中，所述第一网络与所述第二网络通过变压器T1对称设置；能量由第一网络流向第二网络时，第一网络为半桥谐振网络，第二网络为推挽网络；能量由第二网络流向第一网络时，第一网络为全桥整流网络，第二网络为推挽网络。

使用上述的技术方案，左边第一MOS管、T1的原边绕组、电感L、电容C、第二MOS管构成第一网络，T1两个副边绕组、第三MOS管、第四MOS管构成第二网络。当电路从第一网络向第二网络传递能量时，第一网络为原边的标准半桥谐振网络，第二网络为副边的标准推挽网络；当电路从第二网络向第一网络传递能量时，第一网络为副边的标准全桥整流电路，第二网络为原边的标准推挽网络。

作为优选，第一网络包括：变压器T1的原边绕组；与原边绕组一边连接的第一MOS管；与原边绕组另一边连接的电感L；与电感L连接的电容C和第二MOS管；分别与第一MOS管和第二MOS管连接的第一二极管与第二二极管。具体的，当能量由左边向右边传递时，第一MOS管开通，能量从输入电源V dc1+传递到第一MOS管，然后再传递到T1的原边绕组，然后传递到电感L，再由电感L传递到电容C，最后传递到输入电源V dc1-，此时，T1的原边绕组电感、漏感与电感L和电容C形成谐振。而当电路从右边向左边传递能量时，变压器T1的原边绕组、第一二极管、第二二极管、第一MOS管、第二MOS管作为副边形成一个标准的全桥整流电路。这样，不但电路结构简单，而且当电路从第一网络向第二网络传递能量时，第一网络即为原边的标准半桥谐振网络，作为原边为谐振软开关工作模式，工作效率更高。

作为优选，第二网络包括：变压器T1的两个副边绕组；与所述副边绕组连接的第三MOS管和第四MOS管。具体的，当变压器T1靠下副边绕组电压大于负载端第二滤波电容两端电压时，第四MOS管体二极管自然导通，若将第四MOS管驱动信号与第一MOS管同步或根据变压器原边谐振电压耦合到副边绕组两端电压的时差进行第四MOS管的驱动信号延时，就可以实现同步整流。这样，不但电路结构简单，而且当电路从第一网络向第二网络传递能量时，第二网络作为原边的标准推挽网络，作为副边为同步整流工作模式，因此拓扑的工作效率极高。

作为优选，第四MOS管包括体二极管，体二极管开通近似为零电压开通。具体的，第四MOS管也同时导通，能量的流向为：变压器副边下绕组到负载输出端Vdc2+流向负载流向Vdc-流向第四MOS管流向变压器副边下绕组，形成闭环能量传递。这样，闭环能量传递，是的效率更高。

作为优选，变压器T1中还包括：原边电感与漏感。具体的，T1的原边绕组电感、漏感与电感L和电容C共同形成谐振。这样，变压器T1中的原边电感与漏感与电感L和电容C共同形成谐振，工作效率更高。

作为优选，第一MOS管与第四MOS管同步开关，第二MOS管与第三MOS管同步开关。具体的，原边继续保持谐振，当原边电流将过零时，第一MOS管零电流关断，原边谐振电流从第二MOS管体二极管回流，随后第四MOS管关断，第二MOS管零电压开通，原边电流开始反向谐振，副边第三MOS管开通，直到反向能量传递结束。第一MOS管与第四MOS管同步开关，第二MOS管与第三MOS管同步开关，控制简单，能够有效的提高效率。

作为优选，电感L与电容C位置可调换。具体的，电感L与电容C位置调换后，T1的原边绕组电感、漏感与电感L和电容C依旧共同形成谐振。这样有效简化了电路结构，更容易实现。

作为优选，DC-DC变换电路还包括第一滤波电容和第二滤波电容。具体的，第一滤 波电容和第二滤波电容在整流电路中，可以滤除交流成分。使输出的直流更平滑。

本实用新型一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路，简化了电路的结构，左侧为第一网络，右侧为第二网络，当电路从第一网络向第二网络传递能量时，第一网络为原边的标准半桥谐振网络，第二网络为副边的标准推挽网络；当电路从第二网络向第一网络传递能量时，第一网络为副边的标准全桥整流电路，第二网络为原边的标准推挽网络。

本实用新型的有益效果是，开关损耗较小，不容易损坏；副边同步整流，效率大幅提高；简化了电路结构，更容易实现，控制简单。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

图1是本实用新型一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路的一种实施例的电路示意图；

图2是本实用新型一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路的另一种实施例的电路示意图；

图中：1、T1的原边绕组；2、T1靠上副边绕组；3、T1靠下副边绕组；4、第一二极管；5、第二二极管；6、电感L；7、电容C；8、第二MOS管；9、第一MOS管；10、第一滤波电容；11、第三MOS管；12、第四MOS管；13、第二滤波电容；14、第一开关管；15、第二开关管；100、第一网络；200、第二网络。

实施方式

下面通过实施例，并结合附图对本实用新型技术方案的具体实施方式作进一步的说明。

在本申请使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。

实施例1：

在图1所示的实施例1中，本实用新型提供一种技术方案：一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路，包括：位于左侧的第一网络100；位于右侧的第二网络200；其中，所述第一网络100与所述第二网络200通过变压器T1对称设置；能量由第一网络100流向第二网络200时，第一网络100为半桥谐振网络，第二网络200为推挽网络；能量由第二网络200流向第一网络100时，第一网络100为全桥整流网络，第二网络200为推挽网络。

本实施例中，谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路的示意图如图1所示。第一网络100包括：变压器T1的原边绕组1；与原边绕组一边连接的第一MOS管9；与原边绕组另一边连接的电感L6；与电感L6连接的电容C7和第二MOS管8；分别与第一MOS管9和第二MOS管8连接的第一二极管4与第二二极管5。第二网络200包括：T1靠上副边绕组2和T1靠下副边绕组3；与所述副边绕组连接的第三MOS管11和第四MOS管12。谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路还包括第一滤波电容10和第二滤波电容13。

本实施例中，变压器T1中还包括：原边电感与漏感；12包括体二极管，体二极管开通近似为零电压开通；电感L6与电容C7位置可调换；第一MOS管9与第四MOS管12同步开关，第二MOS管8与第三MOS管11同步开关。

本实施例中，谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路的工作原理为：当能量由左边向右边传递时，第一MOS管9开通，能量从输入电源V dc1+传递到第一MOS管9，然后再传递到T1的原边绕组1，然后传递到电感L6，再由电感L6传递到电容C7，最后传递到输入电源V dc1-，此时，T1的原边绕组1电感、漏感与电感L6和电容C7形成谐振，当变压器T1靠下副边绕组3电压大于负载端第二滤波电容13两端电压时，第四MOS管12体二极管自然导通，若将第四MOS管12驱动信号与第一MOS管9同步或根据变压器原边谐振电压耦合到副边绕组两端电压的时差进行第四MOS管12的驱动信号延时，就可以实现同步整流，即12也同时导通，能量的流向为：T1靠下副边绕组3到负载输出端Vdc2+流向负载流向Vdc-流向第四MOS管12流向T1靠下副边绕组3，形成闭环能量传递。原边继续保持谐振，当原边电流将过零时，第一MOS管9零电流关断，原边谐振电流从第二MOS管8体二极管回流，随后第四MOS管12关断，第二MOS管8零电压开通，原边电流开始反向谐振，副边第三MOS管11开通，直到反向能量传递结束。由于原边为谐振软开关工作模式，副边为同步整工作模式，因此拓扑的工作效率极高，第一MOS管9、第二MOS管8、第三MOS管11与第四MOS管12同步开关，因此控制简单。

本实施例中，当电路从右边向左边传递能量时，第二网络200为原边的标准推挽网络，第一网络100中变压器T1的原边绕组1、第一二极管4、第二二极管5、第一MOS管9、第二MOS管8作为副边，形成一个标准的全桥整流电路，同样的，为提高效率，第一MOS管9与第四MOS管12同步开关，第二MOS管8与第三MOS管11同步开关。

实施例2：

本实施例与实施例1的结构大致相同，区别点在于，如图2所示，本实施例中，将第一二极管4与第二二极管5用第一开关管14和第二开关管15进行替代，并且第一MOS管9、第四MOS管12和第二开关管15可同步开关，第二MOS管8、第三MOS管11与第一开关管14可同步开关，这样，由左向右传递能量时，变换的同步整流控制与实施例1中相同，而由右向左传递能量，变换时也能同步整流，进一步提高了效率。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本实用新型进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本实用新型的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本实用新型的权利要求范围当中。

Claims (8)

1.一种谐振式半桥LLC与同步整流推挽双向DC-DC变换电路，其特征在于，包括：

位于左侧的第一网络；

位于右侧的第二网络；

其中，所述第一网络与所述第二网络通过变压器T1对称设置；

能量由第一网络流向第二网络时，第一网络为半桥谐振网络，第二网络为推挽网络；

能量由第二网络流向第一网络时，第一网络为全桥整流网络，第二网络为推挽网络。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述第一网络包括：

变压器T1的原边绕组（1）；

与所述原边绕组一边连接的第一MOS管（9）；

与所述原边绕组另一边连接的电感L（6）；

与所述电感L（6）连接的电容C（7）和第二MOS管；

分别与第一MOS管和第二MOS管（8）连接的第一二极管（4）与第二二极管（5）。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述第二网络包括：

变压器T1的两个副边绕组；

与所述副边绕组连接的第三MOS管（11）和第四MOS管（12）。

4.根据权利要求3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述第四MOS管包括体二极管，体二极管开通近似为零电压开通。

5.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述变压器T1中还包括：原边电感与漏感。

6.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述第一MOS管与第四MOS管同步开关，第二MOS管与第三MOS管同步开关。

7.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路，其特征在于，

所述电感L与电容C位置可调换。

8.根据权利要求1或2或3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述DC-DC变换电路还包括第一滤波电容（10）和第二滤波电容（13）。