CN218998044U - 一种双反馈压控振荡电路及通信系统 - Google Patents

一种双反馈压控振荡电路及通信系统 Download PDF

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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

本实用新型公开了一种双反馈压控振荡电路及通信系统，该电路包括DC供电电路、频率调谐电路和振荡管电路；振荡管电路包括第一振荡管Q1、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第五电感L5和第三电阻R3；第三电容C3连接第一振荡管Q1的集电极与基极，构成第一振荡管Q1的cb反馈切入点，第四电容C4连接第一振荡管Q1的发射极与基极，构成第一振荡管Q1的eb反馈切入点。本实用新型为高频率VCO的设计提供了一种新的电路，独特的双反馈切入点设计，使得振荡器集电极与基极、射极与基极之间，构成了独特的双反馈振荡电路，使其应用于高频振荡电路的设计时，可以轻易获得更高的振荡频率，更优的输出信号质量。

Description

一种双反馈压控振荡电路及通信系统
技术领域
本实用新型属于振荡电路领域，具体涉及一种双反馈压控振荡电路及通信系统。
背景技术
锁相环式本振是通信系统收发机的重要组成部分，在变频方案中，LNA(Low NoiseAmplifier，低噪声放大器)放大天线接收到的射频信号，与本振进行混频，将有用信号混频为中频。在零中频的系统设计方案中，收发机往往采用集成本振芯片获得本振信号输出。集成本振芯片优势十分明显——高集成度，低功耗，更大的振荡范围，更高的振荡频率；其缺陷在于输出信号相位噪声差，易产生杂散点，而对该VCO(Voltage ControlledOscillator，压控振荡器)指标进行优化，往往只能通过对配置进行简单的修改，可优化空间十分有限。
因此，要在高频率获得良好的本振信号质量，往往采用PLL(Phase Locked Loop，锁相环)+VCO的方式进行分立式锁相环的搭建，如图1所示。然而，在高频率下设计良好振荡信号质量的VCO并非易事。首先是VCO的电路设计，部分VCO受限于其结构，很难突破更高的频率，或在高频率点不能获得良好的稳定性与信号质量。其次，PCB的设计对振荡器性能而言，也起到了决定性的作用，PCB布局与走线的不合理，会直接导致VCO的相位噪声大幅的恶化或起振出现问题，高频率VCO对PCB布局要求更是苛刻。最后，VCO需要经过长期的调试、修改、优化，才能达到一个较为理想的效果，高频VCO对元器件的变化更为敏感，调试过程更加困难。
实用新型内容
针对现有技术中存在的问题，本实用新型提供一种双反馈压控振荡电路及通信系统，以获得更高的振荡频率与良好的输出信号质量。
本实用新型提供了如下技术方案：
一种双反馈压控振荡电路，包括DC供电电路、频率调谐电路和振荡管电路；振荡管电路包括第一振荡管Q1；
其中，DC供电电路包括振荡管集电极DC供电电路和振荡管基极DC供电电路，分别与第一振荡管Q1的集电极和基极相连，为第一振荡管Q1的集电极和基极提供电压；
频率调谐电路包括第一变容二极管D1、第一电容C1、第二电容C2、第三电感L3和第四电感L4；第三电感L3和第四电感L4并联，其一端接地，另一端通过第二电容C2与第一振荡管Q1的基极相连，并联电感的另一端还通过第一电容C1与PLL芯片的电荷泵输出端相连，PLL芯片的电荷泵输出端通过第一变容二极管D1接地；
振荡管电路还包括第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第五电感L5和第三电阻R3；第三电容C3连接第一振荡管Q1的集电极与基极，构成第一振荡管Q1的cb反馈切入点，第四电容C4连接第一振荡管Q1的发射极与基极，构成第一振荡管Q1的eb反馈切入点；第一振荡管Q1的基极、发射极和集电极分别通过第六电容C6、第五电容C5和第七电容C7接地，第六电容C6容值远小于第五电容C5和第七电容C7；第一振荡管Q1的发射极还依次通过第五电感L5和第三电阻R3接地，第五电感L5和第三电阻R3共同组成第一振荡管Q1发射极的直流负载，其中第五电感L5隔离第一振荡管Q1发射极与第三电阻R3的交流信号，第三电阻R3作为第一振荡管Q1发射极的直流偏置电阻；第一振荡管Q1的集电极通过第八电容C8输出信号。
进一步的，振荡管集电极DC供电电路包括第一电感L1，通过第一电感L1提供DC电压给第一振荡管Q1的集电极。
进一步的，振荡管基极DC供电电路包括第一电阻R1、第二电阻R2和第二电感L2，第一电阻R1与第二电阻R2组成分压电路，所得分压通过第二电感L2给第一振荡管Q1的基极提供电压。
进一步的，PLL芯片的电荷泵输出端电压通过环路滤波器进行滤波，由寄存器控制电压输出，使得第一变容二极管D1的容值产生变化，进而在频率调谐电路的共同作用下产生振荡频率的变化，构成频率调谐振荡电路。
进一步的，第一变容二极管D1、第一电容C1、第二电容C2、第三电感L3和第四电感L4共同决定振荡电路的振荡频率。
进一步的，第一电容C1和第二电容C2为高精度容值电感，第三电感L3和第四电感L4为高精度电感，第三电感L3和第四电感L4远距离布置，避免互感。
一种通信系统，该通信系统采用上述的双反馈压控振荡电路。
本实用新型与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：
本实用新型为高频率VCO的设计提供了一种新的电路，独特的双反馈切入点设计，使得振荡器集电极与基极、射极与基极之间，构成了独特的双反馈振荡电路，使其应用于高频振荡电路的设计时，可以轻易获得更高的振荡频率，更优的输出信号质量。
附图说明
图1为分立式锁相环框图；
图2为VCO仿真电路图；
图3为振荡电路ADS仿真图；
图4为振荡周期ADS仿真图；
图5为VCO设计电路图。
具体实施方式
下面对本实用新型的实施例作详细说明，本实施例在以本实用新型技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本实用新型的保护范围不限于下述的实施例。
本实用新型为一种双反馈压控振荡电路，应用于低相噪、高频率的分立式振荡器电路设计，创新的双交流反馈电路设计，使得振荡器可以有效获得稳定的高频率输出信号，即使振荡频率高于2GHz，其输出信号仍能保持拥有良好的相位噪声。使用本实用新型设计的分立式频率合成器或VCO应用于基站、便携式收发机、手持式设备等，可有效提升设备抗干扰能力，降低射频电路信号噪声系数，改善发射信号EVM(Error Vector Magnitude，误差向量幅度)。
图2即为应用本技术的VCO设计仿真电路，以Ciller振荡器模型为基础，进行了独特的电路开发设计，以此获得更高的振荡频率与良好的输出信号质量。该振荡电路包括：DC供电电路、频率调谐电路和振荡管电路；其中，DC供电电路包含振荡管集电极DC供电、振荡管基极DC供电。
振荡管集电极DC供电包括第一电感L1，通过第一电感L1提供DC电压给第一振荡管Q1的集电极，由于电感具备“通直流、阻交流”特性，使得振荡器的交流信号不能通过第一振荡管Q1的集电极传输至电源端。
振荡管基极DC供电包括第一电阻R1，第二电阻R2，第二电感L2。第一电阻R1与第二电阻R2组成分压电路，此分压电路输出端电压Ub与直流电源供电电压Uvcc之间的关系为：
Figure BDA0003924792950000031
分压电路输出端电压Ub通过第二电感L2为振荡管基极提供偏置电压，同时使得振荡器的交流信号不能通过第一振荡管Q1的基极传输至电源端。
频率调谐电路包括第一变容二极管D1，第一电容C1，第三电感L3，第四电感L4，第二电容C2。PLL芯片的Charge Pump(电荷泵)管脚输出的直流电压Ucp通过环路滤波器进行滤波，由寄存器控制Ucp电压输出，使得第一变容二极管D1的容值产生变化，进而在频率调谐电路的共同作用下产生振荡频率的变化，构成振荡器的频率调谐振荡电路。第三电感L3、第四电感L4采用高精度电感并联的方式，获得的感值
Figure BDA0003924792950000041
通过第一变容二极管D1、第一电容C1、Lβ、第二电容C2共同决定振荡电路的振荡频率。
振荡管电路包括第三电容C3，第四电容C4，第五电容C5，第六电容C6，第七电容C7，第八电容C8，第五电感L5，第三电阻R3，第一振荡管Q1。C3连接第一振荡管Q1的集电极与基极，构成第一振荡管Q1的cb反馈切入点，第四电容C4连接第一振荡管Q1的发射极与基极，构成第一振荡管Q1的eb反馈切入点。第六电容C6、第五电容C5、第七电容C7分别为第一振荡管Q1基极、发射极、集电极的交流负载。第五电感L5、第三电阻R3共同组成第一振荡管Q1发射极的直流负载，其中第五电感L5隔离第一振荡管Q1发射极与第三电阻R3的交流信号，第三电阻R3作为第一振荡管Q1发射极的直流偏置电阻。第八电容C8为隔直电容。
本电路的创新设计主要体现在以下几点：
1、双反馈高频振荡电路设计
在通信系统的应用中，要求本振达到更高的输出频率，更好的信号质量时，分立式本振往往会被使用。VCO是锁相环的重要组成部分，为了产生更高的振荡频率，需要选用更高过渡频率的振荡管，适用于高频的振荡电路，才能获得理想的效果。
采用本技术的双反馈高频振荡电路设计，可以使得振荡器有效输出高频率、低相噪的信号。如图2所示，C4连接振荡管发射极与基极，C3连接振荡管集电极与基极，构成双反馈切入点，由此而使得电路可以使得振荡器获得更高的频率，更良好的相位噪声信号输出。通过对该电路进行ADS仿真(Advanced Design System)，获取到的振荡电路仿真结果如图3，振荡电路在经过约0.35us后进入了稳定的振荡状态。
将振荡信号截取一小段分析，查看振荡周期是否持续稳定，如图4所示。通过图4可以看出，振荡电路起振后信号振荡周期持续稳定，每个周期振荡幅度稳定，振荡器在产生信号振荡后，持续输出了稳定的振荡信号。
2、高精度起振电路设计
D1、C1、C2、L3、L4共同决定了振荡频率，然而当振荡频率过高时，给振荡电路中元器件的选择带来一系列的困难：
①电容容值、电感感值变小，精度要求高；
②电感感值过小，线绕电感器件Q值达不到要求，造成振荡信号相位噪声恶化；
③电感器件感值过大或过小，无符合振荡电路要求的器件感值。
如果不能解决上述问题，振荡电路将无法输出预期的振荡信号。
采用本技术设计的振荡电路中，C1、C2选用高精度容值电感，作为振荡电路调谐频率的电容；L3、L4采用高精度电感并联的方式，获得的感值
Figure BDA0003924792950000051
通过合理的PCB布局，有效避免L3、L4近距离器件并联摆放产生互感，调整L3、L4电感感值，使得感值Lβ达到要求值，且器件Q满足振荡电路要求。从Lβ的公式可以看出，当L3、L4感值接近，器件感值出现少量误差时，对并联后的感值L_β影响远比单个器件要小，很大程度上减少了电感精度误差对高频振荡器的影响。
3、高频稳定振荡设计
由于设计不合理，在高频振荡电路中，引入寄生参数造成的影响比低频振荡电路更大。除此之外，适应于高频振荡电路的振荡管极性电压偏置、极性负载、交直流隔离的合理设计，才能使得振荡器获得高频率、低相噪的信号输出。
采用本技术设计的振荡电路中，进行了如下稳定性振荡设计：
①所有偏置电压输入、偏置电阻在引入振荡电路时，由于其仅提供直流偏置不参与振荡器的频率振荡，这些电路必须在隔离交流后直接跨接在振荡电路中，所有不参与振荡的器件与PCB走线不应存在于振荡电路中，避免引入非必要的寄生参数对振荡电路造成影响。
②振荡管基极、射极、集电极设计了交流负载，分别为C6、C5、C7，需要注意的是，C6容值必须远小于C5和C7，因为C6靠近与Charge Pump(电荷泵)输入连接的起振电路，若C6容值过大，则会导致起振电路不工作，也会影响振荡管的正常工作。
③振荡管本质为三极管，遵循“发射结正偏，集电结反偏”的原则，设计振荡管的极性电压偏置。一般的，集电极电压Uc通常为振荡管额定电压，基极电压Ub由R1、R2决定，发射极电压Ue由R1、R2、R3共同决定。根据振荡管频率特性，当振荡电路工作在低频时，Ub、Ue均小于
Figure BDA0003924792950000052
当振荡电路工作在高频时，Ub、Ue均大于
Figure BDA0003924792950000053
通过设定R1、R2、R3阻值，使得振荡管满足当前的振荡电路工作频率。
应用本技术设计的分立式频率合成器或VCO，可以获得输出超2GHz的振荡频率、更宽的频率调谐范围，以及该工作频率下良好的相位噪声。振荡电路工作于2GHz时，振荡频率可调谐范围超150MHz，起振频率误差小于20MHz，且由于高精度的双电感并联设计，使得设计电路具备良好的一致性。
图5即为本技术应用的2GHz VCO电路，在锁相环式高频本振中的应用。Vcc通过L1隔离交流后，为振荡管集电极提供稳定的直流电压；基极偏置电压并非满幅的振荡管供电电压，因此其偏置电压为Vcc通过R1、R2分压后隔离交流供给；通过调整R3阻值，进而调整振荡管发射极偏置电压。
PLL(Phase Locked Loop)芯片的电荷泵CP(Charge Pump)端口输出变化的电压信号，通过环路滤波器抑制环路中的噪声与杂散，接入VCO振荡电路，使得变容二极管D1的容值产生变化，进一步的使得振荡电路的输出频率发生变化。
振荡频率f由D1、C1、C2、L3、L4决定，其中变容二极管D1在PLL(Phase LockedLoop)芯片的电荷泵CP(Charge Pump)管脚电压Ucp＝2.5V时的容值为CD1。振荡频率
Figure BDA0003924792950000062
的公式如下：
Figure BDA0003924792950000061
其中，L3与L4为并联，感值接近，通过合理的PCB布局避免互感，从而减小振荡电路在高频下器件精度不足带来的影响。VCC为振荡电路提供直流电压，其幅值参照振荡管的供电要求。值得注意的是，对于同一种振荡管而言，其所在振荡电路的输出频率不同，基极的电压偏置也是不同的，因此，在设计不同振荡频率的VCO电路时，需要通过调整R1，R2电阻对振荡管电压偏置进行调整，使得振荡管稳定工作于该振荡电路。
在D1、C1、C2、L3、L4确定后，振荡器的工作频率基本确定，振荡管过渡频率ft仅决定其可被设计的振荡频率，并不影响振荡电路实际的振荡频率。C3与C4容值设计可使得振荡电路可以达到更高频率，更好的信号质量；C6、C5、C7分别为振荡管基极、发射极、集电极的交流负载，使得振荡管在该振荡电路中持续稳定的输出振荡信号。
应用于本技术的振荡电路进行上述实施后，使得振荡电路输出端VCO out所产生的信号达到更高的振荡频率，更好的输出信号质量，可被广泛应用于通信系统。
本领域的技术人员容易理解，以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种双反馈压控振荡电路，其特征在于，包括DC供电电路、频率调谐电路和振荡管电路；振荡管电路包括第一振荡管Q1；
其中，DC供电电路包括振荡管集电极DC供电电路和振荡管基极DC供电电路，分别与第一振荡管Q1的集电极和基极相连，为第一振荡管Q1的集电极和基极提供电压；
频率调谐电路包括第一变容二极管D1、第一电容C1、第二电容C2、第三电感L3和第四电感L4；第三电感L3和第四电感L4并联，其一端接地，另一端通过第二电容C2与第一振荡管Q1的基极相连，并联电感的另一端还通过第一电容C1与PLL芯片的电荷泵输出端相连，PLL芯片的电荷泵输出端通过第一变容二极管D1接地；
振荡管电路还包括第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第五电感L5和第三电阻R3；第三电容C3连接第一振荡管Q1的集电极与基极，构成第一振荡管Q1的cb反馈切入点，第四电容C4连接第一振荡管Q1的发射极与基极，构成第一振荡管Q1的eb反馈切入点；第一振荡管Q1的基极、发射极和集电极分别通过第六电容C6、第五电容C5和第七电容C7接地，第六电容C6容值远小于第五电容C5和第七电容C7；第一振荡管Q1的发射极还依次通过第五电感L5和第三电阻R3接地，第五电感L5和第三电阻R3共同组成第一振荡管Q1发射极的直流负载，其中第五电感L5隔离第一振荡管Q1发射极与第三电阻R3的交流信号，第三电阻R3作为第一振荡管Q1发射极的直流偏置电阻；第一振荡管Q1的集电极通过第八电容C8输出信号。
2.根据权利要求1所述的双反馈压控振荡电路，其特征在于，振荡管集电极DC供电电路包括第一电感L1，通过第一电感L1提供DC电压给第一振荡管Q1的集电极。
3.根据权利要求1所述的双反馈压控振荡电路，其特征在于，振荡管基极DC供电电路包括第一电阻R1、第二电阻R2和第二电感L2，第一电阻R1与第二电阻R2组成分压电路，所得分压通过第二电感L2给第一振荡管Q1的基极提供电压。
4.根据权利要求1所述的双反馈压控振荡电路，其特征在于，PLL芯片的电荷泵输出端电压通过环路滤波器进行滤波，由寄存器控制电压输出，使得第一变容二极管D1的容值产生变化，进而在频率调谐电路的共同作用下产生振荡频率的变化，构成频率调谐振荡电路。
5.根据权利要求1所述的双反馈压控振荡电路，其特征在于，第一变容二极管D1、第一电容C1、第二电容C2、第三电感L3和第四电感L4共同决定振荡电路的振荡频率。
6.根据权利要求5所述的双反馈压控振荡电路，其特征在于，第一电容C1和第二电容C2为高精度容值电感，第三电感L3和第四电感L4为高精度电感，第三电感L3和第四电感L4远距离布置，避免互感。
7.一种通信系统，其特征在于，该通信系统采用权利要求1至6中任意一项所述的双反馈压控振荡电路。
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