CN216671870U - 滤波装置以及具有滤波装置的天线模块和通信装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供滤波装置以及具有滤波装置的天线模块和通信装置。滤波装置(130)形成于输入端(T1)与输出端(T2)之间，构成为使特定的频段的高频信号衰减，包括：多层构造的介电体基板；接地电极(GND1、GND2)，其形成于介电体基板；第1耦合线路，其与输入端(T1)电连接；第2耦合线路，其与输出端(T2)电连接；以及短截线，其连接于第1耦合线路(132)和第2耦合线路。第1耦合线路和第2耦合线路形成于与接地电极(GND1、GND2)所在层不同的层。第1耦合线路以与第2耦合线路彼此相对的方式配置于与第2耦合线路所在层不同的层。而且，第1耦合线路与第2耦合线路相对。

Description

滤波装置以及具有滤波装置的天线模块和通信装置

技术领域

本实用新型涉及滤波装置以及具有滤波装置的天线模块和通信装置，更特定而言，涉及一种用于使滤波装置小型化的技术。

背景技术

以往，已知一种从输入的高频信号中滤除特定的频段的信号的滤波装置。

在日本特开2008－131342号公报(专利文献1)中，公开了一种具有分支线路的高频滤波装置，该分支线路沿相对于传送线路交叉的方向设置且具有相互电磁耦合的耦合部。在日本特开2008－131342号公报(专利文献1) 所公开的高频滤波装置中，通过使沿分支线路传播的高频信号产生谐振而使 Q值变大，从而能够使衰减特性陡峭。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－131342号公报

实用新型内容

实用新型要解决的问题

上述那样的滤波装置例如有时应用于移动电话或智能电话等通信终端。对于这样的通信终端，期望设备的小型化和薄型化，与此相伴，要求搭载于内部的电子器件也进一步小型化和扁平化。

在滤波装置由带状线或微带线形成的情况下，当使滤波装置扁平化时，传送线路与接地电极之间的距离变短，因此，输入侧和输出侧的传送线路的阻抗可能变化。由此，可能产生这样的情况：由滤波装置形成的衰减极点的频率变化，衰减特性的陡度降低。

本实用新型是为了解决这样的课题而做出的，其目的在于，针对高频信号用的滤波装置，抑制滤波装置的衰减特性的降低并实现小型化。

用于解决问题的方案

本实用新型的滤波装置形成于输入端与输出端之间，构成为使特定的频段的高频信号衰减。滤波装置包括：多层构造的介电体基板；接地电极，其形成于介电体基板；第1耦合线路，其与输入端电连接；第2耦合线路，其与输出端电连接；以及短截线，其连接于第1耦合线路和第2耦合线路。第1耦合线路和第2耦合线路在介电体基板中形成于与接地电极所在层不同的层。第1耦合线路配置于与第2耦合线路所在层不同的层。而且，第1耦合线路与第2耦合线路相对。

实用新型的效果

采用本实用新型的滤波装置，与短截线连接的两个耦合线路(第1耦合线路、第2耦合线路)以彼此相对的方式配置于多层基板的不同的层。由此，能够降低“odd模式”下的阻抗，能够抑制“even模式”下的阻抗的降低量，因此能够实现陡峭的衰减特性。因而，能够抑制滤波装置的衰减特性的降低并谋求小型化。

附图说明

图1是包含应用了实施方式1的滤波装置的天线模块的通信装置的框图。

图2是图1的天线模块的外观透视图。

图3是图1的天线模块的侧面透视图。

图4是图1中的滤波装置的立体图和剖视图。

图5是比较例中的滤波装置的立体图和剖视图。

图6是用于说明实施方式1和比较例中的衰减特性的图。

图7是用于说明滤波装置的阻抗的图。

图8是用于说明实施方式1和比较例的滤波特性的比较的图。

图9是图8中的反射损耗的图表的局部放大图。

图10是图8中的插入损耗的图表的局部放大图。

图11是变形例中的滤波装置的立体图。

图12是实施方式2的滤波装置的立体图和剖视图。

图13是实施方式3的滤波装置的立体图和剖视图。

图14是实施方式4的滤波装置的立体图和剖视图。

图15是变形例1的天线模块的侧面透视图。

图16是包含变形例2的天线模块的通信装置的框图。

图17是图16的天线模块的侧面透视图。

具体实施方式

以下，参照附图，详细地说明本公开的实施方式。此外，对图中相同或相当的部分标注相同的附图标记，不重复其说明。

[实施方式1]

(通信装置的基本结构)

图1是包含应用了实施方式1的滤波装置130的天线模块100的通信装置 10的框图的一例。通信装置10例如是移动电话、智能电话或平板电脑等便携式终端、包括通信功能的个人计算机等。本实施方式的天线模块100所使用的电波的频段的一例是例如以28GHz、39GHz和60GHz等为中心频率的毫米波段的电波，但也能够适用上述以外的频段的电波。

参照图1，通信装置10包括天线模块100和构成基带信号处理电路的 BBIC 200。天线模块100包括作为供电电路的一例的RFIC 110、天线装置120 和滤波装置130。通信装置10将从BBIC 200向天线模块100传递的信号上变频为高频信号并经由滤波装置130从天线装置120辐射。另外，通信装置10对利用天线装置120接收到的高频信号进行下变频并利用BBIC 200处理信号。

在图1中，为了容易说明，仅示出与构成天线装置120的多个供电元件(辐射元件)121中的4个供电元件121A～121D对应的结构，省略与具有同样的结构的其他供电元件121对应的结构。此外，在图1中，示出天线装置120由配置为二维的阵列状的多个供电元件121形成的例子，但供电元件121不必一定是多个，也可以是由单个供电元件121形成天线装置120的情况。另外，也可以是多个供电元件121配置为一列的一维阵列。在本实施方式中，供电元件 121是具有大致正方形的平板形状的贴片天线。

另外，图1所示的天线模块100的天线装置120是能够自各供电元件121辐射具有彼此不同的极化方向的两个电波的、所谓的双极化型的天线装置。因此，自RFIC 110向各供电元件121供给第1极化用的高频信号和第2极化用的高频信号。

RFIC 110包括开关111A～111H、113A～113H、117A、117B、功率放大器 112AT～112HT、低噪声放大器112AR～112HR、衰减器114A～114H、移相器 115A～115H、信号合成/分波器116A、116B、混频器118A、118B、放大电路 119A、119B。其中，开关111A～111D、113A～113D、117A、功率放大器 112AT～112DT、低噪声放大器112AR～112DR、衰减器114A～114D、移相器 115A～115D、信号合成/分波器116A、混频器118A和放大电路119A的结构是用于第1极化用的高频信号的电路。另外，开关111E～111H、113E～113H、117B、功率放大器112ET～112HT、低噪声放大器112ER～112HR、衰减器114E～114H、移相器115E～115H、信号合成/分波器116B、混频器118B和放大电路119B的结构是用于第2极化用的高频信号的电路。

在发送高频信号的情况下，开关111A～111H、113A～113H向功率放大器 112AT～112HT侧切换，并且开关117A、117B连接于放大电路119A、119B的发送侧放大器。在接收高频信号的情况下，开关111A～111H、113A～113H向低噪声放大器112AR～112HR侧切换，并且开关117A、117B连接于放大电路 119A、119B的接收侧放大器。

滤波装置130包含滤波装置130A～130H。此外，在以下的说明中，有时将滤波装置130A～130H统称为“滤波装置130”。滤波装置130A～130H分别连接于RFIC 110中的开关111A～111H。如后述那样，滤波装置130A～130H分别具有使特定的频段的高频信号衰减的功能。

从BBIC 200传递的信号被放大电路119A、119B放大并被混频器118A、118B上变频。上变频而得到的高频信号即发送信号被信号合成/分波器116A、 116B分波成4个信号，通过对应的信号路径而向彼此不同的供电元件121供给。

来自开关111A、111E的高频信号分别经由滤波装置130A、130E向供电元件121A供给。同样地，来自开关111B、111F的高频信号分别经由滤波装置 130B、130F向供电元件121B供给。来自开关111C、111G的高频信号分别经由滤波装置130C、130G向供电元件121C供给。来自开关111D、111H的高频信号分别经由滤波装置130D、130H向供电元件121D供给。

通过单独地调整在各信号路径配置的移相器115A～115H的移相度，能够调整天线装置120的方向性。

利用各供电元件121接收的高频信号即接收信号经由滤波装置130传递至RFIC110，并经由彼此不同的4个信号路径而在信号合成/分波器116A、 116B中被合波。合波而得到的接收信号被混频器118A、118B下变频，被放大电路119A、119B放大而向BBIC 200传递。

RFIC 110例如形成为包含上述电路结构的单芯片的集成电路部件。或者，关于RFIC 110的与各供电元件121对应的设备(开关、功率放大器、低噪声放大器、衰减器、移相器)，也可以针对每个对应的供电元件121都形成为单芯片的集成电路部件。

(天线模块的结构)

接下来，使用图2和图3来说明本实施方式1中的天线模块100的结构的详细情况。图2是天线模块100的外观透视图。另外，图3是该天线模块100 的侧面透视图。此外，在之后的说明中，如图2所示，将天线模块100的厚度方向设为Z轴方向，利用X轴和Y轴来限定与Z轴方向垂直的面。另外，有时将各图中的Z轴的正方向称作上表面侧，将各图中的Z轴的负方向称作下表面侧。

参照图2和图3，天线模块100除了包括供电元件121和RFIC 110以外，还包括具有多层构造的介电体基板140、接地电极GND1、GND2、滤波装置130a 和滤波装置130b。

介电体基板140例如是低温共烧陶瓷(LTCC：Low Temperature Co-firedCeramics)多层基板、通过层叠多个由环氧、聚酰亚胺等树脂构成的树脂层而形成的多层树脂基板、通过层叠多个由具有更低的介电常数的液晶聚合物 (Liquid Crystal Polymer：LCP)构成的树脂层而形成的多层树脂基板、通过层叠多个由氟系树脂构成的树脂层而形成的多层树脂基板、或者LTCC以外的陶瓷多层基板。此外，介电体基板140也可以不必为多层构造，也可以是单层的基板。

介电体基板140具有大致矩形形状，介电体基板140在其上表面141(Z 轴的正方向的面)侧配置有供电元件121。供电元件121既可以是在介电体基板140表面暴露的形态，也可以如图3的例子那样配置于介电体基板140的内部。此外，在本实用新型的各实施方式中，为了易于说明，以仅将供电元件 121用作辐射元件的情况为例进行说明，但也可以是除了配置有供电元件121 之外，还配置有无源元件和/或寄生元件的结构。

在介电体基板140的比供电元件121靠下表面142(Z轴的负方向的面)侧的层，与供电元件121相对地配置有接地电极GND2。另外，在介电体基板140 的比接地电极GND2更靠下表面142侧的层配置有接地电极GND1。

在介电体基板140的下表面142，借助钎焊凸块150安装有RFIC 110。此外，也可以是，RFIC 110不使用钎焊连接，而使用多极连接器连接于介电体基板140。

如上述那样，天线模块100是双极化型的天线模块，从RFIC 110通过两个路径向供电元件121传递高频信号。具体而言，从RFIC 110的连接端子(钎焊凸块)150a经由导通孔(日文：ビア)123a、滤波装置130a和导通孔122a 向供电元件121的供电点SP1供给高频信号。供电点SP1配置于从大致矩形形状的供电元件121的中央向Y轴的负方向偏移的位置。因而，由于供给至供电点SP1的高频信号，从供电元件121辐射以Y轴方向为极化方向的电波。

同样地，从RFIC 110的连接端子150b经由导通孔123b、滤波装置130b和导通孔122b向供电元件121的供电点SP2供给高频信号。供电点SP2配置于从大致矩形形状的供电元件121的中央向X轴的负方向偏移的位置。因而，由于供给至供电点SP2的高频信号，从供电元件121辐射以X轴方向为极化方向的电波。

滤波装置130a和滤波装置130b形成于接地电极GND1与接地电极GND2 之间的层。导通孔123a贯通接地电极GND1而将RFIC 110与滤波装置130a连接起来，导通孔123b贯通接地电极GND1而将RFIC 110与滤波装置130b连接起来。导通孔122a贯通接地电极GND2而将滤波装置130a与供电点SP1连接起来，导通孔122b贯通接地电极GND2而将滤波装置130b与供电点SP2连接起来。

对于滤波装置130a和滤波装置130b的结构，在后面在图4中进行叙述，滤波装置130a和滤波装置130b具有使从RFIC 110向供电元件121供给的高频信号中的特定的频段的信号衰减的功能。由此，能够抑制从供电元件121辐射不需要的波，并且能够去除由供电元件121接收到的高频信号中的不需要的波。各滤波装置例如由分布常数线路实现，具体而言由短截线实现。

此外，上述“导通孔122a”与本实用新型的“第1供电布线”对应，“导通孔122b”与本实用新型的“第2供电布线”对应。

(滤波装置的说明)

图4是用于说明实施方式1中的滤波装置130的图。在图4中，在上部的图4的(a)中示出滤波装置130的立体图，在下部的图4的(b)中示出图4的 (a)的线IV－IV的剖视图。此外，在图4的(a)中，为了易于说明，省略介电体基板和接地电极。

参照图4，滤波装置130包含传送线路131、135、耦合线路132、134、短截线133、匹配线路136、137和导通孔139。传送线路131的一端连接于输入端T1，传送线路131的另一端经由匹配线路136连接于耦合线路132的一端。耦合线路132的另一端连接于耦合线路134的一端，并且还连接于短截线133。耦合线路134的另一端经由匹配线路137连接于传送线路135的一端，传送线路135的另一端连接于输出端T2。

形成滤波装置130的传送线路131、135、耦合线路132、134、短截线133 和匹配线路136、137均形成为平板状的布线图案。在此，如图4的(b)所示，耦合线路132和耦合线路134配置于介电体基板140的不同的层，各线路在延伸的方向上彼此相对。耦合线路132和耦合线路134通过导通孔相连接，在该导通孔连接有短截线133。

在将要通过短截线133衰减的高频信号的波长设为λ的情况下，传送线路 131、135、耦合线路132、134、短截线133和匹配线路136、137均为λ/4的长度。

匹配线路136具有使传送线路131与耦合线路132之间的阻抗匹配的功能，匹配线路137具有使传送线路135与耦合线路134之间的阻抗匹配的功能。因此，若能使传送线路131与耦合线路132之间的阻抗和传送线路135与耦合线路134之间的阻抗适当地匹配，则有时不设置传送线路131、135。此外，在图4中，为耦合线路和传送线路配置于介电体基板140的不同的层并通过导通孔相连接的例子，但传送线路和耦合线路也可以形成于同一层。

另外，在匹配线路136与匹配线路137之间配置有多个导通孔139。虽然在图4中未示出，但导通孔139分别连接于接地电极。导通孔139作为用于对匹配线路136与匹配线路137之间的电磁耦合进行抑制的遮蔽壁发挥功能。此外，在之后的其他实施方式的滤波装置的图中，省略了导通孔139。导通孔 139与本实用新型中的“遮蔽部”对应。

接下来，参照图5所示的比较例的滤波装置130#来说明本实施方式1的滤波装置130的效果。

图5是表示比较例中的滤波装置130#的图，与图4同样地，在上部的图5 的(a)示出滤波装置130#的立体图，在下部的图5的(b)示出图5的(a) 的线V－V的剖视图。此外，在图5的(a)中，为了易于说明，也省略了介电体基板和接地电极。

在比较例的滤波装置130#中，与实施方式1的滤波装置130相比耦合线路132#、134#的配置不同。具体而言，如图5的(b)的剖视图所示那样，滤波装置130#的耦合线路132#、134#以布线图案的侧面彼此相对的方式平行地配置于介电体基板140的同一层。

在这样的滤波装置中，如图6的虚线LN11所示，在与短截线133的长度对应的频率Fs产生衰减极点，并且与基于两个耦合线路的电磁耦合的阻抗对应地，在衰减频段内产生追加的衰减极点。

在此，关于耦合线路的阻抗，存在在两个耦合线路流动有相同方向的电流的情况下的“even模式”和在两个耦合线路流动有彼此相反方向的电流的情况下的“odd模式”。通常，“even模式”的阻抗大于“odd模式”的阻抗。通过该两个模式的阻抗，在衰减频段内，在比频率Fs低的频率Fod产生“odd 模式”下的衰减极点，在比频率Fs高的频率Fev产生“even模式”下的衰减极点。

因耦合线路的阻抗而产生的衰减极点的频率Fod、Fev根据阻抗的大小而变动。因此，如图6的实线LN10所示，通过使这些衰减极点接近衰减频段的端部，能够使衰减的程度陡峭。另外，通过提高通过频段与衰减频段的交界处的衰减特性的陡度，能够扩大通过带宽。因而，为了提高滤波装置的衰减特性，期望使“odd模式”下的阻抗较低，使“even模式”下的阻抗较高。

本实用新型中的滤波装置例如有时应用于移动电话或智能电话等通信终端。对于这样的通信终端，期望设备的小型化和薄型化，与此相伴，要求搭载于内部的电子器件也进一步小型化和扁平化。如图4和图5所示，在滤波装置形成为被配置在两个接地电极之间的带状线的情况下，当使滤波装置扁平化时，耦合线路与接地电极之间的距离变短，耦合线路的阻抗可能变化。由此，可能产生这样的情况：由滤波装置形成的衰减极点的频率变化，衰减特性的陡度降低。

图7是用于说明基于耦合线路的配置的阻抗的图，示出在比较例的滤波装置130#和实施方式1的滤波装置130这两者中的、耦合线路之间和耦合线路与接地电极之间产生的电力线。

参照图7，在“even模式”的情况下，耦合线路的极性彼此相同，因此，在耦合线路之间未产生电力线，电力线基本都产生于耦合线路与接地电极之间。即，“even模式”下的阻抗取决于耦合线路与接地电极之间的耦合程度。

在比较例中，在耦合线路132#、134#在距接地电极相等的距离处并列地排列的情况下，若接地电极的间隔变窄，则在耦合线路的两个主表面与接地电极之间的耦合变强。因此，耦合线路132#、134#的阻抗变小。

与此相对，在实施方式1的情况下，耦合线路彼此相对的面与接地电极之间的耦合不变，因此，即使耦合线路与接地电极之间的间隔变窄，阻抗的降低程度也会小于比较例的阻抗的降低程度。因而，在“even模式”中，在使耦合线路与接地电极之间的间隔变窄的情况下，实施方式1的阻抗高于比较例的阻抗。

另一方面，在“odd模式”的情况下，耦合线路的极性彼此不同，因此，在两个耦合线路之间产生很多的电力线。即，“odd模式”下的阻抗取决于耦合线路之间的耦合度。因此，在比较例和实施方式1中的任一者中，都是即使耦合线路与接地电极之间的间隔变窄，基本上对阻抗的影响也较小。然而，与耦合线路的侧面相对的比较例相比，在耦合线路的主表面相对的实施方式 1中，线路之间的相对的面积较大，因此耦合线路彼此容易耦合。因此，在“odd模式”中，实施方式1的阻抗相比比较例而言具有变低的倾向。

如此，在耦合线路与接地电极之间的间隔变窄的情况下，与比较例的滤波装置130#相比，在实施方式1的滤波装置130中，在衰减频段，在更靠端部侧产生衰减极点。因而，通过设为实施方式1的滤波装置130的结构，能够抑制衰减特性的陡度的降低。

图8～图10是用于说明上述实施方式1的滤波装置130和比较例的滤波装置130#的滤波特性的比较的图。在图8中，横轴表示频率，纵轴表示插入损耗和反射损耗。

在图8中，实线LN20表示实施方式1中的插入损耗，虚线LN21表示比较例中的插入损耗。另外，实线LN25表示实施方式1中的反射损耗，虚线LN26 表示比较例中的反射损耗。此外，图9和图10是图8中的通过频段附近的反射损耗和插入损耗的放大图。

参照图8，当对衰减频段中的插入损耗进行比较时，实施方式1(实线 LN20)在比比较例(虚线LN21)低的频率具有衰减极点，特别是 30GHz～50GHz附近的陡度提高。

在图9和图10中，在通过频段附近，与比较例的情况相比，实施方式1的反射损耗和插入损耗变小，能够实现期望的通过特性的带宽扩大。

此外，在图4的(a)中，说明了耦合线路132与匹配线路136之间直接连接且耦合线路134与匹配线路137之间直接连接的结构，但如图11的变形例的滤波装置130A所示，也可以是耦合线路与匹配线路以非接触的方式电容耦合的结构。

如以上那样，在具有均与短截线连接的两个耦合线路的滤波装置中，通过将两个耦合线路彼此相对地形成于不同的层，即使在缩小滤波装置与接地电极之间的距离的情况下，也能够抑制减特性的陡度的降低。因而，通过设为实施方式1那样的滤波装置的结构，能够抑制滤波装置的特性的降低且谋求小型化。

[实施方式2]

在实施方式1中，说明了滤波装置的两个耦合线路具有相同线路宽度的情况的例子。然而，在制造滤波装置之际，有可能因制造偏差而使形成于不同的层的耦合线路的位置偏移。这样一来，可能会产生如下情况：无法实现所希望的阻抗，无法得到期望的滤波特性。

因此，在实施方式2中，说明如下结构，即，通过使两个耦合线路中的一个耦合线路的线路宽度宽于另一个耦合线路的线路宽度，从而降低耦合线路的位置偏移所导致的特性的偏差。

图12是用于说明实施方式2中的滤波装置130X的图。在图12中，在上部的图12的(a)中示出滤波装置130X的立体图，在下部的图12的(b)中示出图12的(a)的线XI－XI的剖视图。此外，在图12的(a)中，为了易于说明，也省略了介电体基板和接地电极。

参照图12，滤波装置130X与实施方式1的滤波装置130相比，是输出侧的耦合线路134X的线路宽度宽于输入侧的耦合线路132的线路宽度的结构。由此，即使在输入侧的耦合线路132偏移了的情况下，也能够确保两个耦合线路的相对面积，能够防止制造的偏差引起的滤波特性的降低。

此外，在图12中，说明了使输出侧的耦合线路的线路宽度较大的例子，但作为替代，也可以是使输入侧的耦合线路的线路宽度较大的形态。若使耦合线路的线路宽度过大，则耦合线路与接地电极的耦合会变强，因此反而有可能使陡度降低。因此，关于耦合线路的线路宽度，优选的是，根据所容许的滤波特性进行设计。

[实施方式3]

如图8所示那样，在衰减频段的频段高于通过频段的频段的情况下，为了提高通过频段与衰减频段之间的陡度，需要尽量地降低衰减频段中的最接近通过频段的衰减极点，即“odd模式”下的衰减极点的频率(即，降低阻抗)。

如图7说明的那样，在“odd模式”中，耦合线路之间的耦合越强，阻抗越低。因此，在实施方式3中，对通过将一个耦合线路配置于多个层来提高耦合线路之间的耦合从而改善衰减特性的陡度的结构进行说明。

图13是用于说明实施方式3中的滤波装置130Y的图。在图13中，在上部的图13的(a)中示出滤波装置130Y的立体图，在下部的图13的(b)中示出图13的(a)的线XII－XII的剖视图。此外，在图13的(a)中，为了易于说明，也省略了介电体基板和接地电极。

参照图13，在滤波装置130Y中，设有两个耦合线路132Y1、132Y2作为输入侧的耦合线路。耦合线路132Y1和耦合线路132Y2形成于彼此不同的层，并在匹配线路136与短截线133之间并联电连接。

输出侧的耦合线路134形成于耦合线路132Y1与耦合线路132Y2之间的层，耦合线路134分别与耦合线路132Y1和耦合线路132Y2相对。

通过设为这样的结构，能够增大输入侧的耦合线路与输出侧的耦合线路之间的静电容量，因此，与实施方式1的滤波装置130相比，能够进一步降低“odd模式”下的阻抗。由此，能够使衰减频段中的“odd模式”的衰减极点的频率更接近通过频段，因此，能够提高衰减特性的陡度。

此外，在图13的例子中，说明了将输入侧的耦合线路配置于多个层的结构，但也可以是，作为替代和/或在此基础上，将输出侧的耦合线路配置于多个层。

[实施方式4]

在实施方式4中，说明将上述实施方式2的特征和实施方式3的特征组合起来的结构。即，在实施方式4的滤波装置中，至少一个耦合线路配置于多个层，并且使耦合线路的线路宽度变宽。

图14是用于说明实施方式4中的滤波装置130Z的图。在图14中，在上部的图14的(a)中，示出滤波装置130Z的立体图，在下部的图14的(b)中示出图14的(a)的线XIII－XIII的剖视图。此外，在图14的(a)中，为了易于说明，也省略了介电体基板和接地电极。

参照图14，在滤波装置130Z中，与实施方式3的滤波装置130Y同样地，设有两个耦合线路132Z1、132Z2作为输入侧的耦合线路。耦合线路132Z1和耦合线路132Z2形成于彼此不同的层，并在匹配线路136与短截线133之间并联电连接。并且，输出侧的耦合线路134形成于耦合线路132Z1与耦合线路 132Z2之间的层，耦合线路134分别与耦合线路132Z1和耦合线路132Z2相对。

并且，在滤波装置130Z中，使输入侧的耦合线路132Z1、132Z2的线路宽度宽于输出侧的耦合线路134的线路宽度。

通过设为这样的结构，能够增大输入侧的耦合线路与输出侧的耦合线路之间的静电容量，并且即使存在制造时的耦合线路的位置偏移，也能够适当地确保耦合线路彼此间的相对面积。因而，能够提高衰减特性的陡度，并且能够防止制造的偏差引起的滤波特性的降低。

此外，在实施方式4中，同样地，也可以将输出侧的耦合线路配置于多个层。另外，也可以使输出侧的耦合线路的线路宽度宽于输入侧的耦合线路的线路宽度。

[天线模块的变形例]

(变形例1)

在实施方式1中，如图2和图3所示，说明了与各极化波对应的滤波装置均配置于接地电极GND1与接地电极GND2之间的结构。在该情况下，为了抑制两个滤波装置之间的电磁耦合，需要将两个滤波装置配置为在俯视天线模块的情况下尽量分开。这样一来，特别是，在图1所示那样的具有多个供电元件的阵列天线中，为了确保用于形成滤波装置的空间，需要增大介电体基板的面积，这有时会成为阻碍天线模块的小型化的因素。

在变形例1的天线模块中，使与各极化波对应的滤波装置形成于介电体基板的不同的层，并且在两个滤波装置之间配置接地电极。通过设为这样的结构，即使配置为在俯视天线模块时两个滤波装置的局部重叠，也能够通过滤波装置之间的接地电极来抑制与两个极化波对应的滤波装置之间的电磁耦合。

图15是变形例1的天线模块100A的侧面透视图。天线模块100A具有在实施方式1的天线模块100的结构中进一步增设接地电极GND3而成的结构。接地电极GND3配置于供电元件121与接地电极GND2之间的层。

位于从RFIC 110到供电点SP1的路径上的滤波装置130a形成于接地电极 GND1与接地电极GND2之间。另一方面，位于从RFIC 110到供电点SP2的路径上的滤波装置130b形成于接地电极GND2与接地电极GND3之间。

此外，在天线模块100A中，配置为，在从法线方向俯视天线模块100A 时滤波装置130a的至少局部与滤波装置130b重叠。

在天线模块100A的结构中，配置为在俯视天线模块100A时滤波装置 130a和滤波装置130b重叠，即便如此，也能够通过被配置于两个滤波装置之间的接地电极GND2来防止两个滤波装置之间的耦合。由此，能够抑制滤波特性的降低并实现天线模块的小型化。

此外，如图15所示，在变形例1的结构中，将各滤波装置配置于不同的层，但为了抑制介电体基板变厚，需要使接地电极的间隔变窄。因此，作为滤波装置而设为在上述实施方式中所叙述那样的、使耦合线路在层间方向上相对的结构对防止衰减特性的降低是有效的。

(变形例2)

在图1所示的天线模块100中，说明了滤波装置130连接于RFIC 110与天线装置120之间的结构。在该情况下，需要与供电元件的数量对应的数量的滤波装置，因此，天线模块整体的尺寸有时会变大。

如在图1中所说明那样，由天线装置120发送和接收的高频信号通过RFIC 110内的信号合成/分波器116(分支电路)分支和合波。在变形例2中，说明通过将滤波装置配置于RFIC所包含的分支电路中的分支前(合波后)的位置来削减滤波装置的数量从而使天线模块小型化的结构。

图16是包含变形例2的天线模块100B的通信装置10的框图。在天线模块 100B中，在图1所示的天线模块100中的、从RFIC 110向天线装置120的各供电元件121传递高频信号的路径上配置的滤波装置130被去除。取而代之，在 RFIC 110中的、第1极化用的信号合成/分波器116A与开关117A之间配置有滤波装置130X，并且，在第2极化用的信号合成/分波器116B与开关117B之间配置有滤波装置130Y。

滤波装置130X、130Y配置于RFIC 110的外部，通过引出线160X、160Y 分别与RFIC110的内部的电路连接起来。更具体而言，如图17的天线模块 100B的侧面透视图那样，滤波装置130X、130Y形成于介电体基板140的接地电极GND1与接地电极GND2之间，滤波装置130X、130Y的输入端和输出端连接于RFIC 110的对应的连接端子(钎焊凸块150)。此外，在该情况下，从 RFIC 110向供电元件121去的高频信号通过供电布线122X、122Y进行传递。

此外，在图16和图17中，滤波装置130X、130Y形成为RFIC 110的外部的电路，但滤波装置130X、130Y也可以形成为RFIC 110的内部的电路。

通过设为天线模块100B那样的结构，只要相对于各极化用的电路设置1 个滤波装置即可，因此，能够削减作为天线模块整体而言的滤波装置的数量。由此，能够有助于天线模块的小型化。

此外，在上述实施方式和变形例的各滤波装置中，配置于耦合线路之间的介电体的介电常数也可以与配置于耦合线路与接地电极之间的介电体的介电常数不同。特别是，若使耦合线路之间的介电体的介电常数大于耦合线路与接地电极之间的介电体的介电常数，则能够增大耦合线路彼此间的耦合，因此，能够进一步提高本实用新型中的效果。

另外，在各滤波装置中，也可以是，在耦合线路与接地电极之间的介电体的至少局部形成空间，降低耦合线路与接地电极之间的有效介电常数。

此外，在上述例子中，说明了滤波装置的耦合线路和接地电极形成于同一介电体基板的结构，但也可以是供耦合线路形成的基板和供接地电极形成的基板由相对独立的基板形成的结构。

另外，在上述各滤波装置的例子中，说明了在两个接地电极之间配置有耦合线路的结构，但也可以是未设置其中一个接地电极的结构。

应当认为本次所公开的实施方式在所有方面为例示而并非限制性的。本实施方式的范围不是由上述实施方式的说明而是由权利要求书示出，旨在包括与权利要求书等同的含义和范围内的所有变更。

附图标记说明

10、通信装置；100、100A、100B、天线模块；110、RFIC、140、介电体基板；111A～111H、113A～113H、117A、117B、开关；112AR～112HR、低噪声放大器；112AT～112HT、功率放大器；114A～114H、衰减器；115A～115H、移相器；116、116A、116B、信号合成/分波器；118A、118B、混频器；119A、 119B、放大电路；120、天线装置；121、121A～121D、供电元件；122X、122Y、供电布线；122a、122b、123a、123b、139、导通孔；130、130A～130H、 130X～130Z、130a、130b、滤波装置；131、135、传送线路；132、132Y1、 132Y2、132Z1、132Z2、134、134X、耦合线路；133、短截线；136、137、匹配线路；141、上表面；142、下表面；150、钎焊凸块；160X、160Y、引出线；200、BBIC、GND1～GND3、接地电极；SP1、SP2、供电点；T1、输入端；T2、输出端。

Claims (13)

1.一种滤波装置，其特征在于，其形成于输入端与输出端之间，构成为使特定的频段的高频信号衰减，

该滤波装置包括：

多层构造的介电体基板；

第1接地电极，其形成于所述介电体基板；

第1耦合线路，其形成于与所述第1接地电极所在层不同的层，且与所述输入端电连接；

第2耦合线路，其形成于与所述第1接地电极所在层不同的层，且与所述输出端电连接；以及

短截线，其连接于所述第1耦合线路和所述第2耦合线路，

所述第1耦合线路配置于与所述第2耦合线路所在层不同的层，且与所述第2耦合线路相对。

2.根据权利要求1所述的滤波装置，其特征在于，

所述第1耦合线路的线路宽度与所述第2耦合线路的线路宽度不同。

3.根据权利要求1或2所述的滤波装置，其特征在于，

该滤波装置还包括与所述第1耦合线路并联电连接的第3耦合线路，

所述第2耦合线路形成于所述第1耦合线路与所述第3耦合线路之间。

4.根据权利要求1或2所述的滤波装置，其特征在于，

该滤波装置还包括与所述第2耦合线路并联电连接的第4耦合线路，

所述第1耦合线路形成于所述第2耦合线路与所述第4耦合线路之间。

5.根据权利要求1或2所述的滤波装置，其特征在于，

该滤波装置还包括：

第1匹配线路，其连接于所述输入端与所述第1耦合线路之间；以及

第2匹配线路，其连接于所述输出端与所述第2耦合线路之间。

6.根据权利要求5所述的滤波装置，其特征在于，

该滤波装置还包括用于抑制所述第1匹配线路与所述第2匹配线路之间的电磁耦合的遮蔽部。

7.根据权利要求1或2所述的滤波装置，其特征在于，

所述短截线为开路短截线。

8.一种天线模块，其特征在于，其具有至少1个权利要求1至7中任一项所述的滤波装置，

该天线模块还包括：

辐射元件，其以与所述第1接地电极相对的方式配置于所述介电体基板；以及

第1供电布线，其构成为将来自供电电路的高频信号向所述辐射元件传递。

9.根据权利要求8所述的天线模块，其特征在于，

所述滤波装置连接于所述供电电路与所述第1供电布线之间。

10.根据权利要求8所述的天线模块，其特征在于，

所述天线模块还包括所述供电电路，

所述供电电路包含用于使要向所述辐射元件传递的高频信号分支的分支电路，

所述滤波装置连接于所述分支电路。

11.根据权利要求8至10中任一项所述的天线模块，其特征在于，

该天线模块还包括第2供电布线，该第2供电布线构成为将来自所述供电电路的高频信号向所述辐射元件传递，

所述辐射元件构成为，辐射根据来自所述第1供电布线的高频信号产生的具有第1极化方向的电波和根据来自所述第2供电布线的高频信号产生的具有第2极化方向的电波，

与所述第1供电布线和所述第2供电布线分别对应地形成所述滤波装置。

12.根据权利要求11所述的天线模块，其特征在于，

与所述第1供电布线对应的第1滤波装置和与所述第2供电布线对应的第2滤波装置形成于所述介电体基板的不同的层，

所述天线模块还包括配置于所述第1滤波装置与所述第2滤波装置之间的层的第2接地电极，

在从所述天线模块的法线方向俯视时，所述第1滤波装置和所述第2滤波装置至少局部重叠。

13.一种通信装置，其特征在于，

该通信装置包含权利要求8至12中任一项所述的天线模块。

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