CN111416576B - 一种基于同轴介质谐振腔的振荡器及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于同轴介质谐振腔的振荡器，其包括调谐网络、晶体管网络和终端网络；调谐网络内设有同轴介质谐振腔；晶体管网络分别与调谐网络和终端网络连接；调谐网络用于调节电路的振荡频率和相噪指标；晶体管网络用于调整负阻所在频率范围及负阻的幅值大小；终端网络为π型网络或T型网络，用于实现输出匹配及谐波抑制。本发明还提供基于同轴介质谐振腔的振荡器的设计方法。本发明的有益效果在于：振荡器工作时的相位噪声低，能提供纯净的本振源；终端网络能实现负载牵引及滤波功能。采用二次谐波作为工作频率，降低谐振腔的谐振频率，同时降低PCB板寄生参数对谐振腔性能的影响，可有效提高谐振网络的Q值，降低加工和调测难度。

Description

一种基于同轴介质谐振腔的振荡器及设计方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种基于同轴介质谐振腔的振荡器及设计方法。

背景技术

频率源是通信、雷达、仪器、空间电子设备以及电视等电子设备的心脏，其性能的好坏直接影响到系统的性能指标，而本振源是频率源的关键部件，其指标直接决定着整个频率源的性能。随着雷达和无线通信行业的不断发展，系统对本振源的性能也提出了越来越高的要求，寻求低相噪和高稳定度的本振源成了主要的发展趋势。在现代通讯设备中，通常要求本振源不仅频率稳定度高、相位噪声低、体积小，而且要具有电调压控频率的特性，以满足锁相等要求。

现有技术中，振荡器的低相噪是通过使用高Q值的稳频器件来实现的。介质谐振器是一种被广泛应用于L波段至毫米波波段微波器件的高Q值元件。在实际应用中，介质谐振器一般分为圆柱介质谐振器和同轴介质谐振器两种。圆柱介质谐振器需要用粘合剂粘在介质基片上，这就给介质振荡器的稳定工作带来了隐患。由于外部工作环境的变化，可能造成介质谐振器脱落而使得振荡器停振，导致系统出现故障。

而同轴介质谐振器是直接焊接在电路板，其可靠性和稳定性都得到很大的提高。对于X波段至毫米波段的振荡器一般采用的是圆柱介质谐振器，而在L至C波段，由于圆柱介质谐振器的体积过大，所以更多采用同轴介质谐振器作为低相噪振荡器的稳频元件。现在业界的研究趋势是使用同轴介质压控振荡器结合倍频技术来逐步替代X波段甚至更高频段的圆柱介质振荡器。所以对同轴介质压控振荡器进行的研究工作具有重要的工程实用意义。

在使用同轴谐振腔作为稳频元件时，谐振腔的耦合电容取值十分关键。当频率较高时，高Q值电路需要的耦合电容将是几十飞法级甚至更小，常规的射频电容无法实现如此的规格，因此谐振腔难以发挥最佳性能。

在实际应用中，使用现有同轴介质谐振腔作为稳频元件来设计5.75GHz频率振荡器时，由于5.75GHz振荡频率较高，采用直接在5.75GHz起振的方式设计，PCB板寄生参数很容易将谐振腔性能拉偏，导致输出频率相噪较差，性能难以满足设计要求。

因此，急需研发一种基于同轴介质谐振腔的5.75GHz频率振荡器和该振荡器设计方法。

发明内容

有鉴于此，为了解决现有技术中，基于同轴介质谐振腔的振荡器的输出频率相噪较差，性能难以满足设计要求的问题。本发明提供一种基于同轴介质谐振腔的振荡器，其包括调谐网络、晶体管网络和终端网络；所述调谐网络内设有同轴介质谐振腔，所述同轴谐振腔为稳频元件；所述晶体管网络分别与所述调谐网络和所述终端网络连接；所述调谐网络用于调节电路的振荡频率和相噪指标；所述晶体管网络用于调整负阻所在频率范围及负阻的幅值大小；所述终端网络为π型网络或T型网络，其用于实现输出匹配及谐波抑制。

较佳地，所述调谐网络包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第二电感、第三电感、第五电感、第六电感、谐振腔、第七电容、第八电容和第一电源；所述第一二极管的负极、所述第二二极管的负极和所述第二电感的一端相互连接；所述第五电感的一端分别与所述第二二极管的正极和所述第三二极管的正极连接；所述第三电感的一端分别与所述第三二极管的负极和所述第四二极管的负极连接；所述第六电感的一端分别与所述第四二极管的正极和所述第七电容的一端连接；所述第七电容的另一端、所述谐振腔的一端和所述第八电容的一端相互连接；所述第二电感的另一端和所述第三电感的另一端均与第一电源连接；所述第一二极管的负极、所述第五电感的另一端、所述第六电感的另一端和所述谐振腔的另一端均接地。

较佳地，所述谐振腔为四分之一谐振波长型谐振腔或二分之一谐振波长型谐振腔。

较佳地，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管、所述第四二极管均为变容二极管。

较佳地，所述晶体管网络包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第三电容、第六电容、第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、晶体管、第七电感和第二电源；所述晶体管的基极、所述第十一电容的一端、所述第一电阻的一端、所述第二电阻的一端、所述第九电容的一端相互连接；所述第九电容的另一端与所述调谐网络连接；所述第一电阻的另一端与所述第二电源连接；所述第十一电容的另一端、所述晶体管的发射极、所述第十二电容的一端、所述第七电感的一端相互连接；所述第三电阻的一端与所述第七电感的另一端连接；所述第三电容的一端、所述晶体管的集电极、所述第十电容的一端和所述第一电阻的另一端相互连接；所述第六电容的一端与所述第三电容的另一端连接；所述第二电阻的另一端、所述第三电阻的另一端、所述第六电容的另一端、所述第十电容的另一端、所述第十二电容的另一端均接地。

较佳地，所述终端网络包括第四电容、第五电容和第四电感；所述第四电容的一端分别与所述第六电容的一端和所述第三电容的另一端连接；所述第四电感的一端分别与所述第四电容的另一端和所述第五电容的一端连接；所述第四电感的另一端接地；所述第五电容的另一端作为输出端。

本发明还提供一种基于同轴介质谐振腔的振荡器的设计方法，在设计时，利用负阻原理将振荡器变为一个双端口网络，且需要满足以下条件：

A、存在不稳定的有源器件；

B、所述晶体管网络左端、右端满足一下条件；

Γ_in*Γ_S＝1

Γ_out*Γ_T＝1

由于输入、输出端口连接的均是无源终端，Γ_S与Γ_T均小于1，则Γ_in与Γ_out大于1；选择合适的负载阻抗Z_s使之与Z_in匹配，满足R_L＝-R_in/3，X_L＝-X_in；

其中，Γ_S为所述调谐网络的反射系数，Γ_in为所述晶体管网络的输入反射系数；Γ_out为所述晶体管网络的输出反射系数；Γ_T为所述终端网络的反射系数；Z_s为所述调谐网络的源阻抗；Z_in为所述晶体管网络的输入阻抗。

较佳地，所述振荡器双端口的负载振荡电路的设计步骤如下：

A、选择在振荡频率下能够处于非稳定状态的晶体管；

B、设计所述终端网络使得输入端口的电压反射系数大于1，引入反馈的方法提供输入端口的电压反射系数；

C、设计所述晶体管网络使其能与等效单端口晶体管网络Z_in满足振荡条件，选择合适的负载网络以获得最大的功率输出。

与现有技术比较本发明的有益效果在于：

1、该振荡器工作时的相位噪声较低，能提供纯净的本振源；

2、该振荡器采用二次谐波作为工作频率，降低谐振腔的谐振频率，同时降低PCB板寄生参数对谐振腔性能的影响，可有效提高谐振网络的Q值，降低加工和调测难度；

3、由于振荡器基波输出频率为工作频率的一半，谐振腔耦合电容值较大，可以在常规电容中选择合适的规格使用，无需特制电容，可充分发挥谐振腔性能。

4、终端网络采用π型网络或T型网络来实现负载牵引及滤波功能，使二次谐波5.75GHz频率功率最大，且能对基波2.875GHz信号起到一定抑制作用。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明中基于同轴介质谐振腔的振荡器的原理图；

图2为本发明中一个实施例的电路原理图；

图3为本发明中基于同轴介质谐振腔的振荡器的相位噪声测试结果图；

图4为本发明中基于同轴介质谐振腔的振荡器的频谱图。

附图标记：

调谐网络100、晶体管网络200、终端网络300、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、晶体管Q1、谐振腔Z1、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第五电感L5、第六电感L6、第七电感L7、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11和第十二电容C12。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明上述的和另外的技术特征和优点作更详细的说明。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，除非另有明确具体的限定。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接或彼此可通讯；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。

在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

为了说明本发明所述的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。

本发明提供一种基于同轴介质谐振腔的振荡器，包括调谐网络100、晶体管网络200和终端网络300。

所述调谐网络100内设有同轴介质谐振腔，所述同轴谐振腔为稳频元件；所述晶体管网络200分别与所述调谐网络100和所述终端网络300连接。

所述调谐网络100用于调节电路的振荡频率和相噪指标；

所述晶体管网络200用于调整负阻所在频率范围及负阻的幅值大小。

所述终端网络300用于实现输出匹配及谐波抑制。所述终端网络为π型网络或T型网络。

在其中一个实施例中，如图1所示，调谐网络100包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第二电感L2、第三电感L3、第五电感L5、第六电感L6、谐振腔Z1、第二电容C2、第七电容C7、第八电容C8和第一电源。

第一二极管D1的负极、第二二极管D2负极和第二电感L2的一端相互连接。

第五电感L5的一端分别与第二二极管D2正极和第三二极管D3的正极连接。

第三电感L3的一端分别与第三二极管D3的负极和第四二极管D4的负极连接。

第六电感L6的一端分别与第四二极管D4的正极和第七电容C7的一端连接。

第七电容C7的另一端、谐振腔Z1的一端和第八电容C8的一端相互连接。

第二电感L2的另一端和第三电感L3的另一端均与第一电源连接。

第一二极管D1的负极、第五电感L5的另一端、第六电感L6的另一端和谐振腔Z1的另一端均接地。

第二电容C2的一端与第一电源连接，另一端接地。根据实际调测情况，第二电容C2也可不设置。

第一电源为调谐电压源V_TUNE。

调谐电路由第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4四个变容二极管来实现，调谐电压经过电感加在变容二极管上。

所述晶体管网络200包括第一电感L1、第一电容C1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第三电容C3、第六电容C6、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、晶体管Q1、第七电感L7和第二电源。

晶体管Q1的基极B、第十一电容C11的一端、第一电阻R1的一端、第二电阻R2的一端、第九电容C9的一端相互连接。

第九电容C9的另一端与第八电容C8的另一端连接。

第一电阻R1的另一端与第二电源连接，第一电阻R1的另一端可直接与第二电源连接，也可通过第一电感L1与第二电源连接。根据实际调测情况，第一电感L1也可不设置。

第一电容C1一端接第一电阻R1的另一端，另一端接地。根据实际调测情况，第一电容C1也可不设置。

第十一电容C11的另一端、晶体管Q1的发射极E、第十二电容C12的一端、第七电感L7的一端相互连接。

第三电阻R3的一端与第七电感L7的另一端连接。

第三电容C3的一端、晶体管Q1的集电极C、第十电容C10的一端和第一电阻R1的另一端相互连接。

第六电容C6的一端与第三电容C3的另一端连接。

第二电阻R2的另一端、第三电阻R3的另一端、第六电容C6的另一端、第十电容C10的另一端、第十二电容C12的另一端均接地。

其中晶体管Q1起放大作用。可调整第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3使其获得合适的静态工作点，使放大器在工作频率上拥有足够的增益，且有较低的拐角频率，进而改善接近载波频率的相位噪声。

第十二电容C12、第十一电容C11与第六电容C6形成反馈回路，使晶体管Q1产生负阻，以补充谐振器中的能量损耗。

所述终端网络300包括第四电容C4、第五电容C5和第四电感L4。

第四电容C4的一端分别与第六电容C6的一端和第三电容C3的另一端连接。

第四电感L4的一端分别与第四电容C4的另一端和第五电容C5的一端连接。第四电感L4的另一端接地。

第五电容C5的另一端作为输出端。

在另一实施例中，根据实际调测情况，第二电容C2、第一电感L1、第一电容C1、第十电容C10、第十一电容C11可省略，并不影响本发明技术方案的实现。

本发明提供一种基于同轴介质谐振腔的振荡器，是一个负阻型振荡器，设计时可利用负阻原理进行分析，将变换为一个双端口网络，如图1所示，如果终端端口满足了振荡电路的平衡条件，负载端口也就能自然满足了平衡条件；反之亦然。即要求如下：

A、存在不稳定的有源器件

B、晶体管网络左端、右端满足一下条件

Γ_in*Γ_S＝1

Γ_out*Γ_T＝1

由于输入、输出端口接的都是无源终端，Γ_S与Γ_T均小于1，则Γ_in与Γ_out大于1。选择合适的负载阻抗Z_s使之与Z_in匹配，一般选择R_L＝-R_in/3，X_L＝-X_in。

其中，Γ_S为调谐网络的反射系数，Γ_in为晶体管网络的输入反射系数；Γ_out为晶体管网络的输出反射系数；Γ_T为终端网络的反射系数；Z_s为调谐网络的源阻抗；Z_in为晶体管网络的输入阻抗。

另外，图1中的Z_out为晶体管网络的输出阻抗；Z_T为终端网络的反射阻抗。

因此振荡器双端口负载振荡电路的设计步骤如下：

A、选择在振荡频率下能够处于非稳定状态的晶体管；

B、设计终端网络使得输入端口的电压反射系数大于1，引入反馈的方法提供输入端口的电压反射系数；

C、设计晶体管网络使其能与等效单端口晶体管网络Z_in满足振荡条件，选择合适的负载网络以获得最大的功率输出。

如图1、2所示，在本发明的实施例中，其设计方法如下：

A、计算谐振腔长度，采用四分之一谐振波长或二分之一谐振波长，谐振腔可为四分之一谐振波长型或二分之一谐振波长型。

B、设晶体管网络，通过调节反馈网络来调节负阻所在频率及负阻的幅值大小。

C、通过调节谐振腔的长度调节谐振腔的谐振频率使其振荡频率在5.75GHz附近。

D、通过调整调谐网络来调整振荡器的振荡频率；

E、调整终端网络300，实现输出匹配及谐波抑制功能。

降低相位噪声可以从几个方面入手：首先是提高谐振网络的有载品质因数Q_L,其与耦合系数成反比，因此采用高Q值的同轴介质谐振器并减小耦合系数可提高Q_L；而是选择具有较低噪声系数和闪烁噪声的晶体管，较低的噪声系数可以改善输出载波的远端相噪，而低的闪烁噪声有利于近端相噪的改善；三是选择适当截止频率的晶体管。

本发明中的振荡器的相位噪声可达到-77dBc/Hz@1KHz，-108dBc/Hz@10KHz，-131dBc/Hz@100KHz，-147dBc/Hz@1MHz。谐波分量为：-17@0.5次谐波，-40dBc@1.5次谐波，-18dBc@2次谐波，-34dBc@2.5次谐波。调谐灵敏度为17MHz/V。

本发明提出一种基于同轴介质谐振腔的5.75GHz频率振荡器设计方法，采用同轴谐振腔作为稳频元件，使振荡器的基波输出频率为2.875GHz，在终端网络采用π型或T型网络实现负载牵引及滤波功能，使二次谐波5.75GHz频率功率最大，且能对基波2.875GHz信号起到一定抑制作用。可广泛应用于卫星通信、点对点通信以及PLL电路等低相噪应用场景当中，是DRO的替代产品。

本发明提供的一种基于同轴介质谐振腔的振荡器的工作频率为5.75GHz；所述谐振腔谐振频率为振荡器工作频率的一半，长度为四分之一波长或二分之一波长，采用振荡器的输出频率的二次谐波，同时降低PCB板寄生参数对谐振腔性能的影响。并且谐振腔选择较为灵活。

本发明提供的一种基于同轴介质谐振腔的振荡器的有益效果在于：

1、振荡器工作时的相位噪声较低，能提供纯净的本振源；

2、采用二次谐波作为工作频率，降低谐振腔的谐振频率，同时降低PCB板寄生参数对谐振腔性能的影响，可有效提高谐振网络的Q值，降低加工和调测难度；

3、由于振荡器基波输出频率为工作频率的一半，谐振腔耦合电容值较大，可以在常规电容中选择合适的规格使用，无需特制电容，可充分发挥谐振腔性能。

4、所述终端网络采用T型网络实现负载牵引及滤波功能，使二次谐波5.75GHz频率功率最大，且能对基波2.875GHz信号起到一定抑制作用。

5、该振荡器采用四个变容二极管与电感串并联的关系，调节CRO的谐振频率，可实现宽范围调谐。

6、通过三极管的发射集与集电极间连接电容的方式加强反馈，优化负阻。

针对本发明提出的一种基于同轴介质谐振腔的振荡器进行实际测试，如图3相位噪声测试结果图所示，振荡器的相位噪声低。图4为本发明中基于同轴介质谐振腔的振荡器的频谱图。通过图4能够体现基于同轴介质谐振腔的振荡器的性能。

结合本发明的实施例描述，有经验的工程师很容易通过一些改进或直接应用在其他频段，实现优良的振荡性能，这些均在本发明的保护范围之内。

以上所述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于同轴介质谐振腔的振荡器，其特征在于，其包括调谐网络、晶体管网络和终端网络；所述调谐网络内设有同轴介质谐振腔，所述同轴谐振腔为稳频元件；所述晶体管网络分别与所述调谐网络和所述终端网络连接；所述调谐网络用于调节电路的振荡频率和相噪指标；所述晶体管网络用于调整负阻所在频率范围及负阻的幅值大小；所述终端网络为π型网络或T型网络，其用于实现输出匹配及谐波抑制；

所述调谐网络包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第二电感、第三电感、第五电感、第六电感、谐振腔、第七电容、第八电容和第一电源；所述第一二极管的负极、所述第二二极管的负极和所述第二电感的一端相互连接；所述第五电感的一端分别与所述第二二极管的正极和所述第三二极管的正极连接；所述第三电感的一端分别与所述第三二极管的负极和所述第四二极管的负极连接；所述第六电感的一端分别与所述第四二极管的正极和所述第七电容的一端连接；所述第七电容的另一端、所述谐振腔的一端和所述第八电容的一端相互连接；所述第二电感的另一端和所述第三电感的另一端均与第一电源连接；所述第一二极管的负极、所述第五电感的另一端、所述第六电感的另一端和所述谐振腔的另一端均接地。

2.如权利要求1所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器，其特征在于，所述谐振腔为四分之一谐振波长型谐振腔或二分之一谐振波长型谐振腔。

3.如权利要求1所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器，其特征在于，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管、所述第四二极管均为变容二极管。

4.如权利要求1所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器，其特征在于，所述晶体管网络包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第三电容、第六电容、第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、晶体管、第七电感和第二电源；所述晶体管的基极、所述第十一电容的一端、所述第一电阻的一端、所述第二电阻的一端、所述第九电容的一端相互连接；所述第九电容的另一端与所述调谐网络连接；所述第一电阻的另一端与所述第二电源连接；所述第十一电容的另一端、所述晶体管的发射极、所述第十二电容的一端、所述第七电感的一端相互连接；所述第三电阻的一端与所述第七电感的另一端连接；所述第三电容的一端、所述晶体管的集电极、所述第十电容的一端和所述第一电阻的另一端相互连接；所述第六电容的一端与所述第三电容的另一端连接；所述第二电阻的另一端、所述第三电阻的另一端、所述第六电容的另一端、所述第十电容的另一端、所述第十二电容的另一端均接地。

5.如权利要求1所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器，其特征在于，所述终端网络包括第四电容、第五电容和第四电感；所述第四电容的一端分别与所述第六电容的一端和所述第三电容的另一端连接；所述第四电感的一端分别与所述第四电容的另一端和所述第五电容的一端连接；所述第四电感的另一端接地；所述第五电容的另一端作为输出端。

6.如权利要求1至5任一项所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器的设计方法，其特征在于，在设计时，利用负阻原理将振荡器变为一个双端口网络，且需要满足以下条件：

A、存在不稳定的有源器件；

B、所述晶体管网络左端、右端满足一下条件；

Γ_in*Γ_S＝1

Γ_out*Γ_T＝1

由于输入、输出端口连接的均是无源终端，Γ_S与Γ_T均小于1，则Γ_in与Γ_out大于1；选择合适的负载阻抗Z_s使之与Z_in匹配，满足R_L＝-R_in/3，X_L＝-X_in；

其中，Γ_S为所述调谐网络的反射系数，Γ_in为所述晶体管网络的输入反射系数；Γ_out为所述晶体管网络的输出反射系数；Γ_T为所述终端网络的反射系数；Z_s为所述调谐网络的源阻抗；Z_in为所述晶体管网络的输入阻抗。

7.如权利要求6所述的基于同轴介质谐振腔的振荡器的设计方法，其特征在于，所述振荡器双端口的负载振荡电路的设计步骤如下：

A、选择在振荡频率下能够处于非稳定状态的晶体管；

B、设计所述终端网络使得输入端口的电压反射系数大于1，引入反馈的方法提供输入端口的电压反射系数；

C、设计所述晶体管网络使其能与等效单端口晶体管网络Z_in满足振荡条件，选择合适的负载网络以获得最大的功率输出。

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